JP4722144B2

JP4722144B2 - レーダ装置

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Publication number: JP4722144B2
Application number: JP2008003347A
Authority: JP
Inventors: 幸一甲斐
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-01-10
Filing date: 2008-01-10
Publication date: 2011-07-13
Anticipated expiration: 2028-01-10
Also published as: US20090322592A1; US7812759B2; JP2009168452A

Description

この発明は、ターゲット（目標物）で反射した反射信号を複数の受信アンテナで受信してターゲットの位置情報を検出するレーダ装置に関するものである。

複数の受信アンテナ素子をもつアレーアンテナを搭載したレーダ装置において、複数の受信部から得られる各ビート信号をデジタルビームフォーミングによってアンテナビームを合成する方法が知られている。
例えば、特開２００１−９１６１７号公報（特許文献１）には、「デジタルビームフォーミング手法によってターゲットの方位の範囲を推定するデジタルビームフォーミング手段と、推定されたターゲットの方位の範囲またはその近傍を含めた領域について、高分解能方位推定手法を用いてターゲットの方位を検出する高分解能方位推定手段とを有したターゲット方位検出装置」が示されている。
そして、この特許文献１には、「デジタルビームフォーミング(以下、ＤＢＦとも記す)手法による正確なターゲットの存在の確定と、高分解能方位推定手法によるターゲットの正確な方位検出を組み合わせて、誤検出を防止して高精度なターゲット方位の検出が行える」ことが記載されている。
即ち、特許文献１には、複数の受信部（以下、受信ＣＨと記載）から得られる信号をＤＢＦし、ターゲットの大凡の角度を算出し、ＤＢＦで得られた角度近傍をさらに高精度な測角手段により、正確なターゲットの方位角度を得ることが記載されている。
特開２００１−９１６１７号公報

特許文献１のようにＤＢＦを利用したレーダ装置では、ＤＢＦにより合成する受信ＣＨ数が多いほどＳ／Ｎが向上し、ターゲットの検知性能は向上させることが可能であると同時に合成されるビームは細くなる。
ビームが細くなると、ビームの角度分解能は高くなるが、所望の検知角度範囲を得るためには、ビーム数を増やす必要があり、結果として演算量が増えるという問題がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、ＤＢＦの演算量を減らし、且つターゲットの高精度な位置精度を得ることが可能なレーダ装置を提供することを目的としている。

この発明に係るレーダ装置は、電波をターゲットに送信する送信手段と、複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナにより前記ターゲットが反射する電波から複数チャンネルの受信信号を得る受信手段を備えたレーダ装置であって、
前記複数チャンネルの受信信号のそれぞれに送信信号をミキシングし、各チャンネルのビート信号を得るビート信号発生手段と、前記各チャンネルのビート信号についてそれぞれ高速フーリエ変換等の周波数変換を行う周波数変換手段と、前記周波数変換手段による各チャンネルの周波数変換結果を複数のグループに分割し、前記複数のグループ毎に周波数変換結果の各周波数成分についてデジタルビームフォーミングを行うデジタルビームフォーミング手段と、前記デジタルビームフォーミング手段による複数グループ毎の各周波数成分のデジタルビームフォーミング結果の振幅もしくは電力を加算する加算手段と、
前記加算手段による加算結果よりターゲットが反射した電波によるビート信号のピーク周波数を検知するピーク検知手段と、デジタルビームフォーミング結果もしくは周波数変換結果から、前記ピーク検知手段が検知したピーク周波数成分を抽出し、抽出したピーク周波数成分から、前記ターゲットで反射されてくる電波の角度を演算する角度演算手段を備えているものである。

本発明によれば、デジタルビームフォーミングの演算量を減らし、且つ、ターゲットの高精度な位置精度を得ることが可能となる。

以下、図面に基づいて、本発明の一実施の形態例について説明する。
実施の形態1．
図1は、この発明の実施の形態1によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
図1において、１はＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダ装置（以下、単にレーダ装置と略す）、２は特定の周波数の電磁波を発生する電圧制御発振器、３は電圧制御発振器２の電磁波の電力を送信アンテナ４と受信側のミキサ部７に分配するための分配器である。送信アンテナ４は分配器３からの電磁波を空間に送信する。
5はレーダ装置1が検知しようとしているターゲット（目標物）、6は送信電磁波がターゲット5により反射されて返ってきた電磁波を受信する複数の受信アンテナからなる受信アンテナ部である。
本実施の形態では、受信アンテナ部６は、例えばＣＨ（チャンネル）１からＣＨ６までの各チャンネルに対応する６個の受信アンテナ（６１、６２、・・・６６）を持つ。
各受信アンテナ（６１、６２、・・・６６）は、一定間隔dで一直線に配置しているが、各受信アンテナは、必ずしも等間隔や一直線に配置する必要はない。

７は、分配器3からの電磁波と受信アンテナ部6の各受信アンテナによって得られた受信波とをそれぞれミキシングし、ターゲット5の距離、相対速度、角度に応じたビート信号を出力するミキサ部、8はローパスフィルタ部である。
なお、通常は送受信の各経路において、周波数に応じたアンプを挿入するが、ここでは省略する。
９は、ビート信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器部である。
１０は、Ａ／Ｄ変換器部９からの信号よりターゲット５の距離、相対速度、角度を演算するとともに、電圧制御発信器２のＦＭ変調（後述するＵＰ変調あるいはＤＯＷＮ変調）制御を行う演算装置である。
なお、ミキサ部７は、ＣＨ１からＣＨ６のチャンネルに対応する６個のミキサ（７１、７２、・・・７６）を有し、ローパスフィルタ部８は、ＣＨ１からＣＨ６のチャンネルに対応する６個のローパスフィルタ（８１、８２、・・・８６）を有し、Ａ／Ｄ変換器部９はＣＨ１からＣＨ６のチャンネルに対応する６個のＡ／Ｄ変換器（９１、９２、・・・９６）を有している。

演算装置１０内には、Ａ／Ｄ変換器部９の各Ａ／Ｄ変換器でデジタル化されたビート信号を受信ＣＨ毎に周波数変換を行う周波数変換部１１、ＣＨ１〜ＣＨ３またはＣＨ４〜ＣＨ６の周波数変換結果をもとにＤＢＦ処理を行うＤＢＦ処理部１２、ＣＨ１〜ＣＨ３のＤＢＦ結果とＣＨ４〜ＣＨ６のＤＢＦ結果の各周波数成分における振幅または電力を加算する加算部１３、加算部１３の結果からピークを抽出するピーク検知部１４、ピーク検知部１４により得られたピーク周波数を元に距離、速度を演算する距離・速度演算部１５、周波数変換部１１の処理結果からピーク検知部１４で得られたピーク周波数にあたる周波数成分を抽出し、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）などの超分解能処理を行う角度演算部１６が設けられている。
なお、ＤＢＦ処理部１２は、ＣＨ１〜ＣＨ３の周波数変換結果をもとにＤＢＦ処理を行う第１のＤＢＦ処理部１２ａとＣＨ４〜ＣＨ６の周波数変換結果をもとにＤＢＦ処理を行う第２のＤＢＦ処理部１２ｂからなっている。即ち、図１では、デジタルビームフォーミング手段１２は、複数チャンネルの受信信号を２つのグループに分割し、分割されたグループ毎にデジタルビームフォーミングを行う場合を示している。

次に、本実施の形態によるレーダ装置における信号処理の内容について、図２のフローチャートに沿って説明する。
まず、ステップＳ０１において、送信周波数増加中（以下、ＵＰ変調と記載する）の初期化設定を行う。
以後ステップＳ０８までの処理はＵＰ変調の処理となる。
次に、ステップＳ０２において、各受信ＣＨのビート信号を一定時間毎にＡ／Ｄ変換器部９によりデジタル化を行うＡ／Ｄ入力処理を行う。
次に、ステップＳ０３では、各受信ＣＨのＡ／Ｄ入力処理結果について、周波数変換部１１により周波数変換処理を行う。
ここでは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を使用する。
次に、ステップＳ０４において、ＣＨ１〜ＣＨ３のＦＦＴ結果について、同一周波数成分毎にＤＢＦ処理を行う。

次に、ステップＳ０５において、ＣＨ４〜ＣＨ６のＦＦＴ結果について、同一周波数成分毎にＤＢＦ処理を行う。
このときの移相量、ビームの本数については、後ほど詳細に説明する。
次に、ステップＳ０６において、ＣＨ１〜ＣＨ３のＤＢＦ結果について周波数毎に振幅を算出し、また、ＣＨ４〜ＣＨ６のＤＢＦ結果について、周波数毎に振幅を算出し、それぞれ周波数毎に振幅加算処理を行う。
次に、ステップＳ０７において、各ビーム毎にピーク検知処理を行う。

図３は、ピーク検知処理の概略を説明するための図である。
図３において、横軸は周波数解析結果の周波数、縦軸は各周波数成分の振幅である。
図３に示すノイズレベルの平均に対し、+ α[dB]のしきい値を設定し、そのしきい値を超える極大値を選択する。これが検知されたピークとなる。
このしきい値を大きくすれば、ノイズによるピークを検知する確率が減るが、ターゲットからの反射波による信号によるピークを検知する確率（以後検知確率と記載）も小さくなる。レーダの用途に合わせ最適なしきい値が決定される。

次に、ステップＳ０８において、現在UP変調処理かどうかを判定し、UP変調処理であれば、ステップＳ０９へ、UP変調処理でなければ、ステップＳ１０へ移る。
ステップＳ０９では、送信周波数減少中（以下、ＤＯＷＮ変調と記載する）の初期化設定を行い、ステップＳ０２に移る。以後ステップＳ０８までの処理はDONW変調の処理となる。
ステップＳ１０では、ＵＰ変調およびＤＯＷＮ変調で得られたピーク周波数より、ターゲットの距離と相対速度を算出する。
ＦＭＣＷレーダ装置における「距離、速度の算出方法」については、すでに様々な文献により説明がなされているので、ここでは省略する。

次に、ステップＳ１１では、ステップＳ０７で得られたピーク周波数毎に、ステップＳ０３の周波数変換結果から、各受信ＣＨ毎のピーク周波数データを抽出する。
そして、抽出した各受信ＣＨのピーク周波数データから、ＭＵＳＩＣ等の超分解能処理やモノパルス測角により、ターゲットの角度を算出する。
「ＭＵＳＩＣ処理」については下記の非特許文献など様々な文献が発表されており、また、「モノパルス測角」についてはレーダ技術として一般的（例えば、特開２００３−２４８０５４号公報参照）なものであるため、説明は省略する。
非特許文献：Ralph O. Schmidt : “Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation”，IEEE TRANSACTIONS ON ANTENAS AND PROPAGATION,VOL. AP-34, No.3, MARCH 1986, p.276-280

次に、ステップＳ０４のＤＢＦ処理からステップＳ０６の振幅加算処理について詳細に説明する。
図４は、各受信ＣＨのアンテナパターンＡ、３ＣＨ毎にＤＢＦを行った後に振幅加算処理を行った場合のビームパターン（即ち、実施の形態1での処理によるビームパターン）Ｂおよび６ＣＨ全てのＣＨを使用してＤＢＦを行った場合のビームパターンＣを示す図である。
いずれのＤＢＦ（即ち、ビームパターンがＢあるいはＣの場合のＤＢＦ）についても、ビーム方向は０（即ち、各受信ＣＨでの移相量は０）としている。
３ＣＨ毎に２つのグループ分割をしてＤＢＦを行った後に振幅加算処理を行った場合のビームパターンＢは、６ＣＨ全てのデータからＤＢＦを行ったときのビームパターンよりビームの幅が広くなる。
これは、ビーム方向を０以外とした場合にも、同様である。
例えば、ある検知角度範囲のレーダを得るためには、３ＣＨ毎に２つのグループに分割してＤＢＦを行った後に振幅加算処理を行った場合は、図５のように3本のビームが必要であり、６ＣＨ全てのデータからＤＢＦを行った場合は、図６のように５本のビームが必要となる。

ステップＳ０４〜Ｓ０７の処理は、ビーム本数が少なければ少ないほど、演算量回数は少なくなり、レーダ装置全体の演算処理が軽減される。
また、ｎＣＨのＤＢＦを行った場合、ビーム正面方向のＳ／Ｎは概略１０ log(n) [dB]向上する。
これに対し、n回の振幅加算処理をした場合、ピークレベルもノイズレベルも増加するためＳ／Ｎは向上しない。
図７は、本実施の形態において振幅加算処理によりしきい値を下げた場合のピーク検知処理の概略を説明するための図である。
本実施の形態においては、図７に示すようにノイズのばらつきが平滑化される。
そのため、振幅加算処理前にピーク検知処理を行った場合と同等の誤検知確率を、振幅加算処理後のピーク検知処理で得るためには、振幅加算後のピーク検知処理のしきい値を振幅加算処理前のピーク検知処理のしきい値の概略１／√ｎにすれば良い。
なお、“√ｎ”は、“ｎ^1/2”のことである。

このように、本実施の形態においては、ピーク検知のためのしきい値を下げることが出来るため、ピーク検知確率は向上する。即ち２０ log(√n)＝１０ log(n)[dB]のＳ／Ｎ向上とほぼ同等とみなすことが出来る。
よって、３ＣＨ毎にＤＢＦを行った後に加算処理を行った場合と、６ＣＨ全てのデータからＤＢＦを行った場合のピーク検知の性能（検知確率、誤検知確率）はほぼ同等とみなすことが出来る。
また、本実施の形態においては、所望の検知角度範囲に応じて、ＤＢＦのＣＨ数を調整して受信ＣＨをグループ分けし、さらに各グループのＤＢＦ結果の振幅加算処理を行うことにより、ＤＢＦによるＳ／Ｎ向上効果を損なうことなく、演算量を軽減することが出来る。

また、本実施の形態では、各周波数成分の振幅加算処理に代えて、電力加算処理にしても良い。
また、本実施の形態は、受信ＣＨを３ＣＨ毎にグループ分けしたが、所望の検知角度範囲に合わせて、最適なグループ分けとＤＢＦ処理、ビーム数の選択を行うことが出来る。
また、この発明の実施の形態1では、ＦＷＣＷ方式のレーダ装置の場合について述べたが、パルスドップラーレーダ等、送信周波数の増加、減少を行わないレーダ装置でも同様の処理を行うことが出来ることは言うまでもない。

また、受信ＣＨ間の間隔が等間隔であれば、ＤＢＦ処理は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理に置き換えることも可能である。
もしアンテナ素子間隔の一部が不等間隔の場合、等間隔になるよう受信ＣＨをグループ分けし、グループ毎にＦＦＴを行い、各グループのＦＦＴ結果を振幅加算処理しても良い。
なお、上述の実施の形態１によるレーダ装置の説明では、受信ＣＨは６ＣＨであり、２つのグループに分割して処理している場合を例にして説明しているが、受信ＣＨ数や分割グループ数はこの例に限定されるものではない。

以上説明したように、本実施の形態によるレーダ装置は、電波をターゲット５に送信する送信手段（送信アンテナ）４と、複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナにより前記ターゲットが反射する電波から複数チャンネルの受信信号を得る受信手段（受信アンテナ部）６を備えたレーダ装置であって、複数チャンネルの受信信号を複数のグループに分割し、複数のグループ毎にデジタルビームフォーミングを行うデジタルビームフォーミング手段（ＤＢＦ処理部）１２と、デジタルビームフォーミング手段（ＤＢＦ処理部）１２による複数グループ毎のデジタルビームフォーミング結果の各周波数成分における振幅もしくは電力を加算する加算手段（加算部）１３と、加算手段（加算部）１３による加算結果よりターゲット５が反射した電波による信号のピーク周波数を検知するピーク検知手段（ピーク検知部）１４と、ピーク検知手段ピーク検知部）１４により得られたピーク周波数をもとにターゲット５の距離・速度を演算する距離・速度演算手段（距離・速度演算部）１５と、ピーク検知手段（ピーク検知部）１４が検知したピーク周波数の周波数成分を抽出し、ターゲット５で反射されてくる電波の角度を演算する角度演算手段（角度演算部）１６を備えている。

従って、ＤＢＦではターゲットの検知のみを行い、角度の算出（演算）は角度演算手段で行うので、デジタルビームフォーミングの演算量を減らし、且つ、ターゲットの高精度な位置精度を得ることが可能となる。
また、角度演算手段（角度演算部）１６は、ターゲット５で反射する電波の角度演算にＭＵＳＩＣ等の超分解能測角を行うので、ターゲットの高精度な位置精度を得ることができる。

また、デジタルビームフォーミング手段（ＤＢＦ処理部）１２は、デジタルビームフォーミング後に所望の検知角度範囲を得られるように、複数チャンネルの受信信号を複数のグループに分割する。
また、複数のアンテナ素子の間隔の一部が不等間隔の場合、分割後のグループ内のアンテナ素子が等間隔となるよう複数のグループへの分割を行う。
また、複数のアンテナ素子の間隔が不等間隔の場合、分割後のグループ内のアンテナ素子が出来る限り等間隔となるよう複数のグループへの分割を行う。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２によるレータ装置のアンテナ構成を示す図である。
本実施の形態では、各各受信ＣＨの受信アンテナＲＸ１〜ＲＸ８は、等間隔に配置されている。
なお、ＦＦＴ処理への入力に適した数は「２のｎ乗」個であるので、簡単のために受信アンテナが８個（２³個）の場合について説明する。
送信アンテナＴＸ１、ＴＸ２は、受信アンテナの両側に受信ＣＨ間の間隔（ｄ）と同じ間隔で配置される。
送信アンテナＴＸ１と送信アンテナＴＸ２は交互に動作（即ち、送信アンテナＴＸ１と送信アンテナＴＸ２は時分割で電波を送信）し、それぞれの送信アンテナから送信された送信波がターゲット５により反射されて返ってきた電磁波を受信アンテナＲＸ１〜ＲＸ８で受信する。
このようなレーダ形式は、特開２００４−１９８３１２号公報などで示されるように、仮想的に図９のようなＣＨ配置と見なすことが出来る。

この場合、仮想送信アンテナＴＸ１／ＴＸ２を挟んだ受信ＣＨであるＲＸ８とＲＸ９の間隔のみが不等間隔で、それ以外は等間隔となる。
もし、「ＴＸ１とＲＸ１の間の間隔」および「ＴＸ２とＲＸ８の間の間隔」を受信ＣＨ間の半分にすれば、即ち、図９において、ｄ１＝ｄ２＝ｄ／２とすれば、全ての仮想受信ＣＨを等間隔にすることが出来るが、送信波の波長やアンテナ素子形状の制限等から、上記受信間隔の半分にすることが不可能である場合もある。
そのように場合には、受信ＣＨをＲＸ１〜ＲＸ８のグループとＲＸ９〜ＲＸ１６のグループにグループ分割する（即ち、物理的に配置された受信ＣＨを１つの組としてグループ分割する）ことで、受信ＣＨ間を等間隔にすることができ、実施の形態１の場合と同様に、ＤＢＦ処理をＦＦＴ処理で置き換えることが可能となる。
なお、ＤＢＦ後のビームの太さを調整するために、ＲＸ１〜ＲＸ８のグループとＲＸ９〜ＲＸ１６のグループをそれぞれ更に複数のグループに分割してもよいことは言うまでもない。

以上説明したように、本実施の形態においては、送信手段（送信アンテナ）は、受信手段（受信アンテナ部）６に対して複数個（例えば、ＴＸ１、ＴＸ２）配置され、個々の送信手段（送信アンテナ）４から時分割で電波を前記ターゲットに送信することにより受信手段（受信アンテナ部）６は仮想受信チャンネルを形成し、デジタルビームフォーミング手段１２は、仮想受信チャンネルの分割を実受信チャンネル毎に分割（即ち、物理的に配置された受信ＣＨＲＸ１〜ＲＸ８を１つの組としてグループ分割）する。
従って、本実施の形態によれば、ＤＦＢ処理をＦＦＴ処理に置きかえることにより演算量を削減することができる。

この発明は、デジタルビームフォーミングの演算量を減らし、且つ、ターゲットの高精度な位置精度を得ることが可能なレーダ装置の実現に有用である。

実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１によるレーダ装置の動作を説明するためのフローチャートである。実施の形態１におけるピーク検知処理の概略を説明するための図である。アンテナパターン、ビームパターンを示す図である。実施の形態1による信号処理を行った場合のビーム数を示す図である。受信全CHのDBFを行った場合の必要なビーム数を示す図である。振幅加算処理によりしきい値を下げた場合のピーク検知処理の方法を示す図である。実施の形態２によるレータ装置のアンテナ構成を示す図である。実施の形態２によるレータ装置の仮想的なアンテナ配列を示す図である。

符号の説明

４送信アンテナ（送信手段）
５ターゲット
６受信アンテナ部（受信手段）
７ミキサ部
８ローパスフィルタ部
９Ａ／Ｄ変換器部
１０演算装置
１１周波数変換部
１２ＤＢＦ処理部（デジタルビームフォーミング手段）
１３加算部（加算手段）
１４ピーク検知部（ピーク検知手段）
１５距離・速度演算部（距離・速度演算手段）
１６角度演算部（角度演算手段）

Claims

電波をターゲットに送信する送信手段と、複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナにより前記ターゲットが反射する電波から複数チャンネルの受信信号を得る受信手段を備えたレーダ装置であって、
前記複数チャンネルの受信信号のそれぞれに送信信号をミキシングし、各チャンネルのビート信号を得るビート信号発生手段と、
前記各チャンネルのビート信号についてそれぞれ高速フーリエ変換等の周波数変換を行う周波数変換手段と、
前記周波数変換手段による各チャンネルの周波数変換結果を複数のグループに分割し、前記複数のグループ毎に周波数変換結果の各周波数成分についてデジタルビームフォーミングを行うデジタルビームフォーミング手段と、
前記デジタルビームフォーミング手段による複数グループ毎の各周波数成分のデジタルビームフォーミング結果の振幅もしくは電力を加算する加算手段と、
前記加算手段による加算結果よりターゲットが反射した電波によるビート信号のピーク周波数を検知するピーク検知手段と、
デジタルビームフォーミング結果もしくは周波数変換結果から、前記ピーク検知手段が検知したピーク周波数成分を抽出し、抽出したピーク周波数成分から、前記ターゲットで反射されてくる電波の角度を演算する角度演算手段を備えていることを特徴とするレーダ装置。
前記角度演算手段は、前記ターゲットで反射する電波の角度演算としてＭＵＳＩＣ等の超分解能測角を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
前記角度演算手段は、前記ターゲットで反射する電波の角度演算としてモノパルス測角を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
前記デジタルビームフォーミング手段は、デジタルビームフォーミング後に、所望の検知角度範囲を得られるよう前記複数チャンネルの受信信号を複数のグループに分割することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
前記複数のアンテナ素子の間隔の一部が不等間隔の場合、素子が等間隔となっている部分毎に１つのグループとする、もしくは複数のグループとすることで、分割後のグループ内のアンテナ素子が等間隔となるよう前記複数のグループへの分割を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信手段は前記受信手段に対して複数個配置され、個々の送信手段から時分割で電波を前記ターゲットに送信することにより前記受信手段は仮想受信チャンネルを形成し、
前記デジタルビームフォーミング手段は、前記仮想受信チャンネルの分割を実受信チャンネル毎に分割することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。