JP3046319B2 - ステレオの改善及び方向性サーボ - Google Patents
ステレオの改善及び方向性サーボInfo
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- JP3046319B2 JP3046319B2 JP1509883A JP50988389A JP3046319B2 JP 3046319 B2 JP3046319 B2 JP 3046319B2 JP 1509883 A JP1509883 A JP 1509883A JP 50988389 A JP50988389 A JP 50988389A JP 3046319 B2 JP3046319 B2 JP 3046319B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S1/00—Two-channel systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S1/00—Two-channel systems
- H04S1/002—Non-adaptive circuits, e.g. manually adjustable or static, for enhancing the sound image or the spatial distribution
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S7/00—Indicating arrangements; Control arrangements, e.g. balance control
- H04S7/30—Control circuits for electronic adaptation of the sound field
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S7/00—Indicating arrangements; Control arrangements, e.g. balance control
- H04S7/30—Control circuits for electronic adaptation of the sound field
- H04S7/307—Frequency adjustment, e.g. tone control
Description
【発明の詳細な説明】 この発明は当方による、ステレオ改善システムに関す
る、以前の特許、US特許4,748,669（発行日1988年５月3
1日）に関する。この文書で詳細に説明される内容は、
この以前の特許によって開示された内容は参照として用
いられる。
る、以前の特許、US特許4,748,669（発行日1988年５月3
1日）に関する。この文書で詳細に説明される内容は、
この以前の特許によって開示された内容は参照として用
いられる。
発明の背景 1.発明の利用分野 この発明は、ステレオ音声像の改善に関し、特に、ス
テレオスピーカ・システムによって生成される左右チャ
ンネルの音声の方向性を改善する目的に使用する方法及
び装置に関する。
テレオスピーカ・システムによって生成される左右チャ
ンネルの音声の方向性を改善する目的に使用する方法及
び装置に関する。
2.従来技術の説明 ステレオ改善システムに関する、当方による特許、特
許No.4,747,669（対応日本特許出願番号62-501080号）
において、ステレオ音声像改善システムが説明され、こ
のシステムは、差信号のある周波数成分をブースト（bo
ost）し、加算値、及び差信号が処理され、加算信号の
ある周波数成分を相対的に減衰する。更に、処理された
差信号の振幅は、一つの記録から他の記録へ、又は与え
られた記録内のある時間から他の時間への比較的な一定
量のステレオ音声を維持するために、サーボ（servo）
制御される。
許No.4,747,669（対応日本特許出願番号62-501080号）
において、ステレオ音声像改善システムが説明され、こ
のシステムは、差信号のある周波数成分をブースト（bo
ost）し、加算値、及び差信号が処理され、加算信号の
ある周波数成分を相対的に減衰する。更に、処理された
差信号の振幅は、一つの記録から他の記録へ、又は与え
られた記録内のある時間から他の時間への比較的な一定
量のステレオ音声を維持するために、サーボ（servo）
制御される。
当方の以前の特許のシステムと方法、及び他の多くの
ステレオ音声システムのある応用では、ステレオ音声像
の増加した方向性を得ることができる。この増加した方
向性は、ステレオ音声像の一方側又は他方から、又は音
声像の中心から変位した領域から放射する音声を誇張又
は増幅するような、表面的音声像の一方又は他方からの
音声の選択的増強を意味する。例えば、特定の楽器のよ
うな音源の異なる音声要素は、中央ステージの一方側又
は他方側に対して、固定した場所に位置する。このよう
な音源の再生において、個々の楽器が特定の場所に位置
し、その場所は音声像の中心から変位しているという事
実を強調又は増強することが望ましい。このような増強
された方向性の環境によって、個々の楽器及び増強され
た定位置の音源のみならず、リスナー（listener）の音
響空間における右から左又は左から右への動く物体の動
作の実質的効果もまた増加される。例えば、テレビジョ
ン又は映画のスクリーン上を右から左へ動く、高速の自
動車又は飛行機を見ているとき、スクリーンを通過する
ビークル（vehicle）のみならず、その視覚画像がスク
リーンに現れる前に、スクリーンの右側に近づくビーク
ルの音が聞こえる。このとき、左からの音の強度は少な
い。従って、ビークルがスクリーンの左端に移動し、そ
して見えなくなる場合、ステレオ音響像の左側からの音
は増加し、右側からの音は減少する。右から左へ移動す
るビークルによって、ビークル音は最初、右から単独に
やって来るように感じる。ビークルがスクリーンの左側
にあるとき、ビークル音はスクリーンの左側のみから発
生するように感じる。ステレオ音声像の右側から最初現
れる音、及び左側から最初現れる音を適切に、また制御
可能に拡大することによって、右から左への視覚的及び
聴覚的に結合された移動の実質的全効果が、非常に増強
される。即ち、音声像の方向性が増加する。視覚的像が
ない場合でも、聴覚的像の表面的な動きは、方向性の増
強によってより実際的になる。移動する音声像又は横方
向に変位した固定音源要素について、このような方向性
の増強法は、出願人が認識するかぎり、あらゆる従来技
術に存在しない。
ステレオ音声システムのある応用では、ステレオ音声像
の増加した方向性を得ることができる。この増加した方
向性は、ステレオ音声像の一方側又は他方から、又は音
声像の中心から変位した領域から放射する音声を誇張又
は増幅するような、表面的音声像の一方又は他方からの
音声の選択的増強を意味する。例えば、特定の楽器のよ
うな音源の異なる音声要素は、中央ステージの一方側又
は他方側に対して、固定した場所に位置する。このよう
な音源の再生において、個々の楽器が特定の場所に位置
し、その場所は音声像の中心から変位しているという事
実を強調又は増強することが望ましい。このような増強
された方向性の環境によって、個々の楽器及び増強され
た定位置の音源のみならず、リスナー（listener）の音
響空間における右から左又は左から右への動く物体の動
作の実質的効果もまた増加される。例えば、テレビジョ
ン又は映画のスクリーン上を右から左へ動く、高速の自
動車又は飛行機を見ているとき、スクリーンを通過する
ビークル（vehicle）のみならず、その視覚画像がスク
リーンに現れる前に、スクリーンの右側に近づくビーク
ルの音が聞こえる。このとき、左からの音の強度は少な
い。従って、ビークルがスクリーンの左端に移動し、そ
して見えなくなる場合、ステレオ音響像の左側からの音
は増加し、右側からの音は減少する。右から左へ移動す
るビークルによって、ビークル音は最初、右から単独に
やって来るように感じる。ビークルがスクリーンの左側
にあるとき、ビークル音はスクリーンの左側のみから発
生するように感じる。ステレオ音声像の右側から最初現
れる音、及び左側から最初現れる音を適切に、また制御
可能に拡大することによって、右から左への視覚的及び
聴覚的に結合された移動の実質的全効果が、非常に増強
される。即ち、音声像の方向性が増加する。視覚的像が
ない場合でも、聴覚的像の表面的な動きは、方向性の増
強によってより実際的になる。移動する音声像又は横方
向に変位した固定音源要素について、このような方向性
の増強法は、出願人が認識するかぎり、あらゆる従来技
術に存在しない。
従ってこの発明の目的は、ステレオ音声像について方
向性の増強を提供することである。
向性の増強を提供することである。
発明の要約 この発明の原理を達成するために、好適実施例によれ
ば、一方又は他方からの入力信号、即ち一つのチャンネ
ル又は他のチャンネルからの入力信号の振幅に応答し
て、ステレオ差信号を制御増幅する。更に詳細には、ス
テレオ差信号を入力として有し、方向性の増強された信
号を出力として提供する、振幅制御回路が提供される。
振幅制御回路はサーボ制御信号によって制御され、この
信号は、方向性の増強された差信号、及びステレオ入力
信号の一つに応答する。
ば、一方又は他方からの入力信号、即ち一つのチャンネ
ル又は他のチャンネルからの入力信号の振幅に応答し
て、ステレオ差信号を制御増幅する。更に詳細には、ス
テレオ差信号を入力として有し、方向性の増強された信
号を出力として提供する、振幅制御回路が提供される。
振幅制御回路はサーボ制御信号によって制御され、この
信号は、方向性の増強された差信号、及びステレオ入力
信号の一つに応答する。
この発明の他の特徴によれば、方向性の増強された信
号は、その方向性増強処理の前に、差信号と比較され、
ステレオ入力信号と結合されるフィードバック信号を提
供する。
号は、その方向性増強処理の前に、差信号と比較され、
ステレオ入力信号と結合されるフィードバック信号を提
供する。
図面の簡単な説明 第１図はこの発明の方向性サーボ回路を採用するステ
レオ像増強システムを示し、 第２図は、第１図の方向性サーボ回路の細部を示し、 第３図及び第４図は加算信号の一部が差信号と伴に増
強される変更例を示し、 第５図は自動反響制御を含む、当方の以前の特許 特
許No.4,747,669（対応日本特許出願番号62-501080号）
を示し、 第６図は第５図に示される回路の反響フィルタの特性
を示し、 第７図はステレオ改善システムに用いられる多重バン
ド・サーボ・イコライザのブロック図であり、 第８図は第７図に示す回路の特性を示し、 第９図は第７図の多重バンド・サーボ・イコライザの
詳細なブロック図であり、 第10図は多重バンド・サーボ・イコライザが方向性サ
ーボ回路なしに用いられ、ダイナミックに加算信号をブ
ーストする構成を示し、 第11図はダイナミックにブーストされた加算信号と処
理された差信号を結合し、方向性サーボ回路が用いられ
る方法を示し、 第12図は加算信号増強に関する、修正された仕様を採
用する方向性サーボ回路の形式を示す。
レオ像増強システムを示し、 第２図は、第１図の方向性サーボ回路の細部を示し、 第３図及び第４図は加算信号の一部が差信号と伴に増
強される変更例を示し、 第５図は自動反響制御を含む、当方の以前の特許 特
許No.4,747,669（対応日本特許出願番号62-501080号）
を示し、 第６図は第５図に示される回路の反響フィルタの特性
を示し、 第７図はステレオ改善システムに用いられる多重バン
ド・サーボ・イコライザのブロック図であり、 第８図は第７図に示す回路の特性を示し、 第９図は第７図の多重バンド・サーボ・イコライザの
詳細なブロック図であり、 第10図は多重バンド・サーボ・イコライザが方向性サ
ーボ回路なしに用いられ、ダイナミックに加算信号をブ
ーストする構成を示し、 第11図はダイナミックにブーストされた加算信号と処
理された差信号を結合し、方向性サーボ回路が用いられ
る方法を示し、 第12図は加算信号増強に関する、修正された仕様を採
用する方向性サーボ回路の形式を示す。
好適実施例の詳細な説明 第１図に示されるシステムは、前述した以前の当方の
特許に示されるシステムに基本的に同一なシステムであ
る。しかし、第１図はこの発明の方向性サーボ回路を具
備することによって修正されている。
特許に示されるシステムに基本的に同一なシステムであ
る。しかし、第１図はこの発明の方向性サーボ回路を具
備することによって修正されている。
左チャンネル及び右チャンネルステレオ入力信号Ｌ及
びＲは、サブソニック・フィルタ（subsonic filter）1
2及び14を介して供給され、ステレオ入力信号Lin及びR
inを供給する。入力ステレオ信号は、差動回路11及び加
算回路13に供給され、差及び加算信号（Ｌ−Ｒ）及び
（Ｌ＋Ｒ）を提供する。
びＲは、サブソニック・フィルタ（subsonic filter）1
2及び14を介して供給され、ステレオ入力信号Lin及びR
inを供給する。入力ステレオ信号は、差動回路11及び加
算回路13に供給され、差及び加算信号（Ｌ−Ｒ）及び
（Ｌ＋Ｒ）を提供する。
尚、ステレオ入力信号Lin及びRinは、（この文書で説
明される全ての実施例において）直接、ステレオ音源か
ら、又は通常間接的に放送用の差信号及び加算信号から
供給される。後者の場合、受信された加算及び差信号は
前述したように処理され、信号Lin及びRinは加算的及び
減算的に、加算及び差信号を結合することによって得ら
れる。差信号はスペクトル・アナライザ17に供給され、
このアナライザは、予め選択された周波数バンド内の一
つのグループにおける、異なる差信号成分の相対的振幅
を示す複数の出力を提供する。このスペクトル・アナラ
イザの出力信号は、ダイナミック差動信号イコライザ19
に供給され、このイコライザは、差信号振幅が少さい周
波数バンド内の差信号成分をブーストする。即ち、通常
静かなそれら周波数バンド内の差信号成分が、イコライ
ザ19によってブーストされる。即ち、スペクトル・アナ
ライザ17は予め選択された周波数バンドに対応した電圧
を上記出力信号としてイコライザ19に印加される。例え
ば、イコライザ19ではこのスペクトル・アナライザ17か
らの電圧に基づいて、選択された周波数バンドの減衰量
を例えば電圧制御可変容量ダイオード等のキャパシタに
より調節する。より詳細な構成動作は関連する日本特許
出願番号62-501080に詳述されている。
明される全ての実施例において）直接、ステレオ音源か
ら、又は通常間接的に放送用の差信号及び加算信号から
供給される。後者の場合、受信された加算及び差信号は
前述したように処理され、信号Lin及びRinは加算的及び
減算的に、加算及び差信号を結合することによって得ら
れる。差信号はスペクトル・アナライザ17に供給され、
このアナライザは、予め選択された周波数バンド内の一
つのグループにおける、異なる差信号成分の相対的振幅
を示す複数の出力を提供する。このスペクトル・アナラ
イザの出力信号は、ダイナミック差動信号イコライザ19
に供給され、このイコライザは、差信号振幅が少さい周
波数バンド内の差信号成分をブーストする。即ち、通常
静かなそれら周波数バンド内の差信号成分が、イコライ
ザ19によってブーストされる。即ち、スペクトル・アナ
ライザ17は予め選択された周波数バンドに対応した電圧
を上記出力信号としてイコライザ19に印加される。例え
ば、イコライザ19ではこのスペクトル・アナライザ17か
らの電圧に基づいて、選択された周波数バンドの減衰量
を例えば電圧制御可変容量ダイオード等のキャパシタに
より調節する。より詳細な構成動作は関連する日本特許
出願番号62-501080に詳述されている。
スペクトル・アナライザの出力は、ダイナミック加算
イコライザ21へも供給され、このイコライザ21は差信号
が静かな、前記帯域外の周波数帯域における加算信号成
分を相対的にブーストする。ダイナミック差信号アナラ
イザ19の出力は更に均一化するために固定差信号イコラ
イザ18へも供給される。
イコライザ21へも供給され、このイコライザ21は差信号
が静かな、前記帯域外の周波数帯域における加算信号成
分を相対的にブーストする。ダイナミック差信号アナラ
イザ19の出力は更に均一化するために固定差信号イコラ
イザ18へも供給される。
イコライザ18及び19によって処理された差信号に関す
るサーボ・ループがゲイン・コントロール・アンプ22及
び制御回路30を介して提供される。このサーボ・ループ
は、前述した当方による特許出願番号62-501080におい
て、幾つかのイコライザとして詳細に説明されている。
未処理の加算及び差信号（Ｌ＋Ｒ）及び（Ｌ−Ｒ）及び
アンプ22の出力、即ち処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐに
応答する制御回路30は、アンプのゲインを制御する制御
信号（CTRL）を発生する。この構成は、処理された差信
号と未処理の加算信号の比を、予め決定され、実質的に
一定な比に保つ構成である。
るサーボ・ループがゲイン・コントロール・アンプ22及
び制御回路30を介して提供される。このサーボ・ループ
は、前述した当方による特許出願番号62-501080におい
て、幾つかのイコライザとして詳細に説明されている。
未処理の加算及び差信号（Ｌ＋Ｒ）及び（Ｌ−Ｒ）及び
アンプ22の出力、即ち処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐに
応答する制御回路30は、アンプのゲインを制御する制御
信号（CTRL）を発生する。この構成は、処理された差信
号と未処理の加算信号の比を、予め決定され、実質的に
一定な比に保つ構成である。
当方による以前の特許システムは、制御回路30内の回
路による反響制御を含み、この回路はダイナミック信号
イコライザ19及び21の両方に供給される反響制御信号
（RCTRL）を発生する。入力信号Lin及びRin、及び処理
された加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐはミキサ35に供給される。
当方による特許出願番号62-501080において、ゲイン制
御されるアンプ（gain controlled amplifier）からの
処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐもまた、ミキサに供給さ
れる。特許出願番号62-501080において、処理された加
算及び差信号は、システムに関するある効果を調整する
ためのポテンショメータ（potentiometers）を介して供
給される。以前の特許において、ミキサはミキサに入力
される幾つかの信号に基づいて動作し、次式によって定
義される、左と右の出力信号を提供する。
路による反響制御を含み、この回路はダイナミック信号
イコライザ19及び21の両方に供給される反響制御信号
（RCTRL）を発生する。入力信号Lin及びRin、及び処理
された加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐはミキサ35に供給される。
当方による特許出願番号62-501080において、ゲイン制
御されるアンプ（gain controlled amplifier）からの
処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐもまた、ミキサに供給さ
れる。特許出願番号62-501080において、処理された加
算及び差信号は、システムに関するある効果を調整する
ためのポテンショメータ（potentiometers）を介して供
給される。以前の特許において、ミキサはミキサに入力
される幾つかの信号に基づいて動作し、次式によって定
義される、左と右の出力信号を提供する。
Lout＝Lin＋K1（Ｌ−Ｒ）ｐ＋K2（Ｌ＋Ｒ）ｐ （１） Rout＝Rin＋K2（Ｌ＋Ｒ）ｐ−K3（Ｌ−Ｒ）ｐ （２） 上式において、値−K3（Ｌ−Ｒ）ｐは、 ＋K3（Ｒ−Ｌ）ｐと同一であり、又、当方による以前の
特許において、インバータがミキサに供給され、処理さ
れた差信号（Ｌ−Ｒ）ｐを反転し、処理された差信号
（Ｒ−Ｌ）ｐを提供する。当方の以前のシステムにおい
て、処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは、ミキサによって
供給される信号の一部であり、左スピーカ36への信号で
ある。また、処理された差信号（Ｒ−Ｌ）ｐはミキサに
よって供給される信号であり、右スピーカ37への信号で
ある。ミキサ35からの信号は、駆動アンプ39、41を介し
て、スピーカに供給される。尚、第１図いおいて、スピ
ーカ36、37は方向性の増強された出力を有する修正され
たミキサの出力を受信する。当方の以前の特許におけ
る、ミキサ出力は式（１）及び（２）によって定義され
るが、同図には示されていない。
特許において、インバータがミキサに供給され、処理さ
れた差信号（Ｌ−Ｒ）ｐを反転し、処理された差信号
（Ｒ−Ｌ）ｐを提供する。当方の以前のシステムにおい
て、処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは、ミキサによって
供給される信号の一部であり、左スピーカ36への信号で
ある。また、処理された差信号（Ｒ−Ｌ）ｐはミキサに
よって供給される信号であり、右スピーカ37への信号で
ある。ミキサ35からの信号は、駆動アンプ39、41を介し
て、スピーカに供給される。尚、第１図いおいて、スピ
ーカ36、37は方向性の増強された出力を有する修正され
たミキサの出力を受信する。当方の以前の特許におけ
る、ミキサ出力は式（１）及び（２）によって定義され
るが、同図には示されていない。
この発明の特徴によれば、ミキサからインバータを取
り除き、そのインバータを、ゲイン制御されるアンプ
と、当方の以前の特許システムに付加された方向性サー
ボ回路の一つとの間に位置させることができる。この構
成は第１図に示され、ゲイン制御されるアンプ22と、ミ
キサ35の間に配置される左右の付加的方向性サーボ回路
40、44が示される。インバータと方向性サーボ回路の追
加を除き、この発明のシステムは前述の当方による以前
の特許のシステムと同一である。
り除き、そのインバータを、ゲイン制御されるアンプ
と、当方の以前の特許システムに付加された方向性サー
ボ回路の一つとの間に位置させることができる。この構
成は第１図に示され、ゲイン制御されるアンプ22と、ミ
キサ35の間に配置される左右の付加的方向性サーボ回路
40、44が示される。インバータと方向性サーボ回路の追
加を除き、この発明のシステムは前述の当方による以前
の特許のシステムと同一である。
第１図に示されるように、ゲイン・制御されるアンプ
22からの処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは一入力として
左方向性サーボ回路40に供給され、又、処理された右差
信号（Ｒ−Ｌ）ｐを供給するインバータ42に供給され
る。処理された右差信号（Ｒ−Ｌ）ｐは、一入力とし
て、右方向性サーボ回路44に供給される。右及び左サー
ボ回路40、44は、第２入力として、左サーボ入力信号L
in、及び右サーボ入力信号Rinを各々受信する。このサ
ーボ回路はその出力に、方向性の増強された左差信号
（Ｌ−Ｒ）pe、及び方向性の増強された右差信号（Ｒ−
Ｌ）peを発生する。それらの信号は、方向性サーボ出力
又はバイパス・ライン50、52に択一的に接続される、組
み合わされた（ganged）二つの位置スイッチ46、48を介
して供給される。バイパス・ラインが、処理された差信
号入力（Ｌ−Ｒ）ｐ、及び（Ｒ−Ｌ）ｐに直接接続され
ることによって、方向性サーボ回路は、組み合わされた
スイッチを第２の位置、即ち図示されていない位置に切
り替えることによって、ディセーブル即ちバイパスされ
る。
22からの処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは一入力として
左方向性サーボ回路40に供給され、又、処理された右差
信号（Ｒ−Ｌ）ｐを供給するインバータ42に供給され
る。処理された右差信号（Ｒ−Ｌ）ｐは、一入力とし
て、右方向性サーボ回路44に供給される。右及び左サー
ボ回路40、44は、第２入力として、左サーボ入力信号L
in、及び右サーボ入力信号Rinを各々受信する。このサ
ーボ回路はその出力に、方向性の増強された左差信号
（Ｌ−Ｒ）pe、及び方向性の増強された右差信号（Ｒ−
Ｌ）peを発生する。それらの信号は、方向性サーボ出力
又はバイパス・ライン50、52に択一的に接続される、組
み合わされた（ganged）二つの位置スイッチ46、48を介
して供給される。バイパス・ラインが、処理された差信
号入力（Ｌ−Ｒ）ｐ、及び（Ｒ−Ｌ）ｐに直接接続され
ることによって、方向性サーボ回路は、組み合わされた
スイッチを第２の位置、即ち図示されていない位置に切
り替えることによって、ディセーブル即ちバイパスされ
る。
低周波数信号は、大きなエネルギ成分を有するので、
右及び左入力信号Rin及びLinにおける、鋭い瞬間的低音
によって生じる場合のある悪い影響を避けるのが望まし
い。従って、右と左の入力信号は、方向性サーボ回路4
0、44に供給される前に、フィルタ57及び59を介して濾
波される。これらのフィルタは150Hz以上の領域で比較
的平坦であり、150Hzにおいて鋭いロールオフ（roll of
f）を有し、それ以下の領域では、12dB/オクターブのロ
ールオフ特性を有する。実際にこれらは（約）150Hz
で、かなり鋭いカットオフを有する高域通過フィルタで
ある。
右及び左入力信号Rin及びLinにおける、鋭い瞬間的低音
によって生じる場合のある悪い影響を避けるのが望まし
い。従って、右と左の入力信号は、方向性サーボ回路4
0、44に供給される前に、フィルタ57及び59を介して濾
波される。これらのフィルタは150Hz以上の領域で比較
的平坦であり、150Hzにおいて鋭いロールオフ（roll of
f）を有し、それ以下の領域では、12dB/オクターブのロ
ールオフ特性を有する。実際にこれらは（約）150Hz
で、かなり鋭いカットオフを有する高域通過フィルタで
ある。
方向性の増強された左及び右の差信号（Ｌ−Ｒ）pe及
び（Ｒ−Ｌ）peは、ステレオ入力信号Rin及びLin、及び
処理された加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐと一緒に、ミキサ35に
供給される。信号（Ｌ＋Ｒ）ｐはポテンショメータ（po
tentiometer）56によって振幅調整される。方向性の増
強された左及び右の差信号は、ミキサへの左及び右ステ
レオ差信号の値を同時調整するために、伴に調整可能な
組み合わされた振幅ポテンショメータ23a、23bを介して
ミキサに供給される。その結果、ポテンショメータ23
a、23bの調整は、ミキサ出力によって供給されるステレ
オ音声像の見掛上の幅を調節する。このミキサは例えば
周知の演算増幅器と抵抗器による加算回路で構成され、
各入力信号が所定の利得で加算されて出力される。この
ミキサの典型的な構成は第４図右側の増幅器240、242及
びそれに付帯する各抵抗器等により示されている。
び（Ｒ−Ｌ）peは、ステレオ入力信号Rin及びLin、及び
処理された加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐと一緒に、ミキサ35に
供給される。信号（Ｌ＋Ｒ）ｐはポテンショメータ（po
tentiometer）56によって振幅調整される。方向性の増
強された左及び右の差信号は、ミキサへの左及び右ステ
レオ差信号の値を同時調整するために、伴に調整可能な
組み合わされた振幅ポテンショメータ23a、23bを介して
ミキサに供給される。その結果、ポテンショメータ23
a、23bの調整は、ミキサ出力によって供給されるステレ
オ音声像の見掛上の幅を調節する。このミキサは例えば
周知の演算増幅器と抵抗器による加算回路で構成され、
各入力信号が所定の利得で加算されて出力される。この
ミキサの典型的な構成は第４図右側の増幅器240、242及
びそれに付帯する各抵抗器等により示されている。
ミキサ35への前述した入力によって、ミキサはスピー
カシステム36、37に、次式で示される出力Lout及びRout
を供給する。
カシステム36、37に、次式で示される出力Lout及びRout
を供給する。
Lout＝Lin＋K1（Ｌ＋Ｒ）ｐ＋K2（Ｌ−Ｒ）pe （３） Rout＝Rin＋K1（Ｌ＋Ｒ）ｐ＋K3（Ｒ−Ｌ）pe （３） ここで、K1、K2、K3は定数。
尚このシステムにおいて、左差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは、
右方向性サーボ回路44を介してミキサに供給される前に
反転されるが、以前の特許発明の（Ｌ−Ｒ）ｐは、ミキ
サ内で生成される信号（Ｒ−Ｌ）ｐを結果的に供給す
る。
右方向性サーボ回路44を介してミキサに供給される前に
反転されるが、以前の特許発明の（Ｌ−Ｒ）ｐは、ミキ
サ内で生成される信号（Ｒ−Ｌ）ｐを結果的に供給す
る。
右及び左の各方向性サーボ回路の詳細が第２図に示さ
れる。二つのサーボ回路は、一方が左チャンネル信号に
基づいて動作し、他方が右チャンネル信号に基づいて動
作することを除き、実質的に同一であるので、一つのチ
ャンネルについてのみ説明される。
れる。二つのサーボ回路は、一方が左チャンネル信号に
基づいて動作し、他方が右チャンネル信号に基づいて動
作することを除き、実質的に同一であるので、一つのチ
ャンネルについてのみ説明される。
各方向性サーボ回路は、各入力信号Lin及びRinの増加
について処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐ又は（Ｒ−Ｌ）
ｐ内の増加の増音量を提供する。
について処理された差信号（Ｌ−Ｒ）ｐ又は（Ｒ−Ｌ）
ｐ内の増加の増音量を提供する。
第２図に示される左チャンネル・サーボ回路に関し
て、入力信号Linは、Linの増加に応答して立ち下がり
（negative going）出力信号を提供する入力ピーク検出
器60に供給される。反対に、この検出器60は信号Linの
減少に応答して立ち上がり（positive going）信号を提
供する。ピーク検出器の出力は、入力信号の反転した振
幅エンベロープ（envelope）である。ピーク検出された
入力信号は、入力抵抗62を介して、オペアンプ66の反転
入力における、加算点64に供給される。キャパシタ68
が、アンプ出力とその反転入力端子の間に接続されるこ
とによって、このアンプは積分器として動作することが
できる。アンプの反転入力、即ち加算点64は、フィード
バック抵抗70の並列RC回路からの第２入力を有する。ピ
ーク検出器72は、入力の振幅エンベロープである。アン
プ66の出力は、電圧制御されるアンプ（voltage contro
lled amplifier）80に供給され、アンプ80は信号（Ｌ−
Ｒ）ｐ、即ちゲインコントロールされるアンプ22（第１
図）からの処理された差信号を入力として受信する。電
圧制御されるアンプ80はその出力として、方向性の増強
された差信号出力（Ｌ−Ｒ）peを発生する。
て、入力信号Linは、Linの増加に応答して立ち下がり
（negative going）出力信号を提供する入力ピーク検出
器60に供給される。反対に、この検出器60は信号Linの
減少に応答して立ち上がり（positive going）信号を提
供する。ピーク検出器の出力は、入力信号の反転した振
幅エンベロープ（envelope）である。ピーク検出された
入力信号は、入力抵抗62を介して、オペアンプ66の反転
入力における、加算点64に供給される。キャパシタ68
が、アンプ出力とその反転入力端子の間に接続されるこ
とによって、このアンプは積分器として動作することが
できる。アンプの反転入力、即ち加算点64は、フィード
バック抵抗70の並列RC回路からの第２入力を有する。ピ
ーク検出器72は、入力の振幅エンベロープである。アン
プ66の出力は、電圧制御されるアンプ（voltage contro
lled amplifier）80に供給され、アンプ80は信号（Ｌ−
Ｒ）ｐ、即ちゲインコントロールされるアンプ22（第１
図）からの処理された差信号を入力として受信する。電
圧制御されるアンプ80はその出力として、方向性の増強
された差信号出力（Ｌ−Ｒ）peを発生する。
差動フィードバック回路82は第１入力として、ゲイン
コントロールされるアンプ22から、処理された差信号
（Ｌ−Ｒ）ｐを受信し、及び第２入力として、アンプ80
の出力から方向性の増強された左差信号出力（Ｌ−Ｒ）
peを受信する。
コントロールされるアンプ22から、処理された差信号
（Ｌ−Ｒ）ｐを受信し、及び第２入力として、アンプ80
の出力から方向性の増強された左差信号出力（Ｌ−Ｒ）
peを受信する。
差動フィードバック回路82は、方向性の増強された差
信号出力（Ｌ−Ｒ）peマイナス処理された差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐの値に比例するフィードバック信号をライン86上
に提供する。このフィードバック信号はフィードバック
検出器72に入力として供給される。ピーク検出された
（振幅エンベロープ）フィードバック信号はフィードバ
ック抵抗70を介して、アンプ66の反転入力に供給され
る。
信号出力（Ｌ−Ｒ）peマイナス処理された差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐの値に比例するフィードバック信号をライン86上
に提供する。このフィードバック信号はフィードバック
検出器72に入力として供給される。ピーク検出された
（振幅エンベロープ）フィードバック信号はフィードバ
ック抵抗70を介して、アンプ66の反転入力に供給され
る。
フィードバック抵抗70は、入力抵抗62の２〜３倍の値
を有する。抵抗70と抵抗62の抵抗値の比は、方向性サー
ボ回路によって提供される方向性増強値を決定する。こ
の比は、2:1と3:1の間の値であることが望ましい。この
比が、2:1より小さい場合、方向性サーボ回路の影響は
殆ど無く、反対にこの比が、3:1より大きい場合、方向
性増強の効果は、人工的で非常に表面的なものになる。
抵抗62と抵抗70の内一つ、又は両方は可変抵抗とするこ
とができ、方向性の増強量の調整に関する値を制限する
ことができる。
を有する。抵抗70と抵抗62の抵抗値の比は、方向性サー
ボ回路によって提供される方向性増強値を決定する。こ
の比は、2:1と3:1の間の値であることが望ましい。この
比が、2:1より小さい場合、方向性サーボ回路の影響は
殆ど無く、反対にこの比が、3:1より大きい場合、方向
性増強の効果は、人工的で非常に表面的なものになる。
抵抗62と抵抗70の内一つ、又は両方は可変抵抗とするこ
とができ、方向性の増強量の調整に関する値を制限する
ことができる。
左方向性サーボ回路動作において、入力信号Linは増
加し、したがって、ピーク検出器60の出力が減少すると
仮定する。この減少した信号が加算点64、即ちこのアン
プの反転入力に供給されることによって、アンプの出力
が増加する原因になる。これはアンプの接地された非反
転入力での全入力（電圧）に実質的に等しい、点64での
全入力（電圧）を保持するアンプ動作のためである。ア
ンプ出力の増加に伴って、アンプの負荷である積分キャ
パシタ68、及び電圧制御されるアンプ80への制御電圧も
増加する。アンプ80のゲインは、アンプ66からの制御入
力が無ければ１（unity）である。このゲインは１以下
には決してならず、アンプ66からの制御信号の増加に伴
って増加する。アンプ80のゲインの増加に伴って、方向
性の増強された左差信号出力（Ｌ−Ｒ）peに付随する増
加が発生する。電圧制御されるアンプの増加した出力
は、差動回路82に入力される、処理された差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐによって減少し、フィードバックピーク検出器72
へのフィードバック信号を供給する。従ってピーク検出
器72は、ピーク検出器60からの信号の極性とは逆極性の
増加した信号をアンプ66の反転入力に供給する。
加し、したがって、ピーク検出器60の出力が減少すると
仮定する。この減少した信号が加算点64、即ちこのアン
プの反転入力に供給されることによって、アンプの出力
が増加する原因になる。これはアンプの接地された非反
転入力での全入力（電圧）に実質的に等しい、点64での
全入力（電圧）を保持するアンプ動作のためである。ア
ンプ出力の増加に伴って、アンプの負荷である積分キャ
パシタ68、及び電圧制御されるアンプ80への制御電圧も
増加する。アンプ80のゲインは、アンプ66からの制御入
力が無ければ１（unity）である。このゲインは１以下
には決してならず、アンプ66からの制御信号の増加に伴
って増加する。アンプ80のゲインの増加に伴って、方向
性の増強された左差信号出力（Ｌ−Ｒ）peに付随する増
加が発生する。電圧制御されるアンプの増加した出力
は、差動回路82に入力される、処理された差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐによって減少し、フィードバックピーク検出器72
へのフィードバック信号を供給する。従ってピーク検出
器72は、ピーク検出器60からの信号の極性とは逆極性の
増加した信号をアンプ66の反転入力に供給する。
各ピーク検出器からの二つの電圧は、抵抗62、70によ
って構成される抵抗加算ネットワークにおいて結合さ
れ、結合された信号を供給する。この信号は、キャパシ
タ68を介したアンプのフィードバックによって、アンプ
の非反転入力の接地された入力に等しい値に安定する。
抵抗70と抵抗62の抵抗値の比を3:1と仮定すると、フィ
ードバック・ピーク検出器72からのピーク検出されたフ
ィードバック信号の電圧が、入力ピーク検出器60からの
信号電圧の約３倍のとき、加算点64におけるアンプ入力
信号は安定する。この構成によって、制御されたフィー
ドバック量が提供され、積分アンプ出力の制御された増
加量を生成する。アンプ66のこの出力増加は、電圧制御
されるアンプ80に供給される制御電圧の増加を生じる。
って構成される抵抗加算ネットワークにおいて結合さ
れ、結合された信号を供給する。この信号は、キャパシ
タ68を介したアンプのフィードバックによって、アンプ
の非反転入力の接地された入力に等しい値に安定する。
抵抗70と抵抗62の抵抗値の比を3:1と仮定すると、フィ
ードバック・ピーク検出器72からのピーク検出されたフ
ィードバック信号の電圧が、入力ピーク検出器60からの
信号電圧の約３倍のとき、加算点64におけるアンプ入力
信号は安定する。この構成によって、制御されたフィー
ドバック量が提供され、積分アンプ出力の制御された増
加量を生成する。アンプ66のこの出力増加は、電圧制御
されるアンプ80に供給される制御電圧の増加を生じる。
電圧制御されるアンプ80は、ピーク検出器60の出力で
ある参照信号における変化のみに応答するのが望まし
い。１以下には決してならならないゲニンを有する電圧
制御されるアンプの出力は、入力（Ｌ−Ｒ）ｐ以下には
決してならない。従って差動回路82からのフィードバッ
ク信号は、方向性サーボ回路が参照信号の変化のみに応
答する原因となる。参照信号（ピーク検出器60の出力）
に変化が無い場合、アンプ80への制御信号は無く、その
出力はその入力と同一であり、それによって、ピーク検
出器72に供給されるフィードバック信号は無い。差動回
路82を用いることによって、（Ｌ−Ｒ）ｐにおける変化
量（例えば、電圧制御されるアンプの入力と出力の間の
差異）を、入力参照信号Linに関して、正確に制御でき
る。
ある参照信号における変化のみに応答するのが望まし
い。１以下には決してならならないゲニンを有する電圧
制御されるアンプの出力は、入力（Ｌ−Ｒ）ｐ以下には
決してならない。従って差動回路82からのフィードバッ
ク信号は、方向性サーボ回路が参照信号の変化のみに応
答する原因となる。参照信号（ピーク検出器60の出力）
に変化が無い場合、アンプ80への制御信号は無く、その
出力はその入力と同一であり、それによって、ピーク検
出器72に供給されるフィードバック信号は無い。差動回
路82を用いることによって、（Ｌ−Ｒ）ｐにおける変化
量（例えば、電圧制御されるアンプの入力と出力の間の
差異）を、入力参照信号Linに関して、正確に制御でき
る。
その結果、入力信号Linにおける増加は、処理された
差信号内の増強された（誇張された）増加を生成し、方
向性の増強された差信号（Ｌ−Ｒ）peを電圧制御される
アンプの出力に発生する。抵抗62の抵抗値の２〜３倍の
値に選択された抵抗70によって、処理された差信号振幅
の増加は、入力信号振幅の増加の２〜３倍である。Lin
における振幅の増加は、増強された（Ｌ−Ｒ）peの減少
を全く生成しない。なぜならば、アンプ80のゲインは、
１以下にはならないからである。前述したように、方向
性増強された左差信号は、バイパス・スイッチ46及びス
テレオ音声像幅調整ポテンショメータ23aを介してミキ
サに供給される。
差信号内の増強された（誇張された）増加を生成し、方
向性の増強された差信号（Ｌ−Ｒ）peを電圧制御される
アンプの出力に発生する。抵抗62の抵抗値の２〜３倍の
値に選択された抵抗70によって、処理された差信号振幅
の増加は、入力信号振幅の増加の２〜３倍である。Lin
における振幅の増加は、増強された（Ｌ−Ｒ）peの減少
を全く生成しない。なぜならば、アンプ80のゲインは、
１以下にはならないからである。前述したように、方向
性増強された左差信号は、バイパス・スイッチ46及びス
テレオ音声像幅調整ポテンショメータ23aを介してミキ
サに供給される。
フィードバック抵抗70を介して接続されるキャパシタ
71は、高速移動現象に関するフィードバックの増加した
率を提供する。ピーク検出器60の出力の比較的遅い変化
に関して、キャパシタ71は効果的に動作しない。しか
し、その出力の早い変化に関して、ピーク検出器72から
のフィードバックは、キャパシタ71を介して高速に伝達
され、フィードバックの応答時間を増強する。
71は、高速移動現象に関するフィードバックの増加した
率を提供する。ピーク検出器60の出力の比較的遅い変化
に関して、キャパシタ71は効果的に動作しない。しか
し、その出力の早い変化に関して、ピーク検出器72から
のフィードバックは、キャパシタ71を介して高速に伝達
され、フィードバックの応答時間を増強する。
右方向性サーボ回路の動作は、前述の動作と同一であ
るが、勿論、このサーボ回路はRin、および（Ｒ−Ｌ）
ｐ（インバータ42より受信される）に応答して動作し、
バイパススイッチ48及びステレオ音声像幅調整ポテンシ
ョメータ23bを介してミキサに供給される、方向性の増
強された右差信号（Ｒ−Ｌ）peを提供する。
るが、勿論、このサーボ回路はRin、および（Ｒ−Ｌ）
ｐ（インバータ42より受信される）に応答して動作し、
バイパススイッチ48及びステレオ音声像幅調整ポテンシ
ョメータ23bを介してミキサに供給される、方向性の増
強された右差信号（Ｒ−Ｌ）peを提供する。
右サーボ回路は左サーボ回路と同一の構成要素を含
み、接頭番号１を有する同一参照番号によって識別さ
れ、左チャンネルの増強されたピーク検出器60は、右チ
ャンネル・ピーク検出器160に対応し、左チャンネル・
アンプ66は右チャンネル・アンプ166に対応し、以下同
様。従って右チャンネル方向性サーボ回路は、ピーク検
出器160、172、加算抵抗162、170、キャパシタ171、加
算点164、積分アンプ166、フィードバック・キャパシタ
168、電圧制御されるアンプ180、差動回路182、及びフ
ィードバック・ライン186を含み、これらは全て、前述
した左チャンネルの対応する番号の構成要素と同一であ
る。この分野に置いて周知のように、この差動増幅器6
6、166はフィードバックループ内の積分器（平均回路）
を構成している。これは自動制御における一次遅れ要素
に対応するものであり、当該技術分野の通常の知識を有
する者にとり周知である。
み、接頭番号１を有する同一参照番号によって識別さ
れ、左チャンネルの増強されたピーク検出器60は、右チ
ャンネル・ピーク検出器160に対応し、左チャンネル・
アンプ66は右チャンネル・アンプ166に対応し、以下同
様。従って右チャンネル方向性サーボ回路は、ピーク検
出器160、172、加算抵抗162、170、キャパシタ171、加
算点164、積分アンプ166、フィードバック・キャパシタ
168、電圧制御されるアンプ180、差動回路182、及びフ
ィードバック・ライン186を含み、これらは全て、前述
した左チャンネルの対応する番号の構成要素と同一であ
る。この分野に置いて周知のように、この差動増幅器6
6、166はフィードバックループ内の積分器（平均回路）
を構成している。これは自動制御における一次遅れ要素
に対応するものであり、当該技術分野の通常の知識を有
する者にとり周知である。
第２図のキャパシタ71と171は、差動アンプ66、166を
介し、フィードバック・キャパシタ68、168と連携し、
各チャンネルの２つのピーク検出器60、72及び160、172
から供給される信号の所望の比を保持する。キャパシタ
71の容量はキャパシタ68の約４倍であり、例えば、キャ
パシタ71は16マイクロファラッド、キャパシタ68は4.7
マイクロファラッドである。キャパシタ168と171ののイ
ンピーダンスの比は同一である。従って、音の高速移動
についても望ましい方向性の増強が得られる。
介し、フィードバック・キャパシタ68、168と連携し、
各チャンネルの２つのピーク検出器60、72及び160、172
から供給される信号の所望の比を保持する。キャパシタ
71の容量はキャパシタ68の約４倍であり、例えば、キャ
パシタ71は16マイクロファラッド、キャパシタ68は4.7
マイクロファラッドである。キャパシタ168と171ののイ
ンピーダンスの比は同一である。従って、音の高速移動
についても望ましい方向性の増強が得られる。
ある状況において、特にテレビや映画において、銃撃
や接近するビークルや文字どうり動いた装置、またはこ
のような物体は、音声像の中央に位置する解説と供に出
現するような場合、横方向の音の方向性増強は、中央の
解説部を圧倒または打ち消すような場合もある。このよ
うな状況を避けるために、中央部の解説音声はダイナミ
ックに増強、またはブーストし、特にこの傾向を打ち消
すことができる。このような中央部の音声増強を達成す
るために、第３図及び第４図に示される構成が採用され
る。これらの図面は、各チャンネルの電圧制御されるア
ンプ80、180の入力へ、処理された加算信号（Ｌ−Ｒ）
ｐの一部分を加算するための例示的回路を示す。この回
路は、処理された差信号ばかりでなく、処理された加算
信号の一部についても方向性の増強を達成する。（Ｌ＋
Ｒ）ｐの一部分の追加が第３図に示される。方向性の増
強された（Ｌ＋Ｒ）pe成分の分離及び独立振幅制御が第
４図に示される。加算信号の一部のダイナミックな増
強、及びその信号を方向性の増強された差信号と結合す
るための他の構成が第12図及び以下の説明に示される。
や接近するビークルや文字どうり動いた装置、またはこ
のような物体は、音声像の中央に位置する解説と供に出
現するような場合、横方向の音の方向性増強は、中央の
解説部を圧倒または打ち消すような場合もある。このよ
うな状況を避けるために、中央部の解説音声はダイナミ
ックに増強、またはブーストし、特にこの傾向を打ち消
すことができる。このような中央部の音声増強を達成す
るために、第３図及び第４図に示される構成が採用され
る。これらの図面は、各チャンネルの電圧制御されるア
ンプ80、180の入力へ、処理された加算信号（Ｌ−Ｒ）
ｐの一部分を加算するための例示的回路を示す。この回
路は、処理された差信号ばかりでなく、処理された加算
信号の一部についても方向性の増強を達成する。（Ｌ＋
Ｒ）ｐの一部分の追加が第３図に示される。方向性の増
強された（Ｌ＋Ｒ）pe成分の分離及び独立振幅制御が第
４図に示される。加算信号の一部のダイナミックな増
強、及びその信号を方向性の増強された差信号と結合す
るための他の構成が第12図及び以下の説明に示される。
第３及び第４図の回路は、方向性サーボ回路に対する
入力を供給するための他の構成を示す。これは、このシ
ステムが中央部の音声が打ち消されないために構成する
とき、第２図に示される入力の代わりに使用することが
できる。第４図は、第３図に用いられる方向性サーボ出
力、及び他の信号の修正処理を示す。
入力を供給するための他の構成を示す。これは、このシ
ステムが中央部の音声が打ち消されないために構成する
とき、第２図に示される入力の代わりに使用することが
できる。第４図は、第３図に用いられる方向性サーボ出
力、及び他の信号の修正処理を示す。
第３図に示されるように、ダイナミック加算イコライ
ザ21（第１図）からの処理された加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐ
は、信号Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐが得られる減衰ポテンチョンメ
ータ202へ供給される。ここで、約3:1の方向性サーボ回
路のフィードバックが採用される。前述したように、Ｋ
の値は1/4のオーダであり、それによって、ポテンショ
メータ202は、ダイナミック加算イコライザ21から供給
される処理された加算信号の振幅の約1/4の振幅を有す
る処理された加算信号を提供する。この減衰処理された
加算信号は、抵抗204、206を介して、フィードバック抵
抗212、214を各々有する、第１及び第２反転動作アンプ
208、210の各反転入力に供給される。抵抗216とインバ
ータ215を介してアンプ208の反転入力に供給される第２
信号は、第１図のゲインコントロールされるアンプ22か
らの処理された差信号−（Ｌ−Ｒ）ｐである。アンプ20
8やアンプ210は演算増幅器を用いた周知の反転型の加算
器を刻製している。例えばアンプ208はにおいて、抵抗2
04、212、216はそれぞれ等しいので、各入力信号はゲイ
ン１で加算かつ極性反転されて出力される。従って、ア
ンプ208の出力信号は（Ｌ−Ｒ）ｐ−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐと
なる。
ザ21（第１図）からの処理された加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐ
は、信号Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐが得られる減衰ポテンチョンメ
ータ202へ供給される。ここで、約3:1の方向性サーボ回
路のフィードバックが採用される。前述したように、Ｋ
の値は1/4のオーダであり、それによって、ポテンショ
メータ202は、ダイナミック加算イコライザ21から供給
される処理された加算信号の振幅の約1/4の振幅を有す
る処理された加算信号を提供する。この減衰処理された
加算信号は、抵抗204、206を介して、フィードバック抵
抗212、214を各々有する、第１及び第２反転動作アンプ
208、210の各反転入力に供給される。抵抗216とインバ
ータ215を介してアンプ208の反転入力に供給される第２
信号は、第１図のゲインコントロールされるアンプ22か
らの処理された差信号−（Ｌ−Ｒ）ｐである。アンプ20
8やアンプ210は演算増幅器を用いた周知の反転型の加算
器を刻製している。例えばアンプ208はにおいて、抵抗2
04、212、216はそれぞれ等しいので、各入力信号はゲイ
ン１で加算かつ極性反転されて出力される。従って、ア
ンプ208の出力信号は（Ｌ−Ｒ）ｐ−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐと
なる。
抵抗220を介してアンプ210の反転入力に供給される第
２信号は、アンプ208の出力である。しかし、アンプ210
の出力の位相はアンプ208の出力と逆位相なので（第２
図のインバータ42が第２図の下側のチャンネルにおい
て、（Ｌ−Ｒ）ｐを反転するのに用いられるのと同じ理
由により）、アンプ210に見られるように（Ｌ＋Ｒ）ｐ
成分の値を調節する必要がある。これは、抵抗220と214
の値を同一にして、その値を、処理された加算信号をア
ンプ210に供給する抵抗206の２倍の値に設定することに
よって達成される。抵抗のこの値調整によって、処理さ
れた加算信号をアンプ210の出力に発生し（ポテンショ
メータ202の処理された加算信号成分から得られる）、
これは２倍される。しかし、アンプ210の抵抗220を介し
た他の入力（アンプ208の出力からの）も処理された逆
位相の加算信号成分−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐ（ポテンショメー
タ202の処理された加算信号の位相に関係する）を提供
し、２つの処理された逆位相の加算信号はアンプ210に
おいて効果的に減算され、実質的な結果はアンプ210の
出力における、正しい位相の成分−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐであ
る。尚、処理された加算信号成分は、比較的小さい抵抗
値の抵抗206を介して、ポテンショメータ202から供給さ
れるが、処理された加算信号の逆位相成分は、抵抗202
を介して、アンプ208の出力から供給される。従って、
アンプ210の結果的出力は、（Ｒ−Ｌ）ｐ−Ｋ（Ｌ＋
Ｒ）ｐ、及びアンプ208の出力は、（Ｌ−Ｒ）ｐ−Ｋ
（Ｌ＋Ｒ）ｐである。従って、左右チャンネル信号は、
処理された加算信号の同一量が加算される。前述したよ
うに、これは処理された加算信号の一部分であるが、中
央部の音がかき消される影響を無くすために用いられ
る。
２信号は、アンプ208の出力である。しかし、アンプ210
の出力の位相はアンプ208の出力と逆位相なので（第２
図のインバータ42が第２図の下側のチャンネルにおい
て、（Ｌ−Ｒ）ｐを反転するのに用いられるのと同じ理
由により）、アンプ210に見られるように（Ｌ＋Ｒ）ｐ
成分の値を調節する必要がある。これは、抵抗220と214
の値を同一にして、その値を、処理された加算信号をア
ンプ210に供給する抵抗206の２倍の値に設定することに
よって達成される。抵抗のこの値調整によって、処理さ
れた加算信号をアンプ210の出力に発生し（ポテンショ
メータ202の処理された加算信号成分から得られる）、
これは２倍される。しかし、アンプ210の抵抗220を介し
た他の入力（アンプ208の出力からの）も処理された逆
位相の加算信号成分−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐ（ポテンショメー
タ202の処理された加算信号の位相に関係する）を提供
し、２つの処理された逆位相の加算信号はアンプ210に
おいて効果的に減算され、実質的な結果はアンプ210の
出力における、正しい位相の成分−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）ｐであ
る。尚、処理された加算信号成分は、比較的小さい抵抗
値の抵抗206を介して、ポテンショメータ202から供給さ
れるが、処理された加算信号の逆位相成分は、抵抗202
を介して、アンプ208の出力から供給される。従って、
アンプ210の結果的出力は、（Ｒ−Ｌ）ｐ−Ｋ（Ｌ＋
Ｒ）ｐ、及びアンプ208の出力は、（Ｌ−Ｒ）ｐ−Ｋ
（Ｌ＋Ｒ）ｐである。従って、左右チャンネル信号は、
処理された加算信号の同一量が加算される。前述したよ
うに、これは処理された加算信号の一部分であるが、中
央部の音がかき消される影響を無くすために用いられ
る。
アンプ208の出力は、第２図の信号（Ｌ−Ｒ）ｐのよ
うに、ライン230上に出力を発生する電圧制御されるア
ンプ80へ供給される。同様に、アンプ210の出力は、第
２図のインバータ42の出力のように、ライン232上に出
力を発生する電圧制御されるアンプ180の入力へ供給さ
れる。第２図に示される方向性サーボ回路の他の成分は
（第３図には示されていない）、第３図の構成に全て用
いられている。第３図は第２図の電圧制御されるアンプ
への入力の変更例のみを表し、方向性サーボ回路のその
他の部分は、第２図で示されるものと同一である。しか
し、サーボ出力は、後に第４図を参照して説明されるよ
うに、異なる処理がなされる。
うに、ライン230上に出力を発生する電圧制御されるア
ンプ80へ供給される。同様に、アンプ210の出力は、第
２図のインバータ42の出力のように、ライン232上に出
力を発生する電圧制御されるアンプ180の入力へ供給さ
れる。第２図に示される方向性サーボ回路の他の成分は
（第３図には示されていない）、第３図の構成に全て用
いられている。第３図は第２図の電圧制御されるアンプ
への入力の変更例のみを表し、方向性サーボ回路のその
他の部分は、第２図で示されるものと同一である。しか
し、サーボ出力は、後に第４図を参照して説明されるよ
うに、異なる処理がなされる。
中央ステージの増強によって、方向性サーボ回路は、
差信号及び加算信号の一部分について動作し、従って、
方向性の増強は効果的に加算及び差信号に適用される
が、差信号についてより強く適用される。
差信号及び加算信号の一部分について動作し、従って、
方向性の増強は効果的に加算及び差信号に適用される
が、差信号についてより強く適用される。
ブースト及び増強された差信号成分（Ｌ−Ｒ）pe及び
（Ｒ−Ｌ）peと一緒に発生するブースト及び増強された
加算信号成分（Ｌ＋Ｒ）peの振幅を、第３図の回路の出
力ライン230、232に関して制御するのが望ましい。即
ち、これら２つの成分の相対的振幅を制御できるのが望
ましい。なぜならば、方向性サーボ回路による加算信号
の増強又はブーストは、大きすぎる場合があるからであ
る。従って、ブースト及び増強された加算信号は、第４
図に示される回路のように、分離され、減衰され、そし
てミキサ内の他の成分と結合される。増強された加算成
分（Ｌ＋Ｒ）peの振幅を分離独立して制御するためにこ
の成分は、第３図の方向性サーボ回路の出力230、232に
おける、増強された差信号成分（Ｌ−Ｒ）pe及び（Ｒ−
Ｌ）peから分離されなければならない。
（Ｒ−Ｌ）peと一緒に発生するブースト及び増強された
加算信号成分（Ｌ＋Ｒ）peの振幅を、第３図の回路の出
力ライン230、232に関して制御するのが望ましい。即
ち、これら２つの成分の相対的振幅を制御できるのが望
ましい。なぜならば、方向性サーボ回路による加算信号
の増強又はブーストは、大きすぎる場合があるからであ
る。従って、ブースト及び増強された加算信号は、第４
図に示される回路のように、分離され、減衰され、そし
てミキサ内の他の成分と結合される。増強された加算成
分（Ｌ＋Ｒ）peの振幅を分離独立して制御するためにこ
の成分は、第３図の方向性サーボ回路の出力230、232に
おける、増強された差信号成分（Ｌ−Ｒ）pe及び（Ｒ−
Ｌ）peから分離されなければならない。
第４図に示されるように、第３図のライン230上の左
チャンネル方向性サーボ回路出力、及び第３図のライン
232上の右チャンネル方向性サーボ出力は、組み合わさ
れた一対のステレオ音声像幅調整ポテンショメータ223
a、223bに供給され、これらポテンショメータは、第１
図のポテンショメータ23a、23b（の代わりに使用され
る）に対応する。第１図の構成において、表面的ステレ
オ音声像幅を制御する、これら組み合わされたポテンシ
ョメータの出力は、Rin、Lin及び（Ｌ＋Ｒ）ｐと一緒
に、直接ミキサに供給される。第３図と第４図の構成は
異なる。ここで加算信号の一部は処理及び増強され、ス
テレオ音声像幅調整ポテンショメータ223a、223bの出力
は、第４図に示されるようにミキサに供給される。この
ミキサはアンプ240と242を具備する。第４図に示される
回路は、処理され増強された差信号成分の振幅とは独立
して、その振幅を制御するために、処理され増強された
加算信号成分を分離する。後に説明されるように、ミキ
サはステレオ入力Lin及びRinも受信するが、処理された
加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐは受信しない。その代わり、ミキ
サは処理され増強された加算信号（Ｌ＋Ｒ）peを第４図
の回路を介して受信する。
チャンネル方向性サーボ回路出力、及び第３図のライン
232上の右チャンネル方向性サーボ出力は、組み合わさ
れた一対のステレオ音声像幅調整ポテンショメータ223
a、223bに供給され、これらポテンショメータは、第１
図のポテンショメータ23a、23b（の代わりに使用され
る）に対応する。第１図の構成において、表面的ステレ
オ音声像幅を制御する、これら組み合わされたポテンシ
ョメータの出力は、Rin、Lin及び（Ｌ＋Ｒ）ｐと一緒
に、直接ミキサに供給される。第３図と第４図の構成は
異なる。ここで加算信号の一部は処理及び増強され、ス
テレオ音声像幅調整ポテンショメータ223a、223bの出力
は、第４図に示されるようにミキサに供給される。この
ミキサはアンプ240と242を具備する。第４図に示される
回路は、処理され増強された差信号成分の振幅とは独立
して、その振幅を制御するために、処理され増強された
加算信号成分を分離する。後に説明されるように、ミキ
サはステレオ入力Lin及びRinも受信するが、処理された
加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｐは受信しない。その代わり、ミキ
サは処理され増強された加算信号（Ｌ＋Ｒ）peを第４図
の回路を介して受信する。
ポテンショメータ223a及び223bからの信号は、各々
（Ｌ−Ｒ）pe−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）pe及び（Ｒ−Ｌ）pe−Ｋ
（Ｌ＋Ｒ）peである（これら成分の定数Ｋは、幅調整ポ
テンショメータによって生じた減衰を示す）。これらの
信号は、244、246によって構成される電圧分割器に結合
されることによって、これら抵抗の結合部248におい
て、逆位相の異なる信号成分は互いに排除しあう。即
ち、抵抗244と246の値は等しいので、差動アンプ250に
は（Ｌ−Ｒ）peと（Ｒ−Ｌ）peが同一振幅かつ逆極性で
加算され、そのためそれらが互いに打ち消されるからで
ある。結合点248における残された加算信号は、差動ア
ンプ250の反転入力に供給され、この差動アンプは、電
圧分割抵抗244、246を介して、このアンプに供給された
信号の加算値をその出力に発生する。逆位相の差信号成
分がこの加算によって排除されることによって、アンプ
250の出力は事実上、＋2K（Ｌ＋Ｒ）peである。従っ
て、処理され増強された加算信号成分は処理され増強さ
れた差信号成分とは独立して供給される。
（Ｌ−Ｒ）pe−Ｋ（Ｌ＋Ｒ）pe及び（Ｒ−Ｌ）pe−Ｋ
（Ｌ＋Ｒ）peである（これら成分の定数Ｋは、幅調整ポ
テンショメータによって生じた減衰を示す）。これらの
信号は、244、246によって構成される電圧分割器に結合
されることによって、これら抵抗の結合部248におい
て、逆位相の異なる信号成分は互いに排除しあう。即
ち、抵抗244と246の値は等しいので、差動アンプ250に
は（Ｌ−Ｒ）peと（Ｒ−Ｌ）peが同一振幅かつ逆極性で
加算され、そのためそれらが互いに打ち消されるからで
ある。結合点248における残された加算信号は、差動ア
ンプ250の反転入力に供給され、この差動アンプは、電
圧分割抵抗244、246を介して、このアンプに供給された
信号の加算値をその出力に発生する。逆位相の差信号成
分がこの加算によって排除されることによって、アンプ
250の出力は事実上、＋2K（Ｌ＋Ｒ）peである。従っ
て、処理され増強された加算信号成分は処理され増強さ
れた差信号成分とは独立して供給される。
加算信号は、第２独立振幅制御ポテンショメータ266
（第１のポテンショメータは第３図のポテンショメータ
202）を介して供給することによって、適切に振幅が調
整される。このポテンショメータの出力には、振幅調整
処理、及び増強された加算信号成分＋K1（Ｌ＋Ｒ）peが
発生する。ここで、定数K1は、この加算信号成分の振幅
が、方向性サーボ回路から発生する加算成分の振幅とは
異なっていることを単に示すために用いられている。
（第１のポテンショメータは第３図のポテンショメータ
202）を介して供給することによって、適切に振幅が調
整される。このポテンショメータの出力には、振幅調整
処理、及び増強された加算信号成分＋K1（Ｌ＋Ｒ）peが
発生する。ここで、定数K1は、この加算信号成分の振幅
が、方向性サーボ回路から発生する加算成分の振幅とは
異なっていることを単に示すために用いられている。
左チャンネル・ミキサは、抵抗280、282、284、286を
具備する、抵抗加算ネットワーク入力を有するアンプ24
0によって形成され、これら抵抗は全て共通に、アンプ
の非反転入力、及びアンプ・フィードバック抵抗288に
接続される。インバータ241での反転の後、ミキサ・ア
ンプ240の出力は、Lout＝Lin＋K4（Ｌ＋Ｒ）pe＋K5（Ｌ
−Ｒ）peである。この信号は所望であれば、左チャンネ
ル・スピーカに供給することができる。抵抗280は左チ
ャンネル・ステレオ入力信号Linを受信する。抵抗282
は、ポテンメータ266で減衰される前の処理され増強さ
れた加算信号成分である、アンプ250の出力を受信す
る。抵抗284は、ポテンショメータ223aのワイパーアー
ム（wiper arm）から、処理され結合された差及び加算
信号成分が供給され、又、抵抗286は、処理され増強さ
れた加算信号成分を受信するが、その成分はポテンショ
メータ266によって選択的に減衰されている。抵抗280、
282、284及び286、及びフィードバック抵抗288は、比例
関係にあり、ミキサアンプ240に対する幾つかの入力の
望ましい振幅関係を提供する。この好適実施例におい
て、それら抵抗は次に示す値を有する。抵抗280 10K、
抵抗282 10K、抵抗284 5K、抵抗286 5K、抵抗286 5K、
抵抗288 26K。ポテンションメータ266からの独立に振幅
調整した加算成分は、抵抗286を介してミキサ240に供給
される。従って、２つの抵抗282、286を介してアンプに
供給される加算信号の結合された部分の大きさを、効果
的に独立して制御することができる。
具備する、抵抗加算ネットワーク入力を有するアンプ24
0によって形成され、これら抵抗は全て共通に、アンプ
の非反転入力、及びアンプ・フィードバック抵抗288に
接続される。インバータ241での反転の後、ミキサ・ア
ンプ240の出力は、Lout＝Lin＋K4（Ｌ＋Ｒ）pe＋K5（Ｌ
−Ｒ）peである。この信号は所望であれば、左チャンネ
ル・スピーカに供給することができる。抵抗280は左チ
ャンネル・ステレオ入力信号Linを受信する。抵抗282
は、ポテンメータ266で減衰される前の処理され増強さ
れた加算信号成分である、アンプ250の出力を受信す
る。抵抗284は、ポテンショメータ223aのワイパーアー
ム（wiper arm）から、処理され結合された差及び加算
信号成分が供給され、又、抵抗286は、処理され増強さ
れた加算信号成分を受信するが、その成分はポテンショ
メータ266によって選択的に減衰されている。抵抗280、
282、284及び286、及びフィードバック抵抗288は、比例
関係にあり、ミキサアンプ240に対する幾つかの入力の
望ましい振幅関係を提供する。この好適実施例におい
て、それら抵抗は次に示す値を有する。抵抗280 10K、
抵抗282 10K、抵抗284 5K、抵抗286 5K、抵抗286 5K、
抵抗288 26K。ポテンションメータ266からの独立に振幅
調整した加算成分は、抵抗286を介してミキサ240に供給
される。従って、２つの抵抗282、286を介してアンプに
供給される加算信号の結合された部分の大きさを、効果
的に独立して制御することができる。
右チャンネル・ミキサアンプ244は、左チャンネル・
ミキサアンプ及びその加算ネットワークと実質的に同一
である。従って、右チャンネル・ミキサアンプ242は、
抵抗290、292、294、296、及びフィードバック抵抗298
によって構成される抵抗入力加算ネットワークが提供さ
れ、これら全ての抵抗は、アンプ240のように、非反転
入力が接地されたアンプの反転入力に供給される。右チ
ャンネル・ミキサアンプ242の出力は、インバータ243で
反転した後、Rout＝Rin＋K4（Ｌ＋Ｒ）pe＋K5（Ｒ−
Ｌ）peである。この信号は、所望であれば増幅されて右
スピーカに供給される。抵抗290は右ステレオ入力信号R
inを入力する。抵抗292は、増幅処理され増強された加
算信号成分をアンプ250の出力から入力する。抵抗249
は、右チャンネルのライン264上の処理され増強された
差信号成分を入力し、抵抗296は、前述のように、左チ
ャンネルの抵抗286にも供給されるポテンションメータ2
66の出力を受信する。抵抗290、292、294、296、298
は、左チャンネルの対応する抵抗の関係する値と同一で
あり、それによって前記実施例において、抵抗値は次に
示す値である。抵抗290 10K、抵抗292 10K、抵抗294 5
K、抵抗296 5K、抵抗298 26K。
ミキサアンプ及びその加算ネットワークと実質的に同一
である。従って、右チャンネル・ミキサアンプ242は、
抵抗290、292、294、296、及びフィードバック抵抗298
によって構成される抵抗入力加算ネットワークが提供さ
れ、これら全ての抵抗は、アンプ240のように、非反転
入力が接地されたアンプの反転入力に供給される。右チ
ャンネル・ミキサアンプ242の出力は、インバータ243で
反転した後、Rout＝Rin＋K4（Ｌ＋Ｒ）pe＋K5（Ｒ−
Ｌ）peである。この信号は、所望であれば増幅されて右
スピーカに供給される。抵抗290は右ステレオ入力信号R
inを入力する。抵抗292は、増幅処理され増強された加
算信号成分をアンプ250の出力から入力する。抵抗249
は、右チャンネルのライン264上の処理され増強された
差信号成分を入力し、抵抗296は、前述のように、左チ
ャンネルの抵抗286にも供給されるポテンションメータ2
66の出力を受信する。抵抗290、292、294、296、298
は、左チャンネルの対応する抵抗の関係する値と同一で
あり、それによって前記実施例において、抵抗値は次に
示す値である。抵抗290 10K、抵抗292 10K、抵抗294 5
K、抵抗296 5K、抵抗298 26K。
これら抵抗の関係値は、ミキサの入力において、加算
信号振幅に関して、差信号振幅の増加に影響する。差信
号のこの相対的ブーストは、イコライザ18、19、21、又
は第７図のサーボイコライザによって達成された差信号
増強の一部分ではなく、又、差信号増強に悪い影響を
（改善されたステレオ音場に関して）及ぼさず、単に差
信号の固定振幅減少に対する補償として供給される。こ
のような振幅減少は、差信号を増強する前に、振幅制御
回路（図示されず）によって供給される。この固定振幅
の減少（図示されず）によって、様々のアンプにおいて
発生することのある振幅のクリッピング（clipping）が
起こる値より小さい値に、増強された差信号振幅を維持
させる。
信号振幅に関して、差信号振幅の増加に影響する。差信
号のこの相対的ブーストは、イコライザ18、19、21、又
は第７図のサーボイコライザによって達成された差信号
増強の一部分ではなく、又、差信号増強に悪い影響を
（改善されたステレオ音場に関して）及ぼさず、単に差
信号の固定振幅減少に対する補償として供給される。こ
のような振幅減少は、差信号を増強する前に、振幅制御
回路（図示されず）によって供給される。この固定振幅
の減少（図示されず）によって、様々のアンプにおいて
発生することのある振幅のクリッピング（clipping）が
起こる値より小さい値に、増強された差信号振幅を維持
させる。
前述の方向性サーボ回路は、上記した当方の以前の特
許のステレオ音場増強回路に特に有効である。尚且つ、
この発明の原則は、方向性が適切に増強されるべき左右
チャンネル音声を提供する他のステレオシステムにも適
用することができる。
許のステレオ音場増強回路に特に有効である。尚且つ、
この発明の原則は、方向性が適切に増強されるべき左右
チャンネル音声を提供する他のステレオシステムにも適
用することができる。
多チャンネル・サーボイコライゼーションによるステレ
オ増強 第３図及び第４図に示される方向性サーボ回路の構成
は、ポテンションメータ266のワイパーアームに、ダイ
ナミックに増強された加算信号を発生する。この信号
は、第１図のステレオ増強システムの改善された構成に
おいて効果的に直接使用することができ、又、第５図に
示される第１図の簡素化された増強システムの構成にお
いても効果的に使用することができる。第１図のような
（第１図の方向性サーボ回路を除き）ステレオ増強シス
テムは、この発明の譲渡人に譲渡された、ステレオ増強
システム（Stereo Enhancement System）に関する当方
の以前の特許4,748,669に更に詳細に説明されている。
この特許の開示内容は、この文書に取り入れられ、十分
説明されている。当方の以前の特許のステレオ増強シス
テムにおいて、ステレオ音場感の増強は、差信号の下側
及び上側周波数帯域内の信号成分を効果的にブーストす
るイコライザ（equalization）回路、及び処理された差
信号と加算信号の選択される比を維持するサーボ回路に
よって達成することができる。これらの回路は、入力に
導入することができる人工的反響に基づき動作する。従
って当方の以前の特許では、人工的に導入された反響に
ついて、様々の形式の自動反響制御を採用し、ステレオ
音場増強の望ましくない効果（例えば望ましくないブー
スト）を削除又は補償している。
オ増強 第３図及び第４図に示される方向性サーボ回路の構成
は、ポテンションメータ266のワイパーアームに、ダイ
ナミックに増強された加算信号を発生する。この信号
は、第１図のステレオ増強システムの改善された構成に
おいて効果的に直接使用することができ、又、第５図に
示される第１図の簡素化された増強システムの構成にお
いても効果的に使用することができる。第１図のような
（第１図の方向性サーボ回路を除き）ステレオ増強シス
テムは、この発明の譲渡人に譲渡された、ステレオ増強
システム（Stereo Enhancement System）に関する当方
の以前の特許4,748,669に更に詳細に説明されている。
この特許の開示内容は、この文書に取り入れられ、十分
説明されている。当方の以前の特許のステレオ増強シス
テムにおいて、ステレオ音場感の増強は、差信号の下側
及び上側周波数帯域内の信号成分を効果的にブーストす
るイコライザ（equalization）回路、及び処理された差
信号と加算信号の選択される比を維持するサーボ回路に
よって達成することができる。これらの回路は、入力に
導入することができる人工的反響に基づき動作する。従
って当方の以前の特許では、人工的に導入された反響に
ついて、様々の形式の自動反響制御を採用し、ステレオ
音場増強の望ましくない効果（例えば望ましくないブー
スト）を削除又は補償している。
当方の以前の出願であり、第４図にも示される第５図
のシステムにおいて、左右チャンネル・ステレオ入力は
サブソミック・フィルタ（subsonic filters）312、314
に供給され、それから差及び加算回路311、313に供給さ
れ、差及び加算信号（Ｌ−Ｒ）及び（Ｌ＋Ｒ）を各々供
給する。これらの信号は固定差信号イコライザ315及び
固定加算信号イコライザ317に供給される。固定加算信
号イコライザの出力は、制御回路340からの信号CTRLの
制御の下にゲイン制御されるアンプ325に供給される。
このゲイン制御されるアンプ340は、入力として信号
（Ｌ＋Ｒ）及び（Ｌ−Ｒ）を受信し、及び電圧（ゲイ
ン）制御されるアンプ325の出力からライン341に発生し
ているフィードバック信号を受信する。制御回路340は
又、反響制御信号RCTRLを供給し、この信号は、ゲイン
制御されるアンプ327を介して、信号（Ｌ＋Ｒ）に少量
のブーストを与え、処理された加算信号（Ｌ＋Ｒ）を発
生るために供給される。処理された差信号であるアンプ
325の出力は、反響制御システムRCTRLによって制御され
る反響制御フィルタ329を介して、処理された差信号
（Ｌ−Ｒ）ｐを供給するために提供される。この処理さ
れた差及び加算信号は、組み合わされた幅制御ポテンシ
ョンメータ319へ供給され、そのワイパーアームからミ
キサ321へ、処理された差及び加算信号が提供される。
ミキサは又、左右チャンネル・ステレオ入力信号を受信
し、これら信号を結合し、左右出力信号Lout、Routをラ
イン322、323に各々供給する。
のシステムにおいて、左右チャンネル・ステレオ入力は
サブソミック・フィルタ（subsonic filters）312、314
に供給され、それから差及び加算回路311、313に供給さ
れ、差及び加算信号（Ｌ−Ｒ）及び（Ｌ＋Ｒ）を各々供
給する。これらの信号は固定差信号イコライザ315及び
固定加算信号イコライザ317に供給される。固定加算信
号イコライザの出力は、制御回路340からの信号CTRLの
制御の下にゲイン制御されるアンプ325に供給される。
このゲイン制御されるアンプ340は、入力として信号
（Ｌ＋Ｒ）及び（Ｌ−Ｒ）を受信し、及び電圧（ゲイ
ン）制御されるアンプ325の出力からライン341に発生し
ているフィードバック信号を受信する。制御回路340は
又、反響制御信号RCTRLを供給し、この信号は、ゲイン
制御されるアンプ327を介して、信号（Ｌ＋Ｒ）に少量
のブーストを与え、処理された加算信号（Ｌ＋Ｒ）を発
生るために供給される。処理された差信号であるアンプ
325の出力は、反響制御システムRCTRLによって制御され
る反響制御フィルタ329を介して、処理された差信号
（Ｌ−Ｒ）ｐを供給するために提供される。この処理さ
れた差及び加算信号は、組み合わされた幅制御ポテンシ
ョンメータ319へ供給され、そのワイパーアームからミ
キサ321へ、処理された差及び加算信号が提供される。
ミキサは又、左右チャンネル・ステレオ入力信号を受信
し、これら信号を結合し、左右出力信号Lout、Routをラ
イン322、323に各々供給する。
反響フィルタ329は、感知された人工的反響のある中
で、ある中間周波数帯域を効果的に減衰する。一般に、
単独のボーカル又は演奏者は、ステージの中心に現れる
ように記録され、従って演奏者の音声は最初加算信号
（Ｌ＋Ｒ）の中に現れる。アンプ325の出力における処
理された差信号は、処理された差信号及び加算信号（全
て当方の以前の特許に詳細に説明される）の間の所定の
固定比を維持するために、加算信号に対して効果的にサ
ーボ制御される。従って、例えば人工的に引き起こされ
た反響によって生じるような（Ｌ＋Ｒ）における増加
は、ある差信号成分に関するシステムの増強された効果
に望ましくない増加を生じる。このため、多すぎる反響
が感知されたとき、約300から4,000Hzの帯域の差信号を
選択的に減衰するために、反響フィルタ329が用いられ
る。
で、ある中間周波数帯域を効果的に減衰する。一般に、
単独のボーカル又は演奏者は、ステージの中心に現れる
ように記録され、従って演奏者の音声は最初加算信号
（Ｌ＋Ｒ）の中に現れる。アンプ325の出力における処
理された差信号は、処理された差信号及び加算信号（全
て当方の以前の特許に詳細に説明される）の間の所定の
固定比を維持するために、加算信号に対して効果的にサ
ーボ制御される。従って、例えば人工的に引き起こされ
た反響によって生じるような（Ｌ＋Ｒ）における増加
は、ある差信号成分に関するシステムの増強された効果
に望ましくない増加を生じる。このため、多すぎる反響
が感知されたとき、約300から4,000Hzの帯域の差信号を
選択的に減衰するために、反響フィルタ329が用いられ
る。
多すぎる反響を感知するために、以前の当方の特許シ
ステムでは、予め選択され均整のとれた状態からの加算
信号（Ｌ＋Ｒ）における増加を感知し、このような（Ｌ
＋Ｒ）内の増加は、すくなくとも部分的に、人工的に発
生した反響によるという仮定に基づき、そのシステムは
動作する。感知された反響に応答して中間周波数帯域を
減衰するのに加え、この加算信号は、RCTRLの制御の下
にアンプ327によって、（更に少ない程度に）ブースト
される。
ステムでは、予め選択され均整のとれた状態からの加算
信号（Ｌ＋Ｒ）における増加を感知し、このような（Ｌ
＋Ｒ）内の増加は、すくなくとも部分的に、人工的に発
生した反響によるという仮定に基づき、そのシステムは
動作する。感知された反響に応答して中間周波数帯域を
減衰するのに加え、この加算信号は、RCTRLの制御の下
にアンプ327によって、（更に少ない程度に）ブースト
される。
反響フィルタ329は、当方の以前の特許に示され、第
６図に説明される特徴を有する。即ち、各々約300Hz及
び4000Hzのクロスオーバ点を有し、鋭いカットオフ（cu
t off）と立ち上がり時間を有する、曲線326によって示
される低域チャンネル・フィルタと、曲線328によって
示される高域チャンネル・フィルタ曲線と、330によっ
て示される中間帯域チャンネル・フィルタを含む。この
反響フィルタの中心チャンネルは、制御回路340からの
信号RCTRLの制御の下に、可変減衰を提供し、従ってセ
ンターチャンネルの応答は、感知された反響量が変化す
るとき、第６図に示されるように、曲線330から330a又
は330bに変化する。
６図に説明される特徴を有する。即ち、各々約300Hz及
び4000Hzのクロスオーバ点を有し、鋭いカットオフ（cu
t off）と立ち上がり時間を有する、曲線326によって示
される低域チャンネル・フィルタと、曲線328によって
示される高域チャンネル・フィルタ曲線と、330によっ
て示される中間帯域チャンネル・フィルタを含む。この
反響フィルタの中心チャンネルは、制御回路340からの
信号RCTRLの制御の下に、可変減衰を提供し、従ってセ
ンターチャンネルの応答は、感知された反響量が変化す
るとき、第６図に示されるように、曲線330から330a又
は330bに変化する。
第５図の回路を更に自動的に、更に簡素に、更に安価
に改良するために、出願人は第５図の望ましい効果を提
供するステレオ増強システムを開発したが、そのシステ
ムでは音響フィルタが削除された。その改良された構成
は第７図に示される。この構成は、第５図の固定加算及
び差信号イコライザ315、317、及びゲイン制御されるア
ンプ325、327、制御回路340、反響フィルタ329の代わり
に、低域サーボ制御されるイコライザを使用する。
に改良するために、出願人は第５図の望ましい効果を提
供するステレオ増強システムを開発したが、そのシステ
ムでは音響フィルタが削除された。その改良された構成
は第７図に示される。この構成は、第５図の固定加算及
び差信号イコライザ315、317、及びゲイン制御されるア
ンプ325、327、制御回路340、反響フィルタ329の代わり
に、低域サーボ制御されるイコライザを使用する。
第７図に示されるように、左右入力信号は差動回路41
1及び加算回路413に供給され、差及び加算信号（Ｌ−
Ｒ）及び（Ｌ＋Ｒ）を各々提供する。これらの信号を、
加算及び差信号に関して、ダイナミック・イコライザ又
は固定イコライザに供給する代わりに、加算及び差信号
は高域及び低域通過サーボ制御されるイコライザ415、4
17に供給される。従って差信号は、低域及び高域通過サ
ーボ制御されるイコライザの両方に供給され、加算信号
も低域及び高域通過サーボ制御されるイコライザの両方
に供給される。（この接続では、以下に示されるように
加算信号は参照信号としてのみ使用される。）低域及び
高域処理されたこれら２つの分離サーボ制御されるイコ
ライザ・チャンネルの出力（Ｌ−Ｒ）pl及び（Ｌ−Ｒ）
phは、加算回路420において結合され、処理された差信
号（Ｌ−Ｒ）ｐを提供する。この信号及び加算信号（Ｌ
＋Ｒ）は、左右の方向性サーボ回路440、444に供給さ
れ、これら方向性サーボ回路は、基本的に第１図の方向
性サーボ回路と同一であり、更に詳細には、前述の第３
図及び第４図に示される方向性サーボ回路の構成と全く
同一である。これらサーボ回路への入力は第３図のよう
に、第３図のポテンショメータ202へ供給される加算回
路413からの加算信号（Ｌ＋Ｒ）と、第３図のインバー
タ215へ供給される加算アンプ420からの差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐによって示される。同様に信号Lin、Rinは、前述
したようにフィルタ457、459を各々介して、方向性サー
ボ回路に供給される。第７図のシステムの殆どの構成要
素は、第１図の構成要素に同一又は対応し、第７図のこ
れら構成要素は、参照番号に４の添字が加わることを除
き、第１図で使用された参照番号と同一の参照番号によ
って識別される。従って例えば、第７図の加算回路413
は第１図の加算回路13に対応し、第７図の差動回路は41
1は第１図の差動回路11に対応する。同様に、第５図の
回路の対応する要素は、第１図のように同一の参照番号
を使用するが、第５図では、これらの番号は番号３によ
って予め固定され、それによって例えば、第５図の加算
回路313は、第１図及び第７図の回路13及び413に夫々対
応する。
1及び加算回路413に供給され、差及び加算信号（Ｌ−
Ｒ）及び（Ｌ＋Ｒ）を各々提供する。これらの信号を、
加算及び差信号に関して、ダイナミック・イコライザ又
は固定イコライザに供給する代わりに、加算及び差信号
は高域及び低域通過サーボ制御されるイコライザ415、4
17に供給される。従って差信号は、低域及び高域通過サ
ーボ制御されるイコライザの両方に供給され、加算信号
も低域及び高域通過サーボ制御されるイコライザの両方
に供給される。（この接続では、以下に示されるように
加算信号は参照信号としてのみ使用される。）低域及び
高域処理されたこれら２つの分離サーボ制御されるイコ
ライザ・チャンネルの出力（Ｌ−Ｒ）pl及び（Ｌ−Ｒ）
phは、加算回路420において結合され、処理された差信
号（Ｌ−Ｒ）ｐを提供する。この信号及び加算信号（Ｌ
＋Ｒ）は、左右の方向性サーボ回路440、444に供給さ
れ、これら方向性サーボ回路は、基本的に第１図の方向
性サーボ回路と同一であり、更に詳細には、前述の第３
図及び第４図に示される方向性サーボ回路の構成と全く
同一である。これらサーボ回路への入力は第３図のよう
に、第３図のポテンショメータ202へ供給される加算回
路413からの加算信号（Ｌ＋Ｒ）と、第３図のインバー
タ215へ供給される加算アンプ420からの差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐによって示される。同様に信号Lin、Rinは、前述
したようにフィルタ457、459を各々介して、方向性サー
ボ回路に供給される。第７図のシステムの殆どの構成要
素は、第１図の構成要素に同一又は対応し、第７図のこ
れら構成要素は、参照番号に４の添字が加わることを除
き、第１図で使用された参照番号と同一の参照番号によ
って識別される。従って例えば、第７図の加算回路413
は第１図の加算回路13に対応し、第７図の差動回路は41
1は第１図の差動回路11に対応する。同様に、第５図の
回路の対応する要素は、第１図のように同一の参照番号
を使用するが、第５図では、これらの番号は番号３によ
って予め固定され、それによって例えば、第５図の加算
回路313は、第１図及び第７図の回路13及び413に夫々対
応する。
第７図は第５図の回路を修正した回路を具備するのが
理解される。即ちこの回路においては、イコライザ、ゲ
イン制御されるアンプ、制御回路、及び反響フィルタに
代って、加算回路420を伴う低域サーボ制御されるイコ
ライザ、高域サーボ制御されるイコライザが使用され、
更に第１図に示される方法で、左右の方向性サーボ回路
は、イコライザ処理回路とミキサの間に配置される。左
右方向性サーボ440、444の出力は、組み合わされた幅調
整ポテンションメータ423a、423b（第４図の対応する要
素223a、223bに一致する）に供給される。幅調整ポテン
ションメータ423a、423bの出力は、第４図に詳細に説明
される分離及び振幅調整回路445、及びミキサ447に供給
される。スピーカに供給される左右ステレオ出力は、振
幅増幅を伴い、又は伴わずに、ミキサ447の出力として
供給される。
理解される。即ちこの回路においては、イコライザ、ゲ
イン制御されるアンプ、制御回路、及び反響フィルタに
代って、加算回路420を伴う低域サーボ制御されるイコ
ライザ、高域サーボ制御されるイコライザが使用され、
更に第１図に示される方法で、左右の方向性サーボ回路
は、イコライザ処理回路とミキサの間に配置される。左
右方向性サーボ440、444の出力は、組み合わされた幅調
整ポテンションメータ423a、423b（第４図の対応する要
素223a、223bに一致する）に供給される。幅調整ポテン
ションメータ423a、423bの出力は、第４図に詳細に説明
される分離及び振幅調整回路445、及びミキサ447に供給
される。スピーカに供給される左右ステレオ出力は、振
幅増幅を伴い、又は伴わずに、ミキサ447の出力として
供給される。
第７図の構成において、差信号全てを均等にする（eq
ualizing）代わりに、信号は、第６図に示される特性を
有する第５図の反響フィルタに適用されることにより、
更に幾らか分離された帯域を有する、幾つかの異なる周
波数帯域に分割される。従って、約237Hzまでの低域信
号を扱う低域サーボ制御されるイコライザ417が提供さ
れる。第７図の高域サーボ制御されるイコライザ415
は、約7,000Hz以上の高域成分を扱うために提供され
る。ライン416を具備する中央チャンネルは、以下に示
すように、差信号（Ｌ−Ｒ）を直接、加算アンプ420
（抵抗421を介して）に供給する。低域及び高域周波数
帯域は重ならず、約273Hz及び7,000Hzの間に広がる中心
帯域によって、互いに分離されるのが望ましい。低域及
び高域通過帯域を、分離独立して均等にすることによっ
て、又同時に、これら差信号の高域及び低域通過帯域
を、対応する加算信号の低域及び高域通過帯域に対して
サーボ制御することによって、人工的に発生された反響
によって生じる中間周波数帯域のあらゆる望ましくない
増強を避けることができる。その結果、増強サーボ制御
を低域及び高域通過帯域のみ適用することによって、ス
テレオ音場増強は、人工的に発生された反響によって生
じる音声を不必要に、及び不適切に増強することなく提
供することができる。当方の以前の特許において説明さ
れるように、これらの低域及び高域周波数帯は、差信号
成分が一般に小さい振幅の周波数、例えば差信号音声が
静かな周波数帯である。
ualizing）代わりに、信号は、第６図に示される特性を
有する第５図の反響フィルタに適用されることにより、
更に幾らか分離された帯域を有する、幾つかの異なる周
波数帯域に分割される。従って、約237Hzまでの低域信
号を扱う低域サーボ制御されるイコライザ417が提供さ
れる。第７図の高域サーボ制御されるイコライザ415
は、約7,000Hz以上の高域成分を扱うために提供され
る。ライン416を具備する中央チャンネルは、以下に示
すように、差信号（Ｌ−Ｒ）を直接、加算アンプ420
（抵抗421を介して）に供給する。低域及び高域周波数
帯域は重ならず、約273Hz及び7,000Hzの間に広がる中心
帯域によって、互いに分離されるのが望ましい。低域及
び高域通過帯域を、分離独立して均等にすることによっ
て、又同時に、これら差信号の高域及び低域通過帯域
を、対応する加算信号の低域及び高域通過帯域に対して
サーボ制御することによって、人工的に発生された反響
によって生じる中間周波数帯域のあらゆる望ましくない
増強を避けることができる。その結果、増強サーボ制御
を低域及び高域通過帯域のみ適用することによって、ス
テレオ音場増強は、人工的に発生された反響によって生
じる音声を不必要に、及び不適切に増強することなく提
供することができる。当方の以前の特許において説明さ
れるように、これらの低域及び高域周波数帯は、差信号
成分が一般に小さい振幅の周波数、例えば差信号音声が
静かな周波数帯である。
第８図は第７図の高域及び低域サーボイコライザの効
果的応答を示す図である。曲線426（第６図の曲線326に
対応する）は、約237Hzの遮断周波数を有し、6dB/octav
eで減衰する低域通過サーボイコライザを示す。曲線428
（第６図の曲線328に対応する）は、6dB/octaveの比較
的なだらかな傾斜で立ち上がり、約7,000Hz以上の帯域
では実質的に平坦な特性を有する高域通過サーボイコラ
イザ・チャンネルの応答曲線を示す。曲線430は、相対
的に減衰され、平坦な、第７図の抵抗ライン416上の応
答特性を示す。従って、第７図の低域及び高域サーボイ
コライザは、差信号成分の中域サーボ制御の有害な影響
を受けずに、反響フィルタ329に対応する所望の濾波を
提供することが理解されるであろう。以下に説明される
ように、この回路はその高域及び低域に変化するブース
ト量を効果的に提供し、処理された差信号と加算信号の
前述の比を、各帯域において独立に維持する。
果的応答を示す図である。曲線426（第６図の曲線326に
対応する）は、約237Hzの遮断周波数を有し、6dB/octav
eで減衰する低域通過サーボイコライザを示す。曲線428
（第６図の曲線328に対応する）は、6dB/octaveの比較
的なだらかな傾斜で立ち上がり、約7,000Hz以上の帯域
では実質的に平坦な特性を有する高域通過サーボイコラ
イザ・チャンネルの応答曲線を示す。曲線430は、相対
的に減衰され、平坦な、第７図の抵抗ライン416上の応
答特性を示す。従って、第７図の低域及び高域サーボイ
コライザは、差信号成分の中域サーボ制御の有害な影響
を受けずに、反響フィルタ329に対応する所望の濾波を
提供することが理解されるであろう。以下に説明される
ように、この回路はその高域及び低域に変化するブース
ト量を効果的に提供し、処理された差信号と加算信号の
前述の比を、各帯域において独立に維持する。
低域及び高域サーボイコライザの詳細が第９図に示さ
れる。左右の入力信号は、前述したように、差及び加算
回路411、413に各々供給される。回路411からの差信号
（Ｌ−Ｒ）は、第８図の曲線426の特性を有する低域通
過・フィルタ450に供給され、その出力から信号はゲイ
ン制御アンプ（VCA）452へ供給される。アンプ452の出
力は、非反転ピーク検出器454に供給され、その出力
は、低域サーボ処理された差信号成分の振幅エンベロー
プを示すDC信号を供給する。この信号は、単一極性で、
加算抵抗456を介して、制御信号発生回路460の加算アン
プ458へ供給される。回路460は、ある簡単な変化を伴
い、積分機能を果たし、当方の以前の特許4,748,669の
第３図の制御回路50にほぼ対応する。この回路は又、ア
ンプ458に関する幾つかのフィードバック経路を有し、
積分及びツェナーダイオードの制限電圧を提供する。
れる。左右の入力信号は、前述したように、差及び加算
回路411、413に各々供給される。回路411からの差信号
（Ｌ−Ｒ）は、第８図の曲線426の特性を有する低域通
過・フィルタ450に供給され、その出力から信号はゲイ
ン制御アンプ（VCA）452へ供給される。アンプ452の出
力は、非反転ピーク検出器454に供給され、その出力
は、低域サーボ処理された差信号成分の振幅エンベロー
プを示すDC信号を供給する。この信号は、単一極性で、
加算抵抗456を介して、制御信号発生回路460の加算アン
プ458へ供給される。回路460は、ある簡単な変化を伴
い、積分機能を果たし、当方の以前の特許4,748,669の
第３図の制御回路50にほぼ対応する。この回路は又、ア
ンプ458に関する幾つかのフィードバック経路を有し、
積分及びツェナーダイオードの制限電圧を提供する。
加算回路413からの加算信号（Ｌ＋Ｒ）は、フィルタ4
50と同一の特性を有する低域通過フィルタ462へ同様に
供給され、そして、反転ピーク検出器464に供給され
る。検出器464は、第２加算抵抗466を介してアンプ458
に第2DC入力を供給するが、その信号は抵抗456に供給さ
れる信号とは逆極性である。アンプ458の出力は、制御
信号として電圧制御アンプ452にフィードバックされ、
それによって、ライン470上のアンプ452の出力は、差信
号のサーボ制御され、処理された低域通過成分（Ｌ−
Ｒ）plを供給する。この信号は第１入力として加算アン
プ471（第７図の加算アンプ420に対応する）に供給され
る。
50と同一の特性を有する低域通過フィルタ462へ同様に
供給され、そして、反転ピーク検出器464に供給され
る。検出器464は、第２加算抵抗466を介してアンプ458
に第2DC入力を供給するが、その信号は抵抗456に供給さ
れる信号とは逆極性である。アンプ458の出力は、制御
信号として電圧制御アンプ452にフィードバックされ、
それによって、ライン470上のアンプ452の出力は、差信
号のサーボ制御され、処理された低域通過成分（Ｌ−
Ｒ）plを供給する。この信号は第１入力として加算アン
プ471（第７図の加算アンプ420に対応する）に供給され
る。
信号（Ｌ−Ｒ）は、高域通過フィルタ472を含み、第
８図の曲線428によって示される応答特性を有する高域
通過イコライザチャンネルを介して供給される。フィル
タ472の出力は、ライン476上の出力として、高域通過サ
ーボ制御され均等にされた差信号成分（Ｌ−Ｒ）phを供
給する第２電圧制御アンプ（VCA）474に供給され、そし
てこの差信号成分は加算アンプ471に、第２入力として
供給される。
８図の曲線428によって示される応答特性を有する高域
通過イコライザチャンネルを介して供給される。フィル
タ472の出力は、ライン476上の出力として、高域通過サ
ーボ制御され均等にされた差信号成分（Ｌ−Ｒ）phを供
給する第２電圧制御アンプ（VCA）474に供給され、そし
てこの差信号成分は加算アンプ471に、第２入力として
供給される。
電圧制御アンプ474の出力は又、非反転ピーク検出器4
78に供給され、この検出器の出力からは、高域通過サー
ボ制御され処理されたアンプ474からの差信号成分の振
幅エンベロープを示すDC信号が供給され、又、検出器47
8の出力は、第１加算抵抗480を介して第２制御アンプ48
2の入力に供給される。点線枠484によって囲まれて示さ
れるアンプ482の制御回路は、低域サーボイコライザ・
チャンネル制御回路460と同一である。アンプ482への第
2DC入力は、第２加算抵抗486を介して、反転ピーク検出
器488の出力から供給され、この検出器は第８図の曲線4
28によって示される応答特性を有する高域通過フィルタ
490の出力を受信し、その応答特性は高域通過フィルタ4
72と同一の応答特性である。これらのピーク検出器は、
それら入力信号の振幅エンベロープを夫々出力する。高
域通過フィルタ490への入力は、加算回路413からの加算
信号（Ｌ＋Ｒ）である。アンプ482の出力は、ローパス
・チャンネル・アンプ458の出力と同一の方法でフィー
ドバックされ、電圧制御アンプ474の動作を制御し、従
って処理されサーボ制御されたライン476上の高域通過
信号成分（Ｌ−Ｒ）phの大きさを制御する。ライン47
0、1476上のサーボ制御され処理された低域及び高域通
過差信号成分は、抵抗494を介して加算アンプ471に供給
される未処理の差信号（Ｌ−Ｒ）と結合される。従っ
て、加算アンプ471の出力には処理された差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐが発生し、この差信号は分離、相互、独立サーボ
制御され均等にされた低域通過及び高域通過差信号成分
を含む。その処理された差信号は又、単に抵抗494によ
って減衰された、広帯域（このシステムの全音声帯域）
差信号成分を含む。
78に供給され、この検出器の出力からは、高域通過サー
ボ制御され処理されたアンプ474からの差信号成分の振
幅エンベロープを示すDC信号が供給され、又、検出器47
8の出力は、第１加算抵抗480を介して第２制御アンプ48
2の入力に供給される。点線枠484によって囲まれて示さ
れるアンプ482の制御回路は、低域サーボイコライザ・
チャンネル制御回路460と同一である。アンプ482への第
2DC入力は、第２加算抵抗486を介して、反転ピーク検出
器488の出力から供給され、この検出器は第８図の曲線4
28によって示される応答特性を有する高域通過フィルタ
490の出力を受信し、その応答特性は高域通過フィルタ4
72と同一の応答特性である。これらのピーク検出器は、
それら入力信号の振幅エンベロープを夫々出力する。高
域通過フィルタ490への入力は、加算回路413からの加算
信号（Ｌ＋Ｒ）である。アンプ482の出力は、ローパス
・チャンネル・アンプ458の出力と同一の方法でフィー
ドバックされ、電圧制御アンプ474の動作を制御し、従
って処理されサーボ制御されたライン476上の高域通過
信号成分（Ｌ−Ｒ）phの大きさを制御する。ライン47
0、1476上のサーボ制御され処理された低域及び高域通
過差信号成分は、抵抗494を介して加算アンプ471に供給
される未処理の差信号（Ｌ−Ｒ）と結合される。従っ
て、加算アンプ471の出力には処理された差信号（Ｌ−
Ｒ）ｐが発生し、この差信号は分離、相互、独立サーボ
制御され均等にされた低域通過及び高域通過差信号成分
を含む。その処理された差信号は又、単に抵抗494によ
って減衰された、広帯域（このシステムの全音声帯域）
差信号成分を含む。
第９図の積分回路460に関して、抵抗加算ネットワー
ク456、466の出力は、比較回路459の出力に応答して動
作するスイッチ457を介してアンプ458の反転入力に供給
される。この比較回路は、加算信号（Ｌ＋Ｒ）を受信す
る反転ピーク検出器463の出力と、差信号（Ｌ−Ｒ）を
受信する非反転ピーク検出器461の出力を比較する。比
較回路459の出力は又、回路484のアンプ482の反転入力
とこの回路の抵抗480、486の間に接続されるスイッチ46
3を作動するのに用いられ、所望であれば、方向性サー
ボ積分アンプ66、166（第２図）の反転入力とこれらア
ンプの入力抵抗の間に接続される同様なスイッチ（図示
されず）を作動するのに用いられる。これらスイッチの
目的は、ステレオ信号のない場合に、この増強回路（所
望であれば方向性サーボ回路）の動作をディセーブする
ことである。スイッチ457、481は、当方の以前の特許の
積分アンプに対応するフィードバック回路内の対応する
スイッチド（switched）ツェナーダイオードと同様な方
法で動作する。第９図に示される回路において、実質的
にステレオ検出器である差信号ピーク検出器461の出力
は、コンパレータ459の入力に供給される抵抗加算回路4
65、467における加算信号ピーク検出器463の出力と比較
される。ピーク検出器461の出力が所定の値、即ちピー
ク検出器463の出力の1/5のような値（例えば、差信号が
加算信号に比べ非常に小さな値）のとき、コンパレータ
459の出力はスイッチ457、481を開き、それによってス
テレオ増強（所望であれば、方向性サーボ回路）をディ
セーブルする。ピーク検出器461の出力に生じる差信号
エンベロープ振幅が、ピーク検出器463の出力に生じる
加算信号エンベロープ振幅の1/5より実際に大きい場合
のようにステレオ信号の値が増加するとき、コンパレー
タ出力はスイッチ457、481を閉じ、そしてこの増強回路
は前述のように動作する。加算信号と差信号の比5:1
は、抵抗465、467の相対的な比によって定義される。こ
の比は、所望であれば容易に変化させることができる。
ク456、466の出力は、比較回路459の出力に応答して動
作するスイッチ457を介してアンプ458の反転入力に供給
される。この比較回路は、加算信号（Ｌ＋Ｒ）を受信す
る反転ピーク検出器463の出力と、差信号（Ｌ−Ｒ）を
受信する非反転ピーク検出器461の出力を比較する。比
較回路459の出力は又、回路484のアンプ482の反転入力
とこの回路の抵抗480、486の間に接続されるスイッチ46
3を作動するのに用いられ、所望であれば、方向性サー
ボ積分アンプ66、166（第２図）の反転入力とこれらア
ンプの入力抵抗の間に接続される同様なスイッチ（図示
されず）を作動するのに用いられる。これらスイッチの
目的は、ステレオ信号のない場合に、この増強回路（所
望であれば方向性サーボ回路）の動作をディセーブする
ことである。スイッチ457、481は、当方の以前の特許の
積分アンプに対応するフィードバック回路内の対応する
スイッチド（switched）ツェナーダイオードと同様な方
法で動作する。第９図に示される回路において、実質的
にステレオ検出器である差信号ピーク検出器461の出力
は、コンパレータ459の入力に供給される抵抗加算回路4
65、467における加算信号ピーク検出器463の出力と比較
される。ピーク検出器461の出力が所定の値、即ちピー
ク検出器463の出力の1/5のような値（例えば、差信号が
加算信号に比べ非常に小さな値）のとき、コンパレータ
459の出力はスイッチ457、481を開き、それによってス
テレオ増強（所望であれば、方向性サーボ回路）をディ
セーブルする。ピーク検出器461の出力に生じる差信号
エンベロープ振幅が、ピーク検出器463の出力に生じる
加算信号エンベロープ振幅の1/5より実際に大きい場合
のようにステレオ信号の値が増加するとき、コンパレー
タ出力はスイッチ457、481を閉じ、そしてこの増強回路
は前述のように動作する。加算信号と差信号の比5:1
は、抵抗465、467の相対的な比によって定義される。こ
の比は、所望であれば容易に変化させることができる。
各ローパス及びハイパス・サーボ・イコライザにおい
て、差信号の各低域通過及び高域通過成分は、アンプ45
8、482に関する各抵抗加算ネットワーク入力の加算信号
の対応する低域通過又は高域通過成分と、効果的に独立
して比較される。夫々の場合に、加算ネットワークの抵
抗値は、特定帯域の処理された差信号成分に関する所望
の固定した関係（振幅比）を、対応する帯域の加算信号
に対して維持するように選択される。一般に、処理され
た差信号成分を供給する抵抗456の抵抗値は、加算信号
成分を供給する抵抗466の抵抗値より、少なくとも同一
の大きさであることが望ましい。抵抗456、466の比は約
1:1から約3:1のオーダ（後者の場合、抵抗456の方が大
きい）であることが望ましい。抵抗466に対する抵抗456
の比が大きく設定されるとき（この比は、前記制限範囲
以内で選択的に変えることができるが、与えられたシス
テムについて固定される）、サーボ動作は、未処理の低
域通過加算信号成分に関して、低域通過処理された差信
号成分の振幅を益々大きく維持する。第９図に示される
システムは、第３図及び第４図、又は第12図に示される
方向性サーボ回路に使用され、抵抗456と466の比は、1:
1を使用することができる。なぜならば、方向性サーボ
回路それ自身が差信号成分の追加的増強及びブーストを
提供するからである。
て、差信号の各低域通過及び高域通過成分は、アンプ45
8、482に関する各抵抗加算ネットワーク入力の加算信号
の対応する低域通過又は高域通過成分と、効果的に独立
して比較される。夫々の場合に、加算ネットワークの抵
抗値は、特定帯域の処理された差信号成分に関する所望
の固定した関係（振幅比）を、対応する帯域の加算信号
に対して維持するように選択される。一般に、処理され
た差信号成分を供給する抵抗456の抵抗値は、加算信号
成分を供給する抵抗466の抵抗値より、少なくとも同一
の大きさであることが望ましい。抵抗456、466の比は約
1:1から約3:1のオーダ（後者の場合、抵抗456の方が大
きい）であることが望ましい。抵抗466に対する抵抗456
の比が大きく設定されるとき（この比は、前記制限範囲
以内で選択的に変えることができるが、与えられたシス
テムについて固定される）、サーボ動作は、未処理の低
域通過加算信号成分に関して、低域通過処理された差信
号成分の振幅を益々大きく維持する。第９図に示される
システムは、第３図及び第４図、又は第12図に示される
方向性サーボ回路に使用され、抵抗456と466の比は、1:
1を使用することができる。なぜならば、方向性サーボ
回路それ自身が差信号成分の追加的増強及びブーストを
提供するからである。
低域通過チャンネルの入力抵抗456、466の相対比を決
定する前述の考察は、高域通過チャンネルの入力抵抗48
0、486についても同様に適用される。従ってこれらの抵
抗は、1:1から3:1の範囲の比が採用される。即ち、抵抗
480を、抵抗486より少なくとも同一、又は大きい値にす
ることによって、高域通過サーボ制御及び均等にされた
（処理された）差信号成分は、高域通過帯域の未処理加
算信号成分より大きくなる。
定する前述の考察は、高域通過チャンネルの入力抵抗48
0、486についても同様に適用される。従ってこれらの抵
抗は、1:1から3:1の範囲の比が採用される。即ち、抵抗
480を、抵抗486より少なくとも同一、又は大きい値にす
ることによって、高域通過サーボ制御及び均等にされた
（処理された）差信号成分は、高域通過帯域の未処理加
算信号成分より大きくなる。
処理された信号（Ｌ−Ｒ）ｐである加算アンプ471の
出力は、第３図に関係して説明されたように方向性サー
ボ回路に供給される（又は、３図に示され、以下に説明
される方向性サーボ回路に供給される）。従って、加算
アンプ471の出力は、前述したようにゲイン制御アンプ2
2から受信される代りに、第３図のインバータ215に供給
される。同様に加算回路413（この時点では処理された
信号を受信していない）からの加算信号は、第３図に示
される信号（Ｌ＋Ｒ）ｐの代りに、第３図のポテンショ
メータ202に供給される。第９図の回路から第３図の回
路へのこれら信号に関して、前述されたようにこの方向
性サーボ回路は、ライン230及び232上に信号を出力し、
第４図の回路に供給され所望のシステム出力を提供する
第３図の回路要素と全く同一である。
出力は、第３図に関係して説明されたように方向性サー
ボ回路に供給される（又は、３図に示され、以下に説明
される方向性サーボ回路に供給される）。従って、加算
アンプ471の出力は、前述したようにゲイン制御アンプ2
2から受信される代りに、第３図のインバータ215に供給
される。同様に加算回路413（この時点では処理された
信号を受信していない）からの加算信号は、第３図に示
される信号（Ｌ＋Ｒ）ｐの代りに、第３図のポテンショ
メータ202に供給される。第９図の回路から第３図の回
路へのこれら信号に関して、前述されたようにこの方向
性サーボ回路は、ライン230及び232上に信号を出力し、
第４図の回路に供給され所望のシステム出力を提供する
第３図の回路要素と全く同一である。
この点に関して説明されるシステムは、差信号の低周
波数帯域及び高周波数帯域の重要なサーボ制御されたブ
ーストを提供し、各２つの帯域は互いに独立してブース
トされる。このようなブースト又は増強は、加算信号
（Ｌ＋Ｒ）によって実行されるように、中央ステージ音
を圧倒又はかき消す程度までに発生する。即ちこれまで
に説明されたシステムは、加算信号（Ｌ−Ｒ）に現され
るように、中央ステージ音が、リスナーに対して、背景
の中に実質的に薄れてしまうようにする。従ってこの簡
素化されたサーボ・イコライザ・システムに関して、加
算信号（Ｌ＋Ｒ）のダイナミック・ブーストを提供する
のが望ましい。前述したように、このようなダイナミッ
クにブーストされた加算信号は方向性サーボ回路に提供
され、特に第４図のポテンションメータ266のワイパー
アームに供給される。この回路は加算信号のダイナミッ
ク・ブーストを提供する。なぜならば、方向性サーボの
本質は、前述されたように、入力ステレオ信号内の増加
を感知し、その結果の処理された加算及び差信号内に更
に大きな増加を提供する。従って、第９図のサーボ・イ
コライザ構成が、方向性サーボ回路の入力を供給するた
めに適用される場合、ポテションメータ266のワイパー
アームは僅かに調整され（このワイパーアームにはダイ
ナミックにブーストされた加算信号成分のみが発生す
る）、そのワイパーアームに現れる信号の振幅に僅かな
増加を提供する。従って、ポテションメータ266におけ
るダイナミックにブーストされた加算信号成分を含む信
号を効果的に発生する、この方向性サーボ回路が一緒に
用いられ、第９図に示されるサーボ・イコライゼーショ
ンの改善され簡素化され分離された帯域を補償する。
波数帯域及び高周波数帯域の重要なサーボ制御されたブ
ーストを提供し、各２つの帯域は互いに独立してブース
トされる。このようなブースト又は増強は、加算信号
（Ｌ＋Ｒ）によって実行されるように、中央ステージ音
を圧倒又はかき消す程度までに発生する。即ちこれまで
に説明されたシステムは、加算信号（Ｌ−Ｒ）に現され
るように、中央ステージ音が、リスナーに対して、背景
の中に実質的に薄れてしまうようにする。従ってこの簡
素化されたサーボ・イコライザ・システムに関して、加
算信号（Ｌ＋Ｒ）のダイナミック・ブーストを提供する
のが望ましい。前述したように、このようなダイナミッ
クにブーストされた加算信号は方向性サーボ回路に提供
され、特に第４図のポテンションメータ266のワイパー
アームに供給される。この回路は加算信号のダイナミッ
ク・ブーストを提供する。なぜならば、方向性サーボの
本質は、前述されたように、入力ステレオ信号内の増加
を感知し、その結果の処理された加算及び差信号内に更
に大きな増加を提供する。従って、第９図のサーボ・イ
コライザ構成が、方向性サーボ回路の入力を供給するた
めに適用される場合、ポテションメータ266のワイパー
アームは僅かに調整され（このワイパーアームにはダイ
ナミックにブーストされた加算信号成分のみが発生す
る）、そのワイパーアームに現れる信号の振幅に僅かな
増加を提供する。従って、ポテションメータ266におけ
るダイナミックにブーストされた加算信号成分を含む信
号を効果的に発生する、この方向性サーボ回路が一緒に
用いられ、第９図に示されるサーボ・イコライゼーショ
ンの改善され簡素化され分離された帯域を補償する。
第９図では、低域通過帯域及び高域通過帯域の２つの
周波数帯域のサーボイコライゼーションを示している
が、他の帯域を使用できるのは明らかである。説明され
た各帯域、低域通過帯域及び高域通過帯域は、２つ又は
それ以上の分離した高域又は低域通過帯域に分けること
ができ、各帯域は第９図に示されるように同一のサーボ
要素を有する。従って、例えば低域通過帯域が２つの異
なる低域通過帯域に分割される場合、サーボ・イコライ
ゼイションは、低周波数チャンネル内の２つの各要素
に、２つのフィルタ450、２つのアンプ452、及び低域通
過帯域に対して第９図に示される他の２つの各要素を提
供し、当業者にとって明らかなようにこれら全てのチャ
ンネルは加算される。
周波数帯域のサーボイコライゼーションを示している
が、他の帯域を使用できるのは明らかである。説明され
た各帯域、低域通過帯域及び高域通過帯域は、２つ又は
それ以上の分離した高域又は低域通過帯域に分けること
ができ、各帯域は第９図に示されるように同一のサーボ
要素を有する。従って、例えば低域通過帯域が２つの異
なる低域通過帯域に分割される場合、サーボ・イコライ
ゼイションは、低周波数チャンネル内の２つの各要素
に、２つのフィルタ450、２つのアンプ452、及び低域通
過帯域に対して第９図に示される他の２つの各要素を提
供し、当業者にとって明らかなようにこれら全てのチャ
ンネルは加算される。
サーボ・イコライゼイションの分離帯域による改善さ
れた増強が、第５図に示されるように、固定された加算
及び差のイコライゼイションを用いるシステムに関連し
て説明された。第１図に示されるシステムは、ダイナミ
ック加算及び差信号イコライザ21及び19、及び固定差信
号イコライザ18の両方を使用する。サーボ・イコライゼ
イション構成が、第１図に示されるようなシステムに使
用される場合、ダイナミック加算及び差のイコライザが
依然使用されるが、第９図のシステムは、固定差信号イ
コライザ18、ゲイン制御されるアンプ22、及び制御回路
30を含む回路に代って、第９図及び第３図に関連して説
明されるような方向性サーボ回路への入力を用いて使用
される。
れた増強が、第５図に示されるように、固定された加算
及び差のイコライゼイションを用いるシステムに関連し
て説明された。第１図に示されるシステムは、ダイナミ
ック加算及び差信号イコライザ21及び19、及び固定差信
号イコライザ18の両方を使用する。サーボ・イコライゼ
イション構成が、第１図に示されるようなシステムに使
用される場合、ダイナミック加算及び差のイコライザが
依然使用されるが、第９図のシステムは、固定差信号イ
コライザ18、ゲイン制御されるアンプ22、及び制御回路
30を含む回路に代って、第９図及び第３図に関連して説
明されるような方向性サーボ回路への入力を用いて使用
される。
第９図の分離低域及び高域通過サーボ・イコライゼイ
ション帯域は前述したように、第３図及び第４図の方向
性サーボ回路を用いるシステムに適用することができる
が、これは特に、第４図の回路が、第９図の処理構成に
用いられる必要な成分を提供するからである。この必要
な構成成分は、第４図のポテンションメータ266におけ
る、前述したダイナミックに増強された加算信号成分で
ある。
ション帯域は前述したように、第３図及び第４図の方向
性サーボ回路を用いるシステムに適用することができる
が、これは特に、第４図の回路が、第９図の処理構成に
用いられる必要な成分を提供するからである。この必要
な構成成分は、第４図のポテンションメータ266におけ
る、前述したダイナミックに増強された加算信号成分で
ある。
しかし第９図の分離帯域サーボ・イコライザ構成は方
向性サーボ回路に使用される必要はないが、方向性サー
ボ回路を全く有しないシステムに使用することができ
る。そのような場合、ダイナミックにブーストされたサ
ーボ・イコライザの高域及び低域通過帯域との結合に関
してダイナミックに増強された、又はダイナミックにブ
ーストされた加算信号成分を発生する回路が提供されな
ければならない。加算信号成分のこのようなダイナミッ
ク・ブーストを提供し、方向性サーボ回路が適用されな
い回路が第10図に示され、同図は左右ステレオ入力信号
を受信し、加算信号出力（Ｌ＋Ｒ）を提供する。加算信
号は、加算信号の振幅エンベロープを提供する反転ピー
ク検出器520に供給され、そして、第１加算抵抗524を介
して、加算アンプ522の反転入力に供給される。アンプ5
22は、その出力と反転入力の間にあるフィードバックル
ープにキャパシタ526を有し、入力の統合を達成する。
アンプ522の出力はライン528上に、電圧制御アンプ530
のゲインを制御するためのダイナミック制御信号を供給
する。このアンプ530は加算回路513から入力として加算
信号（Ｌ＋Ｒ）を受信する。ここで説明される他のVC
A′ｓのように、アンプ530は最低ゲイン１を有する。ア
ンプ530の出力に発生するゲイン調整された加算信号か
らのフィードバック信号は、ライン532を介して非反転
ピーク検出器534の入力に供給される。この検出器534の
出力には、ダイナミックに調整された加算信号の振幅エ
ンベロープを示すDC信号が発生する。このエンベロープ
は、第９図のアンプ458、482のような他の加算アンプの
場合と同様に、抵抗524に供給される信号とは逆極性で
あり、アンプ522の反転入力での抵抗加算ネットワーク
の第２抵抗536に供給される。抵抗536、524の抵抗比
は、約2:1が望ましい（抵抗536の抵抗値は抵抗524の抵
抗値の約２倍である）。
向性サーボ回路に使用される必要はないが、方向性サー
ボ回路を全く有しないシステムに使用することができ
る。そのような場合、ダイナミックにブーストされたサ
ーボ・イコライザの高域及び低域通過帯域との結合に関
してダイナミックに増強された、又はダイナミックにブ
ーストされた加算信号成分を発生する回路が提供されな
ければならない。加算信号成分のこのようなダイナミッ
ク・ブーストを提供し、方向性サーボ回路が適用されな
い回路が第10図に示され、同図は左右ステレオ入力信号
を受信し、加算信号出力（Ｌ＋Ｒ）を提供する。加算信
号は、加算信号の振幅エンベロープを提供する反転ピー
ク検出器520に供給され、そして、第１加算抵抗524を介
して、加算アンプ522の反転入力に供給される。アンプ5
22は、その出力と反転入力の間にあるフィードバックル
ープにキャパシタ526を有し、入力の統合を達成する。
アンプ522の出力はライン528上に、電圧制御アンプ530
のゲインを制御するためのダイナミック制御信号を供給
する。このアンプ530は加算回路513から入力として加算
信号（Ｌ＋Ｒ）を受信する。ここで説明される他のVC
A′ｓのように、アンプ530は最低ゲイン１を有する。ア
ンプ530の出力に発生するゲイン調整された加算信号か
らのフィードバック信号は、ライン532を介して非反転
ピーク検出器534の入力に供給される。この検出器534の
出力には、ダイナミックに調整された加算信号の振幅エ
ンベロープを示すDC信号が発生する。このエンベロープ
は、第９図のアンプ458、482のような他の加算アンプの
場合と同様に、抵抗524に供給される信号とは逆極性で
あり、アンプ522の反転入力での抵抗加算ネットワーク
の第２抵抗536に供給される。抵抗536、524の抵抗比
は、約2:1が望ましい（抵抗536の抵抗値は抵抗524の抵
抗値の約２倍である）。
第10図に示される構成に関して、信号（Ｌ＋Ｒ）の増
加は、図示される回路によって感知され、効果的に増幅
されることによって、電圧制御アンプの出力には更に大
きな増加が発生する。第10図に示される回路は、VCAの
出力をピーク検出器520への入力（Ｌ＋Ｒ）の増加に関
して指数関数的に増加させるが、VCAの出力はピーク検
出器520の入力より決して小さくなることはない。これ
ら出力は振幅調整ポテンションメータ540に供給され、
このポテンションメータ540の出力からライン541上には
ダイナミックにブーストされた加算信号成分（Ｌ＋Ｒ）
ｂが発生し、この信号（Ｌ＋Ｒ）ｂは、第９図の加算ア
ンプ471におけるサーボ制御され均等にされた差信号
（Ｌ−Ｒ）ｐと一緒にミキサに供給される。第９図のシ
ステムが、第３図及び第４図の方向性サーボ回路を使用
しないで用いられる場合、ダイナミックにブーストされ
た補充の加算信号は、第４図の方向性サーボ回路のポテ
ンショメータ266からではなく、第10図のダイナミック
にブーストされた加算信号により供給される。
加は、図示される回路によって感知され、効果的に増幅
されることによって、電圧制御アンプの出力には更に大
きな増加が発生する。第10図に示される回路は、VCAの
出力をピーク検出器520への入力（Ｌ＋Ｒ）の増加に関
して指数関数的に増加させるが、VCAの出力はピーク検
出器520の入力より決して小さくなることはない。これ
ら出力は振幅調整ポテンションメータ540に供給され、
このポテンションメータ540の出力からライン541上には
ダイナミックにブーストされた加算信号成分（Ｌ＋Ｒ）
ｂが発生し、この信号（Ｌ＋Ｒ）ｂは、第９図の加算ア
ンプ471におけるサーボ制御され均等にされた差信号
（Ｌ−Ｒ）ｐと一緒にミキサに供給される。第９図のシ
ステムが、第３図及び第４図の方向性サーボ回路を使用
しないで用いられる場合、ダイナミックにブーストされ
た補充の加算信号は、第４図の方向性サーボ回路のポテ
ンショメータ266からではなく、第10図のダイナミック
にブーストされた加算信号により供給される。
第９図のシステムが方向性サーボ回路を使用しないで
用いられる場合、サーボ制御されイコライズされた差信
号成分（Ｌ−Ｒ）ｐは分割され、インバータを介して、
（Ｌ−Ｒ）及び（Ｒ−Ｌ）成分を提供する。処理された
差信号成分（Ｌ−Ｒ）ｐ及び（Ｒ−Ｌ）ｐ、及び第10図
のライン541からのダイナミックにブーストされた加算
信号（Ｌ＋Ｒ）ｐは、第11図に示されるようなミキサに
供給される。第７図の加算アンプ420からの処理された
差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは、加算アンプ550において、ダイ
ナミックにブーストされた加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｂと結合
され、加算アンプ550の出力は幅調整ポテンションメー
タ522に供給される。逆位相の処理された差信号（Ｒ−
Ｌ）ｐは、加算アンプ554において、ブーストされた加
算信号（Ｌ＋Ｒ）ｂと結合され、その出力は第２幅調整
ポテンションメータ556に供給される。ポテンションメ
ータ552、556のワイパーアームから得られる信号は、入
力信号Lin、Rinと一緒にミキサ560に供給され、ミキサ
出力信号Lout、Routを提供する。
用いられる場合、サーボ制御されイコライズされた差信
号成分（Ｌ−Ｒ）ｐは分割され、インバータを介して、
（Ｌ−Ｒ）及び（Ｒ−Ｌ）成分を提供する。処理された
差信号成分（Ｌ−Ｒ）ｐ及び（Ｒ−Ｌ）ｐ、及び第10図
のライン541からのダイナミックにブーストされた加算
信号（Ｌ＋Ｒ）ｐは、第11図に示されるようなミキサに
供給される。第７図の加算アンプ420からの処理された
差信号（Ｌ−Ｒ）ｐは、加算アンプ550において、ダイ
ナミックにブーストされた加算信号（Ｌ＋Ｒ）ｂと結合
され、加算アンプ550の出力は幅調整ポテンションメー
タ522に供給される。逆位相の処理された差信号（Ｒ−
Ｌ）ｐは、加算アンプ554において、ブーストされた加
算信号（Ｌ＋Ｒ）ｂと結合され、その出力は第２幅調整
ポテンションメータ556に供給される。ポテンションメ
ータ552、556のワイパーアームから得られる信号は、入
力信号Lin、Rinと一緒にミキサ560に供給され、ミキサ
出力信号Lout、Routを提供する。
差信号の分離帯域によるサーボ制御されたイコライゼ
イションに加え、加算信号はダイナミックにブーストさ
れることが、前述の説明より理解される。即ち、加算信
号内のあらゆる信号は、方向性サーボ動作又は第10図の
ダイナミック・ブースト回路の動作により増倍される。
更に、加算信号は、第11図の552、556又は第４図の223
a、223bの組み合わされた幅調整ポテンションメータを
介して供給されるので、加算信号成分の増加量は、幅制
御ポテンションメータの設定に従って（処理された差信
号と一緒に）直接制御される。組み合わされた電圧制御
アッテネータのような組み合わされたアッテネータ回路
の他の構成が、ここで説明された様々の組み合わされた
ポテンションメータの代りに用いることができるのは明
らかである。
イションに加え、加算信号はダイナミックにブーストさ
れることが、前述の説明より理解される。即ち、加算信
号内のあらゆる信号は、方向性サーボ動作又は第10図の
ダイナミック・ブースト回路の動作により増倍される。
更に、加算信号は、第11図の552、556又は第４図の223
a、223bの組み合わされた幅調整ポテンションメータを
介して供給されるので、加算信号成分の増加量は、幅制
御ポテンションメータの設定に従って（処理された差信
号と一緒に）直接制御される。組み合わされた電圧制御
アッテネータのような組み合わされたアッテネータ回路
の他の構成が、ここで説明された様々の組み合わされた
ポテンションメータの代りに用いることができるのは明
らかである。
多チャンネルサーボイコライザ構成（反響フィルタを
除去するために導入された構成）を使用する主要及び予
想外の利益は、この構成によって差信号の上側及び下側
周波数帯域を独立に制御できることである。従来のシス
テムは、処理された差信号と加算信号の比を維持するこ
とをここで再び考慮する。従って例えば加算信号が低周
波数帯域のみにおいて増加するとき、当方の以前の特許
のシステムは、システムが扱う全帯域に渡り、差信号の
ブーストを提供する。同様に、加算信号の上側成分にお
ける増加は、従来のシステムの全帯域に渡る差信号のブ
ーストを発生する。第７図に示される多チャンネル構成
によって、下側周波数帯域のみに生じる加算信号の増加
は、例えば対応する下側帯域のみにおける差信号の付随
するブーストを発生する。従って、差信号と加算信号の
固定される所望の比は、帯域毎に更に正確に維持され
る。即ちここで説明される回路は必要であれば、処理さ
れた差信号と加算信号の所望の固定比を、上側帯域又は
下側帯域について独立に維持し、そのときこれら２つの
帯域の他の要素の所望比を不適切に分散させることはな
い。
除去するために導入された構成）を使用する主要及び予
想外の利益は、この構成によって差信号の上側及び下側
周波数帯域を独立に制御できることである。従来のシス
テムは、処理された差信号と加算信号の比を維持するこ
とをここで再び考慮する。従って例えば加算信号が低周
波数帯域のみにおいて増加するとき、当方の以前の特許
のシステムは、システムが扱う全帯域に渡り、差信号の
ブーストを提供する。同様に、加算信号の上側成分にお
ける増加は、従来のシステムの全帯域に渡る差信号のブ
ーストを発生する。第７図に示される多チャンネル構成
によって、下側周波数帯域のみに生じる加算信号の増加
は、例えば対応する下側帯域のみにおける差信号の付随
するブーストを発生する。従って、差信号と加算信号の
固定される所望の比は、帯域毎に更に正確に維持され
る。即ちここで説明される回路は必要であれば、処理さ
れた差信号と加算信号の所望の固定比を、上側帯域又は
下側帯域について独立に維持し、そのときこれら２つの
帯域の他の要素の所望比を不適切に分散させることはな
い。
更にこの多チャンネル・サーボ・イコライザ・システ
ムの他の利点は、従来システムの反響フィルタによって
生じる可能性のある位相シフトを校正する必要がないこ
とである。
ムの他の利点は、従来システムの反響フィルタによって
生じる可能性のある位相シフトを校正する必要がないこ
とである。
従ってこの構成は、２つの分離独立した振幅制御、即
ち減衰ポテンショメータを、方向性サーボ回路を介して
供給される加算信号成分について提供することが理解さ
れる。第１のこれら減衰制御は第３図のポテンショメー
タ202によって提供され、第２のこれら独立制御は第４
図のポテンショメータ266によって提供される。方向性
サーボ回路を用いるシステムにおける加算信号成分の減
衰は、加算信号が方向性サーボ回路の動作を圧倒するこ
とを防ぐことができる。方向性サーボ回路の第１の機能
は、差信号成分を増強することであるので、このような
占領は防止される。
ち減衰ポテンショメータを、方向性サーボ回路を介して
供給される加算信号成分について提供することが理解さ
れる。第１のこれら減衰制御は第３図のポテンショメー
タ202によって提供され、第２のこれら独立制御は第４
図のポテンショメータ266によって提供される。方向性
サーボ回路を用いるシステムにおける加算信号成分の減
衰は、加算信号が方向性サーボ回路の動作を圧倒するこ
とを防ぐことができる。方向性サーボ回路の第１の機能
は、差信号成分を増強することであるので、このような
占領は防止される。
方向性サーボ回路を介して結合された信号を送信する
前に、加算信号と差信号の一部を混合する。第３及び４
図に示される構成は、この方向性サーボ回路を用いると
きに、単独演奏者のような中央ステージ音源の明らかな
弱まりに関する問題の解決に役立つ。第３及び４図の構
成は、ポテンショメータ266の出力に、更にダシナミッ
クに増強された加算信号部を提供し、この信号はミキサ
240、242において、方向的に増強された左及び右入力信
号と結合される。第12図に示される実施例は、このダイ
ナミックに増強された加算信号を提供し、中央電圧の制
御されるアンプを含む簡素化された回路を用いて、中央
ステージ信号の明らかな弱まりを防ぐ目的の実施例であ
る。第12図の回路は特に、第９図のマルチ帯域サーボ制
御されるイコライザ構成に関して用いられるように構成
され、更に第２図の構成要素と実質的に全て同一の構成
要素を含む。第２図の構成要素と同一の第12図の構成要
素は、同様な参照番号によって示され、番号５が前置き
される。従って、第12図のピーク検出器560は、第２図
のピーク検出器60に対応し、第12図の電圧制御アンプ58
0は、第２図の電圧制御アンプ80に対応し、及び第12図
のピーク検出器660、アンプ666、電圧制御アンプ680
は、各々第２図のピーク検出器160、アンプ166、電圧制
御アンプ180に対応する。第12図のある構成要素は、番
号６が前置きされるが（番号５の代りに）、それは第２
図の参照番号が100以上か、又は以下であるかによる。
例えば第12図のアンプ680は、第２図のアンプ180に対応
する。（第12図に複製された）第２図と同一の構成要素
に加え、第12図はゲイン調整回路590、中央電圧制御ア
ンプ592、平均回路594、一般的なミキサ596、598を更に
含む。
前に、加算信号と差信号の一部を混合する。第３及び４
図に示される構成は、この方向性サーボ回路を用いると
きに、単独演奏者のような中央ステージ音源の明らかな
弱まりに関する問題の解決に役立つ。第３及び４図の構
成は、ポテンショメータ266の出力に、更にダシナミッ
クに増強された加算信号部を提供し、この信号はミキサ
240、242において、方向的に増強された左及び右入力信
号と結合される。第12図に示される実施例は、このダイ
ナミックに増強された加算信号を提供し、中央電圧の制
御されるアンプを含む簡素化された回路を用いて、中央
ステージ信号の明らかな弱まりを防ぐ目的の実施例であ
る。第12図の回路は特に、第９図のマルチ帯域サーボ制
御されるイコライザ構成に関して用いられるように構成
され、更に第２図の構成要素と実質的に全て同一の構成
要素を含む。第２図の構成要素と同一の第12図の構成要
素は、同様な参照番号によって示され、番号５が前置き
される。従って、第12図のピーク検出器560は、第２図
のピーク検出器60に対応し、第12図の電圧制御アンプ58
0は、第２図の電圧制御アンプ80に対応し、及び第12図
のピーク検出器660、アンプ666、電圧制御アンプ680
は、各々第２図のピーク検出器160、アンプ166、電圧制
御アンプ180に対応する。第12図のある構成要素は、番
号６が前置きされるが（番号５の代りに）、それは第２
図の参照番号が100以上か、又は以下であるかによる。
例えば第12図のアンプ680は、第２図のアンプ180に対応
する。（第12図に複製された）第２図と同一の構成要素
に加え、第12図はゲイン調整回路590、中央電圧制御ア
ンプ592、平均回路594、一般的なミキサ596、598を更に
含む。
第12図に示される修正された方向性サーボ回路は、第
９図の加算アンプ471から信号（Ｌ−Ｒ）ｐを受信し、
これら信号を直接、及びインバータ542を介して電圧制
御アンプ580及び680に供給する。電圧制御アンプの出力
及び入力は、差動回路582及び682において各々比較さ
れ、非反転ピーク検出器572及び672に対してフィードバ
ック信号を各々供給する。このピーク検出器の出力は、
入力信号Lin及びRinを各々受信するピーク検出器560及
び660の出力と比較される。これはアンプ566及び666
に、制御された比入力（ratio input）を、アンプ566に
ついての入力抵抗ネットワーク562、570を介して、又、
アンプ666の入力についての抵抗ネットワーク662、670
を介して供給する。アンプ入力抵抗の比は、第２図の対
応する入力抵抗について述べられた値と同一である。ア
ンプ566及び666の出力は制御信号として、左と右の方向
性サーボ回路の電圧制御アンプ580及び680に各々供給さ
れる。アンプ566及び666の出力に発生するこれら２つの
制御信号は加算され、平均回路594によって２で割ら
れ、中心又は加算信号電圧制御アンプ592に対して制御
信号を提供し、このアンプ592は、第９図の加算回路413
から得られる加算信号（Ｌ＋Ｒ）の選択され固定された
ゲイン調整を提供するゲイン調整回路590から入力信号
を受信する。従って中央電圧制御アンプ592の出力は、
第12図にＫ（Ｌ＋Ｒ）として識別される。ダイナミック
に増強された加算信号の変更例であり、この信号は、組
み合わされたワイパーアームを有する幅調整ポテンショ
メータ523a及び523bに供給され、これらポテンショメー
タ523a、523bは、左及び右チャンネルの処理され増強さ
れた信号に関して、電圧制御アンプ580、680の出力を各
々受信する。幾つかの信号は、左右ミキサ596、598にお
いて結合され、ミキサ596は、左チャンネル入力Lin、左
の方向性処理され増強された差信号（Ｌ−Ｒ）peと、ダ
イナミックに増強された加算信号Ｋ（Ｌ＋Ｒ）を結合す
る。右のミキサ598は、右チャンネル入力Rin、右チャン
ネルの処理され増強された方向性信号（Ｒ−Ｌ）peと、
ポテンショメータ523からのダイナミックに増強された
加算信号Ｋ（Ｌ＋Ｒ）を結合し、２つのミキサは出力信
号Lout、Routを各々供給する。
９図の加算アンプ471から信号（Ｌ−Ｒ）ｐを受信し、
これら信号を直接、及びインバータ542を介して電圧制
御アンプ580及び680に供給する。電圧制御アンプの出力
及び入力は、差動回路582及び682において各々比較さ
れ、非反転ピーク検出器572及び672に対してフィードバ
ック信号を各々供給する。このピーク検出器の出力は、
入力信号Lin及びRinを各々受信するピーク検出器560及
び660の出力と比較される。これはアンプ566及び666
に、制御された比入力（ratio input）を、アンプ566に
ついての入力抵抗ネットワーク562、570を介して、又、
アンプ666の入力についての抵抗ネットワーク662、670
を介して供給する。アンプ入力抵抗の比は、第２図の対
応する入力抵抗について述べられた値と同一である。ア
ンプ566及び666の出力は制御信号として、左と右の方向
性サーボ回路の電圧制御アンプ580及び680に各々供給さ
れる。アンプ566及び666の出力に発生するこれら２つの
制御信号は加算され、平均回路594によって２で割ら
れ、中心又は加算信号電圧制御アンプ592に対して制御
信号を提供し、このアンプ592は、第９図の加算回路413
から得られる加算信号（Ｌ＋Ｒ）の選択され固定された
ゲイン調整を提供するゲイン調整回路590から入力信号
を受信する。従って中央電圧制御アンプ592の出力は、
第12図にＫ（Ｌ＋Ｒ）として識別される。ダイナミック
に増強された加算信号の変更例であり、この信号は、組
み合わされたワイパーアームを有する幅調整ポテンショ
メータ523a及び523bに供給され、これらポテンショメー
タ523a、523bは、左及び右チャンネルの処理され増強さ
れた信号に関して、電圧制御アンプ580、680の出力を各
々受信する。幾つかの信号は、左右ミキサ596、598にお
いて結合され、ミキサ596は、左チャンネル入力Lin、左
の方向性処理され増強された差信号（Ｌ−Ｒ）peと、ダ
イナミックに増強された加算信号Ｋ（Ｌ＋Ｒ）を結合す
る。右のミキサ598は、右チャンネル入力Rin、右チャン
ネルの処理され増強された方向性信号（Ｒ−Ｌ）peと、
ポテンショメータ523からのダイナミックに増強された
加算信号Ｋ（Ｌ＋Ｒ）を結合し、２つのミキサは出力信
号Lout、Routを各々供給する。
第12図の構成は、加算信号の一部が、方向性サーボ制
御された左及び右チャンネル信号に結合され、中央ステ
ージ音の明らかな弱まりを防ぐ点で、第３図及び第４図
の構成と機能的に同一である。加算された信号は、左右
チャンネルのポテンショメータ523a及び523bのあらゆる
調整と同時に、ポテンショメータ523によって振幅に関
して調整され、それによって、左右チャンネル信号の３
つの構成要素全てを、ステレオ音場幅の調整に関して同
時に調整する。
御された左及び右チャンネル信号に結合され、中央ステ
ージ音の明らかな弱まりを防ぐ点で、第３図及び第４図
の構成と機能的に同一である。加算された信号は、左右
チャンネルのポテンショメータ523a及び523bのあらゆる
調整と同時に、ポテンショメータ523によって振幅に関
して調整され、それによって、左右チャンネル信号の３
つの構成要素全てを、ステレオ音場幅の調整に関して同
時に調整する。
第１、４、11図のミキサ出力は、システムがレコーデ
ィングに使用される場合には、スピーカの代りに録音装
置に供給することができる。このシステムは、当方の以
前の特許4,748,669に説明されたような通常の再生シス
テムの再生に関して、増強された信号に適応する録音を
するために用いることができる。そのような録音は、通
常の再生装置で再生された場合、前述されたような様々
に増強された成分を有する、左右入力信号の修正された
信号である左右ステレオ出力信号を発生する。
ィングに使用される場合には、スピーカの代りに録音装
置に供給することができる。このシステムは、当方の以
前の特許4,748,669に説明されたような通常の再生シス
テムの再生に関して、増強された信号に適応する録音を
するために用いることができる。そのような録音は、通
常の再生装置で再生された場合、前述されたような様々
に増強された成分を有する、左右入力信号の修正された
信号である左右ステレオ出力信号を発生する。
実施例について説明された構成は所望の構成である
が、デジタル構成も又考えられる。例えば第７図に示さ
れるシステムでは、全ての又は殆どの回路について、デ
ジタル構成を適用することができ、又は、音声信号につ
いてアナログ回路を用い、制御回路についてデジタル技
術を適用することができる。
が、デジタル構成も又考えられる。例えば第７図に示さ
れるシステムでは、全ての又は殆どの回路について、デ
ジタル構成を適用することができ、又は、音声信号につ
いてアナログ回路を用い、制御回路についてデジタル技
術を適用することができる。
前述の回路に使用されて説明されたピーク検出器は、
幾つかの一般的な形式のエンベロープ検出器の中の一つ
である。他の形式のエンベロープ検出器を用いることが
できるのは明らかである。
幾つかの一般的な形式のエンベロープ検出器の中の一つ
である。他の形式のエンベロープ検出器を用いることが
できるのは明らかである。
フロントページの続き (56)参考文献 特許2528154（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (21)
- 【請求項１】左右入力信号の和及び差を各々示す、加算
信号及び差信号を供給する手段と、 複数の選択された周波数帯域内で、前記差信号の振幅レ
ベルに応じて、前記加算信号及び差信号の振幅レベルを
変化させ、処理された加算信号及び差信号を供給する手
段と、 前記左右入力信号の一方の振幅変化に応じて、前記処理
された差信号の振幅を変化させ、第１の方向性の増強さ
れた差信号を提供する第１サーボ手段（40）と、 前記左右入力信号の他方の振幅変化に応じて、前記処理
された差信号の反転信号の振幅を変化させ、第２の方向
性の増強された差信号を提供する第２サーボ手段（44）
と、 前記左右入力信号、前記処理された加算信号、及び前記
第１及び第２の方向性の増強された差信号を各々所定の
ゲインで増幅し結合することにより左右ステレオ出力信
号を提供する手段と、 を具備することを特徴とするステレオ音声像増強システ
ム。 - 【請求項２】前記処理された差信号の振幅変化は前記一
方の入力信号の振幅変化より大きいことを特徴とする請
求項１記載のステレオ音声像増強システム。 - 【請求項３】前記第１サーボ手段は、前記第１の方向性
の増強された差信号と、前記一方の入力信号との間に接
続されるフィードバックループ（86、72、66）を有し、
このフィードバックループは前記第１の方向性の増強さ
れた信号及び前記一方の入力信号の振幅レベルに応じ
て、前記処理された差信号の振幅レベルを変化させるこ
とを特徴とする請求項１記載のステレオ音声像増強シス
テム。 - 【請求項４】前記第１サーボ手段は、前記第１の方向性
の増強された差信号及び前記処理された差信号間の振幅
差を示すフィードバック信号（86）を発生する手段を具
備することを特徴とする請求項１記載のステレオ音声像
増強システム。 - 【請求項５】前記第１サーボ手段は、前記第１の方向性
の増強された差信号と前記処理された差信号間の差を示
すフィードバック信号を提供する手段（82）と、前記フ
ィードバック信号と前記一方の入力信号との関数である
制御信号を発生する手段（60、66）と、前記処理された
差信号を増幅するアンプ（80）とを具備し、前記アンプ
の増幅量は前記制御信号により決定されることを特徴と
する請求項１記載のステレオ音声像増強システム。 - 【請求項６】前記第１サーボ手段は第１アンプ（80）を
具備し、前記第２サーボ手段は第２アンプ（180）を具
備し、前記第１及び第２アンプは制御入力及び信号入力
を各々有し、前記処理された差信号は前記第１アンプの
前記信号入力に接続され、前記処理された反転差信号は
前記第２アンプの前記信号入力に接続され、前記第１及
び第２の方向性の増強された差信号は前記第１及び第２
アンプにより出力され、 更に前記第１及び第２サーボ手段は各々、対応する各ア
ンプの入出力信号間の差を示すフィードバック信号を発
生する手段（82、182）と、前記各フィードバック信号
と対応するステレオ入力信号とを比較して第１及び第２
制御信号を提供する手段（66、166）とを具備し、前記
第１及び第２制御信号は対応する前記第１及び第２アン
プに各々接続されることを特徴とする請求項１記載のス
テレオ音声像増強システム。 - 【請求項７】左右ステレオ入力信号の和及び差を示す加
算信号及び差信号を提供する手段（411、413）と、 前記差信号の低周波数成分を減衰し、高周波数差信号を
発生する第１フィルタ手段（472）と、 前記差信号の高周波数成分を減衰して低周波数差信号を
発生する第２フィルタ手段（450）と、 前記高周波数差信号成分の振幅を、前記加算信号成分の
対応する周波数帯域での振幅よりブーストすることによ
り、高周波数ブースト差信号を提供する第１手段（47
4、478、484、490）と； 前記低周波数差信号成分の振幅を、前記加算信号成分の
対応する周波数帯域での振幅よりブーストすることによ
り、低周波数ブースト差信号を提供する第２手段と（45
2、454、460、462）； 前記高周波数及び低周波数ブースト差信号と、前記加算
信号及び前記左右ステレオ入力信号を結合し、左右ステ
レオ出力信号を提供する結合手段（471、550、554、56
0）と、 を具備することを特徴とするステレオ音声像増強システ
ム。 - 【請求項８】前記高周波数及び低周波数差信号成分は中
間周波数帯域幅だけ互いに離れており、前記中間周波数
帯域幅での差信号成分は、前記高周波数及び低周波数ブ
ースト差信号ならびに前記加算信号と結合され、前記左
右の出力信号を発生するとを特徴とする請求項７記載の
ステレオ音声像増強システム。 - 【請求項９】前記第２手段は、前記加算信号に応答して
低周波数加算信号成分を供給する低帯域通過フィルタ
（462）と、前記低周波数差信号成分と前記低周波数加
算信号成分との所定の振幅比を維持する手段（454、46
4、460）とを具備することを特徴とする請求項７記載の
ステレオ音声像増強システム。 - 【請求項１０】前記所定の比を維持する手段は、前記低
周波数差信号成分の振幅を、前記低周波数加算信号成分
の振幅以上の値に維持する手段を具備することを特徴と
する請求項９記載のステレオ音声像増強システム。 - 【請求項１１】前記所定の比は1:1及び3:1の間の値であ
ることを特徴とする請求項９記載のステレオ音声像増強
システム。 - 【請求項１２】前記所定の比を維持する手段は、前記低
周波数差信号成分に応答してブーストされた低周波数差
信号成分を提供する電圧制御アンプ（452）と、前記低
周波数差信号成分と低周波数加算信号成分に応答して制
御信号を供給する手段（459）と、及び前記電圧制御ア
ンプのゲインを前記制御信号に従って制御する手段（45
7）とを具備することを特徴とする請求項９記載のステ
レオ音声像増強システム。 - 【請求項１３】前記制御信号を発生する手段は、前記制
御信号を発生する出力と第１入力を有するオペアンプ
（459）と、前記第１入力に前記低周波数差信号成分の
振幅と前記低周波数加算信号成分の振幅の予め定めた比
を示す信号を供給する手段（465、467）とを具備するこ
とを特徴とする請求項12記載のステレオ音声像増強シス
テム。 - 【請求項１４】前記結合手段は前記高周波数及び低周波
数ブースト差信号と前記差信号とを結合し、処理された
差信号を発生する手段（471）を含むことを特徴とする
請求項７記載のステレオ音声像増強システム。 - 【請求項１５】前記入力信号の一方の信号の振幅変化に
応じて、前記処理された差信号の振幅を変化させ、方向
性の増強された差信号を提供するサーボ手段（440、44
4）と、ここで前記入力信号の振幅変化は第１のピーク
検出器（60、160）により検出され、前記処理された差
信号の対応する振幅変化は第２のピーク検出器（72、17
2）により検出され、 前記方向性の増強された差信号と、前記加算信号と、前
記入力信号とを結合して左右のステレオ出力信号を提供
する手段（550、554、560）と、 を更に含むことを特徴とする請求項14記載のステレオ音
声像増強システム。 - 【請求項１６】左右のステレオ入力信号の和及び差を各
々示す加算信号及び差信号を提供する手段（411、413）
と、 第１周波数帯域における前記差信号の振幅レベルを調節
して第１の修正された差信号を発生する第１イコライザ
手段（450、452、454、460、462、464）、ここで前記第
１イコライザ手段は前記第１周波数帯域での前記第１の
修正された差信号及び前記加算信号の振幅レベルに依存
する前記差信号の調整レベルを提供し、 第２周波数帯域における前記差信号の振幅レベルを調節
して第２の修正された差信号を発生する第２イコライザ
手段（472、474、478、484、490、488）、ここで前記第
２イコライザ手段は前記第２周波数帯域での前記第２の
修正された差信号及び前記加算信号の振幅レベルに依存
する前記差信号の調整レベルを提供し 前記差信号と、前記低域処理された差信号及び高域処理
された差信号成分を結合し、複合処理された差信号を提
供する結合手段（471）と、 前記加算信号の振幅レベルを可変量だけブーストするこ
とによりダイナミックに増強された加算信号を発生する
ダイナミック増強加算信号生成手段（520、522、530、5
34）、ここで前記可変量は前記加算信号のレベルと前記
ダイナミックに増強された加算信号を比較して前記ダイ
ナミックに増強された加算信号を発生するフィードバッ
クループにより決定され、及び 前記複合処理された差信号と前記ダイナミックに増強さ
れた加算信号と、前記入力信号を結合することにより左
右の増強されたステレオ出力信号を提供する手段（55
0、554、560）と、 を具備することを特徴とするステレオ音声像増強システ
ム。 - 【請求項１７】前記ダイナミック増強加算信号発生手段
は、 前記加算信号が接続される第１入力と、制御入力が接続
される第２入力と、前記ダイナミックに増強された加算
信号を提供する出力とを有し、前記加算信号を増幅する
電圧制御アンプ（530）を具備し、 前記制御信号は前記電圧制御アンプ出力に発生される前
記ダイナミックに増強された加算信号の振幅と前記第１
入力に提供される前記加算信号の振幅とを比較すること
により発生し、前記電圧制御アンプのゲインは前記制御
信号に対応していることを特徴とする請求項16記載のス
テレオ音声像増強システム。 - 【請求項１８】前記ダイナミック増強加算信号発生手段
は、 前記複合処理された差信号及び前記加算信号を結合し、
結合された信号を提供する結合手段（208、210）と、 前記結合された信号を入力するアンプ（80、180）を含
み、前記結合された信号の振幅レベルをブーストし、方
向性の増強された加算信号及び差信号成分を有する方向
性の増強された結合信号を提供するサーボ手段（40、4
4）と、ここで前記アンプは前記入力信号、前記結合信
号及び前記方向性の増強された結合信号の１つの信号の
レベルに依存するブースト量を前記結合信号に供給し、
前記方向性の増強された結合信号は前記１つの入力信号
の対応する変化に応じて変化し、 前記方向性の増強された加算信号成分を前記結合された
信号から分離し、前記ダイナミックに増強された加算信
号を生成する手段（250、244、264）と、 を含むことを特徴とする請求項16記載のステレオ音声像
増強システム。 - 【請求項１９】前記ダイナミックに増強された加算信号
を発生する手段は、 前記加算信号に接続される第１入力と前記ダイナミック
に増強された加算信号を提供する第１出力とを有し、前
記加算信号をブーストして前記ダイナミックに増強され
た加算信号を生成する中央電圧制御アンプ（592）と、 前記左右入力信号の振幅変化に応じて各々変化する左右
の制御信号を発生する手段（560、566、660、666）と、 前記左右の制御信号を結合して結合された制御信号を提
供する手段（594）と、 を具備し、前記中央電圧制御アンプのゲインは前記結合
された制御信号に応じて変化することを特徴とする請求
項16記載のステレオ音声像増強システム。 - 【請求項２０】音声再生装置により再生したときステレ
オ音声像の増強された左右のステレオ出力信号が発生さ
れるように、左右ステレオ音源信号からステレオ音声記
録を行う方法であって、 前記左右のステレオ音源信号を加算し加算信号を発生す
るステップと 前記左ステレオ音源信号から前記右ステレオ音源信号を
減算し差信号を発生するステップと 中心周波数帯域より低い周波数を含む選択された第１周
波数帯域での前記差信号の第１の成分セットに、アンプ
を用いて方向性を持たせることにより、前記第１の成分
セットをブーストするステップと 前記中心周波数帯域より高い周波数を含む選択された第
２周波数帯域での前記差信号の第２の成分セットに、ア
ンプを用いて方向性を持たせることにより、前記第２の
成分セットをブーストするステップと 前記ブーストされた高周波数及び低周波数差信号成分
と、前記第１及び第２周波数帯域の中間の周波数帯域を
有する前記差信号とを結合することより、処理された差
信号を提供するステップと、 前記加算信号と前記処理された差信号及び前記ステレオ
音源信号とを結合し、前記ステレオ音声像の増強された
左右ステレオ出力信号を提供するステップと、 前記ステレオ音声像の増強された左右ステレオ出力信号
を前記音声記録装置に供給するステップと、 前記音声記録装置を作動して前記ステレオ音声記録を行
うステップと、 を具備することを特徴とするステレオ音声信号記録方
法。 - 【請求項２１】前記処理された差信号の振幅を前記左音
源信号の振幅変化の関数として増幅することにより前記
処理された差信号を増強し、これにより方向性の増強さ
れた左信号を提供するステップと、前記処理された差信
号を前記右音源信号の振幅変化の関数として増強及び反
転することにより方向性の増強された右信号を提供し、
前記方向性の増強された左及び右信号と前記加算信号と
を結合して前記増強された左右のステレオ出力信号を提
供するステップとを含むことを特徴とする請求項20記載
のステレオ音声信号記録方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/266,467 US4866774A (en) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | Stero enhancement and directivity servo |
| US266,467 | 1988-11-02 |
Publications (2)
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