JP4735209B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体モジュール等の電気部品を複数並列接続した回路を含む電力変換装置に関する。

絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の高速半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置が様々な分野で使われている。近年、半導体技術の進歩により大容量半導体モジュールが実現され、インバータを構成する上下アームの半導体スイッチを１つのモジュールで構成した半導体モジュールも数多く利用されている。

更に半導体モジュールを複数並列接続して大容量化を図られることもある。

並列接続した場合には、各半導体素子の電流分担を均等化しないと責務の重い側で使用条件あるいは寿命が決まってしまうため、バランスさせることが必要となる。

並列接続の電流均等化に寄与する主な要因は、半導体素子特性の差異、ゲート駆動回路の差異及び主回路配線インダクタンスの差異が挙げられる。このうち、素子特性の差異については並列素子間で特性を揃えるように選別するなどの策が講じられることが多い。また、ゲート駆動回路の差異については、例えば特許文献１に示すようにゲート駆動回路の一部を磁気結合させることで並列ゲート間で循環する電流を抑制して均等化させる方法がある。

一方、主回路配線インダクタンスの均等化については、特許文献２及び３に示すような方法がある。特許文献２では、三相インバータ回路における交流側から見た配線インダクタンス均等化について示されている。ただし、スイッチング期間中の電流変化に寄与する配線インダクタンスは交流負荷回路を含まない、上下アーム一巡の回路であるため、交流側からのインダクタンスを均等化しても効果が少ない。スイッチング周波数が高い大容量変換装置においては、半導体素子のオン電圧による定常損失よりもスイッチング時に発生するスイッチング損失の方が大きくなる傾向にあり、スイッチング時の電流均等化を図らなければならない。

また、特許文献３では、上下２素子が１つのモジュールで構成されている場合の配線インダクタンス均等化について示されている。この例においては、一端に正極端子及び負極端子がある半導体モジュールを並列接続している。並列接続された２つの半導体モジュールの平滑コンデンサからの概略距離をほぼ等しくすることで配線インダクタンスをほぼ均等化している。ただし、半導体素子特性あるいはゲート駆動の差異により各モジュールの電流変化が不均等になった場合にそれぞれの電圧が等しくなるように電流を揃える効果はあるものの十分ではない。

特開平１０−１４２１５号公報 特開２０００−１１６１１３号公報 特開２００４−１３５４４４号公報

本発明が解決しようとする課題は電力変換装置におけるスイッチング素子または平滑コンデンサ等の電気部品の並列接続時における電流アンバランスを抑制することである。

本発明による電力変換装置においては、正極及び負極端子を有する第１及び第２の電気部品が、正極側電極と負極側電極によって並列接続されるが、正極側電極は、第１の電気部品の正極端子及び第２の電気部品の正極端子にそれぞれ接続される第１の導体領域及び第２の導体領域を有し、負極側電極は、第１の電気部品の負極端子及び第２の電気部品の負極端子にそれぞれ接続される第３の導体領域及び第４の導体領域を有する。そして、第１の導体領域と第４の導体領域は、電気的絶縁を確保しながら積層対向する第１の対向部分を有し、第２の導体領域と第３の導体領域は、電気的絶縁を確保しながら積層対向する第２の対向部分を有する。

第１の対向部分及び第２の対向部分においては、各導体領域を流れる電流によって磁気結合が生じることにより、電流アンバランスが抑制できる。

以下本発明の詳細について図面を用いながら説明する。

まず図３に本発明の利用分野である一般的な電力変換器の回路構成を示す。図３に示すように、電源５から昇圧リアクトル６１〜６３，自己消弧スイッチング素子（ここでは、ＩＧＢＴを例として説明する）２１Ｐ〜２３Ｎで構成される順変換回路、直流平滑コンデンサ３、ＩＧＢＴ１１Ｐ〜１３Ｎで構成される逆変換回路を介してモータ４に任意の電力を供給する。なお、昇圧リアクトル６１〜６３及びＩＧＢＴ２１Ｐ〜２３Ｎによる順変換回路を用いたが、単純な整流ダイオードを用いた回路でも良い。

モータに大電力を供給する場合に、ＩＧＢＴ電流容量の制約から複数のＩＧＢＴを並列接続して電流を増大させることがある。例えば、図４のように図３における変換器回路の１アーム１１Ｐを１１Ｐ１及び１１Ｐ２のように２個並列で、また、１１Ｎを１１Ｎ１及び１１Ｎ２の２個並列で構成させた場合を考える。また、平滑コンデンサ３についても、コンデンサ３１〜３４を４個並列で構成させる。図３及び図４のように回路構成を示す場合には、配線部分の浮遊インダクタンスを表記しないことが多いが実際には配線部分に浮遊インダクタンスが存在し、これがスイッチング時の電圧跳上りに影響を及ぼしている。スイッチングの瞬間に影響を及ぼしているのは図４に破線で示した経路、すなわち上下アームのＩＧＢＴ及び平滑コンデンサ３の一巡ループを流れる電流変化に伴う現象であり、このループの浮遊インダクタンスを低減することが跳上り電圧抑制のためには必要となる。

また、スイッチング時の電流分担に寄与する配線インダクタンスも同様であり、このループの配線インダクタンスを揃えることが重要である。

通常は配線インダクタンスを回路図には表記しないが、配線インダクタンスが重要な要素であるのでインダクタンス記号として表記する。

図２は、２個の半導体モジュールが並列接続され、かつ４個のコンデンサが並列接続され、正極側導体と負極側導体が積層対向する回路構成を示す。

図２において、コンデンサＣ１(３１)〜Ｃ４(３４)が並列に接続されており、半導体モジュール１１１にはＩＧＢＴと還流ダイオードとが逆並列接続された上下アーム１１Ｐ１，１１Ｎ１が含まれており、同様に半導体モジュール１１２には１１Ｐ２，１１Ｎ２が含まれている。そして半導体モジュール１１１及び１１２とが２並列接続されている。正極側導体と負極側導体とが積層対向しているのでこれらのインダクタンス部分を一括した磁気結合部８００で示す。各コンデンサ端子近傍では磁気結合していなく、図中で８４１Ｐ〜８４４Ｎと示す。また半導体モジュールの端子近傍でも磁気結合していなく、図中で
８２１Ｐ〜８２２Ｎと示す。交流端子ＡＣ１及びＡＣ２についても電気的には接続されるので、その接続点までの配線インダクタンスを８８１，８８２で示す。

これに対して、図１は本発明の実施例を示したものである。

配線導体の構成としては、ＩＧＢＴと平滑コンデンサとを接続する導体は、正極導体と負極導体とが共通積層対向部８０１を持つことでインダクタンス低減を図っている。また、ＩＧＢＴに接続される導体は半導体モジュール１１１に接続される導体と他方の半導体モジュール１１２に接続される導体とに分岐され、分岐された導体においては、半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１に接続される部分と半導体モジュール１１２の負極端子
Ｎ２に接続される部分とが往復電流対向するように磁気結合している（８１１）。同様に、半導体モジュール１１１の負極端子Ｎ１に接続される部分と半導体モジュール１１２の正極端子Ｐ２に接続される部分とが往復電流対向するように磁気結合している（８１２）。

一方、４並列接続された平滑コンデンサ３１〜３４においても、配線導体は、それぞれの端子に接続される部分に分岐しており、２個ずつのコンデンサ（図では３１と３２及び３３と３４）において同様の磁気結合部を持っている。すなわちコンデンサ３１の正極端子Ｃ１Ｐに接続される部分とコンデンサ３２の負極端子Ｃ２Ｎに接続される部分とが往復電流対向するように磁気結合している（８３１）。同様に、コンデンサ３１の負極端子
Ｃ１Ｎに接続される部分とコンデンサ３２の正極端子Ｃ２Ｐに接続される部分とが往復電流対向するように磁気結合している（８３２）。残る２つのコンデンサ３３と３４とについても同じように、Ｃ３Ｐ接続部とＣ４Ｎ接続部とが磁気結合（８３３）し、Ｃ４Ｐ接続部とＣ３Ｎ接続部とが磁気結合（８３４）している。

次に、図１の実施例の効果を簡単な計算例により説明する。ここでは半導体モジュールの並列接続に着目し、コンデンサ部分は一括して電圧源とする。

まず図５の例で比較する。

図５に示すｉ１，ｉ２は、上アームのＩＧＢＴがターンオンする時の各々の電流である。下アームの還流ダイオードには逆回復電流が流れることを想定して回路としては短絡している。回路を構成する部品としては、平滑コンデンサ部分は一括して直流電圧で模擬する。共通部分のインダクタンスをＬｔ＝Ｌとして、それぞれの端子Ｐ１，Ｎ１，Ｐ２，
Ｎ２に分岐された部分のインダクタンスをＬ１ｐ，Ｌ１ｎ，Ｌ２ｐ，Ｌ２ｎとしていずれも同一値Ｌとする。また、２つの半導体モジュールの中間端子（インバータの交流端子）間を接続する部分は各々Ｌｃ（＝Ｌ）とする。

ここでは、半導体モジュール１側の配線がやや長くなっているなどにより１割程度インダクタンスが大きくなったことを想定してＬdif（＝０.１Ｌ）を接続している。

図６は、図５の回路において、ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンさせた場合の電流変化の様子を示しており、ある時点でのｉ１及びｉ２の電流値を比較する。

図７に２通りの構成における電流アンバランスと総合インダクタンスとが磁気結合の度合い（結合率ｋ）によってどう変わるかを示している。図７において実線が本実施例の構成であり破線が一般的な構成である各モジュールで結合させた場合である。総合インダクタンスは両者ともほぼ同じように低減されるが、電流アンバランスに関しては本実施例の構成で低減できていることがわかる。

次に回路のインダクタンスは差が無く、ＩＧＢＴのスイッチング特性の差があることを想定した比較について説明する。これを模擬したものが図８である。図５と違うのはインダクタンスの差Ｌdif が無いことである。ここではＳＷ２がオンしてから遅れてＳＷ１をオンさせて、図９に示すようにある時間たった状態での電流値にて比較する。

この結果を図１０に示す。この場合も図７と同様に、本発明の構成とすることで電流不均等を低減できていることがわかる。

本発明の第２の実施例として配線導体の実装構造について図１１〜図１６を用いて説明する。

図１１は半導体モジュール１１１及び１１２，平滑コンデンサ３１〜３４の配線導体について示している。ただし、配線導体の絶縁板は省略している。なお、ここでは見やすいように導体の厚さ及び導体間隔を広げて描いており、実際には積層導体間隔が狭いほど磁気結合が密になるので絶縁確保できる最小の間隔にするのが好ましい。

Ａ−Ａ′断面からの矢視図を図１２に示し、Ｂ−Ｂ′断面からの矢視図を図１３に示す。

半導体モジュール１１１（１１２）はモジュール上面に正極端子Ｐ１（Ｐ２），負極端子Ｎ１（Ｎ２）及び交流端子ＡＣ１（ＡＣ２）があり、コンデンサ３１〜３４にはそれぞれ正極端子Ｃ１Ｐ〜Ｃ４Ｐ，負極端子Ｃ１Ｎ〜Ｃ４Ｎがある。

図１２，図１４に示すように、Ｐ１導体は、半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１に電気的に接続される領域ａ２と、図１５に示すＰＣ導体に電気的に接続される領域ａ３と、領域ａ２と領域ａ３との間に位置して電気的絶縁を確保しながらＮ導体に積層対向する領域ａ１とを有する。Ｐ２導体は、半導体モジュール１１２の正極端子Ｐ２に電気的に接続される領域ｂ２と、ＰＣ導体に電気的に接続される領域ｂ３と、領域ｂ２と領域ｂ３との間に位置して電気的絶縁を確保しながらＮ導体に積層対向する領域ｂ１とを有する。Ｎ導体は、半導体モジュール１１１の負極端子Ｎ１に電気的に接続される領域ｃ２と、半導体モジュール１１２の負極端子Ｎ２に電気的に接続される領域ｃ３と、領域ｃ２と領域
ｃ３が接続され、電気的絶縁を確保しながらＰ１導体及びＰ２導体に積層対向する領域
ｃ１と、図１５に示すＮＣ導体に電気的に接続される領域ｃ４とを有する。

図１２に示すように、半導体モジュール１１１，１１２は、正極端子Ｐ１と負極端子
Ｎ２とが対向するように、かつ負極端子Ｎ２が正極端子Ｐ２とが対向するように、隣接並置される。Ｎ導体の領域ｃ１は、Ｐ１導体の領域ａ１とＰ２導体の領域ｂ１との間に配置される。Ｐ１導体，Ｐ２導体及びＰＣ導体によって正極端子Ｐ１と正極端子Ｐ２が電気的に接続され、Ｎ導体及びＮＣ導体によって負極端子Ｎ１と負極端子Ｎ２が電気的に接続される。すなわち、Ｐ１導体，Ｐ２導体及びＰＣ導体を含む正極側導体と、Ｎ導体及びＮＣ導体を含む負極側導体とによって、半導体モジュール１１１と半導体モジュール１１２は並列接続される。

ＰＣ導体から半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１に向かう電流は、Ｐ１導体において、領域ａ３，領域ａ１，領域ａ２の順に流れる。本実施例においては、領域ａ２と領域ａ３は隣接して領域ａ１に接続され、かつ領域ａ１は領域ａ２と領域ａ３とが接続される部分よりも広がっている。このため、電流は、Ｐ１導体において、図１４（３）の斜線部Ａを含む比較的局在化された部分を流れる。

他方、ＰＣ導体から半導体モジュール１１２の正極端子Ｐ２に向かう電流は、Ｐ２導体において、領域ｂ３，領域ｂ１，領域ｂ２の順に流れる。本実施例においては、領域ｂ２と領域ｂ３は隣接して領域ｂ１に接続され、かつ領域ｂ１は領域ｂ２と領域ｂ３とが接続される部分よりも広がっている。このため、電流は、Ｐ２導体において、図１４（１）の斜線部Ｂを含む比較的局在化された部分を流れる。

半導体モジュール１１１の負極端子Ｎ１及び半導体モジュール１１２の負極端子Ｎ２からＮＣ導体へ向かう電流は、Ｎ導体において、領域Ｃ２，領域Ｃ１，領域Ｃ４の順に流れると共に、領域Ｃ３，領域Ｃ１，領域Ｃ４の順に流れる。すなわち、半導体モジュール
１１１の負極端子Ｎ１及び半導体モジュール１１２の負極端子からの電流が共に領域ｃ１に流れるため、図１４（２）に示す斜線部Ｃ及びＣ′を含む領域ｃ１における比較的広い部分に電流が流れる。

Ｐ１導体，Ｐ２導体，Ｎ導体において、上述したように電流が流れるので、本実施例においては、Ｐ１導体とＮ導体の対向部分において、Ｐ１導体の斜線部Ａを流れる電流と、Ｎ導体の斜線部Ｃ′を流れる電流とが対向する。すなわち、半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１へ流れる電流と半導体モジュール１１２の負極端子Ｎ２から流れる電流が対向する。従って、このため、斜線部分Ａ，Ｃ′には図１における磁気結合８１１が生じる。また、Ｐ２導体とＮ導体の対向部分において、Ｐ２導体の斜線部Ｂを流れる電流と、Ｎ導体の斜線部Ｃを流れる電流とが対向する。すなわち、半導体モジュール１１２の正極端子Ｐ２へ流れる電流と半導体モジュール１１１の負極端子Ｎ１から流れる電流が対向する。このため、斜線部分Ｂ，Ｃには図１における磁気結合８１２が生じる。従って、図７，図１０に示したように、半導体モジュール１１１及び１１２を並列接続する配線導体の総合インダクタンスが低減できると共に、半導体モジュール１１１及び１１２の電流アンバランスが低減できる。

なお、本実施例においては、各半導体モジュールの正極端子へ流れる電流は、Ｐ１導体及びＰ２導体に分離して流れ、さらに、斜線部Ａ，Ｃ′による対向部分と、斜線部Ｂ，Ｃによる対向部分とが互いに重ならない。このため、斜線部分Ａ，Ｃ′における磁気結合と斜線部分Ｂ，Ｃにおける磁気結合の干渉を低減できる。また、各半導体モジュールの負極端子に流れる電流は共にＮ導体を流れるので、Ｐ１導体，Ｐ２導体とＮ導体との相対的位置が多少移動しても、斜線部分Ａ，Ｃ′における磁気結合と斜線部分Ｂ，Ｃにおける磁気結合の結合率が大きく変動することが防止される。従って、確実に、あるいは安定して、電流アンバランスを低減することができる。

本実施例では、半導体モジュール１１１の負極端子Ｎ１に接続される導体領域と半導体モジュール１１２の負極端子Ｎ２に接続される導体領域とが、Ｎ導体として一体化されている。このため、斜線部Ｃ，Ｃ′における導体領域が略同一平面上に配置される。これにより、部品点数が低減され、配線のためのスペースを低減できる。これに対し、Ｎ導体を２つに分離して、一方を負極端子Ｎ１を接続し、他方を負極端子Ｎ２を接続し、両方を
ＮＣ導体に接続するようにしても良い。この場合、斜線部Ｃを含む導体領域と斜線部Ｃ′を含む導体領域とに分かれるが、両方の斜線部における導体領域を略同一平面上に配置すれば、配線のためのスペースを低減できる。

本実施例では、半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１に接続される導体領域である
Ｐ１導体における斜線部Ａを含む部分と、半導体モジュール１１２の正極端子Ｐ２に接続される導体領域であるＰ２導体における斜線部Ｂを含む部分とが、Ｎ導体に対し互いに反対側に位置し、互いに異なる平面上に位置する。これにより、前述のＮ導体と相まって、配線スペースを低減しながらも、斜線部分Ａ，Ｃ′における磁気結合と斜線部分Ｂ，Ｃにおける磁気結合の干渉を低減できる。

また、本実施例においては、Ｐ１導体の領域ａ１において、領域ａ２と領域ａ３の接続部から延びる部分により、領域ａ１の電気抵抗や配線インダクタンスを低減できる。さらに、領域ａ２と領域ａ３の接続部から延びる部分は、主電流が流れない部分を含むが、この主電流が流れない部分には、Ｎ導体に主電流が流れるときに過渡的に電流が誘起される。そして、この誘起電流によって生じる磁束によってＮ導体の配線インダクタンスが低減される効果がある。

なお、本実施例において、Ｐ１導体とＰ２導体に代えて、Ｎ導体と同じ形状の導体を用い、かつＮ導体に代えてＰ１導体とＰ２導体と同じ形状の導体を用いても、同様作用・効果を生じる。

図１１，図１３に示すコンデンサに接続される導体を図１５，図１６に示す。図１６
（１）のように、ＣＰ１導体は、コンデンサ３１の正極端子Ｃ１Ｐに電気的に接続される領域ｄ２と、コンデンサ３３の正極端子Ｃ３Ｐに電気接続される領域ｄ３と、図１５に示すＰＣ導体に電気的に接続される領域ｄ４と、これらの領域が接続され、かつ電気的絶縁を確保しながら、ＣＮ導体と積層対向する領域ｄ１とを有する。なお、領域ｄ３と領域
ｄ４は、領域ｄ１を間にして、領域ｄ１の一端部に隣接して接続する。領域ｄ１において、領域ｄ３と領域ｄ４とが接続する部分から延びる部分に、領域ｄ２が領域ｄ３と同じ側で、領域ｄ３から離れて接続する。図１６(３)のように、ＣＰ２導体は、コンデンサ３２の正極端子Ｃ２Ｐに電気的に接続される領域ｅ２と、コンデンサ３４の正極端子Ｃ４Ｐに電気接続される領域ｅ３と、図１５に示すＰＣ導体に電気的に接続される領域ｄｅと、これらの領域が接続され、かつ電気的絶縁を確保しながら、ＣＮ導体と積層対向する領域
ｅ１とを有する。なお、領域ｅ２と領域ｅ４は、領域ｅ１を間にして、領域ｅ１の一端部に隣接して接続する。領域ｅ１において、領域ｅ２と領域ｄ３とが接続する部分から延びる部分に、領域ｅ３が領域ｅ２と同じ側で、領域ｅ２から離れて接続する。図１６（２）のように、ＣＮ導体は、コンデンサ３１の負極端子Ｃ１Ｎに電気的に接続される領域ｆ２と、コンデンサ３２の負極端子Ｃ２Ｎに電気的接続される領域ｆ３と、コンデンサ３３の負極端子Ｃ３Ｎに電気的に接続される領域ｆ４と、コンデンサ３３の負極端子Ｃ３Ｎに電気的に接続される領域ｆ４と、コンデンサ３４の負極端子Ｃ４Ｎに電気的に接続される領域ｆ５と、図１５に示すＮＣ導体に電気的に接続される領域ｆ６と、これらの領域が接続され、かつ電気的絶縁を確保しながら、ＣＰ１導体及びＣＰ２導体と積層対向する領域
ｆ１とを有する。なお、領域ｆ２，ｆ３，ｆ４，ｆ５は、領域ｆ１に同じ側で接続し、領域ｆ６は反対側で領域ｆ１に接続する。領域ｆ２は領域ｆ１の一方の端部に接続し、領域ｆ５は領域ｆ１の他方の端部に接続する。領域ｆ３と領域ｆ４は、領域ｆ２と領域ｆ５の間で、領域ｆ２に近い順に、領域ｆ３，領域ｆ４の順番で領域ｆ１に接続する。

図１３に示すように、コンデンサ３１とコンデンサ３２は、正極端子Ｃ１Ｐと負極端子Ｃ２Ｎが対向し、かつ負極端子Ｃ１Ｎと正極端子Ｃ２Ｐが対向するように隣接並置される。また、コンデンサ３３とコンデンサ３４は、正極端子Ｃ３Ｐと負極端子Ｃ４Ｎが対向し、かつ負極端子Ｃ３Ｎと正極端子Ｃ４Ｐが対向するように隣接並置される。ＣＮ導体の領域ｆ１は、ＣＰ１導体の領域ｄ１とＣＰ２導体の領域ｅ１との間に位置する。ＣＰ１導体，ＣＰ２導体及びＰＣ導体によって、正極端子ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３及びＣＰ４が互いに電気的に接続され、ＣＮ導体及びＮＣ導体によって、負極端子ＣＮ１，ＣＮ２，ＣＮ３及びＣＮ４が互いに電気的に接続される。すなわち、ＣＰ１導体，ＣＰ２導体及びＰＣ導体を含む正極側導体とＣＮ導体及びＮＣ導体を含む負極側導体とによって、コンデンサ
３１，３２，３３及び３４は互いに並列接続される。

ＰＣ導体とコンデンサ３１の正極端子Ｃ１Ｐとの間に流れる電流は、ＣＰ１導体の領域ｄ２，ｄ１，ｄ４を流れ、ＮＣ導体とコンデンサ３２の負極端子Ｃ２Ｎとの間に流れる電流は、ＣＮ導体の領域ｆ３，ｆ１，ｆ６を流れる。ここで、図１３に示すように、コンデンサ３１とコンデンサ３２においては、領域ｄ２と領域ｆ３が対向する。このため、図
１６における斜線部Ｄ１、すなわち領域ｄ１における領域ｄ２との接続部と領域ｄ２とを含む部分を流れる電流と、図１６における斜線部Ｆ２、すなわち領域ｆ１における領域
ｆ３との接続部と領域ｆ３とを含む部分を流れる電流とが対向する。すなわち、ＰＣ導体とコンデンサ３１の正極端子Ｃ１Ｐとの間に流れる電流とＮＣ導体とコンデンサ３２の負極端子Ｃ２Ｎとの間に流れる電流とが対向する。従って、斜線部Ｄ１とＦ２には、図１における磁気結合８３１が生じる。

他方、ＰＣ導体とコンデンサ３２の正極端子Ｃ２Ｐとの間に流れる電流は、ＣＰ２導体の領域ｅ２，ｅ１，ｅ４を流れ、ＮＣ導体とコンデンサ３１の負極端子Ｃ１Ｎとの間に流れる電流は、ＣＮ導体の領域ｆ２，ｆ１，ｆ６を流れる。ここで、図１３に示すように、コンデンサ３１とコンデンサ３２においては、領域ｅ２と領域ｆ２が対向する。このため、図１６における斜線部Ｅ２、すなわち領域ｅ１における領域ｅ２との接続部と領域ｅ２とを含む部分を流れる電流と、図１６における斜線部Ｆ１、すなわち領域ｆ１における領域ｆ２との接続部と領域ｆ２とを含む部分を流れる電流とが対向する。すなわち、ＰＣ導体とコンデンサ３２の正極端子Ｃ２Ｐとの間に流れる電流とＮＣ導体とコンデンサ３１の負極端子Ｃ１Ｎとの間に流れる電流とが対向する。従って、斜線部Ｅ２とＦ１には、図１における磁気結合８３２が生じる。

従って、コンデンサ３１及び３２を並列接続する配線導体の総合インダクタンスが低減できると共に、コンデンサ３１及び３２の電流アンバランスが低減できる。

ＰＣ導体とコンデンサ３３の正極端子Ｃ３Ｐとの間に流れる電流は、ＣＰ１導体の領域ｄ３，ｄ１，ｄ４を流れ、ＮＣ導体とコンデンサ３４の負極端子Ｃ４Ｎとの間に流れる電流は、ＣＮ導体の領域ｆ５，ｆ１，ｆ６を流れる。ここで、図１３に示すように、コンデンサ３３とコンデンサ３４においては、領域ｄ３と領域ｆ５が対向する。このため、図
１６における斜線部Ｄ３、すなわち領域ｄ１における領域ｄ３との接続部と領域ｄ３とを含む部分を流れる電流と、図１６における斜線部Ｆ４、すなわち領域ｆ１における領域
ｆ５との接続部と領域ｆ５とを含む部分を流れる電流とが対向する。すなわち、ＰＣ導体とコンデンサ３３の正極端子Ｃ３Ｐとの間に流れる電流とＮＣ導体とコンデンサ３４の負極端子Ｃ４Ｎとの間に流れる電流とが対向する。従って、斜線部Ｄ３とＦ４には、図１における磁気結合８３３が生じる。

他方、ＰＣ導体とコンデンサ３４の正極端子Ｃ４Ｐとの間に流れる電流は、ＣＰ２導体の領域ｅ３，ｅ１，ｅ４を流れ、ＮＣ導体とコンデンサ３３の負極端子Ｃ３Ｎとの間に流れる電流は、ＣＮ導体の領域ｆ４，ｆ１，ｆ６を流れる。ここで、図１３に示すように、コンデンサ３３とコンデンサ３４においては、領域ｅ３と領域ｆ４が対向する。このため、図１６における斜線部Ｅ４、すなわち領域ｅ１における領域ｅ３との接続部と領域ｅ３とを含む部分を流れる電流と、図１６における斜線部Ｆ３、すなわち領域ｆ１における領域ｆ４との接続部と領域ｆ４とを含む部分を流れる電流とが対向する。すなわち、ＰＣ導体とコンデンサ３４の正極端子Ｃ４Ｐとの間に流れる電流とＮＣ導体とコンデンサ３３の負極端子Ｃ３Ｎとの間に流れる電流とが対向する。従って、斜線部Ｅ４とＦ３には、図１における磁気結合８３４が生じる。

従って、コンデンサ３３及び３４を並列接続する配線導体の総合インダクタンスが低減できると共に、コンデンサ３３及び３４の電流アンバランスが低減できる。
なお、本実施例においては、ＣＰ１導体において、領域ｄ２と領域ｄ３が共に領域ｄ１に接続されるが、ｄ１領域を、領域ｄ２が接続される部分と、領域ｄ３が接続される部分とに分離して、それぞれにＰＣ導体を接続しても良い。ＣＰ２導体においても同様である。ＣＮ導体においては、ｆ１領域を、領域ｆ２及びｆ３が接続される部分と、領域ｆ４及びｆ５が接続される部分とに分け、それぞれにＮＣ導体を接続しても良い。また、ｆ１領域を、それぞれ領域ｆ２，ｆ３，ｆ４及びｆ５が接続される四個の部分に分け、それぞれにＮＣ導体を接続しても良い。

本発明の第３の実施例として半導体モジュール及びコンデンサが４並列における配線導体実装構造について説明する。

図１７に示すように、ＩＧＢＴ上下アームが一括されている半導体モジュール１１１〜１１４が２個ずつ２列に配置されて４並列接続し、平滑コンデンサもコンデンサ３１〜
３４が２個ずつ２列に向かい合わせに配置されて４並列接続される場合を想定する。また、各コンデンサには図示したように、正極及び負極端子が交互に２組ずつある。

各半導体モジュールにおいては、その上面の一辺に沿って、正極端子と負極端子が設けられている。半導体モジュール１１１と半導体モジュール１１２は、正極及び負極端子が設けられる一辺同士が並行に隣接するように、かつ正極端子Ｐ１と負極端子Ｎ２が対向し、かつ正極端子Ｐ２と負極端子Ｎ１が対向するように、隣接並置される。また、半導体モジュール１１３と半導体モジュール１１４も、同様に配置される。なお、半導体モジュール１１１の正極端子及び負極端子と、半導体モジュール１１３の正極端子及び負極端子はほぼ一直線上に位置する。半導体モジュール１１２の正極端子及び負極端子と、半導体モジュール１１４の正極端子及び負極端子も同様にほぼ一直線上に位置する。基本的には、半導体モジュール１１１と半導体モジュール１１２とが、上述の実施例で述べたような導体で並列接続され、電流アンバランスが低減される。また、半導体モジュール１１３と半導体モジュール１１４とが、同様に上述の実施例で述べたような導体で並列接続され、電流アンバランスが低減される。すなわち、基本的には、上述の実施例で述べたような導体を２組用いる。

各コンデンサにおいては、２個の正極端子と２個の負極端子が、直線状にかつ正負交互に配列される。コンデンサ３１とコンデンサ３１は、端子列同士が互いに略平行になるように、かつ正極端子と負極端子が対向するように、隣接並置される。コンデンサ３３とコンデンサ３４も同様に隣接並置される。また、コンデンサ３１の端子列とコンデンサ３３の端子列はほぼ一直線上に位置し、コンデンサ３２の端子列とコンデンサ３４の端子列も同様に位置する。基本的には、コンデンサ３１とコンデンサ３２とが、上述の実施例で述べたような導体で並列接続され、電流アンバランスが低減される。また、コンデンサ３３とコンデンサ３４とが、同様に上述の実施例で述べたような導体で並列接続され、電流アンバランスが低減される。すなわち、基本的には、上述の実施例で述べたような導体を２組用いる。

この場合の配線導体の実装例を図１８及び図１９に示す。

図１８は正面から見た図、図１９は側面（図１７の右前方）から見た図である。

これらの配線導体は絶縁を確保した積層対向構造が複数組み合わさっている。半導体モジュールに接続される部分は、Ｐ１３導体，Ｎ導体及びＰ２４導体が積層対向構造となっており、コンデンサに接続される部分は、ＣＰ１導体，ＣＮ導体及びＣＰ２導体とが積層対向構造となっている。またそれらを接続する部分はＰＣ導体とＰＮ導体とが積層対向構造となっている。なお積層対向導体における絶縁板の断面は図中でハッチングした。

各部分の積層対向導体を分解した図を図２０〜図２２に示す。

図２０は半導体モジュールに接続される部分の積層対向導体である。すなわち、Ｐ１３導体が絶縁板９１を介してＮ導体と対向し、Ｎ導体は絶縁板９２を介してＰ２４導体とも対向した構造となっている。

Ｐ１３導体は半導体モジュール端子接続部が２箇所（ハッチング部）を有しており、Ｎ導体の端子接続部（同じハッチング）、すなわち、それぞれＰ１とＮ２及びＰ３とＮ４とが近接対向している。この部分で図１における磁気結合部８１１を構成することで先に述べた電流均等化及び配線インダクタンス低減を実現している。

また、Ｐ２４導体も半導体モジュール端子接続が２箇所（前述とは異なるハッチング）があり、Ｎ導体の半導体モジュール端子接続部、それぞれＰ２とＮ１及びＰ４とＮ３とが近接対向することで電流均等化及び配線インダクタンス低減を実現している。

また、図示のようにＰ１３導体，Ｐ２４導体及びＮ導体は、半導体モジュールの接続部とは反対側に他の導体と接続するための端子がある。

図２１がＰ１３導体，Ｐ２４導体に接続されるＰＣ導体及びＮ導体に接続されるＮＣ導体を示している。ＰＣ導体とＮＣ導体とは絶縁板９３を介して積層対向することで配線インダクタンス低減を図っている。

ＰＣ導体はＰ１１ｂがＰ１３導体のＰ１１ａと、Ｐ１２ｂがＰ１３導体のＰ１２ａとを介して接続される。図では重ね合わせてボルト締めするための穴のみを示している。同様に、Ｐ２１ｂとＰ２１ａ及びＰ２２ｂとＰ２２ａによりＰＣ導体とＰ２４導体とが接続され、Ｎ１１ｂとＮ１１ａ，Ｎ１２ｂとＮ１２ａ及びＮ１３ｂとＮ１３ａによりＮＣ導体とＮ導体とが接続される。

ＰＣ導体の反対側の端部には図２２に示すＣＰ１導体と接続する部分Ｐ５１ｂ及びP53bそしてＣＰ２導体と接続する部分Ｐ５２ｂ及びＰ５４ｂがある。

同じようにＮＣ導体にはＣＮ導体と接続する部分Ｎ５１ｂ〜Ｎ５３ｂとがある。

図２２はコンデンサに接続されるＣＰ１導体，ＣＰ２導体及びＣＮ導体の構造を示している。

ＣＰ１導体は図１７におけるコンデンサ３１の正極端子との接続部ＣＰ１１及びＣＰ12を備えており、またコンデンサ３３の正極端子との接続部ＣＰ３１及びＣＰ３２を備えている。ＣＰ１導体と絶縁板９４を介して積層対向するのがＣＮ導体である。ＣＮ導体には全てのコンデンサ３１〜３４の負極端子に接続する部分ＣＮ１１〜ＣＮ４２を備えている。図示したようにコンデンサ端子接続部ＣＰ３２とＣＮ４１とが近接対向することで電流均等化及び配線インダクタンス低減を図っている。

また、ＣＰ２導体も絶縁板９５を介してＣＮ導体と積層対向している。この導体についてもコンデンサ端子接続部ＣＰ４１がＣＮ導体のＣＮ３２部と対向して電流均等化及び配線インダクタンス低減を図っている。

なお、図１７の説明において、半導体モジュール側において、基本的には、図１１〜図１６で述べた導体を２組用いると述べたが、図２０に示す各導体は、図１４で示した導体が２個づつ一体化されている。これは、図１７で示したように、半導体モジュール１１１の正極端子及び負極端子と、半導体モジュール１１３の正極端子及び負極端子はほぼ一直線上に位置し、かつ半導体モジュール１１２の正極端子及び負極端子と、半導体モジュール１１４の正極端子及び負極端子も同様にほぼ一直線上に位置するためである。また、コンデンサ側においても同様である。

なお、図１８〜図２２に示した配線構造は一例にすぎず、途中の接続端子の配置などはいろいろ変えても良い。ただし、接続部で積層されていない部分は正極側と負極側とを交互に配置することで、高周波電流における配線インダクタンス低減効果がある。

また、ここでは半導体モジュールに接続される積層導体（Ｐ１３導体，Ｎ導体，Ｐ２４導体）と途中の積層導体（ＰＣ導体，ＮＣ導体）とコンデンサに接続される積層導体
（ＣＰ１導体，ＣＮ導体，ＣＰ２導体）との３つの積層導体群としたが、半導体モジュールと平滑コンデンサとの位置関係によっては１つの積層導体で構成しても良い。

本発明の第４の実施例について図２３，図２４で説明する。

これは、上下アームが１つに内蔵された２並列接続した半導体モジュール１１１と112に関する配線実装構造を示している。この場合には平滑コンデンサは正極及び負極が２組の端子ＣＰ１〜ＣＮ２で構成されていて、１群の積層導体で半導体モジュールと平滑コンデンサとを接続している。図２３に示すように左手前の半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１は左奥に、負極端子Ｎ１は右手前側になる。一方、右奥の半導体モジュール１１２の正極端子Ｐ２は図中の右方でＮ１と対向する位置に、負極端子Ｎ２は奥のＰ１と対向する位置にある。図２３及び図２４の正極導体７１１は半導体モジュール１１１の正極Ｐ１及びコンデンサの正極端子ＣＰ１とを接続している。もう一方の正極端子７１２が半導体モジュール１１２の正極端子とコンデンサ正極端子ＣＰ２とを接続している。２つの正極導体７１１及び７１２に図示していない絶縁板に挟まれた負極導体７２が半導体モジュールの２つの負極Ｎ１及びＮ２とコンデンサの２つの負極ＣＮ１及びＣＮ２とを接続している。

この実施例では図１における正極導体の共通部が存在していない形になっているが、図中に破線で囲んで示した対向部８１でＰ１接続部とＮ２接続部とが、また対向部８２で
Ｐ２接続部とＮ１接続部とが磁気結合することで半導体モジュールの電流均等化及び配線インダクタンス低減が実現されている。

また、図２４のように正極側導体７１１，７１２を負極側導体７２と同じ幅にしているのは、幅広部分でも往復電流が対向した構成となっており、磁気結合の度合いが大きくなり配線インダクタンス低減が期待できるからである。配線インダクタンスが十分に低減されている場合には必ずしも幅広にしなくても良い。

本発明の第５の実施例について説明する。

インバータを構成する上下２×３相のスイッチング素子（図３における１１Ｐ〜１３Ｎあるいは２１Ｐ〜２３Ｎ）が１つのモジュールで構成されている場合を考える。

６素子が入ったモジュールでスイッチング素子を２並列として使用する場合を示すと図２５のようになる。

図２５は２つのモジュール１０１と１０２とを両側の端子がそれぞれ列に並ぶように配置されており、点線で囲んだように並列接続されている。この２モジュールだけで考えているうちは問題無いが、変換器全体（３相分）を考えた場合には、横に１列に配置すると横方向のみ異様に長くなってしまい変換器全体寸法として大型化してしまう。

一方、図２６に示すように２つのモジュールをＰ及びＮ端子がある側が対向するように配置すると、縦横寸法が均整のとれた形状となる。図２６において、Ｗ相を構成する２並列のスイッチング素子において、ＷＰ１とＷＮ２とが対向、ＷＰ２とＷＮ１とが対向しているのでこの部分の配線導体を図２３と同様の構造にして磁気結合させることで電流アンバランス低減の効果が期待できる。

さらに、図２７に示すように、各相ともに２つのモジュールに跨って並列接続することにして、ＵＰ１とＵＮ２とが対向、ＵＰ２とＵＮ１とが対向、ＶＰ１とＶＮ２とが対向、ＶＰ２とＶＮ１とが対向、ＷＰ１とＷＮ２とが対向、ＷＰ２とＷＮ１とを対向させてその接続導体を磁気結合させることで電流アンバランス低減の効果が期待できる。なお、図
２６と図２７とを比較した場合に、極低速運転（極低周波数通電）時にある１相のスイッチング素子の電流責務が集中した場合に、その２並列がモジュールに跨っていて発熱の分散ができるので温度上昇抑制の観点で好適である。

本発明の第１の実施例における配線構成を示す。 従来例における並列接続における配線構成を示す。 本発明の適用分野である電力変換器の回路構成を示す。 本発明が適用される並列接続の例を示す。 本発明の効果を確認する計算の構成を示す。 本発明の効果を確認する計算における比較の説明を示す。 本発明の効果について第１の確認例を示す。 本発明の効果を確認する計算の構成（第２の例）を示す。 本発明の効果を確認する計算における比較の説明（第２の例）を示す。 本発明の効果について第２の確認例を示す。 本発明の第２の実施例における配線実装構造を示す。 図１１におけるＡ−Ａ′矢視図を示す。 図１１におけるＢ−Ｂ′矢視図を示す。 図１１における半導体モジュール接続導体の形状を示す。 図１４及び図１６の導体を接続する導体の形状を示す。 図１１におけるコンデンサ接続導体の形状を示す。 本発明の第３の実施例における半導体モジュールコンデンサ配置を示す。 本発明の第３の実施例における配線導体の正面から見た状態を示す。 本発明の第３の実施例における配線導体の側面から見た状態を示す。 本発明の第３の実施例におけるＩＧＢＴ接続導体の形状を示す。 本発明の第３の実施例における途中接続導体の形状を示す。 本発明の第３の実施例におけるコンデンサ接続導体の形状を示す。 本発明の第４の実施例における配線導体実装形状を示す。 本発明の第４の実施例における各配線導体の形状を示す。 本発明の第５の実施例に関する一般的な構成例を示す。 本発明の第５の実施例を示す。 本発明の第５の実施例に関する変形例を示す。

符号の説明

３，３１〜３４…平滑コンデンサ、４…モータ、５…電源、１１Ｐ〜１３Ｎ，１１Ｐ１〜１１Ｎ２，２１Ｐ〜２３Ｎ…自己消弧スイッチング素子（還流ダイオード含む）、６１〜６３…リアクトル、９１〜９５…絶縁板、１１１，１１２，１０１，１０２…半導体モジュール、７１１，７１２，７２…配線導体、８００，８０１，８３１〜８３４…配線導体磁気結合部。

Claims (9)

1. 少なくとも一対の正極端子と負極端子を有する電気部品を複数個備え、前記複数個の電気部品が、前記各正極端子に電気的に接続される正極側導体及び前記各負極端子に電気的に接続される負極側導体によって並列に接続される回路を有する電力変換装置において、
   前記正極側導体は、前記複数個の電気部品の内、第１の電気部品の前記正極端子及び第２の電気部品の前記正極端子にそれぞれ接続される第１の導体領域及び第２の導体領域を有し、
   前記負極側導体は、前記複数個の電気部品の内、第１の電気部品の前記負極端子及び第２の電気部品の前記負極端子にそれぞれ接続される第３の導体領域及び第４の導体領域を有し、
   前記第１の導体領域と前記第４の導体領域は、電気的絶縁を確保しながら積層対向する第１の対向部分を有し、
   前記第２の導体領域と前記第３の導体領域は、電気的絶縁を確保しながら積層対向する第２の対向部分を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、前記第１の対向部分においては、前記第１の導体領域と前記第４の導体領域を流れる電流によって磁気結合が生じ、前記第２の対向部分においては、前記第２の導体領域と前記第３の導体領域を流れる電流によって磁気結合が生じることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２において、前記第１の対向部分と前記第２の対向部分とが互いに重ならないことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項において、前記第１の対向部分における前記第４の導体領域及び前記第２の対向部分における前記第３の導体領域が略同一平面上に配置され、前記第１の対向部分における前記第１の導体領域及び前記第２の対向部分における前記第２の導体領域が異なる平面上に配置されることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜３のいずれか一項において、前記第１の対向部分における前記第１の導体領域及び前記第２の対向部分における前記第２の導体領域が略同一平面上に配置され、前記第１の対向部分における前記第４の導体領域及び前記第２の対向部分における前記第３の導体領域が異なる平面上に配置されることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項において、前記第１及び第２の対向部分の対向面が電気部品上面に対し垂直であることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１〜６のいずれか一項において、前記電気部品が半導体モジュールであることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７において、前記半導体モジュールは、それぞれが半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列接続回路を含む上下アームを有し、上アームの正極が前記正極端子であり、下アームの負極が前記負極端子であることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１〜６のいずれか一項において、前記電気部品がコンデンサであることを特徴とする電力変換装置。

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