JP4746150B2 - 発光素子駆動装置および発光装置 - Google Patents

Description

本発明は、発光素子を駆動する駆動装置に関し、さらに詳しくは電源電圧供給源としてＤＣ／ＤＣコンバータを用い、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ：発光ダイオード）等の発光素子を駆動する発光素子駆動装置および発光装置に関する。

従来例の発光素子駆動装置として、同一半導体基板上で構成される電流駆動部の電力損失を低減しチップ発熱を低減するために、図１０に示す構成が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。

図１０において、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃは、発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃを、それぞれ電流駆動する。発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃのそれぞれは複数のＬＥＤを含み、複数のＬＥＤはアノードからカソードへ順方向に駆動電流が流れるように直列接続されている。また、発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃと電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃとの３つの接続点には、電圧降下検出回路１１２Ａ、１１２Ｂ、１１２Ｃがそれぞれ接続される。電圧降下検出回路１１２Ａ、１１２Ｂ、１１２Ｃは、３つの接続点の電圧をそれぞれ検出し、検出信号を制御信号生成部１１６に送る。制御信号生成部１１６は、発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃのうち、もっとも電圧降下が大きい、すなわちもっとも大きい電流で駆動されている発光素子群を特定する。制御信号生成部１１６は、特定された発光素子群を駆動している電流駆動回路の両端電圧が、正常に発光素子群を電流駆動できる必要最小限の電圧となるように、電力変換部１１７を制御する。

すなわち、制御信号生成部１１６は、電力変換部１１７、発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃ、および電圧降下検出回路１１２Ａ、１１２Ｂ、１１２Ｃを経由するフィードバックループを用いて、３つの接続点の電圧を最適化する。これにより、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの両端電圧はいずれも必要最小限の電圧以上になっているため、電流駆動回路の電力不足による発光不良を解消することができる。さらに、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの両端電圧は小さいため、電流駆動回路で消費される無駄な電力および発熱を低減することができ、効率の良いＬＥＤ駆動が可能となる。

以上のように、従来例の発光素子駆動装置は、並列に構成する複数の電流駆動回路のうち、電流駆動回路を流れる電流値がもっとも大きく、発光素子群と電流駆動回路の接続点の電圧がもっとも低くなる電流駆動回路を特定する。これにより、従来例の発光素子駆動装置は、特定された電流駆動回路の両端電圧を必要最低限の電圧にする構成としていた。

特開２００７−２４２４７７号公報

しかしながら、従来例の発光素子駆動装置には、以下に述べるような問題点があった。たとえば、発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃは同一種類のＬＥＤで構成されるとともに、各発光素子群は同一個数のＬＥＤの直列接続で構成され、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃは駆動電流値が同一となるように設定されるとする。この場合であっても、ＬＥＤ間の順方向電圧のばらつきに起因して、各発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃにおける順方向電圧の総和（以下、全順方向電圧と呼ぶ）がばらつく。このため、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの各両端電圧は、互いに異なることになる。上述したように、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの各両端電圧のうち最小電圧は発光素子群を電流駆動できる必要最小限の電圧であるため、最小電圧を越えるその他の両端電圧は必要以上の電圧となる。それゆえに、ＬＥＤ間の順方向電圧のばらつきが大きくなると、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃにおける電力損失が大きくなる。

たとえば、各発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０ＣにおけるＬＥＤの直列接続数は４個であり、各ＬＥＤの順方向電圧は３．１Ｖ±０．３Ｖの範囲でばらつくとする。さらに、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの各駆動電流値は１００ｍＡであり、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの両端電圧のうちもっとも小さい電圧は電流駆動回路１１１Ａの０．５Ｖであるとする。この場合、各両端電圧のばらつきが最大となるのは、発光素子群１１０Ａを構成する４個のＬＥＤの順方向電圧が３．１Ｖ＋０．３Ｖ、発光素子群１１０Ｂ、１１０Ｃを構成する８個のＬＥＤの順方向電圧が３．１Ｖ−０．３Ｖとなる場合である。したがって、電流駆動回路１１１Ｂ、１１１Ｃの各両端電圧は、式１のようになる。
０．５Ｖ＋｛（３．１Ｖ＋０．３Ｖ）−（３．１Ｖ−０．３Ｖ）｝×４＝２．９Ｖ
・・・（１）

その結果、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃにおける消費電力は、式２のようになり、ＬＥＤの順方向電圧がすべて同一であるとした場合の式３の消費電力よりも極めて大きくなる。式２と式３の差の電力４８０ｍＷは、電流駆動回路における電力損失を表す。
０．５Ｖ×１００ｍＡ＋２．９Ｖ×１００ｍＡ×２＝６３０ｍＷ ・・・（２）
０．５Ｖ×１００ｍＡ×３＝１５０ｍＷ ・・・（３）

さらに、発光素子群の数が増加し、それに伴って電流駆動回路の数が増加すると、式２から理解されるように、順方向電圧のばらつきの影響を受ける電流駆動回路の数の割合が増加し、その結果、電流駆動回路の全消費電力に占める電力損失の割合が大きくなる。

このため、実際には、ＬＥＤ１個あたりの順方向電圧のばらつき幅を、たとえば０．２Ｖなどのランクに選別することで、電力損失を低減しようとする場合が多い。しかし、ＬＥＤのランク選別により、ＬＥＤの調達コストは高くなる。また、ランク選別において順方向電圧のばらつき幅を狭くするには限界があり、式３のような理想的な消費電力と比較すると、大きな電力損失が発生することになる。

さらに、電流駆動回路１１１Ａ、１１１Ｂ、１１１Ｃの駆動電流値が異なる場合、または発光素子群１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０ＣにおけるＬＥＤの種類およびＬＥＤの直列数が異なる場合には、発光素子群間の全順方向電圧の差がさらに大きくなる。その結果、電力損失はさらに大きくなる。

上述した従来例の問題点に鑑み、本発明の発光素子駆動装置および発光装置は、発光素子の順方向電圧のばらつきに起因して増加する、電流駆動回路の電力損失を低減することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明の発光素子駆動装置は、１つ以上の発光素子をそれぞれに含むＮ個（Ｎは２以上の整数）の発光素子群と、Ｎ個の発光素子群へ駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、Ｎ個の発光素子群をそれぞれに電流駆動するＮ個の電流駆動回路と、駆動電圧生成回路の出力とＮ個の電流駆動回路の間の経路に介在しＮ個の発光素子群と直列接続され電流駆動回路の両端電圧を調整するＮ個以下の電圧調整回路とを有する。

また、本発明の発光素子駆動装置は、Ｎ個の電流駆動回路の両端電圧のうちの最小電圧を検出する最小電圧検出回路を有し、最小電圧検出回路で検出された最小電圧の信号経路を駆動電圧生成回路の帰還経路としてもよい。

また、本発明の発光素子駆動装置によれば、Ｎ個以下の電圧調整回路は、それぞれ、少なくともオペアンプとトランジスタとで構成され、トランジスタは駆動電圧生成回路の出力とＮ個の電流駆動回路の間の経路にＮ個の発光素子群と直列接続され、オペアンプの片方の入力にはオペアンプごとに設定電圧を変えられる第１の所定電圧を入力し、オペアンプの他方の入力はＮ個の発光素子群とＮ個の電流駆動回路の間の経路に接続し、オペアンプの出力によりトランジスタを制御することで帰還経路（フィードバックループ）を構成してもよい。

また、本発明の発光素子駆動装置は、駆動電圧生成回路は片方の入力には第２の所定電圧、他方の入力には最小電圧検出回路の出力信号が入力されるエラーアンプを有し、駆動電圧生成回路として第２の所定電圧に基き定まり最小電圧検出回路で検出されるＮ個の電流駆動回路の両端電圧のうちの最小電圧となる第３の所定電圧よりも第１の所定電圧を高くもしくは同一に設定してもよい。

また、本発明の発光素子駆動装置によれば、Ｎ個以下の電圧調整回路は、それぞれ、少なくとも比較器とトランジスタと抵抗成分（もしくはダイオード）とで構成され、トランジスタと抵抗成分（もしくはダイオード）は並列接続とし駆動電圧生成回路とＮ個の電流駆動回路の間の経路にＮ個の発光素子群と直列接続され、Ｎ個の発光素子群とＮ個の電流駆動回路の間の経路を片方の入力とし他方の入力を第４の所定電圧とした比較器の出力によりトランジスタは制御されてもよい。

また、本発明の発光素子駆動装置によれば、Ｎ個以下の電圧調整回路は、それぞれ、少なくとも比較器とオン抵抗が異なる第１のトランジスタと第２のトランジスタとで構成され、第１のトランジスタと第２のトランジスタは並列接続とし駆動電圧生成回路とＮ個の電流駆動回路の間の経路にＮ個の発光素子群と直列接続され、Ｎ個の発光素子群とＮ個の電流駆動回路の間の経路を片方の入力とし他方の入力を第４の所定電圧とした比較器の出力により第１のトランジスタと第２のトランジスタもしくは第１のトランジスタと第２のトランジスタの片方は制御されてもよい。

また、本発明の発光素子駆動装置は、駆動電圧生成回路は片方の入力には第２の所定電圧、他方の入力には最小電圧検出回路からの信号が入力されるエラーアンプを有し、駆動電圧生成回路として第２の所定電圧に基き定まり最小電圧検出回路で検出されるＮ個の電流駆動回路の両端電圧のうちの最小電圧となる第３の所定電圧よりも第４の所定電圧を高く設定してもよい。

さらに、本発明の発光装置は、１つ以上の発光素子をそれぞれに含むＮ個（Ｎは２以上の整数）の発光素子群と、上記発光素子駆動装置と、を含む

本発明の発光素子駆動装置および発光装置によれば、電圧調整回路は、発光素子の順方向電圧のばらつきに起因して、互いに大きく異なるＮ個の発光素子群の全順方向電圧の差異を吸収することができる。その結果、電圧調整回路は、Ｎ個の電流駆動回路におけるすべての両端電圧を、発光素子群から所望の発光量を得る必要最小限の大きさにすることができる。これにより、電流駆動回路の両端に必要以上の電圧が印加されないため、電流駆動回路の電力損失を極めて小さくし、電流駆動回路の消費電力を必要最低限にすることができる。

１つの半導体基板上にＮ個の電流駆動回路が形成される場合には、この半導体チップの発熱を低減することができ、半導体チップの品質を向上させるとともに、同一半導体基板上にさらに多くの電流駆動回路を含む構成要素を形成することができる。さらに、発光素子を選別する必要がないので、選別用工数および発光素子群のコストを削減し、したがって発光素子駆動装置を含む発光装置のコストを低減することができる。

Ｎ個の発光素子群の全順方向電圧が互いに異なる原因には、発光素子群を構成する発光素子における順方向電圧のばらつきの他に、次のような場合がある。一つ目は、Ｎ系統の駆動電流が互いに異なる場合である。二つ目は、Ｎ個の発光素子群ごとに発光素子の直列数が異なる場合である。三つ目は、Ｎ個の発光素子群ごとに順方向電圧の異なる種類の発光素子を用いる場合である。四つ目は、Ｎ個の発光素子群ごとに周囲温度に差がある場合である。このような場合にも、結果的にＮ個の全順方向電圧が互いに異なることになり、電圧調整回路の動作によって上述したような効果を得ることができる。

さらに、１つの電流駆動回路が生成する駆動電流は、その両端電圧に依存して変化する傾向にある。たとえば、両端電圧が大きくなるにつれて、駆動電流は増加する傾向にある。しかし、この電流駆動回路に接続される電圧調整回路は、両端電圧の変動を抑制することができるため、１つの電流駆動回路における駆動電流の相対的精度を向上させることができる。また、Ｎ個の電流駆動回路のうち、オン状態にある電流駆動回路の両端電圧の中から最小両端電圧が検出されるため、駆動電流は、オン状態となる電流駆動回路の固有の特性に依存して変化する傾向にある。しかし、Ｎ個の電流駆動回路のうち、いずれの電流駆動回路がオン状態となっても、オン状態の電流駆動回路に接続される電圧調整回路は、両端電圧の変動を抑制することができる。このため、Ｎ個の電流駆動回路における駆動電流の絶対的精度を向上させることができる。

本発明の第１の実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第１の実施形態に係る変形例１の発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第１の実施形態に係る変形例２の発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第１の実施形態に係る変形例３の発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第１の実施形態に係る変形例４の発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第２の実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第２の実施形態に係る変形例１の発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第２の実施形態に係る変形例２の発光素子駆動装置の構成を示す回路図 本発明の第３の実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図 従来例の発光素子駆動装置の構成を示す回路図

以下、本発明を実施するための形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。図面の符号は、式において、符号により示される変数の値としても用いられる。

（第１の実施形態）
図１は、発光素子駆動装置２００の構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００は、駆動電圧生成回路２１０、電圧調整回路４０、４１、および４２、電流駆動回路群３９、カソード経路Ｐ３６Ｃ、Ｐ３７Ｃ、およびＰ３８Ｃ、検出経路Ｐ２６、Ｐ２７、およびＰ２８、ならびに電圧源経路Ｐ２を含む。発光素子駆動装置２００は、発光素子群３６、３７、および３８を駆動し、発光させる。電流駆動回路群３９は、電流駆動回路２６、２７、および２８を含む。駆動電圧生成回路２１０は、コンバータ制御回路２２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０、および制御経路Ｐ３５を含む。

発光素子群３６は、発光素子１４、１５、１６、および１７を含む。発光素子群３７は、発光素子１８、１９、２０、および２１を含む。発光素子群３８は、発光素子２２、２３、２４、および２５を含む。各発光素子は、たとえばＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ：発光ダイオード）により構成される。発光素子群３６〜３８の各アノード端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０の出力経路ＰＣ２に接続される。発光素子群３６〜３８のカソード端は、それぞれカソード経路Ｐ３６Ｃ〜Ｐ３８Ｃに接続される。発光素子１４〜１７は、アノードからカソードへの順方向が、出力経路Ｐｏｕｔからカソード経路Ｐ３６Ｃへの方向となるように、互いに直列に接続される。各発光素子群３７〜３８内の発光素子についても、発光素子群３６の場合と同様に接続される。

電圧調整回路４０は、ＮチャネルＭＯＳ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ１１およびオペアンプ（演算増幅器）２９を含む。電圧調整回路４１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１２およびオペアンプ３０を含む。電圧調整回路４２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３およびオペアンプ３１を含む。電圧調整回路４０において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のドレインは、カソード経路Ｐ３６Ｃに接続され、同ソースは、検出経路Ｐ２６に接続されるとともにオペアンプ２９の反転入力端子に接続される。オペアンプ２９の非反転入力端子は、電圧源経路Ｐ２に接続され、同出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のゲートに接続される。各電圧調整回路４１〜４２内のＮチャネルＭＯＳトランジスタおよびオペアンプについても、電圧調整回路４０の場合と同様に接続される。

電流駆動回路２６〜２８の一端は、それぞれ検出経路Ｐ２６〜Ｐ２８に接続され、他端は接地される。このように、出力経路ＰＣ２と接地との間において、発光素子群３６、カソード経路Ｐ３６Ｃ、電圧調整回路４０（詳しくは、電圧調整回路４０に含まれるＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１）、検出経路Ｐ２６、および電流駆動回路２６は、互いに直列接続される。同様に、発光素子群３７、カソード経路Ｐ３７Ｃ、電圧調整回路４１（詳しくは、電圧調整回路４１に含まれるＮチャネルＭＯＳトランジスタ１２）、検出経路Ｐ２７、および電流駆動回路２７は、互いに直列接続される。同様に、発光素子群３８、カソード経路Ｐ３８Ｃ、電圧調整回路４２（詳しくは、電圧調整回路４２に含まれるＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３）、検出経路Ｐ２８、および電流駆動回路２８は、互いに直列接続される。

駆動電圧生成回路２１０は、駆動電圧ＶＣ２を生成し、出力経路ＰＣ２を介して発光素子群３６〜３８へ供給する。発光素子群３６における４個の発光素子の順方向電圧の総和は、全順方向電圧Ｖ３６と呼ばれる。同様に、発光素子群３７〜３８における順方向電圧の総和は、それぞれ全順方向電圧Ｖ３７およびＶ３８と呼ばれる。カソード経路Ｐ３６Ｃ〜Ｐ３８Ｃと接地と間の電圧は、それぞれカソード電圧Ｖ３６Ｃ、Ｖ３７Ｃ、およびＶ３８Ｃと呼ばれる。発光素子群３６は、駆動電圧ＶＣ２を、全順方向電圧Ｖ３６とカソード電圧Ｖ３６Ｃとに分割する。同様に、発光素子群３７は、駆動電圧ＶＣ２を、全順方向電圧Ｖ３７とカソード電圧Ｖ３７Ｃとに分割する。同様に、発光素子群３８は、駆動電圧ＶＣ２を、全順方向電圧Ｖ３８とカソード電圧Ｖ３８Ｃとに分割する。

検出経路Ｐ２６〜Ｐ２８と接地との間の電圧（すなわち、それぞれ電流駆動回路２７〜２８の両端電圧）は、それぞれ両端電圧Ｖ２６、Ｖ２７、およびＶ２８と呼ばれる。電圧調整回路４０における降下電圧、すなわちカソード電圧Ｖ３６Ｃから両端電圧Ｖ２６を差し引いた電圧は、調整電圧Ｖ４０と呼ばれる。同様に、電圧調整回路４１における降下電圧、すなわちカソード電圧Ｖ３７Ｃから両端電圧Ｖ２７を差し引いた電圧は、調整電圧Ｖ４１と呼ばれる。同様に、電圧調整回路４２における降下電圧、すなわちカソード電圧Ｖ３８Ｃから両端電圧Ｖ２８を差し引いた電圧は、調整電圧Ｖ４２と呼ばれる。電圧調整回路４０は、カソード電圧Ｖ３６Ｃを、調整電圧Ｖ４０と両端電圧Ｖ２６とに分割する。同様に、電圧調整回路４１は、カソード電圧Ｖ３７Ｃを、調整電圧Ｖ４１と両端電圧Ｖ２７とに分割する。同様に、電圧調整回路４２は、カソード電圧Ｖ３８Ｃを、調整電圧Ｖ４２と両端電圧Ｖ２８とに分割する。

電流駆動回路２６〜２８は、それぞれ駆動電流Ｊ２６、Ｊ２７、およびＪ２８を生成する。電流駆動回路２６は、駆動電流Ｊ２６を、検出経路Ｐ２６、電圧調整回路４０、およびカソード経路Ｐ３６Ｃを介して、発光素子群３６へ供給する。同様に、電流駆動回路２７〜２８は、駆動電流Ｊ２７〜Ｊ２８を、検出経路Ｐ２７〜Ｐ２８、電圧調整回路４１〜４２、およびカソード経路Ｐ３７Ｃ〜Ｐ３８Ｃを介して、発光素子群３７〜３８へそれぞれ供給する。

電流駆動回路２６〜２８は、駆動電流Ｊ２６〜Ｊ２８をそれぞれ所定の大きさにしてもよい。また、電流駆動回路２６〜２８は、オン／オフ制御されることにより、駆動電流Ｊ２６〜Ｊ２８を、それぞれ所定のパルス高さを有するパルス幅変調された電流にしてもよい。この場合、オフ状態における各両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８は、オン状態における両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８のいずれよりも大きい。電流駆動回路２６〜２８を含む電流駆動回路群３９は、たとえばカレントミラー回路などの回路構成を用いて、一つの半導体基板上に形成される。この半導体基板上に、発光素子駆動装置２００を構成する各構成要素が形成されてもよい。

電圧源３は、電圧源経路Ｐ３と接地との間に接続され、所定電圧Ｖ３を発生させ、電圧源経路Ｐ３へ出力する。電圧源２は、電圧源経路Ｐ２と電圧源３との間に接続され、所定電圧を発生させることにより、所定電圧Ｖ３と電圧源２の所定電圧との和電圧を表す所定電圧Ｖ２を電圧源経路Ｐ２へ出力する。なお、電圧源２は、電圧源３とは別個に電圧源経路Ｐ２と接地との間に接続され、所定電圧Ｖ２を発生させてもよい。

電圧調整回路４０において、オペアンプ２９は、両端電圧Ｖ２６を反転入力端子に受けるとともに、電圧源経路Ｐ２からの所定電圧Ｖ２を非反転入力端子に受け、所定電圧Ｖ２から両端電圧Ｖ２６を差し引いた電圧を増幅することにより、ゲート制御信号Ｖ２９を生成する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１は、活性領域で動作する場合、ゲート制御信号Ｖ２９をゲートに受け、ドレイン・ソース間電圧を調整する。両端電圧Ｖ２６が所定電圧Ｖ２よりも小さくなるにつれてゲート制御信号Ｖ２９が大きくなるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１は、ドレイン・ソース間電圧を小さくし、その結果、両端電圧Ｖ２６を大きくしようとする。反対に、両端電圧Ｖ２６が所定電圧Ｖ２よりも大きくなるにつれてゲート制御信号Ｖ２９が小さくなるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１は、ドレイン・ソース間電圧を大きくし、その結果、両端電圧Ｖ２６を小さくしようとする。ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１〜１３のドレイン・ソース間電圧は、それぞれ調整電圧Ｖ４０〜Ｖ４２に等しい。このように、電圧調整回路４０は、両端電圧Ｖ２６を所定電圧Ｖ２に大略等しくする。

各電圧調整回路４１〜４２についても、電圧調整回路４０の場合と同様に動作する。すなわち、オペアンプ３０、３１は、それぞれゲート制御信号Ｖ３０、Ｖ３１を生成する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１２〜１３は、それぞれゲート制御信号Ｖ３０〜Ｖ３１をゲートに受け、ドレイン・ソース間電圧を調整する。これにより、電圧調整回路４１〜４２は、それぞれ両端電圧Ｖ２７〜Ｖ２８を所定電圧Ｖ２に大略等しくする。

コンバータ制御回路２２０は、最小電圧検出回路３２、エラーアンプ（誤差増幅器）３３、電圧源経路Ｐ３、抵抗７、コンデンサ６、およびＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御回路２２１を含む。

最小電圧検出回路３２は、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８のうち、最小の電圧を表す最小両端電圧Ｖｄを生成し、エラーアンプ３３へ出力する。最小電圧検出回路３２は、レベルシフト回路を含み、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８のうち、最小の電圧をレベルシフトすることにより、最小両端電圧Ｖｄを生成してもよい。エラーアンプ３３は、最小両端電圧Ｖｄを反転入力端子に受けるとともに、電圧源経路Ｐ３からの所定電圧Ｖ３を非反転入力端子に受け、所定電圧Ｖ３から最小両端電圧Ｖｄを差し引いた電圧を増幅することにより、エラー信号Ｖｅを生成する。抵抗７およびコンデンサ６は、位相補償用フィルターを構成し、エラー信号Ｖｅの位相を補償する。

ＰＷＭ制御回路２２１は、三角波発生器３４および比較器３５を含む。三角波発生器３４は、三角波信号Ｖｃを発生させる。比較器３５は、エラー信号Ｖｅを非反転入力端子に受けるとともに、三角波信号Ｖｃを反転入力端子に受け、エラー信号Ｖｅと三角波信号Ｖｃとの比較結果を表すＰＷＭ制御信号Ｖ３５を生成し、制御経路Ｐ３５へ出力する。ＰＷＭ制御回路２２１は、三角波信号Ｖｃの周期で繰り返すパルス信号を、エラー信号Ｖｅが大きくなるにつれてハイレベルの期間が長くなるようにパルス幅変調することにより、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５を生成する。

このように、コンバータ制御回路２２０は、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８に基づいて、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５を生成し、制御経路Ｐ３５へ出力する。最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも小さくなるにつれて、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間は長くなり、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも大きくなるにつれて、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間は短くなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０は、電圧源経路ＰＣ１、コンデンサ４、インダクタ８、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０、ショットキーダイオード９、平滑コンデンサ５、および出力経路ＰＣ２を含む。電圧源１は電圧源経路ＰＣ１と接地との間に接続され、コンデンサ４は電圧源１に並列に接続される。インダクタ８の一端は電圧源経路ＰＣ１に接続され、同他端はＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のドレインおよびショットキーダイオード９のアノードに接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のソースは接地され、同ゲートは制御経路Ｐ３５に接続される。ショットキーダイオード９のカソードは、平滑コンデンサ５の一端および出力経路ＰＣ２に接続され、平滑コンデンサ５の他端は接地される。

電圧源１は、所定電圧ＶＣ１を発生させ、電圧源経路ＰＣ１へ出力する。コンデンサ４は、電圧源経路ＰＣ１における所定電圧ＶＣ１の変動を抑制する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０は、制御経路Ｐ３５からのＰＷＭ制御信号Ｖ３５をゲートに受け、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５によりオン／オフされる。インダクタ８は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のオン動作およびオフ動作により、電圧源１からの電力を、それぞれ充電および放電する。ショットキーダイオード９は、充電時に出力経路ＰＣ２からの逆流を防止し、放電時に放電された電力を順方向に通過させる。平滑コンデンサ５は、通過した電力を充電し、出力経路ＰＣ２に平滑化された駆動電圧ＶＣ２を生成する。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０は、所定電圧ＶＣ１を駆動電圧ＶＣ２に変換し、出力経路ＰＣ２を介して発光素子群３６〜３８へ供給するとともに、制御経路Ｐ３５を介して受けるＰＷＭ制御信号Ｖ３５に基づいて、駆動電圧ＶＣ２を調整する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０は、所定電圧ＶＣ１よりも大きい駆動電圧ＶＣ２を生成する昇圧コンバータとなっている。

ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間が長くなるにつれて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のオン期間が長くなるから、インダクタ８の充電期間は長くなり、その結果、駆動電圧ＶＣ２は大きくなる。駆動電圧ＶＣ２が大きくなると、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８も大きくなる。反対に、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間が短くなるにつれて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のオン期間が短くなるから、インダクタ８の充電期間は短くなり、その結果、駆動電圧ＶＣ２は小さくなる。駆動電圧ＶＣ２が小さくなると、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８も小さくなる。

上述したコンバータ制御回路２２０の動作も考慮すると、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも小さくなるにつれて、駆動電圧ＶＣ２は大きくなるから、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８も大きくなり、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも小さくなることは抑制される。反対に、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも大きくなるにつれて、駆動電圧ＶＣ２は小さくなるから、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８も小さくなり、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも大きくなることは抑制される。

このように、駆動電圧生成回路２１０は、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８のうち、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３に大略等しくなるように、駆動電圧ＶＣ２を調整する。

以下では、電流駆動回路２６〜２８は、すべてオン状態にあるとしている。オフ状態にある電流駆動回路の電力損失は実質的にゼロであり、駆動電圧生成回路２１０または電圧調整回路４０〜４２による調整動作も行われないので、考慮する必要がない。出力経路ＰＣ２から、発光素子群３６〜３８、カソード経路Ｐ３６Ｃ〜Ｐ３８Ｃ、電圧調整回路４０〜４２、および検出経路Ｐ２６〜Ｐ２８に至る３系統の経路のうち、最小両端電圧Ｖｄに対応する経路は、最小電圧経路と呼ばれる。最小電圧経路以外の経路は、非最小電圧経路と呼ばれる。最小電圧経路および非最小電圧経路の系統数は、それぞれ１以上であり、合計で３となる。発光素子駆動装置２００は、コンバータ制御回路２２０、制御経路Ｐ３５、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０、および最小電圧経路を経由するクローズドループ経路を通した制御動作により、最小両端電圧Ｖｄを所定電圧Ｖ３に収束させる。

電流駆動回路２６〜２８が、正常に所望の駆動電流を生成するために必要な最小限の電圧は、動作可能最小両端電圧と呼ばれる。所定電圧Ｖ３を動作可能最小両端電圧に設定すれば、最小電圧経路に駆動電流を供給する電流駆動回路の両端電圧が、動作可能最小両端電圧となる。さらに、最小電圧経路における電圧調整回路は、両端電圧を調整する必要はなく、できるだけ電力を消費せずに駆動電流を通過させればよい。このため、所定電圧Ｖ２を所定電圧Ｖ３よりも若干大きめに設定することにより、最小電圧経路におけるオペアンプは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタをフルオン駆動（飽和領域で駆動）し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタをフルオン状態（飽和状態）にする。このとき、最小電圧経路の調整電圧は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのオン電圧となる。動作可能最小両端電圧と、フルオン状態時の調整電圧と、最小電圧経路における発光素子群の全順方向電圧とを加算した電圧に、駆動電圧ＶＣ２が等しくなるように、駆動電圧生成回路２１０は駆動電圧ＶＣ２を調整する。

最小電圧経路の両端電圧が両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８のうちで最小となるのは、最小電圧経路における発光素子群の全順方向電圧が、全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８のうちでもっとも大きいことに起因している。すなわち、非最小電圧経路では、発光素子群の全順方向電圧は、最小電圧経路の場合よりも小さい。一方で上述したように、電圧調整回路４０〜４２は、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８を所定電圧Ｖ２に大略等しくしようとするので、非最小電圧経路における電圧調整回路の調整電圧は、最小電圧経路の場合よりも大きくなる。このように、非最小電圧経路において、電圧調整回路は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを活性領域で動作させることによって、最小電圧経路の場合よりも小さい全順方向電圧の段差を吸収し、両端電圧を最小電圧経路の両端電圧に合わせようとする。

上述したように、所定電圧Ｖ２を所定電圧Ｖ３よりも若干大きめに設定することにより、発光素子駆動装置２００は、最小電圧経路を含むクローズドループ経路において最適に調整される。その結果、発光素子駆動装置２００は、最小電圧経路に駆動電流を供給する電流駆動回路の両端電圧を、動作可能最小両端電圧に一致させることができる。同時に、電圧調整回路４０〜４２は、非最小電圧経路に駆動電流を供給する電流駆動回路の両端電圧を、動作可能最小両端電圧の近傍に調整することができる。

次に、発光素子駆動装置２００について実際の動作例を説明する。所定電圧Ｖ３は０．５Ｖ、所定電圧Ｖ２は０．５１Ｖ（すなわち、電圧源２が発生する電圧は０．０１Ｖ）、駆動電流Ｊ２６〜Ｊ２８は１００ｍＡ、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１〜１３のオン抵抗は５０ｍオームとする。発光素子１４〜２５には、同一種類のＬＥＤが用いられる。順方向電圧のばらつき幅は２．９Ｖ±０．１Ｖ（１００ｍＡの駆動電流時）とし、発光素子群３６のＬＥＤの順方向電圧はいずれも３Ｖ、発光素子群３７〜３８のＬＥＤの順方向電圧はいずれも２．８Ｖとする。さらに、上述した動作可能最小両端電圧は、０．５Ｖとする。

このように設定された場合、全順方向電圧Ｖ３６は３Ｖ×４＝１２Ｖとなり、全順方向電圧Ｖ３７およびＶ３８は２．８Ｖ×４＝１１．２Ｖとなる。したがって、発光素子群３６、カソード経路Ｐ３６Ｃ、電圧調整回路４０、および検出経路Ｐ２６を経由する経路が最小電圧経路となり、他の発光素子群３７および３８をそれぞれ経由する２系統の経路が非最小電圧経路となる。最小電圧経路における両端電圧Ｖ２６は、所定電圧Ｖ３＝０．５Ｖに等しい。オペアンプ２９は、非反転入力端子に所定電圧Ｖ２＝０．５１Ｖを受け、反転入力端子に両端電圧Ｖ２６＝０．５Ｖを受けるため、ゲート制御信号Ｖ２９は最大となる。このとき、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１は、５０ｍオームのオン抵抗を有するフルオン状態（飽和状態）となり、ドレイン・ソース間電圧（調整電圧Ｖ４０）は５０ｍオーム×１００ｍＡ＝５ｍＶとなる。したがって、カソード電圧Ｖ３６Ｃは０．５Ｖ＋５ｍＶ＝０．５０５Ｖ、駆動電圧ＶＣ２は０．５０５Ｖ＋１２Ｖ＝１２．５０５Ｖとなる。一方、非最小電圧経路における両端電圧Ｖ２７〜Ｖ２８は、活性領域で動作する電圧調整回路４１〜４２の調整機能により所定電圧Ｖ２に等しくなり、０．５１Ｖとなる。

その結果、電流駆動回路２６〜２８における消費電力は式４のようになり、電流駆動回路２６〜２８のすべての両端電圧が０．５Ｖとなる理想状態の場合（式５）に近い結果が得られることになる。式４の式５に対する差電力、すなわち式４における電力損失は２ｍＷ程度であり、全消費電力の２パーセントにも達しない。
０．５Ｖ×１００ｍＡ＋０．５１Ｖ×１００ｍＡ×２＝１５２ｍＷ ・・・（４）
０．５Ｖ×１００ｍＡ×３＝１５０ｍＷ ・・・（５）

さらに、電圧調整回路４０〜４２が設けられていない場合、両端電圧Ｖ２６は０．５Ｖ、両端電圧Ｖ２７〜Ｖ２８は１．３Ｖになるため、電流駆動回路２６〜２８における消費電力は式６のようになる。式６における電力損失は１６０ｍＷ程度であり、全消費電力の１００パーセントを越える。式４を式６と比較すると、電圧調整回路４０〜４２により、電力損失が大きく低減されることがわかる。
０．５Ｖ×１００ｍＡ＋１．３Ｖ×１００ｍＡ×２＝３１０ｍＷ ・・・（６）

このように、発光素子駆動装置２００によれば、電圧調整回路４０〜４２は、発光素子の順方向電圧のばらつきに起因して、互いに大きく異なる発光素子群の全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８の差異を吸収することができる。その結果、電圧調整回路４０〜４２は、電流駆動回路におけるすべての両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８を、発光素子群３６〜３８から所望の発光量を得る必要最小限の大きさにすることができる。これにより、電流駆動回路の両端に必要以上の電圧が印加されないため、電流駆動回路の電力損失を極めて小さくし、電流駆動回路の消費電力を必要最低限にすることができる。

１つの半導体基板上に電流駆動回路２６〜２８が形成される場合には、この半導体チップの発熱を低減することができ、半導体チップの品質を向上させるとともに、同一半導体基板上にさらに多くの電流駆動回路を含む構成要素を形成することができる。さらに、発光素子を選別する必要がないので、選別用工数および発光素子群のコストを削減し、したがって発光素子駆動装置２００を含む発光装置のコストを低減することができる。

発光素子群の全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８が互いに異なる原因には、発光素子群を構成する発光素子における順方向電圧のばらつきの他に、次のような場合がある。一つ目は、駆動電流Ｊ２６〜Ｊ２８が互いに異なる場合である。二つ目は、発光素子群３６〜３８ごとにＬＥＤの直列数が異なる場合である。三つ目は、発光素子群３６〜３８ごとに順方向電圧の異なる種類のＬＥＤを用いる場合である。四つ目は、発光素子群３６〜３８ごとに周囲温度に差がある場合である。このような場合にも、結果的に全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８が互いに異なることになり、電圧調整回路４０〜４２の動作によって上述したような効果を得ることができる。

さらに、１つの電流駆動回路が生成する駆動電流は、その両端電圧に依存して変化する傾向にある。たとえば、両端電圧が大きくなるにつれて、駆動電流は増加する傾向にある。しかし、この電流駆動回路に接続される電圧調整回路は、両端電圧の変動を抑制することができるため、１つの電流駆動回路における駆動電流の相対的精度を向上させることができる。また、３個の電流駆動回路２６〜２８のうち、オン状態にある電流駆動回路の両端電圧の中から最小両端電圧Ｖｄが検出されるため、駆動電流は、オン状態となる電流駆動回路の固有の特性に依存して変化する傾向にある。しかし、３個の電流駆動回路２６〜２８のうち、いずれの電流駆動回路がオン状態となっても、オン状態の電流駆動回路に接続される電圧調整回路は、両端電圧の変動を抑制することができる。このため、３個の電流駆動回路２６〜２８における駆動電流の絶対的精度を向上させることができる。

なお、電流駆動回路２６〜２８における駆動電流値が異なるなどにより、電流駆動回路２６〜２８の動作可能最小両端電圧が異なる場合には、オペアンプ２９〜３１は非反転入力端子にそれぞれ異なる最適な所定電圧を受け、電流駆動回路２６〜２８における消費電力を最適化してもよい。

なお、図１では、発光素子群３６〜３８ごとに電圧調整回路４０〜４２を設けているが、必ずしもすべての発光素子群に対して設ける必要はなく、必要な発光素子群に対してのみ、電圧調整回路を設けてもよい。たとえば、発光素子群３６〜３８ごとに、ＬＥＤの種類（それゆえ順方向電圧）が異なったりＬＥＤの直列数が異なったりする場合には、事前に電圧調整回路を設けると効果的な発光素子群がわかり、この発光素子群に対してのみ電圧調整回路を設けてもよい。また、発光素子群の個数が多く、コスト面などから必ずしもすべての発光素子群ごとに電圧調整回路を設ける必要がない場合もある。

（第１の実施形態の変形例１）
図２は、発光素子駆動装置２００Ａの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ａが図１の発光素子駆動装置２００から変更されている点は、さらにアノード経路Ｐ３６Ａ、Ｐ３７Ａ、Ｐ３８Ａを含む点、および電圧調整回路４０Ａ、４１Ａ、４２Ａがそれぞれ電圧調整回路４０〜４２から変更されている点である。電圧調整回路４０Ａは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１Ａおよびオペアンプ２９Ａを含む。電圧調整回路４１Ａは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１２Ａおよびオペアンプ３０Ａを含む。電圧調整回路４２Ａは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ａおよびオペアンプ３１Ａを含む。

アノード経路Ｐ３６Ａ〜Ｐ３８Ａは、発光素子群３６〜３８のアノード端にそれぞれ接続される。電圧調整回路４０Ａにおいて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１Ａのドレインは出力経路ＰＣ２に接続され、同ソースはアノード経路Ｐ３６Ａに接続される。オペアンプ２９Ａの反転入力端子は、カソード経路Ｐ３６Ｃおよび検出経路Ｐ２６に接続され、同非反転入力端子は、電圧源経路Ｐ２に接続され、同出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１Ａのゲートに接続される。各電圧調整回路４１Ａ〜４２Ａ内のＮチャネルＭＯＳトランジスタおよびオペアンプについても、電圧調整回路４０Ａの場合と同様に接続される。

オペアンプ２９Ａ〜３１Ａは、ゲート制御信号Ｖ２９Ａ、Ｖ３０Ａ、Ｖ３１Ａをそれぞれ生成する。ゲート制御信号Ｖ２９Ａ〜Ｖ３１Ａは、それぞれ図１のゲート制御信号Ｖ２９〜Ｖ３１よりも、平均的に大きな電圧となっている。このように、発光素子駆動装置２００Ａは、上述した発光素子駆動装置２００と同様な動作により、同様な効果を得ることができる。

なお、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１Ａ〜１３Ａは、それぞれ発光素子群３６〜３８におけるＬＥＤ間に接続されてもよい。

（第１の実施形態の変形例２）
図３は、発光素子駆動装置２００Ｂの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ａが図１の発光素子駆動装置２００から変更されている点は、電圧調整回路４０Ｂ、４１Ｂ、４２Ｂがそれぞれ電圧調整回路４０〜４２から変更されている点である。電圧調整回路４０Ｂは、ＰチャネルＭＯＳ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：Ｐチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ５１およびオペアンプ５４を含む。電圧調整回路４１Ｂは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５２およびオペアンプ５５を含む。電圧調整回路４２Ｂは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５３およびオペアンプ５６を含む。

電圧調整回路４０Ｂにおいて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１のソースは、カソード経路Ｐ３６Ｃに接続され、同ドレインは、検出経路Ｐ２６に接続されるとともにオペアンプ５４の非反転入力端子に接続される。オペアンプ５４の反転入力端子は、電圧源経路Ｐ２に接続され、同出力端子は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１のゲートに接続される。各電圧調整回路４１Ｂ〜４２Ｂ内のＰチャネルＭＯＳトランジスタおよびオペアンプについても、電圧調整回路４０Ｂの場合と同様に接続される。

オペアンプ５４〜５６は、ゲート制御信号Ｖ５４、Ｖ５５、Ｖ５６をそれぞれ生成する。ゲート制御信号Ｖ５４〜Ｖ５６は、それぞれ図１のゲート制御信号Ｖ２９〜Ｖ３１を反転した信号となっている。このように、発光素子駆動装置２００Ｂは、上述した発光素子駆動装置２００と同様な動作により、同様な効果を得ることができる。

（第１の実施形態の変形例３）
図４は、発光素子駆動装置２００Ｃの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ｃが図３の発光素子駆動装置２００Ｂから変更されている点は、電圧調整回路４０Ｃ、４１Ｃ、４２Ｃがそれぞれ電圧調整回路４０Ｂ〜４２Ｂから変更されている点である。電圧調整回路４０Ｃは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１Ｃおよびオペアンプ５４Ｃを含む。電圧調整回路４１Ｃは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５２Ｃおよびオペアンプ５５Ｃを含む。電圧調整回路４２Ｃは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５３Ｃおよびオペアンプ５６Ｃを含む。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１Ｃ〜５３Ｃは、出力経路ＰＣ２とアノード経路Ｐ３６Ａ、Ｐ３７Ａ、Ｐ３８Ａとの間にそれぞれ接続される。オペアンプ５４Ｃ〜５６Ｃは、それぞれ図３のオペアンプ５４〜５６の代わりに接続される。

オペアンプ５４Ｃ〜５６Ｃは、ゲート制御信号Ｖ５４Ｃ、Ｖ５５Ｃ、Ｖ５６Ｃをそれぞれ生成する。ゲート制御信号Ｖ５４Ｃ〜Ｖ５６Ｃは、それぞれ図３のゲート制御信号Ｖ５４〜Ｖ５６よりも、平均的に大きな電圧となっている。このように、発光素子駆動装置２００Ｃは、上述した発光素子駆動装置２００Ｂと同様な動作により、同様な効果を得ることができる。

なお、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１Ｃ〜５３Ｃは、それぞれ発光素子群３６〜３８におけるＬＥＤ間に接続されてもよい。

（第１の実施形態の変形例４）
図５は、発光素子駆動装置２００Ｄの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ｄが図１の発光素子駆動装置２００から変更されている点は、駆動電圧生成回路２１０Ｄが駆動電圧生成回路２１０から変更されている点である。駆動電圧生成回路２１０Ｄは、図１のコンバータ制御回路２２０の代わりにコンバータ制御回路２２０Ｄ、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２３０の代わりにＤＣ／ＤＣコンバータ２３０Ｄ、および図１の制御経路Ｐ３５の代わりに制御経路Ｐ３５Ｄを含む。コンバータ制御回路２２０Ｄは、図１のＰＷＭ制御回路２２１の代わりにＰＷＭ制御回路２２１Ｄを含む。ＰＷＭ制御回路２２１Ｄは、図１の比較器３５の代わりに比較器３５Ｄを含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０Ｄは、図１のインダクタ８、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０、およびショットキーダイオード９の代わりに、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６４、ショットキーダイオード６６、およびインダクタ６５を含む。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６４のソースは電圧源経路ＰＣ１に接続され、同ゲートは制御経路Ｐ３５Ｄに接続され、同ドレインはショットキーダイオード６６のアノードおよびインダクタ６５の一端に接続される。ショットキーダイオード６６のカソードは接地され、インダクタ６５の他端は出力経路ＰＣ２に接続される。

比較器３５Ｄは、エラー信号Ｖｅを反転入力端子に受けるとともに、三角波信号Ｖｃを非反転入力端子に受け、エラー信号Ｖｅと三角波信号Ｖｃとの比較結果を表すＰＷＭ制御信号Ｖ３５Ｄを生成し、制御経路Ｐ３５Ｄへ出力する。ＰＷＭ制御回路２２１Ｄは、三角波信号Ｖｃの周期で繰り返すパルス信号を、エラー信号Ｖｅが大きくなるにつれてハイレベルの期間が短くなるようにパルス幅変調することにより、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５Ｄを生成する。最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも小さくなるにつれて、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間は短くなり、最小両端電圧Ｖｄが所定電圧Ｖ３よりも大きくなるにつれて、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間は長くなる。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６４は、制御経路Ｐ３５ＤからのＰＷＭ制御信号Ｖ３５Ｄをゲートに受け、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５Ｄによりオン／オフされる。インダクタ６５は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６４のオン動作およびオフ動作により、電圧源１からの電力を、それぞれ充電および放電する。ショットキーダイオード９は、充電時にインダクタ６５を接地電位から遮断し、放電時に放電された電力を、接地を介して順方向に通過させる。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０Ｄは、所定電圧ＶＣ１を駆動電圧ＶＣ２に変換し、出力経路ＰＣ２を介して発光素子群３６〜３８へ供給するとともに、制御経路Ｐ３５Ｄを介して受けるＰＷＭ制御信号Ｖ３５Ｄに基づいて、駆動電圧ＶＣ２を調整する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３０Ｄは、所定電圧ＶＣ１よりも小さい駆動電圧ＶＣ２を生成する降圧コンバータとなっている。

ＰＷＭ制御信号Ｖ３５Ｄのハイレベルの期間が短くなるにつれて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６４のオン期間が長くなるから、インダクタ６５の充電期間は長くなり、その結果、駆動電圧ＶＣ２は大きくなる。反対に、ＰＷＭ制御信号Ｖ３５のハイレベルの期間が長くなるにつれて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６４のオン期間が短くなるから、インダクタ８の充電期間は短くなり、その結果、駆動電圧ＶＣ２は小さくなる。

このように、発光素子駆動装置２００Ｄは、エラー信号Ｖｅと駆動電圧ＶＣ２との関係を、上述した発光素子駆動装置２００の場合と同様な関係にすることができ、したがって同様な効果を得ることができる。

なお、駆動電圧生成回路２１０Ｄは、図２〜図４、および後述する図６〜図９において、駆動電圧生成回路２１０と置き換えてもよい。

（第２の実施形態）
図６は、発光素子駆動装置２００Ｅの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ｅが図１の発光素子駆動装置２００から変更されている点は、電圧調整回路４０Ｅ、４１Ｅ、４２Ｅがそれぞれ電圧調整回路４０〜４２から変更され、電圧源経路Ｐ７１が電圧源経路Ｐ２から変更されている点である。その他に、図６の電圧源７１が、図１の電圧源２から変更されている。第２の実施形態におけるその他の構成、動作、および効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

電圧調整回路４０Ｅは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５、抵抗７８、および比較器７２を含む。電圧調整回路４１Ｅは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７６、抵抗７９、および比較器７３を含む。電圧調整回路４２Ｅは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７７、抵抗８０、および比較器７４を含む。電圧調整回路４０Ｅにおいて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のドレインは、比較器７２の反転入力端子、抵抗７８の一端、およびカソード経路Ｐ３６Ｃに接続され、同ソースは、抵抗７８の他端および検出経路Ｐ２６に接続される。比較器７２の非反転入力端子は、電圧源経路Ｐ７１に接続され、同出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のゲートに接続される。各電圧調整回路４１Ｅ〜４２Ｅ内のＮチャネルＭＯＳトランジスタおよび比較器についても、電圧調整回路４０Ｅの場合と同様に接続される。

電圧源７１は、電圧源経路Ｐ７１と電圧源３との間に接続され、所定電圧を発生させることにより、所定電圧Ｖ３と電圧源７１の所定電圧との和電圧を表す所定電圧Ｖ７１を電圧源経路Ｐ７１へ出力する。なお、電圧源７１は、電圧源３とは別個に電圧源経路Ｐ７１と接地との間に接続され、所定電圧Ｖ７１を発生させてもよい。

電圧調整回路４０Ｅにおいて、比較器７２は、カソード電圧Ｖ３６Ｃを反転入力端子に受けるとともに、電圧源経路Ｐ７１からの所定電圧Ｖ７１を非反転入力端子に受け、カソード電圧Ｖ３６Ｃと所定電圧Ｖ７１との比較結果を表すゲート制御信号Ｖ７２を生成する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５は、ゲート制御信号Ｖ７２をゲートに受け、オン／オフされる。カソード電圧Ｖ３６Ｃが所定電圧Ｖ７１よりも大きい場合、ゲート制御信号Ｖ７２はローレベルとなるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５はオフされる。その結果、電圧調整回路４０Ｅは、調整電圧Ｖ４０Ｅを、駆動電流Ｊ２６と抵抗７８との乗算値に設定する。カソード電圧Ｖ３６Ｃが所定電圧Ｖ７１よりも小さい場合、ゲート制御信号Ｖ７２はハイレベルとなるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５はオンされる。その結果、電圧調整回路４０Ｅは、調整電圧Ｖ４０Ｅを、駆動電流Ｊ２６とＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のオン抵抗との乗算値（すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のオン電圧）に設定する。各電圧調整回路４１Ｅ〜４２Ｅについても、電圧調整回路４０Ｅの場合と同様に動作する。すなわち、比較器７３〜７４は、それぞれゲート制御信号Ｖ７３〜Ｖ７４を生成する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７６〜７７は、それぞれゲート制御信号Ｖ７３〜Ｖ７４をゲートに受け、オン／オフされる。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタは、最小電圧経路ではオン状態にされ、非最小電圧経路ではオフ状態にされる。その結果、図１〜図５（第１の実施形態）において上述した場合と同様に、最小電圧経路では、調整電圧はＭＯＳトランジスタのオン電圧となる。駆動電圧生成回路２１０は、最小電圧経路の両端電圧を動作可能最小両端電圧に調整する。同時に、駆動電圧生成回路２１０は、動作可能最小両端電圧と、オン状態時の調整電圧と、最小電圧経路の全順方向電圧とを加算した電圧に駆動電圧ＶＣ２が等しくなるように、駆動電圧ＶＣ２を調整する。

抵抗７８〜８０の抵抗値は、この抵抗値と駆動電流との乗算値が、調整された駆動電圧ＶＣ２から動作可能最小両端電圧と非最小電圧経路の全順方向電圧とを差し引いた残りの電圧よりも小さくなるように設定される。さらに、抵抗７８〜８０の抵抗値は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのオン電圧よりも大きくなるように設定される。所定電圧Ｖ７１は、最小電圧経路におけるカソード電圧よりも大きく、かつ非最小電圧経路におけるカソード電圧よりも小さく設定される。このように設定されることにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタは、最小電圧経路ではオン状態にされ、非最小電圧経路ではオフ状態にされる。さらに、非最小電圧経路において、電圧調整回路は、両端電圧を、動作可能最小両端電圧の方向に小さくする。なお、非最小電圧経路における発光素子群の順方向電圧のばらつきに起因して、非最小電圧経路のＮチャネルＭＯＳトランジスタがオン状態にされてもよい。

次に、発光素子駆動装置２００Ｅについて実際の動作例を説明する。所定電圧Ｖ３は０．５Ｖ、所定電圧Ｖ７１は０．９Ｖ（すなわち、電圧源７１が発生する電圧は０．４Ｖ）、駆動電流Ｊ２６〜Ｊ２８は１００ｍＡ、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５〜７７のオン抵抗は５０ｍオームとする。発光素子１４〜２５には、同一種類のＬＥＤが用いられる。順方向電圧のばらつき幅は２．９Ｖ±０．１Ｖ（１００ｍＡの駆動電流時）とし、発光素子群３６のＬＥＤの順方向電圧はいずれも３Ｖ、発光素子群３７〜３８のＬＥＤの順方向電圧はいずれも２．８Ｖとする。さらに、上述した動作可能最小両端電圧は０．５Ｖ、抵抗７８〜８０の抵抗値は４オームとする。
なる。

このように設定された場合、全順方向電圧Ｖ３６は３Ｖ×４＝１２Ｖとなり、全順方向電圧Ｖ３７およびＶ３８は２．８Ｖ×４＝１１．２Ｖとなる。したがって、発光素子群３６、カソード経路Ｐ３６Ｃ、電圧調整回路４０Ｅ、検出経路Ｐ２６を経由する経路が最小電圧経路となり、他の発光素子群３７および３８をそれぞれ経由する２系統の経路が非最小電圧経路となる。最小電圧経路における両端電圧Ｖ２６は、所定電圧Ｖ３＝０．５Ｖに等しい。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５は、５０ｍオームのオン抵抗を有するオン状態（飽和状態）となり、ドレイン・ソース間電圧（調整電圧Ｖ４０Ｅ）は５０ｍオーム×１００ｍＡ＝５ｍＶとなる。抵抗７８はオン抵抗に比べて十分大きいため、調整電圧Ｖ４０Ｅに与える影響は省略されている。したがって、カソード電圧Ｖ３６Ｃは０．５Ｖ＋５ｍＶ＝０．５０５Ｖ、駆動電圧ＶＣ２は０．５０５Ｖ＋１２Ｖ＝１２．５０５Ｖとなる。一方、非最小電圧経路におけるカソード電圧Ｖ３７Ｃ〜Ｖ３８Ｃは、１２．５０５Ｖ−１１．２Ｖ＝１．３０５Ｖとなる。比較器７３〜７４は、非反転入力端子に所定電圧Ｖ７１＝０．９Ｖを受け、反転入力端子にそれぞれカソード電圧Ｖ３７Ｃ〜Ｖ３８Ｃ＝１．３０５Ｖを受けるため、ゲート制御信号Ｖ７２はローレベルとなる。したがって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７６〜７７はオフされ、両端電圧Ｖ２７〜Ｖ２８は１．３０５Ｖ−４オーム×１００ｍＡ＝０．９０５Ｖとなる。

その結果、電流駆動回路２６〜２８における消費電力は式７のようになり、第１の実施形態において説明した式４と比べて、電力損失の削減度合いは小さいが、電圧調整回路８１〜８３が設けられていない場合の式６と比べて、電力損失は削減されている。
０．５Ｖ×１００ｍＡ＋０．９０５Ｖ×１００ｍＡ×２＝２３１ｍＷ ・・・（７）

電圧源７１の０．４Ｖ、および抵抗７８〜８０の４オームなどの設定値は、全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８の値１２Ｖ〜１１．２Ｖのばらつき幅０．８Ｖを、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８において約０．４Ｖと半分に吸収する場合の設定値である。カソード電圧Ｖ３６Ｃ〜Ｖ３８Ｃが、動作可能最小両端電圧０．５Ｖよりも約０．４Ｖ以上大きい場合、電圧調整回路４１Ｅ〜４２Ｅは、抵抗４オームによる電圧降下により両端電圧Ｖ２７〜Ｖ２８を０．４Ｖ低下させている。これらの設定値は、所望の条件に応じて変えることができる。

このように、発光素子駆動装置２００Ｅによれば、オペアンプよりも安価な比較器で構成した電圧調整回路４０Ｅ〜４２Ｅの動作により、電流駆動回路２６〜２８の両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８を低減し、電流駆動回路の消費電力を削減することができる。

なお、電流駆動回路２６〜２８における駆動電流値が異なるなどにより、電流駆動回路２６〜２８の動作可能最小両端電圧が異なる場合には、比較器７２〜７４は非反転入力端子にそれぞれ異なる最適な所定電圧を受け、電流駆動回路２６〜２８における消費電力を最適化してもよい。

なお、比較器７２〜７４の非反転入力端子の接続先は、反転入力端子の接続先と入れ換え、かつＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５〜７７はＰチャネルＭＯＳトランジスタと置き換えてもよい。

なお、抵抗７８〜８０は、同等のオン抵抗を有するＭＯＳトランジスタ、または同等の電圧降下を発生するダイオードと置き換えてもよい。

（第２の実施形態の変形例１）
図７は、発光素子駆動装置２００Ｆの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ｆが図６の発光素子駆動装置２００Ｅから変更されている点は、電圧調整回路４０Ｆ、４１Ｆ、４２Ｆがそれぞれ電圧調整回路４０Ｅ〜４２Ｅから変更されている点である。電圧調整回路４０Ｆは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４、ＮＯＴ回路８７、および比較器７２を含む。電圧調整回路４１Ｆは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７６、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８５、ＮＯＴ回路８８、および比較器７３を含む。電圧調整回路４２Ｆは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７７、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８６、ＮＯＴ回路８９、および比較器７４を含む。

電圧調整回路４０Ｆにおいて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４の各ドレインは、比較器７２の反転入力端子およびカソード経路Ｐ３６Ｃに接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４の各ソースは、検出経路Ｐ２６に接続される。比較器７２の非反転入力端子は、電圧源経路Ｐ７１に接続され、同出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のゲートおよびＮＯＴ回路８７の入力端子に接続される。ＮＯＴ回路８７の出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４のゲートに接続される。各電圧調整回路４１Ｆ〜４２Ｆ内のＮチャネルＭＯＳトランジスタおよび比較器についても、電圧調整回路４０Ｆの場合と同様に接続される。

ＮＯＴ回路８７は、ゲート制御信号Ｖ７２を反転し、反転ゲート制御信号Ｖ８７を生成する。ＮＯＴ回路８８は、ゲート制御信号Ｖ７３を反転し、反転ゲート制御信号Ｖ８８を生成する。ＮＯＴ回路８９は、ゲート制御信号Ｖ７４を反転し、反転ゲート制御信号Ｖ８９を生成する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４〜８６は、それぞれ反転ゲート制御信号Ｖ８７〜Ｖ８９をゲートに受け、オン／オフされる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４〜８６のオン／オフ動作は、それぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５〜７７のオン／オフ動作とは逆相となる。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４〜８６のオン抵抗は、それぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５〜７７のオン抵抗よりも大きく設定される。たとえば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ８４〜８６のオン抵抗を、図６における抵抗７８〜８０の抵抗値（たとえば４オーム）に等しくすれば、発光素子駆動装置２００Ｆは、上述した発光素子駆動装置２００Ｅと同様な動作により、同様な効果を得ることができる。

（第２の実施形態の変形例２）
図８は、発光素子駆動装置２００Ｇの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ｇが図６の発光素子駆動装置２００Ｅから変更されている点は、電圧調整回路４０Ｇ、４１Ｇ、４２Ｇがそれぞれ電圧調整回路４０Ｅ〜４２Ｅから変更され、電圧源経路Ｐ１０５が追加されている点である。その他に、図８の電圧源１０５が追加されている。電圧調整回路４０Ｇは、電圧調整回路４０Ｅの構成要素に加えて、さらにＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９、抵抗９３、および比較器９６を含む。電圧調整回路４１Ｇは、電圧調整回路４１Ｅの構成要素に加えて、さらにＮチャネルＭＯＳトランジスタ１００、抵抗９４、および比較器９７を含む。電圧調整回路４２Ｇは、電圧調整回路４２Ｅの構成要素に加えて、さらにＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０１、抵抗９５、および比較器９８を含む。

電圧調整回路４０Ｇにおいて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９のソースは、抵抗９３の一端および検出経路Ｐ２６に接続され、同ドレインは、抵抗９３の他端、抵抗７８の一端、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のソースに接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のドレインは、抵抗７８の他端、比較器７２の反転入力端子、比較器９６の反転入力端子、およびカソード経路Ｐ３６Ｃに接続される。比較器７２の非反転入力端子は電圧源経路Ｐ７１に接続され、比較器９６の非反転入力端子は電圧源経路Ｐ１０５に接続される。比較器７２の出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５のゲートに接続され、比較器９６の出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９のゲートに接続される。各電圧調整回路４１Ｇ〜４２Ｇ内の２個のＮチャネルＭＯＳトランジスタおよび２個の比較器についても、電圧調整回路４０Ｇの場合と同様に接続される。

電圧源１０５は、電圧源経路Ｐ１０５と電圧源経路Ｐ７１との間に接続され、所定電圧を発生させることにより、所定電圧Ｖ７１と電圧源１０５の所定電圧との和電圧を表す所定電圧Ｖ１０５を電圧源経路Ｐ１０５へ出力する。

比較器９６およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９の動作は、比較器７２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５の動作と同様である。すなわち、比較器９６は、カソード電圧Ｖ３６Ｃを反転入力端子に受けるとともに、電圧源経路Ｐ１０５からの所定電圧Ｖ１０５を非反転入力端子に受け、カソード電圧Ｖ３６Ｃと所定電圧Ｖ１０５との比較結果を表すゲート制御信号Ｖ９６を生成する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９は、ゲート制御信号Ｖ９６をゲートに受け、オン／オフされる。同様に、比較器９７はゲート制御信号Ｖ９７を生成し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１００はゲート制御信号Ｖ９７によりオン／オフされる。同様に、比較器９８はゲート制御信号Ｖ９８を生成し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０１はゲート制御信号Ｖ９８によりオン／オフされる。

電圧調整回路４０Ｇにおいて、カソード電圧Ｖ３６Ｃが、所定電圧Ｖ１０５およびＶ７１よりも小さい場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９および７５がオンされる。この場合、調整電圧Ｖ４０Ｇは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９および７５の両方のオン抵抗の和と、駆動電流Ｊ２６との乗算値になる。カソード電圧Ｖ３６Ｃが、所定電圧Ｖ１０５よりも小さく所定電圧Ｖ７１よりも大きい場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９がオンされ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７５がオフされる。この場合、調整電圧Ｖ４０Ｇは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９のオン抵抗と抵抗７８との和と、駆動電流Ｊ２６との乗算値になる。カソード電圧Ｖ３６Ｃが、所定電圧Ｖ１０５およびＶ７１よりも大きい場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９９および７５がオフされる。この場合、調整電圧Ｖ４０Ｇは、抵抗９３および７８の両方の抵抗値の和と、駆動電流Ｊ２６との乗算値になる。各電圧調整回路４１Ｇ〜４２Ｇについても、電圧調整回路４０Ｇの場合と同様に動作する。

このように、発光素子駆動装置２００Ｇは、発光素子駆動装置２００Ｅに比べて、各調整電圧Ｖ４０Ｇ、Ｖ４１Ｇ、Ｖ４２Ｇが調整可能なステップ数を増すことにより、全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８の差異をさらに吸収する。これにより、発光素子駆動装置２００Ｇは、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８をさらに小さくすることができる。

（第３の実施形態）
図９は、発光素子駆動装置２００Ｈの構成を示す回路図である。発光素子駆動装置２００Ｈが図１の発光素子駆動装置２００から変更されている点は、一つ目は、駆動電圧生成回路２１０Ｈが、駆動電圧生成回路２１０から変更されている点である。二つ目は、出力経路ＰＣ２から駆動電圧生成回路２１０Ｈへの経路が、検出経路Ｐ２６〜Ｐ２８から駆動電圧生成回路２１０への経路から変更されている点である。三つ目は、電圧源経路Ｐ１０６が、電圧源経路Ｐ２から変更されている点である。その他に、図９の電圧源１０６が、図１の電圧源２から変更されている。第３の実施形態におけるその他の構成、動作、および効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。

電圧源１０６は、電圧源経路Ｐ１０６と接地との間に接続され、所定電圧Ｖ１０６を発生させ、電圧源経路Ｐ１０６へ出力する。オペアンプ２９〜３１の非反転入力端子は、電圧源経路Ｐ１０６に接続される。オペアンプ２９は、電圧源経路Ｐ１０６からの所定電圧Ｖ１０６を非反転入力端子に受け、所定電圧Ｖ１０６から両端電圧Ｖ２６を差し引いた電圧を増幅することにより、ゲート制御信号Ｖ２９を生成する。各オペアンプ２９〜３１についても、オペアンプ２９の場合と同様に動作する。

駆動電圧生成回路２１０Ｈは、図１のコンバータ制御回路２２０の代わりにコンバータ制御回路２２０Ｈを含む。コンバータ制御回路２２０Ｈは、最小電圧検出回路３２の代わりに帰還回路２２２を含む。帰還回路２２２は、抵抗１０７および１０８を含む。抵抗１０７の一端は出力経路ＰＣ２に接続され、同他端は抵抗１０８の一端およびエラーアンプ３３の反転入力端子に接続される。抵抗１０８の他端は、接地される。帰還回路２２２は、駆動電圧ＶＣ２を所定の割合で分割し、分割電圧Ｖｄ１を生成する。エラーアンプ３３は、分割電圧Ｖｄ１を反転入力端子に受けるとともに、電圧源経路Ｐ３からの所定電圧Ｖ３を非反転入力端子に受け、所定電圧Ｖ３から分割電圧Ｖｄ１を差し引いた電圧を増幅することにより、エラー信号Ｖｅを生成する。

ここで、全順方向電圧が全順方向電圧Ｖ３６〜Ｖ３８のうちで最大となる経路（第１の実施形態の最小電圧経路に対応）は、発光素子群３６を経由する経路であるとする。また、抵抗１０７および１０８の抵抗値はそれぞれＲ１０７およびＲ１０８、動作可能最小両端電圧はＶＭＩＮ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗はＲＯＮとする。この場合、式８のように所定電圧Ｖ１０６を設定すれば、両端電圧Ｖ２６〜Ｖ２８は、動作可能最小両端電圧ＶＭＩＮ以上で、かつ動作可能最小両端電圧ＶＭＩＮの近傍になる。さらに、駆動電圧生成回路２１０Ｈが、式９のように駆動電圧ＶＣ２を調整すれば、発光素子群３６〜３８が所望の発光量を得るとともに、電流駆動回路２６〜２８の電力損失を削減することができる。すなわち、式１０が成り立つように各抵抗値Ｒ１０７、Ｒ１０８および所定電圧Ｖ３を設定すれば、駆動電圧生成回路２１０Ｈにおける帰還制御により、駆動電圧ＶＣ２は式９のようにすることができる。
Ｖ１０６≧ＶＭＩＮ ・・・（８）
ＶＣ２≧Ｖ３６＋ＲＯＮ×Ｊ２６＋ＶＭＩＮ ・・・（９）
ＶＣ２＝Ｖ３×（Ｒ１０７＋Ｒ１０８）／Ｒ１０８ ・・・（１０）

なお、図９の構成は、図１の構成から変更した例であるが、図２〜図８の構成から変更しても、同様な効果を得ることができる。

（実施形態のまとめ）
以上のように、発光素子駆動装置および発光装置によれば、電圧調整回路は、発光素子の順方向電圧のばらつきに起因して、互いに大きく異なるＮ個の発光素子群の全順方向電圧の差異を吸収することができる。その結果、電圧調整回路は、Ｎ個の電流駆動回路におけるすべての両端電圧を、発光素子群から所望の発光量を得る必要最小限の大きさにすることができる。これにより、電流駆動回路の両端に必要以上の電圧が印加されないため、電流駆動回路の電力損失を極めて小さくし、電流駆動回路の消費電力を必要最低限にすることができる。

１つの半導体基板上にＮ個の電流駆動回路が形成される場合には、この半導体チップの発熱を低減することができ、半導体チップの品質を向上させるとともに、同一半導体基板上にさらに多くの電流駆動回路を含む構成要素を形成することができる。さらに、発光素子を選別する必要がないので、選別用工数および発光素子群のコストを削減し、したがって発光素子駆動装置を含む発光装置のコストを低減することができる。

Ｎ個の発光素子群の全順方向電圧が互いに異なる原因には、発光素子群を構成する発光素子における順方向電圧のばらつきの他に、次のような場合がある。一つ目は、Ｎ系統の駆動電流が互いに異なる場合である。二つ目は、Ｎ個の発光素子群ごとに発光素子の直列数が異なる場合である。三つ目は、Ｎ個の発光素子群ごとに順方向電圧の異なる種類の発光素子を用いる場合である。四つ目は、Ｎ個の発光素子群ごとに周囲温度に差がある場合である。このような場合にも、結果的にＮ個の全順方向電圧が互いに異なることになり、電圧調整回路の動作によって上述したような効果を得ることができる。

さらに、１つの電流駆動回路が生成する駆動電流は、その両端電圧に依存して変化する傾向にある。たとえば、両端電圧が大きくなるにつれて、駆動電流は増加する傾向にある。しかし、この電流駆動回路に接続される電圧調整回路は、両端電圧の変動を抑制することができるため、１つの電流駆動回路における駆動電流の相対的精度を向上させることができる。また、Ｎ個の電流駆動回路のうち、オン状態にある電流駆動回路の両端電圧の中から最小両端電圧が検出されるため、駆動電流は、オン状態となる電流駆動回路の固有の特性に依存して変化する傾向にある。しかし、Ｎ個の電流駆動回路のうち、いずれの電流駆動回路がオン状態となっても、オン状態の電流駆動回路に接続される電圧調整回路は、両端電圧の変動を抑制することができる。このため、Ｎ個の電流駆動回路における駆動電流の絶対的精度を向上させることができる。

本発明に係る発光素子駆動装置を含む発光装置には、たとえば液晶テレビおよびノートパソコンなどの液晶表示装置用のバックライト、さらには、室内照明装置、およびヘッドライトを含む各種車載用照明装置などの照明装置がある。本発明に係る発光素子駆動装置は、このような発光装置を駆動するＬＥＤドライバーＩＣとして有用である。

以上において、記述された数字は、本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明は例示された数字に限定されない。さらに、ハイレベル／ローレベルにより表される論理レベルは、本発明を具体的に説明するために例示したものであり、論理回路の構成を変更すれば、例示された論理レベルとは異なる論理レベルの組み合わせにより、同等な結果を得ることが可能である。また、ハードウェアによって構成された構成要素は、ソフトウェアによっても構成可能であり、ソフトウェアによって構成された構成要素は、ハードウェアによっても構成可能である。さらに、上述した実施形態におけるすべての構成要素のうち、いくつかを上述した実施形態とは異なる組み合わせで再構成することにより、異なる組み合わせの効果を奏することが可能である。

以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。

本発明は、発光素子駆動装置および発光装置に利用できる。

１、２〜３、７１、１０５〜１０６ 電圧源
４〜６ コンデンサ
７、７８〜８０、９３〜９５、１０７〜１０８ 抵抗
８、６５ インダクタ
９、６６ ショットキーダイオード
１０〜１３、１０Ａ〜１３Ａ、７５〜７７、８４〜８６、９９〜１０１ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
１４〜２５ ＬＥＤ（発光素子）
２６〜２８ 電流駆動回路
２９〜３１、２９Ａ〜３１Ａ、５４〜５６、５４Ｃ〜５６Ｃ オペアンプ
３２ 最小電圧検出回路
３３ エラーアンプ
３４ 三角波発生器
３５、３５Ｄ、６３、７２〜７４、９６〜９８ 比較器
３６〜３８ 発光素子群
３９ 電流駆動回路群
４０〜４２、４０Ａ〜４２Ａ、４０Ｂ〜４２Ｂ、４０Ｃ〜４２Ｃ、４０Ｅ〜４２Ｅ、４０Ｆ〜４２Ｆ、４０Ｇ〜４２Ｇ 電圧調整回路
５１〜５３、５１Ｃ〜５３Ｃ、６４ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
８７〜８９ ＮＯＴ回路
２００、２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃ、２００Ｄ、２００Ｅ、２００Ｆ、２００Ｇ、２００Ｈ 発光素子駆動装置
２１０、２１０Ｄ、２１０Ｈ 駆動電圧生成回路
２２０、２２０Ｄ コンバータ制御回路
２２１、２２１Ｄ ＰＷＭ制御回路
２３０、２３０Ｄ ＤＣ／ＤＣコンバータ

Claims (4)

1. 第１発光素子群を電流駆動する第１電流駆動回路と、
   第２発光素子群を電流駆動する第２電流駆動回路と、
   前記第１発光素子群と前記第２発光素子群へ駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、
   前記駆動電圧生成回路と前記第１電流駆動回路の間の経路に介在された第１トランジスタと、
   前記第１発光素子群と前記第１電流駆動回路との間の電圧を片入力とし、第１の基準電圧を他入力として、前記第１トランジスタを制御する第１オペアンプと、
   前記駆動電圧生成回路と前記第２電流駆動回路の間の経路に介在された第２トランジスタと、
   前記第２発光素子群と前記第２電流駆動回路との間の電圧を片入力とし、前記第１の基準電圧または第２の基準電圧を他入力として、前記第２トランジスタを制御する第２オペアンプと、
   を有する発光素子駆動装置。
2. 前記第１および第２電流駆動回路は同一半導体基板上にあることを特徴とする請求項１に記載の発光素子駆動装置。
3. 前記電流駆動回路を含む複数の電流駆動回路の両端電圧の中から最小電圧を検出する最小電圧検出回路をさらに有し、
   前記駆動電圧生成回路は、前記最小電圧が第１所定電圧となるように、前記第１発光素子群と前記第２発光素子群へ駆動電圧を供給する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発光素子駆動装置。
4. 前記駆動電圧生成回路は、
   前記最小電圧検出回路の出力を片入力とし、前記第１所定電圧の基準になる第２所定電位を他入力としたエラーアンプと、
   前記エラーアンプの出力に基づいて、パルス幅変調されたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成回路と、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて、電圧を生成するＤＣＤＣコンバータと、
   を有することを特徴とする請求項３に記載の発光素子駆動装置。

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