JP2007507166A - 中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路 - Google Patents

Abstract

番組信号源（１６）から番組信号（２１）を受け取る中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、可変状態前置増幅回路（１２）及び電圧制御増幅回路（１４）を備える。可変状態前置増幅回路（１２）は、番組信号（２１）に応じ低域通過信号（６６）、中域通過信号（５２）及び高域通過信号（４６）を発生させ、それらを加算（４０）及び振幅特性調整して特性補償済信号（１１２）を発生させる。電圧制御増幅回路（１４）は、その信号入力端子（１１０）を介し特性補償済信号（１１２）をまたその制御信号入力端子（１４０）を介し中域通過信号（５０）のうち少なくとも標本部分を受け取り、中域通過信号（５０）の標本部分に応じて特性補償済信号（１１２）の振幅特性を調整することにより所定線形増幅範囲内に収まる補正出力信号を発生させて出力端子から出力する。

Description

本発明は、電子信号増幅器の分野に関し、より詳細には、音楽を再生してスピーカ等の再生手段に供給する音声信号増幅器等にて使用される信号圧縮／伸長用信号調整回路の分野に関する。

なお、本願の内容は、１９９５年１月２４日付米国特許出願第０８／３７７９０３号「低レベル入力信号帯域圧縮増幅制御回路」（A LOW INPUT SIGNAL BANDWIDTH COMPRESSOR AND AMPLIFIER CONTROL CIRCUIT）、１９９６年４月２２日付米国特許出願第０９／６３６１６８号「可変状態前置増幅回路を用いた低レベル入力信号帯域圧縮増幅制御回路」（A LOW INPUT SIGNAL BANDWIDTH COMPRESSOR AND AMPLIFIER CONTROL CIRCUIT WITH A STATE VARIABLE PRE-AMPLIFIER）、並びに１９９９年１１月２２日付米国特許出願第０９／４４４５４１号「音声信号ブースト回路」（AN AUDIO BOOST CIRCUT）と関連しており、本発明はそれらに記載の発明を更に発展させたものである。米国特許出願第０８／３７７９０３号は１９９６年４月２３日付で下記の通り特許文献１として特許されており、米国特許出願第０９／６３６１６８号は１９９８年４月７日付で下記の通り特許文献２として特許されている。米国特許出願第０９／４４４５４１号のことは以下単に「先出願」と呼ぶ。これら特許文献１及び２並びに先出願に係る発明の発明者は互いに同一であり、また特許文献１及び２並びに先出願に係る特許権者及び特許を受ける権利の譲受者も互いに同一である。これらを含め、本願中で参照する特許出願及び特許文献については、何れも、その参照を以てその全内容が本願中に繰り込まれるものとする。

特許文献２に記載の可変状態フィルタは前置増幅回路として使用されている。この可変状態フィルタは、入力される番組信号を受け取って処理することにより三種類の帯域通過信号（即ち低域通過信号Ｖｌｐ、中域通過信号Ｖｍｐ及び高域通過信号Ｖｈｐ）を発生させ、それらをそれぞれ別々の入力端子から加算増幅器に入力して加算させ、それによって合成された特性補償済信号をその出力端子から出力する。可変状態フィルタの加算増幅器から出力される特性補償済信号は、特許文献１に初出の圧縮／伸長回路（コンパンダ回路）により処理され（特許文献２）或いは音声信号ブースト回路の駆動に使用される（先出願）。

米国特許第５５１０７５２号明細書 米国特許第５７３６８９７号明細書 米国特許第４６３８２５８号明細書 "The Active Filter Handbook" by Frank P. Tedeschi, pages 178-182, Tab Books Inc. of Blue Ridge Summit, Pa. , 17212

音声信号増幅器の用途は、例えばラジオ受信機、テレビジョン受像機、ＣＤプレーヤ等である。そうした用途にて主として処理されるのは大部分の周波数帯域を占める重要成分即ち中域信号であり、低域や高域に属するエネルギはほとんど処理対象にならない。従って、中域信号の振幅が大きければ合成される音声信号即ち特性補償済信号の振幅が大きくなり、ときとして増幅器の線形領域からはみ出してしまう。特性補償済信号の振幅が増幅器の線形領域からはみ出すとクリッピングが生じ、中域の周波数成分のみならず低域及び高域の周波数成分も失われることがある。

本発明に係る中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路においては、上述のものを含む各種の問題点を解決するため、中域通過信号の位相を反転して制御信号として用い、当該位相反転中域通過信号の平均振幅に対し圧縮回路の利得が関数的に変化することとなるよう、圧縮回路の利得を制御する。即ち、位相反転中域通過信号の平均振幅が増加／減少するとそれを打ち消すように圧縮回路の利得が減少／増大し、それに伴って特性補償済信号の出力振幅が減少／増大するよう、圧縮回路の利得を位相反転中域通過信号の平均振幅に対し関数的に変化させる。

本発明の好適な実施形態においては、変調済コンポジット信号である番組信号を入力して前置増幅回路１２が特性補償済信号を発生させ、高調波発生回路１４にてこの特性補償済信号に高調波を加味して補正出力信号を発生させる。

以下、本発明及びその好適な実施形態の詳細について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本発明に係る中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路１０を示す。この増幅器１０は、何れも仮想線で括られている全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２及び中域圧縮回路１４を備えている（以下同様に各種回路を仮想線で括る）。図２には、全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２の構成が、より理解しやすい形で模式的に示されている。

［全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路について］
図１に示す中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路１０は、その入力端子１６を介し番組信号源、例えばＣＤプレーヤ、磁気読取ヘッド、ターンテーブル用レコード針等（図示せず）から番組信号（ＩＰＳ：input program signal）を受け取り、バッファ回路１８に入力する。バッファ回路１８に入力されたＩＰＳは、バッファ回路１８内のキャパシタＣ１によってその直流成分が除去され、直流成分除去後にその利得が１の非反転フォロワ回路２０の入力端子に供給され、取り立てて改変されることなくこの非反転フォロワ回路２０の出力端からバッファ出力ＩＰＳとして出力され、特許文献２に記載の特徴を有する全域通過可変状態フィルタとして構成された前置増幅回路１２の入力端子２１に供給される。なお、特許文献２は、Ｐａｕｌ Ｒ． Ｇａｇｏｎによる発明について１９９８年４月７日付で発行され本願出願人がその特許権を所有する米国特許に係る文献であり、その全内容は、この参照を以て本願に繰り込まれ本願中で言及する他の特許文献と共に以下の説明の前提とされる。

図１及び図２に記載の前置増幅回路１２は、特許文献３に記載の３チャネルクルックス回路と性能的には実質同等であるが、当該３チャネルクルックス回路よりも少ない点数の部品から構成されている。なお、特許文献３はＲｏｂｅｒｔ Ｃ． Ｃｒｏｏｋｓによる発明について１９８７年１月２０日付で発行されハンチントンビーチ所在のＢａｒｃｕｓ−Ｂｅｒｒｙ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓがその特許権を所有する米国特許に係る文献であり、その全内容はこの参照を以て本願に繰り込まれるものとする。前置増幅回路１２は、その内部に設けられている入力段加算ダンピング増幅器３０、第１積分器４４、第２積分器５８及び加算増幅器４０を特許文献２に記載の如く組み合わせ、全域通過可変状態フィルタとして機能するよう構成されたものである。

図２は、その構成がより直観的に分かるよう前置増幅回路１２内を再構成及び模式化して示した図である。図中の入力段加算ダンピング増幅器３０の入力端子のうち反転入力端子３２にはバッファ出力ＩＰＳが、またダンピング用非反転入力端子５２には後段の回路から中域通過信号Ｖｍｐが、それぞれ供給される。入力段加算ダンピング増幅器３０における増幅用の演算増幅器３６を含め、図１及び図２に記載の実施形態で使用している演算増幅器は何れもＴＬ−０７２型であり、これらはＴｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ等の業者から入手することができる。但し、理解できようが、図２に示した形態で本発明を実施する際にどのような演算増幅器を使用するのかは、設計的に決めるべき事項である。また、演算増幅器３６から出力される高域通過信号Ｖｈｐは、第１積分器４４の反転入力端を介し第１積分器４４内にある第２の演算増幅器４５に供給され反転及び積分される一方、信号線４８を介して加算増幅器４０の高域通過信号入力端子４６にも供給される。

第１積分器４４は、高域通過信号Ｖｈｐを積分することによって中域通過信号Ｖｍｐを発生させ、発生させた中域通過信号Ｖｍｐをその出力端４９から出力する。出力される中域通過信号Ｖｍｐは、信号線５０を介して入力段加算ダンピング増幅器３０のダンピング用非反転入力端子５２及び加算増幅器４０の中域通過信号入力端子５４にフィードバックされる一方、第３の演算増幅器５９を備える第２積分器５８の反転入力端子にも供給される。また、第２積分器５８は、信号線５０上の中域通過信号Ｖｍｐに応じて低域通過信号Ｖｌｐを発生させ、発生させた低域通過信号Ｖｌｐをその出力端子６０から出力する。出力される低域通過信号Ｖｌｐは、信号線６８を介し加算増幅器４０の低域通過信号入力端子６６に供給される一方、入力段加算ダンピング増幅器３０の第２の反転入力端子７２にもフィードバックされる。

入力段加算ダンピング増幅器３０は、図１及び図２に記載の如くダンピング用非反転入力端子５２を備えており、このダンピング用非反転入力端子５２には、入力抵抗７４及び抵抗７６から構成された分圧回路が接続されている。入力抵抗７４の第１端子はダンピング用非反転入力端子５２に、入力抵抗７４の第２端子は抵抗７６の第１端子及び演算増幅器３６の非反転入力端子３８に、抵抗７６の第２端子は基準電位たる接地に、それぞれ接続されており、これらからなる分圧回路は入力抵抗７４の第１端子に印加される中域通過信号Ｖｍｐによって駆動される。また、入力抵抗７４の抵抗値Ｒ１と抵抗７６の抵抗値Ｒ２との比によって可変状態フィルタとしてのＱ値が決まる。即ち、抵抗７６の抵抗値Ｒ２に対する入力抵抗７４の抵抗値Ｒ１の比が高い程このＱ値は高くなる。図１及び図２に示されている全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２のＱ値は、音声信号用であれば０．５〜２の範囲内の値にすればよかろう。

前置増幅回路１２を可変状態フィルタとして構成してあるのは、一つには、前置増幅回路１２による位相シフト量及びその前置増幅回路１２内にある各増幅器の利得を可変設定でき、中域通過信号Ｖｍｐの位相を低域通過信号Ｖｌｐ及び高域通過信号Ｖｈｐから１８０°ずれた位相に設定できるためである。Ｑ値及び通過域は、低域通過信号Ｖｌｐ及び高域通過信号Ｖｈｐから１８０°ずれた位相の中域通過信号Ｖｍｐが得られるように予め定めておき、ダンピング用の抵抗７４及び７６の抵抗値Ｒ１及びＲ２の比や、積分器４４及び５８を含め前置増幅回路１２内にある各増幅器の利得及び折点周波数は、この所望且つ所定のＱ値及び通過域が得られるように設定する。加えて、図２に示されているように、加算増幅器４０には低域通過信号利得調整ポット８０及び高域通過信号利得調整ポット８２が設けられているため、ユーザが回路毎にまた部分毎に最終調整を行って加算増幅器４０への入力を調整することができ、従って低域通過信号Ｖｌｐ及び高域通過信号Ｖｈｐについての利得をユーザが加減することができる。

また、図１及び図２中の全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２は、０〜２００００Ｈｚの範囲を包含する周波数域にて、バッファ出力ＩＰＳ中の低周波成分に対する同ＩＰＳ中の高周波成分の位相シフト量を最大３６０°の範囲で調整できるよう構成されている。即ち、高周波成分が低周波成分に対して３６０°ずれるよう調整できる。更に、全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２は、２０Ｈｚにて約２．５ｍｓｅｃの遅延時間が発生するよう、即ち２０Ｈｚ成分が高周波成分に対して実時間で物理的に最大２．５ｍｓｅｃ遅延されるよう、調整されている。こうした音声信号用設計については特許文献３に更なる記載があるのでそちらを参照されたい。特許文献３は、Ｒｏｂｅｒｔ Ｃ． Ｃｒｏｏｋｓによる「基準負荷増幅器補正システム」（Reference Load Amplifier Correction System）の発明に対して１９８７年１月２０日付で発行された特許に係る文献である。

図１及び図２に示されている構成は、第１積分器４４の折点周波数が約２．２４ｋＨｚになり、第２積分器５８の折点周波数がそれよりおよそ一桁下の２２４Ｈｚになり、折点周波数より高域側の周波数成分は３ｄＢ／オクターブの減少勾配で減少することとなるよう、リアクタンスチャート（後述）をチェックして各折点周波数を設定し、更にそのＱ値が０．６７になるよう設計した結果得られたものである。なお、帯域通過フィルタのＱ値は一般に帯域幅を中心周波数で除した値として定義されているが、図２に示した回路におけるＱ値は入力抵抗７４の抵抗値Ｒ１及び抵抗７６の抵抗値Ｒ２を用いて付の式
（数１）
Ｑ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／３Ｒ２
に従い近似計算できる。

図１及び図２に示した全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２を設計する際には、その第１及び第２折点周波数について設計目標値を設定する。例えば、折点周波数のうち一方の設定目標値を約２４０Ｈｚとし他方の設計目標値を約一桁違う２．２４ｋＨｚとする。低い方の折点周波数ｆｃｌは抵抗値Ｒ５及びキャパシタンスＣ２と次の式
（数２）
ｆｃ１＝１／（２πＲ５Ｃ２）
に示される関係を有しており、また高い方の折点周波数ｆｃｍは抵抗値Ｒ４及びキャパシタンスＣ１と次の式
（数３）
ｆｃｍ＝１／（２πＲ４Ｃ１）
に示される関係を有している。こうした折点周波数設定下では、定性的にいって、第２積分器５８に設けられている低域通過信号増幅用キャパシタのキャパシタンスＣ２に比べ、第１積分器４４に設けられている中域通過信号増幅用キャパシタのキャパシタンスＣ１の方が小さくなる。即ち後者の方がそのリアクタンスが大きいのであるから、低域通過増幅器として動作する第２積分器５８に比べ、中域通過増幅器として動作する第１積分器４４の方が、低域では明らかに高利得になる。更に、第１積分器４４が単極フィルタとして動作することも分かる。従って、中域通過信号Ｖｍｐをダンピング抵抗７４及び７６（Ｒ１及びＲ２）へとフィードバックすることによって、中域におけるＱ値を制御することができる。なお、図２に示したものと類似した構成の可変状態フィルタは非特許文献１にも記載されてはいるが、非特許文献１には、音声信号用に望ましい条件に合致する所望の不平衡出力を、可変状態フィルタの出力を加算（総和）することによって得ることは、記載されていない。

目標とするＱ値が決まれば計算によって抵抗値Ｒ１及びＲ２（抵抗７４及び７６）の比が決まる。図１及び図２に示した全域通過可変状態フィルタ前置増幅回路１２の設計例では、特許文献３の記載に基づき望ましい利得帯域幅応答曲線を求め、その結果に基づきＱ値の目標を０．６７とした。望ましい利得帯域幅応答曲線を求める際、回路のモデリングはＳＰＩＣＥ等のコンピュータ支援解析プログラムを用いて行い、折点周波数は特許文献３記載の情報に基づき推定し、回路定数の所期値は利用可能な部品に基づき設定した。

設計目標数値のうち何れかが決まっていれば、リアクタンスチャートを用い残りを素早く近似決定できる。図示した回路を設計する際には、当初、設計目標として中心周波数を７００Ｈｚにするという設計目標を設定したが、この中心周波数における回路利得は約−１ｄＢであり１より低い。隣り合わせに配置されている２個のポット８０及び８２を調整すれば、図示されている数値の下で、低域通過信号Ｖｌｐ及び高域通過信号Ｖｈｐの利得を約１５ｄＢ調整できる。利得の調整を行ったら次にポット８０及び８２を用いてＱ値を調整し、各特許文献に記載の曲線によく整合するようにする。Ｑ値及び各折点周波数は、その設定下で得られる応答特性が各特許文献に記載の曲線と整合し、同じ位相シフト量、遅延時間及び周波数応答が得られるように設定する。抵抗７４及び７６の設定によって利得は９となるが、これより少し高い１４の方が望ましい。

前置増幅回路１２内の可変状態フィルタから出力される三種類の信号、即ち低域通過信号Ｖｌｐ、中域通過信号Ｖｍｐ及び高域通過信号Ｖｈｐは、互いに独立な状態変数である。通過域及び利得を好適に調整できる手順としては、以上の他、非特許文献１に、キャパシタンスＣ１とキャパシタンスＣ２を同じ値に設定し、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２の比を調整して所望のＱ値を得るという手順が、示されている。

［電圧制御増幅回路について］
高調波発生回路たる中域圧縮回路１４は電圧制御増幅回路であり、信号入力端子１１０及び制御信号入力端子１１４を有している。信号入力端子１１０には信号線１１２を介し特性補償済信号が供給され、制御信号入力端子１１４には信号線５０を介し中域通過信号（少なくともそのうちの標本部分）が供給される。電圧制御増幅回路１４は更に位相反転型バッファ回路１１６を有しており、図示の通り、この位相反転型バッファ回路１１６は、０〜２５の可調範囲に亘りその利得を調整可能な反転増幅器として構成されている。位相反転型バッファ回路１１６は、中域通過信号中の標本部分をバッファリングし、バッファリングした中域通過信号標本部分を出力端子１１８から出力する。

位相反転型バッファ回路１１６から出力されるバッファ内中域通過信号標本部分は、ＴＬ−０７２型演算増幅器１個（図中の１３０）と１Ａの１Ｎ４１４８型ダイオード２個（図中のＤ１及びＤ２）から構成された検波器１２２の入力端子１２４に供給される。入力端子１２４に供給されるバッファ内中域通過信号標本部分は入力抵抗１２６を介して演算増幅器１３０の反転入力端子に入力される。演算増幅器１３０に入力される中域通過信号標本部分の電圧値が０Ｖより高くなると、この演算増幅器１３０の出力端子１３２に現れる出力は負側に変化し、入力抵抗１２６に流れる電流が全て接地側に流れ込むこととなるので、演算増幅器１３０の反転入力端子における電圧は０Ｖか又はそれに非常に近い電圧に保たれる。演算増幅器１３０の出力端子１３２に現れる電圧はこの変動を吸収するためわずかに負側に振れる。ダイオードＤ２はキャパシタ１３６（Ｃ５）からの電流を阻止する。

検波器１２２の入力端子１２４に印加される電圧が接地電位より低くなると、演算増幅器１３０の出力端子１３２に現れる電圧が、抵抗１３４の抵抗値を入力抵抗１２６の抵抗値で除した値を利得として上昇し、キャパシタ１３６に正の電圧が発生する。キャパシタ１３６は抵抗１３４及び１３８の並列回路と並列接続されており、これらキャパシタ１３６並びに抵抗１３４及び１３８は、それらの並列接続による時定数を有するフィルタとして機能する。ノード１４０はこのフィルタ回路の出力端子であり、キャパシタ１３６がなければ中域通過信号標本部分検波結果を示す電圧がこのノード１４０上に現れるはずのところ、中域通過信号標本部分検波結果を炉波するフィルタがキャパシタ１３６並びに抵抗１３４及び１３８の並列接続により形成されているため、実際にノード１４０に現れるのは中域通過信号標本部分検波炉波結果である。

電圧制御増幅回路１４は、電圧制御増幅素子乃至デバイス（ＶＣＡ：voltage controlled amplifier component or device）１４６を有する電圧制御増幅器１４４を備えている。ＶＣＡ１４６としては、例えば米国マサチューセッツ州０１７５７−１６５６ミルフォードのサムナーストリート４５所在のＴＨＡＴ Ｃｏｍｐａｎｙから入手できるＴＨＡＴ２１８０を使用できる。ＶＣＡ１４６は、その入力端子のうち１個を介し、入力端子１１０から信号線１１２上の特性補償済信号を受け取る。ノード１４０に現れる中域通過信号標本部分検波炉波結果はＶＣＡ１４６例えばＴＨＡＴ２１８０に対して制御電圧として入力されており、その振幅が低下すると、ＶＣＡ１４６の利得が増加するため特性補償済信号の大部分がＶＣＡ１４６を通って出力バッファ増幅器１５０に供給される。出力バッファ増幅器１５０は、ＶＣＡ１４６からの入力を再反転させ、その出力端子１５２から補正出力信号を出力する。この補正出力信号の振幅は所定の線形振幅範囲内に収まる。ＶＣＡ１４６例えばＴＨＡＴ２１８０の通過帯域内特性は実質的に平坦である。従って、電圧制御増幅回路１４においてクリッピングが発生することはなく、ノード１１２を介して供給された特性補償済信号に非線形信号要素が加味されることもない。

以上、本発明の好適な実施形態について、その構成要素及びその相互関係並びに各種のパラメータについて説明したが、それらは適宜別のものに変更することができ、その変更が適当なものでさえあれば同様の結果が得られる。本件技術分野における習熟者（いわゆる当業者）であれば、本願による開示に基づき、本発明を他の用途に転用したり、或いは本発明を様々に変形することができるであろう。そうした変形の類も、別紙特許請求の範囲により定義される発明の技術的範囲に包含される。

中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路の模式的合成ブロック図である。 可変状態全域通過フィルタ前置増幅回路の模式的合成ブロック図である。

Claims (9)

1. その信号入力端子を介しバッファ回路から番組信号を受け取って処理することにより低域通過信号、中域通過信号及び高域通過信号を発生させ、その振幅を個別的且つ相対的に調整しつつそれら低域通過信号、中域通過信号及び高域通過信号を加算することにより特性補償済信号を発生させる前置増幅回路と、
   その信号入力端子を介し特性補償済信号をまたその制御信号入力端子を介し中域通過信号のうち少なくともその標本部分をそれぞれ受け取り、受け取った特性補償済信号の振幅特性を受け取った標本部分の振幅増大量に応じ調整することにより補正出力信号を発生させて出力端子から出力する電圧制御増幅回路と、
   を備える中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
2. 請求項１記載の中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、番組信号を入力してバッファリングするバッファ回路を備え、前置増幅回路がその信号入力端子を介しこのバッファ回路から番組信号を受け取る中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
3. 請求項１記載の中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、電圧制御増幅回路が、中域通過信号の標本部分を受け取ってバッファリング及び整流するバッファ付検波器を有し、バッファ付検波器による標本部分整流結果に応じ特性補償済信号に減衰処理及び振幅特性調整を施すことにより補正出力信号を生成する中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
4. 請求項１記載の中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、電圧制御増幅回路が、
   中域通過信号の標本部分を受け取ってバッファリングするバッファ回路と、
   その入力端子を介しバッファ回路から受け取った中域通過信号標本部分を検波及び炉波する検波器と、
   その制御信号入力端子を介し検波器から受け取った中域通過信号標本部分検波炉波結果に応じ特性補償済信号の振幅特性を調整することにより補正出力信号を発生させるＶＣＡと、
   を有する中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
5. 番組信号源から入力された番組信号をバッファリングするバッファ回路と、
   バッファ回路内の番組信号に応じ低域通過信号、中域通過信号及び高域通過信号を発生させ更にそれらを加算及び振幅特性調整することにより特性補償済信号を発生させる可変状態前置増幅回路と、
   その信号入力端子を介し特性補償済信号をまたその制御信号入力端子を介し中域通過信号のうち少なくとも標本部分をそれぞれ受け取り、受け取った特性補償済信号の振幅特性を受け取った標本部分に応じ調整することにより所定の線形増幅範囲内に収まる補正出力信号を発生させて出力端子から出力する電圧制御増幅回路と、
   を備える中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
6. 請求項５記載の中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、高域通過信号及び低域通過信号に対し位相反転している中域通過信号に基づき特性補償済信号を発生させる中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
7. 請求項５記載の中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、電圧制御増幅回路が、
   中域通過信号の標本部分を受け取ってバッファリングする位相反転型バッファ回路と、
   位相反転型バッファ回路内にバッファリングされている中域通過信号標本部分を検波する検波器と、
   検波器による中域通過信号標本部分検波結果を炉波するフィルタと、
   その信号入力端子を介し特性補償済信号をまたその制御信号入力端子を介しフィルタからの中域通過信号標本部分検波炉波結果をそれぞれ受け取り、受け取った特性補償済信号の振幅を受け取った中域通過信号標本部分検波炉波結果に応じ減衰させることにより所定線形増幅範囲内に収まる補正出力信号を発生させて出力端子から出力するバッファ付電圧制御増幅器と、
   を有する中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
8. 番組信号源から受け取った番組信号に応じ低域通過信号、中域通過信号及び高域通過信号を発生させそれらを加算及び振幅特性調整することにより特性補償済信号を発生させる可変状態前置増幅回路と、
   その信号入力端子を介し特性補償済信号をまたその制御信号入力端子を介し中域通過信号のうち少なくとも標本部分をそれぞれ受け取る電圧制御増幅回路と、
   を備え、電圧制御増幅回路が、
   中域通過信号の標本部分を受け取りバッファリングする位相反転型バッファ回路と、
   位相反転型バッファ回路内の中域通過信号標本部分を検波する検波器と、
   検波器による中域通過信号標本部分検波結果を炉波するフィルタと、
   その信号入力端子を介し特性補償済信号をまたその制御信号入力端子を介しフィルタからの中域通過信号標本部分検波炉波結果をそれぞれ受け取り、受け取った特性補償済信号の振幅を受け取った中域通過信号標本部分検波炉波結果における振幅の増大量に応じ減衰させることにより所定線形増幅範囲内に収まる補正出力信号を発生させて出力端子から出力するバッファ付ＶＣＡと、
   を有する中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。
9. 請求項９記載の中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路であって、位相反転型バッファ回路内の中域通過信号標本部分を検波する検波器が、
   バッファリングされている中域通過信号標本部分を入力するための入力端子と、
   接続先たるフィルタに中域通過信号標本部分検波結果を出力するための出力端子と、
   反転入力端子、基準たる接地電位に接続された非反転入力端子、並びに増幅出力端子を有する演算増幅器と、
   その一端が検波器の入力端子にまた他端が演算増幅器の反転入力端子にそれぞれ接続された第１抵抗と、
   その一端が演算増幅器の反転入力端子にまた他端が検波器の出力端子にそれぞれ接続された第２抵抗と、
   そのアノードが演算増幅器の反転入力端子にまたカソードが演算増幅器の増幅出力端子にそれぞれ接続された第１ダイオードと、
   そのアノードが演算増幅器の増幅出力端子にまたカソードが検波器の出力端子にそれぞれ接続された第２ダイオードと、
   を有し、フィルタによる中域通過信号標本部分検波炉波結果をバッファ付ＶＣＡの信号入力端子に供給する中域圧縮機能付音声信号前置増幅回路。

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