JP4712263B2

JP4712263B2 - オーディオブースタ回路

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Publication number: JP4712263B2
Application number: JP2001540926A
Authority: JP
Inventors: アール．ゲイゴン，ポール
Original assignee: BBE Sound Inc
Current assignee: BBE Sound Inc
Priority date: 1999-11-22
Filing date: 2000-11-22
Publication date: 2011-06-29
Anticipated expiration: 2020-11-22
Also published as: WO2001039371A1; JP2003516015A; US6947567B1; AU2251601A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子増幅器の分野に関し、特に、ウーファのサイズ縮小の結果として生じるスピーカ性能の低下を補償するように予め定められた帯域幅以内で信号を増大するための信号調整回路の分野に関する。
【０００２】
【従来の技術】
状態変数前置増幅器を有する低入力信号帯域幅圧縮器及び増幅器制御回路に関する米国特許第５７３６８９７号が、カリフォルニア州、ハンティントンビーチのビービーイーサウンド（ＢＢＥＳｏｕｎｄ）に発明を譲渡したポールゲイゴン（ＰａｕｌＧａｇｏｎ）に１９９８年４月７日に与えられた。この特許の内容は、そのままここに参照文献として取り入れられる。その発明者及び出願人は本発明と共通である。この米国特許は状態変数フィルタの使用を開示している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のオーディオブースタ回路では、なお、性能の向上と安定性に欠けている。
【０００４】
本発明の課題は、このような問題点を解決し、性能の向上及び安定を容易に得ることができるオーディオブースタ回路を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
すなわち、上記目的を達成するために、本発明のオーディオブースタ回路は、前置増幅器として、状態変数帯域フィルタ（Ｓｔａｔｅ−ＶａｒｉａｂｌｅＢａｎｄ−ＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）と協同動作する無限利得複数帰還帯域フィルタ（ＩｎｆｉｎｉｔｅＧａｉｎＭｕｌｔｉｐｌｅＦｅｅｄｂａｃｋＢａｎｄ−ＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）の使用を提案するものである。
【０００６】
第一の実施態様では、本発明のオーディオブースタ回路は、高、低、及び中周波数帯域の周波数信号成分を有するプログラム入力信号に応答してバッファされたバッファドプログラム信号を提供する入力バッファを有している。バッファドプログラム信号を入力とし、これを反転した反転バッファドプログラム信号として出力する全域位相反転器に供給される。上記バッファドプログラム信号は、また、予め定められた「Ｑ」を有する帯域フィルタへも供給される。この帯域フィルタは、バッファドプログラム信号に応答して、反転されかつ帯域で増大された反転帯域増大プログラム信号を提供する。合算増幅器が、前記反転バッファドプログラム信号を前記反転帯域増大プログラム信号に加え、出力信号として一つの合成プログラム信号をパワー増幅器とスピーカとの結合体へ供給する。もう一つの特別な実施態様では、前記帯域フィルタは、中心周波数でピーク利得を有し、かつ、周波数調整手段がこのピーク利得の発生周波数を調整するために設けられている。更に特別の実施態様では、前記帯域フィルタは、一つの第１、第２及び第３抵抗器並びに一つの第１及び第２キャパシタを有している。この帯域フィルタの第１、第２及び第３抵抗器の抵抗値並びに第１及び第２キャパシタのキャパシタンス値は、３から６の範囲の「Ｑ」が得られるように選択される。かつ、第２抵抗器と直列の周波数調整抵抗器が、５０Ｈｚから１００Ｈｚの範囲内で一つの周波数にピーク利得を位置させるように調整される。
【０００７】
第二の代案となる実施態様では、本発明のオーディオブースタ回路は、高、低、及び中周波数帯域の周波数信号成分を有するプログラム入力信号に応答してバッファードプログラム信号を提供する一つの入力バッファを備えており、その入力バッファは、入力プログラム信号を処理して、高、低、及び中周波数帯域の周波数補償した信号成分を得る状態変数フィルタを備える。この状態変数フィルタは、プログラム信号に応答して高周波数補償（された）信号を供給する第一増幅器ステージと、第一増幅器ステージの出力に応答して中周波数帯域の周波数補償（された）信号を供給する第二増幅器ステージと、第二増幅器ステージの出力に応答して低周波数補償（された）信号を供給する第三増幅器ステージとを備える。
【０００８】
前記入力バッファは、更に、これら高周波数帯域補償信号、低周波数帯域補償信号及び中周波数帯域補償信号を合算するための状態変数合算増幅器と、これら高周波数帯域補償信号と中周波数帯域補償信号との間、および低周波数帯域補償信号との間の利得を調整してバッファードプログラム信号として供給する調整手段とを備える。
【０００９】
前記入力バッファは、バッファードプログラム信号を入力で受け、反転バッファードプログラム信号を出力する全域位相反転器に接続する。予め定められた「Ｑ」を有する帯域フィルタが、このバッファードプログラム信号を受けて反転帯域増大プログラム信号を供給する。合算増幅器が、前記反転バッファードプログラム信号をこの反転帯域増大プログラム信号に合算し、合成プログラム信号を供給する。パワー増幅器とスピーカとが、この合成プログラム信号に応答してこの合成プログラム信号に対応した可聴音響を再生する。
【００１０】
更に特別な第二の実施態様では、状態変数フィルタにおいて中周波数帯域信号成分は高周波信号成分及び低周波信号成分に関して位相反転される。状態変数フィルタは更に反転及び非反転入力を有する第一の増幅器ステージを備えている。前記プログラム信号は、この反転入力に接続され、かつ抵抗器分割ネットワークが中周波数帯域補償信号に接続される。この抵抗器分割ネットワークは中周波数帯域補償信号の一部を前記第一増幅器の非反転入力に供給する出力を有している。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１は、入力１４と端子１６での出力とを有する入力バッファ１２を示すオーディオブースタ回路１０のブロック図である。全域位相反転器１８は端子１６に接続する入力を有し、その出力は端子２０に接続されている。固定値Ｑ帯域フィルタ２２は端子１６に接続する入力と端子２４に接続する出力とを有している。合算増幅器２６は、端子２０に接続する第一入力と、端子２４に接続する第二入力と、端子２８に接続する出力とを有している。ブロック３０はスイッチ３４のトランスファー接点３２に接続する入力を有するパワー増幅器を表す。パワー増幅器出力３６は、図では、スピーカ３８に接続されている。
【００１２】
入力バッファ１２は入力端子１４でプログラム入力信号を受けるために結合されている。プログラム入力信号は典型的にはテーププレーヤまたはＣＤリーダーから受信される。このような信号は、典型的には録音ミュージックのような可聴情報を含み、１５０ｍＶＲＭＳの範囲での振幅を有し、かつ、高、低、及び中周波数帯域の周波数オーディオ信号成分を有して、端子１６にバッファードプログラム信号を提供する。
【００１３】
全域位相反転器１８は、端子１６でバッファードプログラム信号を受けるために結合する入力と、端子２０に反転バッファードプログラム信号を提供する出力とを有する。
【００１４】
帯域フィルタ２２は、パワー増幅器３０及びスピーカ３８の性能を最適化するために経験により選択された中心周波数で予め定められたＱ値を有するように設計されている。帯域フィルタ２２は、端子１６からバッファードプログラム信号を受けるように接続され、バッファードプログラム信号の低周波数の狭い周波数帯域を増幅しかつ位相反転して、端子２４に反転帯域増大プログラム信号を提供している。
【００１５】
合算増幅器２６は、端子２０から第一入力で受ける反転バッファードプログラム信号を、端子２４から第二入力で受ける反転帯域増大プログラム信号に加算し、信号の合算値を端子２８に合成プログラム信号として出力する。
【００１６】
図２はオーディオブースタ回路の第一の実施態様における一形態を示す図である。記入された回路定数は、構築され実験された回路で用いられた値である。仮想ブロック１２は単純な単一利得非反転増幅器を備える入力バッファを示す。単一利得反転増幅器でも十分同等に稼働するであろう。増幅器はＴＬ０７２の１／４に示されている。１０μＦキャパシタは直流阻止キャパシタである。１００ｐＦキャパシタは高周波雑音抑制用である。状態変数フィルタを用いる入力バッファの第二の実施態様は、図３及び４を参照して後に論述する。
【００１７】
仮想ブロック１８内の全域位相反転器は単一利得反転増幅器である。１００ｐＦキャパシタは演算増幅器の安定性を向上させるために用いられる。仮想ブロック２２内の帯域フィルタは３から６の予め定められた「Ｑ」を有するように設計されている。選択された「Ｑ」と選択された中心周波数とはパワー増幅器とスピーカとで最高の結果が得られるように実験的に決められている。帯域フィルタは第一、第二、及び第三の抵抗器４０、４２、及び４４それぞれを有し、各抵抗器は第一と第二との端子を有している。このフィルタは、また、第一及び第二のキャパシタ４６、４８それぞれを有し、各キャパシタも第一と第二との端子を有している。演算増幅器５０は反転入力、非反転入力、及び端子２４に接続する出力を有している。
【００１８】
第一抵抗器４０の第一端子は、端子１６に接続してバッファードプログラム信号を受ける。第一抵抗器４０の第二端子は、ノード５２に結合即ち接続されている。第二抵抗器４２の第一端子は、第一及び第二のキャパシタ４６，４８の第一端子と共に上記ノード５２に接続している。
【００１９】
第二抵抗器４２の第二端子は、グランドのような参照電位に接続される。図２の実施態様では、可変抵抗器５４が抵抗器５６と並列に接続され、この一組が抵抗器４２と直列に接続されて帯域フィルタ２２のピーク利得を発生する周波数調整用の周波数調整手段を形成している。この調整手段は、並列結合の可変抵抗器５４及び抵抗器５６に第二抵抗器４２を直列とした代わりに単一の等価値抵抗器を選択してもよい。
【００２０】
第一キャパシタ４６の第二端子は、演算増幅器の反転入力と第三抵抗器４４の第一端子とに接続されている。第二キャパシタ４８の第二端子は、演算増幅器の出力端子と第三抵抗器４４の第二端子とに接続されている。
【００２１】
仮想ブロック２２の帯域フィルタは、無限利得複数帰還帯域フィルタと呼ばれる。図２の仮想ブロック２２で示されるような無限利得複数帰還帯域フィルタの設計は、テキスト「ＴｈｅＡｃｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒＨａｎｄｂｏｏｋ」（ｂｙＦｒａｎｋＰ．Ｔｅｄｅｓｃｈｉ，ｐｇ１６０−１６８，ＴａｂＢｏｏｋｓＩｎｃｏｆＢｌｕｅＲｉｄｇｅＳｕｍｍｉｔ，ＰＡ．，１７２１４）に挙げられた例で知ることができる。
【００２２】
設計例の代案論述はハンドブック「ＨａｎｄｂｏｏｋＯｆＯｐｅｒａｔｉｏｎａｌＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓＡｃｔｉｖｅＲＣＮｅｔｗｏｒｋｓ」（１９６６，ａｔｐａｇｅｓ３２−３４ａｎｄ７８−７９，ｐｕｂｌｉｓｈｅｄｂｙｔｈｅＢＵＲＲ−ＢＲＯＷＮＲＥＳＥＡＲＣＨ，ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ，ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬＡＩＲＰＯＲＴＩＮＤＵＳＴＲＩＡＬＰＡＲＫ，ＴＵＣＢＯＮ，ＡＲＩＺＯＮＡ８５７０６）に見ることができる。
【００２３】
しかしながら、一組の設計要求事項に対するトポロジイは唯一のものではなくまた与えられたトポロジイに対する値は唯一のものでもない。次の例と等式は、Ｑ、中心周波数ｆ、及びピーク利得Ａｏが与えられる回路に対して回路定数がどのように決められるか、を示している。一般に、帯域フィルタのＱは、中心周波数で帯域幅を割ったものとして定義されている。要求される中心周波数が７８．８Ｈｚであるとし、要求されるＱが５．４、かつ要求されるピーク利得Ａｏが１．０３であるとする。第一及び第二のキャパシタは、ｃとして定義されている同一のキャパシタンス値を有する。最初の試行では手ごろな値０．３９μＦが選択される。上述したハンドブック「ＨａｎｄｂｏｏｋＯｆＯｐｅｒａｔｉｏｎａｌＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓＡｃｔｉｖｅＲＣＮｅｔｗｏｒｋｓ」の設計手順を用いて次の値を求めることができる。
【００２４】
ｃ＝０．３９・１０^−６、Ｑ＝５．４、
ｆ＝７８．７、Ａｏ＝１．０３、
ａ＝１／Ｑ、ｋ＝２π・ｆ・ｃ、
π＝３．１４１５９、ａ＝０．１８５、
ｋ＝１．９２８・１０^−４、Ｈ＝Ａｏ／Ｑ、
Ｒ１＝１／Ｈ・ｋ、
Ｒ２＝１／（２Ｑ−Ｈ）・ｋ、
Ｒ３＝２Ｑ／ｋ、
Ｒ１＝２．７１９・１０^４、
Ｒ２＝４８８．７６、
Ｒ３＝５．６・１０^４。
【００２５】
Ｑを３に指定すると、キャパシタに同一値を用いて次の抵抗値が計算される。
【００２６】
Ｒ１＝１．５１・１０^４、Ｒ２＝９１６．６８６、及び
Ｒ３＝３．１１１・１０^４。
【００２７】
Ｒ１、Ｒ２、及びＲ３の抵抗値は先の例における第一、第二及び第三の抵抗器の抵抗値に対応する。抵抗値は希望する３から６までの範囲のＱに対して得られることがわかるであろう。周波数調整抵抗器５４と上記計算でＲ２を形成するために合体された抵抗器４２，５６の値は、５０から１００Ｈｚの範囲の周波数にピーク利得を置くように実験的に計算されかつ決定される。
【００２８】
仮想ブロック２６内の合算増幅器は、反転バッファードプログラム信号を反転帯域増大プログラム信号に加算して合成プログラム信号を供給するための手段に相当する。抵抗器５８は第一及び第二の端子を有する。抵抗器５８の第一端子は端子２０に接続され、反転バッファードプログラム信号を受ける。抵抗器５８の第二端子は演算増幅器の反転入力と帰還抵抗器６２の第一端子とに接続される。帰還抵抗器６２の第二端子は合算増幅器出力と端子２８とに接続する。
【００２９】
抵抗器６４，６６は直列に接続して第一及び第二の端子を有する。直列結合の第一端子は端子２４に接続され反転バッファードプログラム信号を受ける。直列結合の第二端子は、また、演算増幅器の反転入力と帰還抵抗器６２の第一端子とに接続されている。直列結合の第一端子は端子２４に接続され仮想ブロック２２内の帯域フィルタから反転帯域増大プログラム信号を受ける。
【００３０】
抵抗器６４と直列の可変抵抗器６６は、合算増幅器の第二入力と直列で、反転帯域増大プログラム信号に対して反転バッファードプログラム信号の相対利得を調整するためのブースト調整抵抗器に相当する。
【００３１】
図３は、端子１４からの高、低及び中周波数帯域の周波数信号成分を有するプログラム入力信号に応答する状態変数フィルタ７２を用いた入力バッファ１２の第二代案実施態様のブロック図を示す。入力バッファ１２のこの第二代案実施態様は、状態変数フィルタ７２と、高、低及び中周波数帯域の周波数信号成分を加算するための状態変数合算増幅器７４とを有し、バッファードプログラム信号を供給する。
【００３２】
状態変数フィルタは、プログラム信号に応答して高周波数帯域補償信号を供給する第一増幅器ステージ９０と、第一増幅器ステージの出力に応答して中周波数帯域補償信号を供給する第二増幅器ステージ９８と、中周波数帯域補償信号に応答して低周波数帯域補償信号を供給する第三増幅器ステージ１０４とを有する。
【００３３】
図４において、入力バッファ１２は、状態変数合算増幅器７４内に可変抵抗器１１４，１１６のような利得制御回路を有し、高及び中周波数帯域信号を均衡させ合算している。
【００３４】
仮想ボックス７２内の状態変数フィルタは、端子１４でプログラム入力信号に接続して、プログラム入力信号を処理して高、低、及び中周波数帯域補償信号とする。状態変数合算回路７４は、高周波数帯域補償信号、低周波数帯域補償信号及び中周波数帯域補償信号を加算し、端子１６にバッファードプログラム信号を供給する。入力バッファーは、また、状態変数合算増幅器７４内に調整手段を備えて高周波数帯域補償信号と中周波数帯域信号との間の利得を調整する。
【００３５】
三つの帯域信号は、信号線７６上の低周波数帯域通過信号Ｖｌｐ（低周波数帯域補償信号）と信号線７８上の中周波数帯域信号Ｖｍｐ（中周波数帯域補償信号）と信号線８０上の高周波数帯域帯域信号Ｖｈｐ（高周波数帯域補償信号）とにより構成され、状態変数合算増幅器７４の各入力に接続する。状態変数フィルタ７２により生成される中周波数帯域信号成分は、状態変数フィルタ７２によって生成される高及び低の周波数帯域信号成分の位相に対して位相反転される。
【００３６】
図４は、状態変数合算増幅器７４が演算増幅器８２を用い、低域入力８４、中域入力８６、および高域入力８８にそれぞれＶｌｐ，Ｖｍｐ，及びＶｈｐ信号を受けてこれらを合算して、出力端子１６にバッファードプログラム信号を供給し、さらに、図１に示される全域位相反転器１８と帯域フィルタ２２とに、図３に示すように上述した回路に供給するか、またはスイッチ３４を介して直接、パワー増幅器３０へ供給してスピーカ３８を駆動する。
【００３７】
１９９８年４月７日公布の状態変数前置増幅器を備えた低入力信号帯域幅圧縮機及び増幅器制御回路に対する米国特許第５７３６８９７号で説明されるように、状態変数フィルタ７２と状態変数合算増幅器７４との結合は、上記米国特許における図１，２に示される三チャネル前置増幅器と同等の機能でかつより低コストの代案実施態様を形成する。
【００３８】
再度、図３，４を参照すれば、仮想ブロック９０は入力合算制動増幅器回路を表す。端子１４のプログラム入力信号と信号７６上の低帯域信号Ｖｌｐとは、増幅器９２の反転入力に供給される。Ｖｍｐ信号の一部分は制動入力９４を介して制動するために増幅器９２の非反転入力に供給される。この結果、増幅器９２の出力は、信号線８０に接続された増幅器出力９６に現れるＶｈｐ信号である。
【００３９】
Ｖｈｐ信号は、反転及び積分のため仮想ブロック９８内に示される第一積分器の負入力に接続され、かつ、信号線８０上の状態変数合算増幅器７４の高域入力８８に接続される。第一積分器９８はＶｈｐ信号を積分してＶｍｐ信号を第一積分器出力１０２に供給する。Ｖｍｐ信号は、信号線７８上の、入力合算制動増幅回路９０の制動入力９４に供給される一方、状態変数合算増幅器７４の中域入力８６に供給される。
【００４０】
仮想ブロック１０４は、信号線７８上のＶｍｐ信号に応答する第二積分器を表し、Ｖｌｐ信号を第二積分器出力端子１０６から状態変数合算増幅器７４の低域入力８４に信号線７６を介して供給する。低帯域信号Ｖｌｐは、また、入力合算制動増幅器回路９０の第二入力１０８に供給される。
【００４１】
入力合算制動増幅器回路９０の制動回路は、制動入力９４に接続して中帯域信号Ｖｍｐを受ける第一端子を有する入力抵抗器１１０を備える。抵抗器１１０の第二端子は、抵抗器１１２の第一端子と、演算増幅器９２の非反転入力とに結合する。抵抗器１１２の第二端子はグランドのような参照電位に結合される。抵抗器１１０と１１２との比は状態変数フィルタの「Ｑ」を確立する。抵抗器１１０と１１２との比である利得が高ければ高いほど、Ｑは高い。図３，４の状態変数フィルタのＱは、オーディオに適用した場合、典型的には０．２から２までの範囲にある。図４の回路のＱはほぼ０．６７である。
【００４２】
状態変数フィルタ７２の目的の一つは、中周波数帯域信号がより低周波数の帯域とより高周波数の帯域とにおける信号成分からほぼ１８０度の位相差を持つように、位相を変えかつ利得を上げることである。制動抵抗器の比，増幅器と積分器との利得及び遮断周波数は所望するＱ及び帯域に対して設定される。
【００４３】
状態変数合算増幅器７４は、ユーザが特定の回路及び回路部品の最終調整を行えるように低周波数帯域利得調整器１１４と高周波数帯域利得調整器１１６とを有する。状態変数合算増幅器７４への入力が調整可能であることによって、ユーザは、Ｖｈｐ信号及びＶｌｐ信号の追加利得を得ることができる。
【００４４】
図３，４の状態変数入力バッファ回路は、０から２０ｋＨｚまでの範囲にわたる周波数スペースで、入力プログラム信号の低周波数信号成分に対する入力プログラム信号の高周波数信号成分の移相を合計で３６０度得られるように調整可能である。高周波数成分は低周波数に対して３６０度を得る。
【００４５】
状態変数前置増幅器は、また、２０Ｈｚでほぼ２．５ｍｓの時間遅延を得るように調整される時間遅延を与える。２０Ｈｚ成分は、高周波成分に対して２．５ｍｓまでだけ実時間で物理的に遅延される。オーディオ用の設計は、１９８７年１月２０日公布の米国特許第４６３８２５８号のクルークス（ＲｏｂｅｒｔＣ．Ｃｒｏｏｋｓ）による参照負荷増幅器補正システム（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＬｏａｄＡｍｐｌｉｆｉｅｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ）で教えられる。この米国特許第４６３８２５８号の内容はここにそっくり参照される。
【００４６】
再度、図４を参照すれば、リアクタンスチャートのチェックによって、中周波数帯域増幅器９８の遮断周波数がほぼ２．２４ｋＨｚであることが判るであろう。低周波数帯域増幅器１０４の遮断周波数は一オクターブ当り３ｄＢでほぼ十分の一の２２４Ｈｚである。図４の回路のＱはおおよそ次の式により求められる。
【００４７】
Ｑ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／３・Ｒ２＝０．６７
ここで、Ｒ１は抵抗器１１０であり、Ｒ２は抵抗器１１２である。
【００４８】
ヒューアリスティックに回路をみると、中周波数帯域増幅器９８のためのより小さなキャパシタンスのより大きなリアクタンスは、その増幅器の利得を、低周波数帯域増幅器１０４のものより、低い周波数で、より高い値に設定することは明らかである。中周波数帯域増幅器が単一ポールフィルタであるということもまた理解できる。ダンパー抵抗器への帰還信号Ｖｍｐによって、Ｑは、結果的に中周波数帯域において制御されるたものである。
【００４９】
一般に、帯域フィルタのＱは、帯域幅を中心周波数により割ったものとして定義される。図４の状態変数フィルタの設計は、テキストの「現行フィルタハンドブック」（ＴｈｅＡｃｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒＨａｎｄｂｏｏｋ）（ｂｙＦｒａｎｋＰ．Ｔｅｄｅｓｃｈｉ，ｐｇ１７８−１８２，ＴａｂＢｏｏｋｓＩｎｃｏｆＢｌｕｅＲｉｄｇｅＳｕｍｍｉｔ，Ｐａ．，１７２１４）で教えられる。しかしながら、この参照文献は、オーディオに適用するための所望要求に合致する所望の不均衡出力を形成するために出力を合算することを示していない。
【００５０】
図４の設計目的は、ほぼ２４０Ｈｚの第一遮断周波数とこの第一遮断周波数からほぼ１０倍離れた２．２４ｋＨｚの第二遮断周波数とを有することである。低遮断周波数ｆｃは次の式により求められる。
【００５１】
ｆｃ＝１／２πＲ・Ｃ２
ここでＲ及びＣ２は抵抗器１１６及びキャパシタ１１７それぞれの値である。また、高い遮断周波数ｆｃは次式によってセットされる。
【００５２】
ｆｃ＝１／２πＲ・Ｃ１
ここでＲ及びＣ１は抵抗器１２０及びキャパシタ１２２それぞれの値である。
【００５３】
一度、Ｑが選択されると、Ｒ１とＲ２との比は式から計算できる。図４の場合、０．６７のＱは、上記参照の米国特許第４６３８２５８号から、所望利得帯域幅応答曲線を用いて選択されている。この回路は、ＳＰＩＣＥのようなコンピュータ支援解析プログラムを用いて作成した。それぞれの遮断周波数は上記参照米国特許第４６３８２５８号の情報から概算した。回路部品の最初の回路定数は利用可能な部品に基いて選択された。これらの回路定数の一つが知られると、残りの値を迅速に知るために、リアクタンスチャートが使用され得る。図示される回路は、７００Ｈｚの中心周波数を最初の設計目標とした。この中心周波数で回路の利得はほぼ−１ｄＢまたは１より小さい。二つの調整器１１４及び１１６により、図示された値で、ＶｌｐとＶｈｐとの利得をほぼ１５ｄＢだけ調整できる。
【００５４】
Ｑは、その後、調整器１１４，１１６を用いて調整され、上述のクルークの特許における曲線に最高に合致させることができた。Ｑ及び各遮断点は、得られた最終回路の応答特性が上記の先の特許における特性曲線に一致するように選択して、望ましい同一の移相、時間遅延、及び周波数応答を得た。
【００５５】
状態変数フィルタの出力Ｖｈｐ、Ｖｍｐ及びＶｌｐは、三つの別々の状態変数を表す。帯域フィルタ２２と組み合せて全域反転器１８による処理と、得られた信号を合算増幅器２６により合算することとを結合しときに、三つの不均衡出力を合算してバッファードプログラム信号を得ることは、一つの新規な方法であると確信する。
【００５６】
上記参照テキスト「現行フィルタハンドブック」（ＴｈｅＡｃｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒＨａｎｄｂｏｏｋ）（ｂｙＦｒａｎｋＰ．Ｔｅｄｅｓｃｈｉ，ｐｇ１７８−１８２）で提案されている帯域及び利得の調整手順は、Ｃ１及びＣ２の値を同一にし、Ｒ１及びＲ２の比を調整し、かつ所望のＱを得ることである。図４の回路で、状態変数合算増幅器７４のＶｈｐ及びＶｌｐ信号に対する利得制御は、利得と帯域とを独立して制御するものである。
【００５７】
上述した実施態様は、本発明の原理を図解するためのものであり、われわれの想到したものにしたがった実施態様のみを定義するものではない。むしろ、本発明は、示された具体的な実施態様のみならず特許請求の範囲内に入る全てにわたるものと理解すべきである。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、オーディオブースタ回路は、可聴情報の高域、低域、中周波数帯域の周波数を有するオーディオ信号成分がバッファされたバッファードプログラム信号を、全域位相反転器と所定のＱ値を有し無限利得複数帰還帯域フィルタに属する帯域フィルタとのそれぞれを介した後、合算増幅器に入力して利得調整を受けてスピーカの駆動手段へ出力しているので、その性能の向上及び安定を容易に得ることができるという効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるオーディオブースタ回路の実施の一形態を示すブロック図である。
【図２】図１のブロック図における入力バッファ、全域位相反転器、帯域フィルタ、及び合算増幅器の第一の実施態様における一形態を示す図である。
【図３】図１の拡大ブロック図で入力バッファの第二の実施態様における一形態を示すブロック図である。
【図４】入力バッファの第二の実施態様における一形態を示す回路詳細図である。

Claims

高、低、及び中周波数帯域信号成分を有するプログラム入力信号に応答してバッファードプログラム信号を出力する入力バッファと、
前記バッファードプログラム信号を受けるように接続する入力と反転バッファードプログラム信号を供給する出力とを有する全域位相反転器と、
予め定められたＱを有し、前記バッファードプログラム信号に応答して反転帯域増大プログラム信号を供給する帯域フィルタと、
前記反転バッファードプログラム信号を前記反転帯域増大プログラム信号に加算して合成プログラム信号を供給する合算増幅器と
を備え、
予め定められたＱを有する前記帯域フィルタは、中心周波数でピーク利得を有し、かつ、該ピーク利得が発生する周波数を調整する周波数調整手段を備え、
予め定められたＱを有する前記帯域フィルタは、
それぞれが第一及び第二の端子を有する第一、第二及び第三の抵抗器と、
それぞれが第一及び第二の端子を有する第一及び第二のキャパシタと、
反転入力、非反転入力及び出力を有する演算増幅器と
を更に備え、
前記第一抵抗器の第一端子は上記バッファードプログラム信号を受けるように接続され、該第一抵抗器の第二端子は前記第二抵抗器の第一端子と前記第一及び第二のキャパシタの第一端子とに接続され、該第二抵抗器の第二端子は参照電位に接続され、前記第一キャパシタの第二端子は前記演算増幅器の反転入力と前記第三抵抗器の第一端子とに接続され、前記第二キャパシタの第二端子は前記演算増幅器の出力端子と前記第三抵抗器の第二端子と接続される
ことを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１において、
前記帯域フィルタでピーク利得が発生する周波数を調整する前記周波数調整手段は、前記第二抵抗器と前記参照電位との間に直列に挿入接続された周波数調整抵抗を備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１において、
前記帯域フィルタの第一、第二、及び第三の抵抗器の値及び第一及び第二のキャパシタの値は、３から６までの範囲のＱが得られるように選択されており、かつ、
前記周波数調整抵抗器は、前記ピーク利得が５０から１００Ｈｚの範囲の周波数にあるように調整されている
ことを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１において、
前記反転バッファードプログラム信号を前記反転帯域増大プログラム信号に加算して前記合成プログラム信号を供給する前記合算増幅器は、
前記反転バッファードプログラム信号を受けるように接続される第一入力と、
前記反転帯域増大プログラム信号を受けるように接続される第二入力と、
前記反転帯域増大プログラム信号に対する前記反転バッファードプログラム信号の相対利得を調整する調整手段と
を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項４において、前記反転帯域増大プログラム信号に対する前記反転バッファードプログラム信号の相対利得を調整する前記調整手段は、前記合算増幅器の第二入力と直列のブースト調整抵抗器を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１において、前記バッファードプログラム信号を出力する前記入力バッファは、前記プログラム入力信号を受けるように接続され、該入力プログラム信号を処理して、高、低、及び中周波数帯域信号成分を出力するものであり、かつ該入力バッファは該高及び中周波数帯域信号を均衡させて合算する利得制御回路を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項６において、
前記入力バッファは、
前記プログラム入力信号に応答し高、低、及び中周波数帯域信号成分を生成する状態変数フィルタと、
これら高、低、及び中周波数帯域信号成分を加算して前記バッファードプログラム信号を供給する状態変数合算増幅器と
を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項７において、前記状態変数フィルタにより生成された前記中周波数帯域信号成分は、該状態変数フィルタにより生成された前記高周波数帯域信号成分及び低周波数帯域信号成分の位相に対して位相を反転されることを特徴とするオーディオブースタ回路。
高、低、及び中周波数帯域信号成分を有するプログラム入力信号に応答するように接続される入力バッファであって、該プログラム信号を処理して高、低、及び中周波数帯域信号成分に分離するための状態変数フィルタと、これら高、低、及び中周波数帯域信号成分を均衡させて合算しバッファードプログラム信号を出力するための状態変数合算増幅器とを有する前記入力バッファと、
前記バッファードプログラム信号を受けるように接続された入力と、反転バッファードプログラム信号を供給する出力とを有する全域位相反転器と、
予め定められたＱを有し、前記バッファードプログラム信号に応答して反転帯域増大プログラム信号を供給する帯域フィルタと、
前記反転バッファードプログラム信号を前記反転帯域増大プログラム信号に加算して合成出力信号を供給する合算増幅器と
を備え、
予め定められたＱを有する前記帯域フィルタは、中心周波数でピーク利得を有し、かつ、該ピーク利得が発生する周波数を調整する周波数調整手段を備え、
予め定められたＱを有する前記帯域フィルタは、
それぞれが第一及び第二の端子を有する第一、第二及び第三の抵抗器と、
それぞれが第一及び第二の端子を有する第一及び第二のキャパシタと、
反転入力、非反転入力及び出力を有する演算増幅器と
を更に備え、
前記第一抵抗器の第一端子は上記バッファードプログラム信号を受けるように接続され、該第一抵抗器の第二端子は前記第二抵抗器の第一端子と前記第一及び第二のキャパシタの第一端子とに接続され、該第二抵抗器の第二端子は参照電位に接続され、前記第一キャパシタの第二端子は前記演算増幅器の反転入力と前記第三抵抗器の第一端子とに接続され、前記第二キャパシタの第二端子は前記演算増幅器の出力端子と前記第三抵抗器の第二端子と接続される
ことを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項９において、
前記入力バッファの前記状態変数フィルタは、補償信号を供給するものであって、
前記プログラム信号に応答して高周波数帯域補償信号を供給する第一増幅器ステージと、
該第一増幅器ステージの出力に応答して中周波数帯域補償信号を供給する第二増幅器ステージと、
該中周波数帯域補償信号に応答して低周波数帯域補償信号を供給する第三増幅器ステージと、
前記高周波数帯域補償信号、低周波数帯域補償信号、及び中周波数帯域補償信号を加算して前記バッファードプログラム信号を供給する状態変数合算回路と
を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１０において、前記中周波数帯域補償信号は、前記高周波数帯域及び低周波数帯域の補償信号とは異なる位相であることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１１において、前記バッファードプログラム信号を供給する前記入力バッファの前記状態変数フィルタは、前記高周波数帯域補償信号と中周波数帯域信号との間の利得を制御する調整手段を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
高、低、及び中周波数帯域信号成分を有するプログラム入力信号に応答して前記バッファードプログラム信号を出力する入力バッファと、
当該入力バッファは
該プログラム入力信号を処理して、高、低、及び中周波数帯域信号成分に分離する状態変数フィルタを備え、
該状態変数フィルタは
前記プログラム信号に応答して高周波数帯域補償信号を供給する第一増幅器ステージと、
該第一増幅器ステージの出力に応答して中周波数帯域補償信号を供給する第二増幅器ステージと、
該中周波数帯域補償信号に応答して低周波数帯域補償信号を供給する第三増幅器ステージとを備え、
前記入力バッファは更に
前記高周波数帯域補償信号、低周波数帯域補償信号、及び中周波数帯域補償信号を加算しバッファードプログラム信号を出離力する状態変数合算回路と
これら高周波数帯域補償信号及び中周波数帯域補償信号並びに低周波数帯域補償信号の間の利得を制御する調整手段とを備え、
かつ、
前記バッファードプログラム信号を受けるように接続した入力と、反転バッファードプログラム信号を供給する出力とを有する全域位相反転器と、
予め定められたＱを有し、前記バッファードプログラム信号に応答して反転帯域増大プログラム信号を出力する帯域フィルタであって、
当該帯域フィルタは、中心周波数でピーク利得を有し、かつ、該ピーク利得が発生する周波数を調整する周波数調整手段を備え、
また、前記帯域フィルタは、
それぞれが第一及び第二の端子を有する第一、第二及び第三の抵抗器と、
それぞれが第一及び第二の端子を有する第一及び第二のキャパシタと、
反転入力、非反転入力及び出力を有する演算増幅器と
を更に備え、
前記第一抵抗器の第一端子は上記バッファードプログラム信号を受けるように接続され、該第一抵抗器の第二端子は前記第二抵抗器の第一端子と前記第一及び第二のキャパシタの第一端子とに接続され、該第二抵抗器の第二端子は参照電位に接続され、前記第一キャパシタの第二端子は前記演算増幅器の反転入力と前記第三抵抗器の第一端子とに接続され、前記第二キャパシタの第二端子は前記演算増幅器の出力端子と前記第三抵抗器の第二端子と接続された
帯域フィルタと、
前記反転バッファードプログラム信号を前記反転帯域増大プログラム信号に加算して合成プログラム信号を供給する合算増幅器と、
更に、
前記合成プログラム信号に応答して該合成プログラム信号に対応した可聴音響を生成するパワー増幅器及びスピーカ手段と
を備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１３において、中周波数帯域信号成分は、高周波数帯域信号成分及び低周波数帯域信号成分に対して異なる位相に反転されることを特徴とするオーディオブースタ回路。
請求項１３において、
前記入力バッファの状態変数フィルタは、
反転及び非反転の入力を有し、前記プログラム信号が該反転入力に接続される第一増幅器ステージと、
前記中周波数帯域補償信号に応答し該中周波数帯域補償信号の一部を前記第一増幅器の非反転入力に供給する出力を有する抵抗器分割ネットワークと
を更に備えることを特徴とするオーディオブースタ回路。