JP3888592B2 - 状態変数前置増幅器を有する低入力信号帯域幅圧縮器・増幅器制御回路 - Google Patents
状態変数前置増幅器を有する低入力信号帯域幅圧縮器・増幅器制御回路 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子増幅器の分野に関し、特に、音響娯楽システムで使用されるような信号圧縮および伸長のための信号条件付け回路の分野に関する。
【０００２】
【従来の技術】
信号圧縮の一例として、テープ・デッキ上の磁気テープのダイナミック・レンジは約60dBに過ぎない。信号源は、ダイナミック・レンジが約80dBの信号をテープに供給することができる。ソース材料の信号レベルが、最大の信号がクリップされないように調整される場合、結果として得られる録音は、非常に弱く、場合によっては再生時に聞き取れないパッセージを有する。再生時に弱いパッセージを聞き取れるようにするには、出力レベルを、テープ上の録音媒体のノイズ・フロアの再生を開始することのできるレベルに増大させる必要がある。
【０００３】
圧縮器回路は、より大きな振幅信号を減衰させ、より低い振幅信号を減衰させないことによって80dBソース信号範囲を約40dBに圧縮するために使用されることがある。その場合、信号源出力信号振幅は、信号源からの40dB信号範囲の最大値を、レコーダ内のテープの60dB信号範囲の最大値に合致するレベルにするように調整される。それによって、テープ上の信号範囲は、クリッピングなしのテープのダイナミック・レンジの最大値40dBとの間のレベルに位置決めされ、雑音を含むが、主として信号情報を含まない残りの20dBの信号ダイナミック・レンジが残る。
【０００４】
大振幅低周波数信号の振幅は、通常は高周波数情報であるバーストまたは瞬間遷移と共に圧縮される。コンプレッサは、より振幅の大きな信号のみを減衰させ、より振幅の低い信号に影響を与えないように機能すると考えられる。変化の範囲が大きければ大きいほど、減衰が大きくなる。
【０００５】
この一部継続出願の親出願は、中央周波数チャネルと高周波数チャネルを自動的に平衡させるマルチチャネル前置増幅器を教示した。その場合、前置増幅器出力信号は、前置増幅器出力信号振幅の関数として自動帯域幅伸長および圧縮を受けた。本出願の発明は、部品数を減少させるために状態変数帯域能動フィルタを前置増幅器として使用する。したがって、この発明は、簡略化コンパンダとして機能し、前置増幅器として動作する状態可変帯域能動フィルタと組み合わされたコンプレッサとエキスパンダの両方の特徴を有する。
【０００６】
1974年1月29日に発行されたD.E.ブラックマール（Blackmeer）の米国特許第3789143号は、入力で受け取った音響信号のRMS値に比例する利得制御が導かれる回路を示す「Compander With Control Signal Logarithmically Related To The Instantaneous RMS Value Of The Input Signal」を教示している。この回路のトポロジーは、より振幅の低い信号を受け取ったことに応答して増幅器の帯域幅を低減させる帯域幅敏感機能を含まないと考えられ、また、前置増幅器で処理している信号の中央周波数範囲の振幅と高周波数範囲の振幅を自動的に平衡させることを特徴とする適当な前置増幅器と組み合わされた回路も示していない。
【０００７】
関連する従来技術として、共にロバート（Robert）C.クロックス（Crooks）に発行され、1984年11月13日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4482866号と1987年1月20日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4638258号がある。これらの特許は共に、共通出願人である「Barcus-Berry Electronics,Inc.Huntington Beach,California」を有し、本出願人である「Huntington Beach,CaliforniaのBBE Sound」によっても所有されている。第866号特許と第258号特許は、請求されている組合せ発明の前置増幅器として使用できる回路トポロジーを示す。しかし、第258号特許内の図8および9の回路トポロジーは好ましいトポロジーである。前述の文献のうちで、フィルタ・チャネル、または前置増幅器として動作する簡略化状態変化帯域能動フィルタと組み合わされた絶対値回路の請求されている要素を示す、または教示しているものはない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の第1の目的は、低域チャネルと高域チャネルと反転中央チャネルとを有する3チャネル前置増幅器の機能を備える前置増幅器として働く状態可変帯域フィルタと組み合わされる増幅器回路を提供することである。
【０００９】
第二のチャネルは、修正済みの補償信号に応答し、かつ修正済みの補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路である。
【００１０】
状態可変フィルタの第2の目的は、中央帯域周波数信号が低周波数帯域および高周波数帯域内の信号成分に対して位相が180度ずれるように移相および利得増大を設定することである。
【００１１】
本発明の第3の目的は、高周波数補正チャネルと、低周波数補正チャネルと、
中央チャネルと、自動調整手段と、加算回路とを使用する前置増幅器の代替態様を提供することである。
【００１２】
高周波数補正チャネル、低周波数補正チャネルおよび中央チャネルはそれぞれ、レコード・プレーヤやテープ・プレーヤなどの音源からのプログラム信号と呼ばれる入力信号を受け取る。
【００１３】
高周波数補正チャネルは高周波数補償信号を与え、低周波数補正チャネルは低周波数補償信号を与え、中央チャネルは中央信号を与える。自動調整手段は、高周波数補償信号と中央信号との間の平衡を自動的に調整する。加算回路は、高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央信号とを加算し補償信号を与える。好ましい態様では、中央チャネルは反転増幅器を有する。
【００１４】
本発明の第4の目的は、フィルタ回路から修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器を有する絶対値回路の態様を提供することである。高域増幅器は、修正済み補償信号を増幅し、その出力、すなわち第1の増幅信号を絶対値整流器回路の入力に結合する。絶対値整流器回路は、第1の増幅信号を整流し絶対値信号を与える。ピーク検出回路は、この絶対値信号を受け取りピーク絶対値信号を与える。低域フィルタバイアス回路は、このピーク絶対値信号を受け取りフィルタ・チャネルに制御信号を与える。低域フィルタ・バイアス回路は、制御信号にdcバイアス・レベルを加えるdcバイアス調整制御機構を有する。
【００１５】
本発明の第5の目的は、補償信号と積分器出力信号を加算するための入力増幅器を有し、かつ絶対値回路の入力および電圧制御式増幅器の入力に修正済み補償信号を与えるフィルタ回路の態様を提供することである。電圧制御式増幅器は、制御電圧を受け取るように結合された第2の入力を有する。電圧制御増幅器は、積分器回路の入力に積分器入力信号電流を与える。
【００１６】
積分器回路は、積分器入力信号電流を積分し積分器出力信号を与える。低域能動フィルタは、この積分器出力信号を受け取り出力信号を与える。
【００１７】
フィルタ回路の代替態様では、補償信号と積分器出力信号を加算する入力増幅器は、感光抵抗器と、絶対値回路の出力からの制御信号によって駆動される発光ダイオードとを有する光電管に修正済み補償信号を与える。感光抵抗器は、発光ダイオードからの光に応答し、修正済み補償信号を積分器入力信号になるように修正する。感光抵抗器は、この積分器入力信号を積分器入力に結合する。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る増幅器回路においては、（1）補償信号を提供するために高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有するプログラム入力信号に応答し、かつ高信号成分および中央信号成分を平衡させ加算する利得制御回路を有する状態可変前置増幅器と、補償信号および制御信号を受け取り修正済み補償信号および出力信号を提供するように結合され、調整可能な帯域幅を有し、制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を低減するようにフィルタ回路の帯域幅を自動的に調整するために制御信号に応答するフィルタ回路と、修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路とを含む増幅器回路であることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（2）さらに、プログラム入力信号に応答して高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを提供する状態可変帯域能動フィルタ、および高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを加算して補償信号を提供する加算回路を含む（1）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（3）中央信号成分が高周波数信号成分および低周波数信号成分に対して位相が反転される（2）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（4）絶対値回路がさらに、第1の増幅信号を提供するために修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器と、第1の増幅信号に応答して絶対値信号を提供する絶対値回路と、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を提供するピーク検出回路と、ピーク絶対値信号に応答して制御信号を提供する低域フィルタおよびバイアス回路とを含む（1）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明に係る絶対値回路においては、（5）高域増幅器がさらに利得調整機構を含む（4）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００２３】
また、本発明に係る絶対値回路においては、（6）制御信号にdcバイアスレベルを加えるために低域フィルタおよびバイアス回路がさらにdcバイアス調整制御機構を含む（4）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００２４】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（7）フィルタ回路がさらに、補償信号と積分出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器と、積分器入力信号電流を提供するために修正済み補償信号と制御電圧に応答する入力を有する電圧制御式増幅器と、積分器入力信号電流を受け取るように結合された入力を有し、かつ積分器入力信号を積分し積分器出力信号を提供する積分器回路と、積分器出力信号に応答して出力信号を提供する低域能動フィルタとを含む（1）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２５】
また、本発明に係るフィルタ回路においては、（8）さらに、補償信号と積分出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器、ならびに修正済み補償信号を積分器入力信号電流になるようにさらに修正し、かつ積分器入力信号電流を積分器入力に結合するために発光ダイオードからの光に応答する感光抵抗器と、発光ダイオードと、積分器入力信号電流を受け取るように結合された積分器入力を有し、かつ積分器入力信号電流を積分し積分器出力信号を提供する積分器回路とを含む光電管、ならびに積分器出力信号に応答して出力信号を提供する低域能動フィルタを含む（1）に記載のフィルタ回路であることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（9）可能な高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有するプログラム入力信号に応答し、かつ高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを含む補償信号を提供する状態可変フィルタを有し、かつ低周波数信号成分と高周波数信号成分と中央周波数信号成分とを平衡させ加算する手段を有する前置増幅器、ならびに補償信号を受け取り自動的にフィルタし出力信号と修正済み補償信号を提供するように結合され自動的に調整できる帯域幅を有し、かつ制御信号の値が低減したことに応答してフィルタ回路自体の帯域幅を自動的に低減させ出力信号を得るために制御信号に応答し、かつ補償信号と積分器出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器を有するフィルタ回路、ならびに修正済み補償信号を積分器入力信号になるようにさらに修正し、かつ積分器入力信号を積分器入力に結合するため発光ダイオードからの光に応答する感光抵抗器と、発光ダイオードとを有する光電管、ならびに感光抵抗器自体の抵抗が制御電圧の低下に応答して増大する感光抵抗器を照明するため、制御電圧に応答する発光ダイオード、ならびに修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路を含む増幅器回路であることを特徴とする。
【００２７】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（10）補償信号を提供する前置増幅器の状態可変フィルタがさらに、プログラム信号に応答して高周波数補償信号を提供する第1の増幅器段と、第1の増幅器段の出力に応答して中央補償信号を提供する第2の増幅器段と、第2の増幅器段の出力に応答して低補償信号を提供する第3の増幅器段と、高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央周波数補償信号とを加算し補償信号を提供する加算回路とを含む（9）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２８】
また、本発明に係る増幅器回路において、（11）補償信号を提供する前置増幅器の状態可変フィルタがさらに高周波数補償信号と中央信号との間の平衡を調整する調整手段を含む（18）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２９】
また、本発明に係る増幅器回路において、（12）中央補償信号が高周波数補償信号および低周波数補償信号とは異なる位相を有する（10）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３０】
また、本発明に係る増幅器回路において、（13）絶対値回路がさらに、第1の増幅信号を提供するために修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器と、第1の増幅信号に応答して絶対値信号を提供する絶対値回路と、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を提供するピーク検出回路と、ピーク絶対値信号に応答して制御信号を提供する低域フィルタおよびバイアス回路とを含む（10）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３１】
また、本発明に係る絶対値回路において、（14）高域増幅器がさらに利得調整機構を含む（13）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００３２】
また、本発明に係る絶対値回路において、（15）低域フィルタおよびバイアス回路がさらに制御信号にdcバイアスレベルを加えるdcバイアス調整制御機構を含む（13）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００３３】
また、本発明に係る増幅器回路において、（16）高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有する場合があるプログラム入力信号に応答し、ならびに高周波数補償信号成分と低周波数補償信号成分と中央周波数補償信号成分とを含む補償信号を出力で提供する状態可変フィルタを有し、ならびにプログラム信号に応答して高周波数補償信号を提供する第1の増幅器段、および第1の増幅器段の出力に応答して中央補償信号を提供する第2の増幅器段、および第2の増幅器段の出力に応答して低補償信号を提供する第3の増幅器段、および高周波数補償信号と中央信号と低周波数補償信号との間の平衡を調整する調整手段、および高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央補償信号とを加算し補償信号を提供する加算回路、および補償信号に応答して可聴音声を提供する補償信号に応答するスピーカ増幅器手段を有する前置増幅器を含む増幅器回路であることを特徴とする。
【００３４】
また、本発明に係る増幅器回路において、（17）中央信号成分が高周波数信号成分および低周波数信号成分に対して反転された位相を有する（16）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３５】
また、本発明に係る増幅器回路において、（18）補償信号および制御信号を受け取り修正済み補償信号および出力信号を提供するように結合され、かつ調整可能な帯域幅を有し、かつ制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路自体の帯域幅を低減するようにフィルタ回路の帯域幅を自動的に調整するために制御信号に応答するフィルタ回路と、修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路とをさらに含む（16）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３６】
また、本発明に係る増幅器回路において、（19）前置増幅器がさらに、反転入力および非反転入力を有する第一の増幅器段と、反転入力に結合されたプログラム信号と、中央補償信号に応答し、かつ第1の増幅器の非反転入力に中央補償信号の一部を提供する出力を有する抵抗器ディバイダ回路網とを含む（16）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図1は、テープ・レコーダまたはテープ・デッキからの低レベル音響信号や、ディジタル信号源(図示せず)からのディジタル・アナログ変換器後の複合アナログ信号などのプログラム入力信号を入力端子12で受け取るように結合された増幅器回路10のブロック図である。増幅器10は通常、スピーカ16に駆動信号を与える電力増幅器14に条件付け出力信号を与えるために使用される。
【００３８】
本発明の増幅器は、前置増幅器20と、フィルタ回路60と、絶対値回路100とを有する。次に、それらの個別の機能および特徴について、図1および3のブロック図ならびに図2および図4〜7の詳細な概略図に関連して説明する。
【００３９】
ブロック20は、端子12のプログラム入力信号に応答する前置増幅器を表す。この信号は通常、30Hzから20KHzの範囲の高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有する連続的に変化する複合信号である。図1のブロック図に示し、図2の概略図に詳しく示した前置増幅器20の第1の態様は、3チャネル増幅器である。本発明の好ましい態様は、この3チャネル前置増幅器20を状態可変フィルタ回路210で置き換えたものである。図3は、この置換を示す。図4は、図3の状態可変フィルタ前置増幅器210の詳細な概略図である。前置増幅器20または210は、前置増幅器出力端子22で高度に補償された信号を与える。
【００４０】
図1および2の前置増幅器は、図1ではブロック24で表され、図2では想像ブロック24内に実質的に詳しく示された自動利得制御回路を有する。自動利得制御回路の特徴およびこの制御機能の利点は、米国特許第4482866号の23列30行以下に記載されている。
【００４１】
1984年11月13日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4482866号と1987年1月20日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4638258号は、1995年1月24日にS/N008/377903として出願され、1966年4月23日に米国特許第5510752号として発行され、共通の発明者および出願人を有する「A LOW INPUT SIGNAL BANDWIDTH COMPRESSOR AND AMPLIFIER CONTROL CIRCUIT」に関する親特許の内容と共に、引用によって本明細書に組み込まれる。
【００４２】
図2を参照すると分かるように、3チャネル前置増幅器入力増幅器26は、入力源との間でインピーダンス整合および緩衝を行う。反転増幅器28は、1利得を有する増幅器として示されており、入力増幅器26の出力から緩衝入力信号を受け取り、加算増幅器30の入力に反転中央信号を与える。
【００４３】
入力増幅器26はまた、想像ブロック32内の高域受動フィルタ回路で表された高域チャネルに緩衝入力信号を与える。高域フィルタの出力は、抵抗器36とJ-FET34とで形成されたディバイダに出力を与え、J-FETのゲートは、ブロック24で表された自動利得制御回路によって制御される。自動利得制御回路は、想像ブロック32の回路が有する2500〜20000の範囲の高周波数信号成分を平衡させ、反転増幅器28によって200〜2500の範囲の中央周波数成分が出力される。
【００４４】
想像ブロック40は、30Hz〜200Hzの範囲の信号成分を処理する低域チャネルを備える2極受動回路網を含む。想像ブロック24内の自動利得制御回路は、高周波数チャネルの出力からの高周波数信号成分を信号線42上で検知し、中央反転増幅器28の出力からの中央信号成分を信号線44を介して検知する。
【００４５】
高周波数チャネル信号成分は、サンプルされた高周波数信号成分の振幅を増大させるネガティブ・ゴーイング出力制御信号を与える負出力絶対回路46へ送られる。 中央チャネル中央信号成分は、サンプルされた中央周波数信号成分の振幅を増大させるポジティブ・ゴーイング出力制御信号を与える正出力絶対回路48へ送られる。
【００４６】
ネガティブ・ゴーイング出力制御信号は、ディバイダ50によって調整され、ポジティブ・ゴーイング出力制御信号は、ディバイダ52によって調整される。組み合わされた制御信号が、制御加算増幅器56による加算時に平衡調整機構54によって平衡化され、ゲート制御信号がJ-FET34のゲートに与えられ、高周波数チャネル信号成分の振幅が増減され、このような成分と中央チャネル周波数成分の振幅との平衡が維持される。前置増幅器加算増幅器30は、平衡化された高周波数信号成分および中央周波数信号成分と低周波数信号成分との和を求め、端子22で補償信号を与える。
【００４７】
図1および図2の回路に対して、図3は、想像ボックス210内の状態可変前置増幅器を使用する増幅器10の好ましい態様を示す。図2の3チャネル態様と比べて部品数および複雑さが低減していることは明らかである。
【００４８】
図3および図4を参照すると分かるように、想像ブロック内の状態可変フィルタ210は、信号線214上の低域信号Vlp(低補償信号)と信号線215上の中央帯域信号Vmp(中央補償信号)と、信号線218上の高域信号Vhp(高周波数補償信号)とを含む3帯域信号を、加算増幅器212のそれぞれの入力に与えるプログラム入力信号を端子12で処理する。
【００４９】
加算増幅器212は、演算増幅器229を使用し、低域入力224、中央入力222、高域入力220でのそれぞれのVlp信号、Vmp信号、Vhp信号の和を求め、補償信号を出力端子22で、図1および3に示したフィルタ回路60に与え、あるいは電力増幅器14などの電力増幅器手段に直接与え、スピーカ16を駆動する。
【００５０】
それによって、状態可変フィルタ210と加算増幅器212の組合せは、図1および図2の代替態様の3チャネル前置増幅器の機能的で低コストの等価物を形成する。加算増幅器212は、図1および図2の加算増幅器の機能と同様な機能を備える。
【００５１】
再び、図3および図4を参照すると分かるように、想像ブロック230は、入力加算および減衰増幅器回路を表す。端子12のプログラム入力信号と信号線214上の低域信号Vlpは、増幅器237の反転入力へ送られる。中央帯域幅信号Vmpの一部は、減衰させるために増幅器237の非反転入力へ送られる。増幅器237のこの結果得られる出力、すなわち高域信号Vhpは、反転および積分のために想像ブロック240内に示した第1の積分器の負の入力へ送られ、信号線218上の加算増幅器高域入力220へ送られる。
【００５２】
第1の積分器240は、Vhp信号を積分し、第1の積分器出力242で中央帯域信号Vmpを与える。中央帯域信号Vmpは、入力加算および減衰増幅器回路230の減衰入力216へ送られ、信号線215上の中央加算増幅器中央帯域入力222へ送られる。
【００５３】
想像ブロック250は、信号線215上の中央帯域信号Vmpに応答し、第2の積分器出力端子252の低域信号Vlpを信号線214を介して加算増幅器低域信号入力224に与える第2の積分器を表す。低域信号Vlpは、入力加算および減衰増幅器回路230の第2の入力234へも送られる。
【００５４】
入力加算増幅器230の減衰回路は、減衰入力216で中央帯域信号を受け取るように接続された第1の端子を有する入力抵抗器236を備える。抵抗器236の第2の端子は、抵抗器238の第1の端子に結合され、演算増幅器237の非反転入力に結合される。抵抗器238の第2の端子は、基準グラウンドに結合される。抵抗器236と抵抗器238の比は、状態可変フィルタの「Q」を確立する。抵抗器266と抵抗器238の比の利得が高ければ高いほど、Qが高くなる。図3および図4の状態可変フィルタのQは通常、音響応用例では0.5から2の範囲である。図4の回路のQは約0.67である。
【００５５】
状態可変フィルタの目的の1つは、中央帯域周波数信号が低周波数帯域および高周波数帯域の信号成分を含む位相から約180度ずれるように移相および利得増大を設定することである。減衰抵抗器どうしの比、増幅器および積分器の利得および断周波数は、所望のQおよび帯域が得られるように設定される。
【００５６】
また、加算増幅器212は、使用者が特定の回路および構成要素構成のための最終調整を施せるようにする低周波数帯域利得調整ポット226と高域周波数利得調整ポット228とを有する。加算増幅器212への調整可能な入力によって、使用者はVhp信号およびVlp信号の追加利得を得ることができる。
【００５７】
図3および図4の回路は、0Hzから20000Hzの範囲にわたる周波数空間における、入力プログラム信号の高周波数信号成分の、入力プログラム信号の低周波数信号成分に対する合計で360度の移相を得るように調整することができる。高周波数成分は、低周波数成分に対して360度に相当する利得を得る。
【００５８】
状態可変前置増幅器は、20Hzで約2.5msの時間遅れを得るように調整される時間遅れも与える。20Hz成分は、高周波数成分に対してリアルタイムで最大2.5msだけ物理的に遅延する。音響応用例の設計目的は、1987年1月20日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する「Robert C.Crooksの米国特許第4638258号」で教示されている。
【００５９】
再び図4を参照すると分かるように、リアクタンス・チャートを調べると、中央帯域増幅器240の断周波数が約2.24KHzであることが分かる。低域増幅器250の断周波数は、オクターブ当たり3dBで約10倍低い224Hzである。図4の回路のQは次識別子によって近似される。
Q=(R1+R2)/3R2=0.67
上式で、R1は抵抗器236であり、R2は抵抗器238である。
【００６０】
この回路をヒューリスティックに調べると、中央帯域増幅器240のより小さなキャパシタンスのリアクタンスを高くすることによって、この増幅器の利得が、低域増幅器250の利得よりも低い周波数でより高い値に設定されることが明らかである。中央帯域増幅器が単極フィルタであることも分かる。減衰抵抗器に帰還信号Vmpが与えられると、Qが中央周波数帯域に制御される。
【００６１】
一般に、帯域フィルタのQは帯域幅を中心周波数で除した値として定義される。図4の状態可変フィルタの設計は、[Frank P.Tedeschi著、「The Active Filter Handbook」、178ページから182ページ、Tab Books Inc of Blue Ridge Summit、Pa.、17214]で教示されているが、この文献では、出力を加算して、音響応用例の所望の要件を満たす所望の非平衡出力を形成することは示されていない。
【００６２】
図4の設計の目的は、約240Hzの第1の断周波数を有し、第1のブレークの約10倍の2.24KHzの第2の断周波数を有することである。低ブレークfcは次式によって確立される。
fc=1/2πRC2
上式で、RおよびCは、抵抗器254およびキャパシタ256の値である。高周波数ブレークは、次式によって設定される。
fc=1/2πRC1
上式で、RおよびC1の値は、抵抗器224およびキャパシタ246の値である。
【００６３】
Qが選択された後、R1とR2の比を数式から算出することができる。図4の場合、上記の文献から所望の利得帯域幅応答曲線がどのようなものであるかを知ることによってQの値として0.67を選択した。
【００６４】
米国特許第4638258号。SPICEなどのコンピュータ援用分析プログラムを使用して回路をモデル化した。前述の米国特許第4638258号の情報から断周波数を推定した。使用可能な構成要素に基づいて初期構成要素値を選択した。1つの値が分かった後にリアクタンス・チャートを使用して必要な残りの値を迅速に近似することができる。図の回路の初期目標は、中心周波数が700Hzになるように設計することであった。中心周波数では、回路の利得は約-1dBまたは1dB未満である。2つの調整ポット226および228によって、図の値を用いてVlpおよびVhpの利得を約15dBだけ調整することができる。
【００６５】
次いで、ポット226および228を使用して、従来のクロック（Crook）の特許の曲線に最もうまく合致するようにQを調整した。結果的に得られる回路の応答特性を従来の特許の曲線に合致させ、同じ移相、時間遅れ、周波数応答を生成するQおよびブレークポイントを選択した。抵抗器226および228は、利得が9になるように設定されているが、わずかに高い12の利得が好ましい。
【００６６】
状態可変フィルタの出力Vhp、Vmp、Vlpは、3つの独立状態変数を表す。3つの非平衡出力を加算し補償信号を得ることは、フィルタ回路60および図3の絶対値回路100による処理と組み合わされたときに新規のステップとみなされる。
【００６７】
前述の[Frank P.Tedeschi著、「The Active Filter Handbook」、178ページ〜182ページ]で提案された帯域および利得を調整する手順は、C1の値とC2の値を等しくなるように設定し、R1とR2の比を調整し、所望のQを得ることである。図4の回路では、Vhp信号およびVlp信号の加算増幅器利得制御によって利得および帯域を独立に制御することができる。
【００６８】
フィルタ回路および絶対値回路
図5は、電圧制御式増幅器68を使用するフィルタ回路60の好ましい態様を示す。このフィルタ回路は、端子22で補償信号を受け取り自動的にフィルタし端子62で出力端子を与えるように結合される。フィルタ入力増幅器64によって、修正済み補償信号が信号線66上で、図7に示した絶対値回路100の入力に与えられる。
【００６９】
フィルタ入力増幅器64の出力インピーダンスは、修正済み補償信号を電圧制御式増幅器68の入力に与えることもできるほど低い。フィルタ入力増幅器64は、入力抵抗器72を介して積分器70の出力から帰還信号も受け取る。積分器からの帰還信号が端子22での補償信号と比べて低速に変化することを理解されたい。したがって、絶対値チャネルに必要な修正済み補償信号は、補償信号を端子22から直接受け取るように結合された別のフィルタ入力増幅器(図示せず)から絶対値回路の入力で得ることができる。
【００７０】
別のフィルタ入力増幅器(図示せず)を使用する場合、おそらく抵抗器72からの帰還制御信号が省略される。別のフィルタ入力増幅器を使用する場合、図1は、想像線74の信号経路を使用するように修正され、同時に信号線66の信号経路が削除される。
【００７１】
しかし、図5に示したトポロジーは、十分に動作し、必要とする増幅器が1つ少ないので、好ましいと考えられる。この代替構成は設計代替策である。
【００７２】
図5の態様では、電圧制御式増幅器68は通常、「15 Strathmore Road,Natick,Mass,01760のTHAT Corporation,dbx OEM Products」から市販されている2150A電圧制御式増幅器である。2150Aは、圧縮を制御することができる他の回路と組み合わされコンパンダ機能を実行する。2150Aでは、他の回路がエキスパンダ機能を実行する必要がある。2150Aは、積分器回路70への供給信号を制御するに過ぎない。
【００７３】
THD TRIM調整(高調波ひずみ)可変抵抗器69は、U2 VCA 2150A内の2つの内部電流源の電流値をトリムするために使用される。この調整は、通常は高調波ひずみ分析器を使用することを必要とする工場調整である。THD TRIMを調整することによって、図5の回路を用いて0.02程度の高調波ひずみ値が得られている。
【００７４】
フィルタ入力増幅器64から積分器70の出力までの回路は、簡単な1次フィルタを備える。このフィルタは、移動することができ、VCA 2150A 68のピン3への制御信号によって制御される断周波数を有する。この断周波数は、ピン1とピン8との間に制御式抵抗を確立するように動作する電圧制御式増幅器68の有効抵抗によって有効に制御される。
【００７５】
フィルタ回路60は、制御信号に応答し、信号線76上の制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を低減させるように、フィルタ回路の帯域幅を自動的に調整する。フィルタ回路60の自動調整可能な帯域幅は、絶対値回路100からの信号線76上の制御信号に応答し、制御信号の値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を自動的に低減させ端子62で出力信号を得る。出力増幅器78は、積分器出力信号を緩衝してスケーリングし、端子62で出力信号を与える。
【００７６】
図6は、光電管80を、図5に示した半導体電圧制御式増幅器68で置き換えたフィルタ回路60の代替態様である。図6の代替態様は、図5の回路の性能と比べて雑音およびゆがみが低いという利点を有するが、現在の所、LED82を駆動するのに必要な電力が高くなり、光電管構成要素80の体積が大きくなるという犠牲を伴う。
【００７７】
図6の態様では、光電管80は、LED82からの光に応答する光従属抵抗器83である。LEDはそのアノードへの電流によって駆動される。調整可能な抵抗器89は、光電管どうしがそれほどうまく整合しないために2つのチャネルの平衡させるために二重チャネル・システムで使用される調整機構である。
【００７８】
全体的な利得は、フィードバック抵抗器87と入力抵抗器88の比によって約1になるように設定される。非反転第1段内の利得は約2である。その利得は、(R86+R85)/R86の比によって確立される。ある種の損失が積分器のために発生し、その結果、全体的な利得は1になる。
【００７９】
ダイオード内の電流が増加すると、ダイオードの輝度が増大し、そのため光抵抗器83の抵抗が低下する。電流と抵抗との間の関係は線形ではない。光電管を使用すると、信号が通過する素子の数が減少し、それによって信号上の雑音が低減する。
【００８０】
2150Aなど複雑な半導体電圧制御式増幅器は、多数のダイオードと、信号上の雑音を増大させる可能性がある場合によっては非線形な構成要素とを有する。光電管を使用すると、電圧制御式増幅器を用いた場合の可能性よりも雑音が15dB〜20dB低減すると考えられる。
【００８１】
図5のフィルタ入力増幅器64の機能は、図6のフィルタ入力増幅器84によって実行される。フィルタ入力増幅器84は、入力端子22で補償信号に利得＋2を与えるディバイダ抵抗器85および86の非反転帰還回路網を与える。図6の回路の全体的な利得は、図5の回路の場合と同様に約1であり、各利得は、それぞれ、抵抗器87や88などの帰還抵抗器と入力抵抗器の比によって制御される。積分器70の断周波数は、その帰還キャパシタの値と、フィルタ入力増幅器84の出力と積分器増幅器のピン6との間の等価抵抗によって制御される。
【００８２】
図5の半導体制御式増幅器68の場合、装置は、電流を積分器増幅器のピン6の仮想グラウンドに出力するよう指定される。この電流は、電圧制御式増幅器68のピン1および信号線76上の制御信号電圧への電流の従属変数である。電圧制御式増幅器のピン1への電流は、フィルタ入力増幅器64の出力電圧V1と抵抗器Rin90の関数である。正味結果はほぼIin=V1/Rinとして表される。したがって、V1=Rin*Iinである。また、電圧制御式増幅器からの電流、Io=K1*Iin*V2である。この場合、V2は制御電圧の値であり、K1は電圧制御式増幅器の利得である。V1/Ioは、フィルタ入力増幅器64の出力とピン6の仮想グラウンドとの間の抵抗器を表す比である。置換により、Iin*Rin/K1*In*V2=Rin/K1*V2=(1/V2)*Rin/K1＝フィルタ入力増幅器の出力とピン6での積分器の入力との間の抵抗である。この関係は、抵抗が信号線76上の制御電圧V2の値を増大させることによって低減することを示す。
【００８３】
光電管は、LED82からの光の値を増大させると、光感受性、即ち感光抵抗器83の値が低減するという同様な特性を有する。
【００８４】
図7は、信号線66上の修正済み補償信号に応答し、修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を信号線76上で与える絶対値回路100を示す。絶対値回路100は、キャパシタ102と抵抗器104とを備える入力dc絶縁およびリード回路網を有する。キャパシタ102と抵抗器104の組合せによって確立されるような大部分のフィルタリング・ブレークポイントは、最も優れた音声を生成する値を求めるように経験的な実験によって確立されている。
【００８５】
絶対値回路入力増幅器108上の「しきい値」制御可変抵抗器106は、振幅が低く周波数が高い入力信号に適応するように調整される。絶対値回路入力増幅器は高域増幅器であり、信号線66から修正済み補償信号を受け取り出力端子109で第1の増幅信号を与えるように結合されている。
【００８６】
可変抵抗器106の「しきい値」制御調整は、高周波数情報をある程度のヒスまたは雑音と共に得るために使用者によって行われる妥協策である。入力キャパシタ102および抵抗器104は、低周波数で利得を低減させる場合に支配的である。高周波数では、抵抗器104と可変抵抗器106とキャパシタ110の組合せによって形成される極は、入力増幅器の利得を平坦化し、可変抵抗器106によって制御される利得を有する高域増幅器を形成するブレークまたは極を導入する。
【００８７】
図の入力増幅器108の電位利得は25である。利得は、使用者が出力端子122でピーク検出回路120の出力を受け入れられるレベルまで調整できるようにするのに十分なものではなければならない。
【００８８】
入力増幅器108の出力109からピーク検出器120の入力までの回路は、出力109で第1の増幅信号に応答し、絶対値出力端子114で絶対値信号を与える絶対値回路を備える。ピーク検出回路120は、絶対値回路の後に続き、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を与える。
【００８９】
能動フィルタ116は低域フィルタおよびバイアス回路であり、端子122でピーク絶対値信号に応答して信号線76に制御信号を与える。能動フィルタ116は加算増幅器でもあり、可変抵抗器118を介したBIAS ADJの調整によってLEDを初期輝度にするか、または電圧制御式増幅器をその能動レンジにする。
【００９０】
本発明の増幅器の単一チャネル・バージョンでは、能動フィルタ116の出力は、システムへの入力信号が所定の振幅レベルを超えたときに、フィルタ・チャネルが広がり、フィルタ・チャネルのブレークポイントの周波数がその上限に達するような基準点に調整される。
【００９１】
可変抵抗器118は、信号線76上の制御信号にdcバイアス・レベルを追加するdcバイアス調整制御機構である。BIAS ADJ調整機構118によって、使用者は、フィルタをどこへ移動するか、ならびにフィルタがどの信号レベルで移動を開始するかについて制御することができる。たとえば、端子22に補償信号として10mVの1000サイクル情報がある場合、使用者は、BIAS ADJ制御機構を使用して、1000サイクルから始まり、周波数が徐≠ノ増加し、6dB/オクターブ・ロールオフが経験されるようにフィルタを調整することができる。
【００９２】
信号が10mVから40mVへ増加する場合、フィルタが開き、振幅のより大きな信号が、存在する低レベル雑音をカバーまたはマスクするために、約20Hz〜20KHzのあらゆるものがロールオフせずに通過できるようにする。システム内の雑音は、より高い周波数範囲のより高いレベルの音響によってマスクされるので聞こえない。信号レベルが低下するにつれて、フィルタの断周波数が低減し、使用者によって最初にヒスまたは雑音が検出された高周波数が減衰する。
【００９３】
前述の態様は、本発明の原則を例示するものとして与えられており、本発明者の教示によって可能な態様のみを定義するものではない。本発明は、示した特定の態様だけでなく、下記の特許請求の範囲の範囲内の他の態様も包含するとみなされるべきである。
【００９４】
【発明の効果】
本発明により、低域チャネルと高域チャネルと反転中央チャネルとを有する3チャネル前置増幅器の機能を備える前置増幅器として働く状態可変帯域フィルタと組み合わされる増幅器回路が提供された。また、本発明により、中央帯域周波数信号が低周波数帯域および高周波数帯域内の信号成分に対して位相が180度ずれるように移相および利得増大が設定された。また、本発明により、高周波数補正チャネルと低周波数補正チャネルと中央チャネルと自動調整手段と加算回路とを使用する前置増幅器の代替態様が提供された。また、本発明により、フィルタ回路から修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器を有する絶対値回路の態様が提供された。また、さらに本発明により、補償信号と積分器出力信号を加算するための入力増幅器を有し、かつ絶対値回路の入力および電圧制御式増幅器の入力に修正済み補償信号を与えるフィルタ回路の態様が提供された。
【図面の簡単な説明】
【図１】フィルタ回路および絶対値回路を組み合わされた、高信号成分と中央信号成分とを平衡させる自動利得制御回路を含む3チャネル前置増幅器を示す増幅器回路のブロック図である。
【図２】高信号成分と中央信号成分とを平衡させる自動利得制御回路を含む3チャネル前置増幅器を示す詳細な概略図である。
【図３】想像ボックス内の状態可変前置増幅器を使用する増幅器の好ましい態様を示す図である。
【図４】高域信号成分および低域信号成分を調整する手動利得制御回路を含む代替前置増幅器として使用できる状態可変能動フィルタを示す概略図である。
【図５】制御信号に応答して低周波数信号の振幅を圧縮する半導体電圧制御式増幅器を使用し、前置増幅器からの補償信号に応答する単一段フィルタ回路の第1の態様の概略図である。
【図６】光電管を使用して雑音および歪みを著しく低減させ、低周波数信号の振幅を圧縮する単一段フィルタ回路の代替態様の概略図である。
【図７】修正済み補償信号の振幅を連続的に監視し、修正済み補償信号の時間依存ピーク平均値を表す制御信号をフィルタ回路に与え、フィルタ回路の帯域幅を連続的に調整し制御できるようにする絶対値回路の概略図である。
【符号の説明】
１ ピン
３ ピン
６ ピン
８ ピン
１０ 増幅器（増幅器回路）
１２ 端子
１４ 電力増幅器
１６ スピーカ
２０ 前置増幅器（ブロック）
２２ 端子
２４ ブロック
２６ 入力増幅器
２８ 反転増幅器
３０ 加算増幅器
３２ 想像ブロック
３４ J-FET
３６ 抵抗器
４０ 想像ブロック
４２ 信号線
４４ 信号線
４６ 負出力絶対回路
４８ 正出力絶対回路
５０ ディバイダ
５２ ディバイダ
５４ 平衡調整機構
５６ 制御加算増幅器
６０ フィルタ回路
６２ 端子
６４ フィルタ入力増幅器
６６ 信号線
６８ 制御式増幅器
６９ 可変抵抗器
７０ 積分器（積分器回路）
７２ 抵抗器
７６ 信号線
７８ 出力増幅器
８０ 光電管（光電管構成要素）
８２ LED
８３ 光抵抗器（光従属抵抗器、感光抵抗器）
８４ フィルタ入力増幅器
８５ ディバイダ抵抗器
８６ ディバイダ抵抗器
８７ 抵抗器
８８ 抵抗器
８９ 抵抗器
９０ 抵抗器Rin
１００ 絶対値回路
１０２ キャパシタ
１０４ 抵抗器
１０６ 可変抵抗器
１０８ 入力増幅器
１０９ 出力端子
１１０ キャパシタ
１１６ 能動フィルタ
１１８ BIAS ADJ調整機構（可変抵抗器）
１２０ ピーク検出器（ピーク検出回路）
１２２ 端子
２１０ 状態可変フィルタ
２１２ 加算増幅器
２１４ 信号線
２１５ 信号線
２１６ 減衰入力
２１８ 信号線
２２０ 高域入力
２２２ 中央（帯域）入力
２２４ 低域（信号）入力
２２６ ポット（抵抗器）
２２８ ポット（抵抗器）
２２９ 演算増幅器
２３０ 増幅器（想像ブロック）
２３４ 入力
２３６ 抵抗器
２３７ 増幅器
２３８ 抵抗器
２４０ 積分器（想像ブロック）
２４２ 積分器出力
２４６ キャパシタ
２５０ 増幅器（想像ブロック）
２５２ 積分器出力端子
２５４ 抵抗器
２５６ キャパシタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子増幅器の分野に関し、特に、音響娯楽システムで使用されるような信号圧縮および伸長のための信号条件付け回路の分野に関する。
【０００２】
【従来の技術】
信号圧縮の一例として、テープ・デッキ上の磁気テープのダイナミック・レンジは約60dBに過ぎない。信号源は、ダイナミック・レンジが約80dBの信号をテープに供給することができる。ソース材料の信号レベルが、最大の信号がクリップされないように調整される場合、結果として得られる録音は、非常に弱く、場合によっては再生時に聞き取れないパッセージを有する。再生時に弱いパッセージを聞き取れるようにするには、出力レベルを、テープ上の録音媒体のノイズ・フロアの再生を開始することのできるレベルに増大させる必要がある。
【０００３】
圧縮器回路は、より大きな振幅信号を減衰させ、より低い振幅信号を減衰させないことによって80dBソース信号範囲を約40dBに圧縮するために使用されることがある。その場合、信号源出力信号振幅は、信号源からの40dB信号範囲の最大値を、レコーダ内のテープの60dB信号範囲の最大値に合致するレベルにするように調整される。それによって、テープ上の信号範囲は、クリッピングなしのテープのダイナミック・レンジの最大値40dBとの間のレベルに位置決めされ、雑音を含むが、主として信号情報を含まない残りの20dBの信号ダイナミック・レンジが残る。
【０００４】
大振幅低周波数信号の振幅は、通常は高周波数情報であるバーストまたは瞬間遷移と共に圧縮される。コンプレッサは、より振幅の大きな信号のみを減衰させ、より振幅の低い信号に影響を与えないように機能すると考えられる。変化の範囲が大きければ大きいほど、減衰が大きくなる。
【０００５】
この一部継続出願の親出願は、中央周波数チャネルと高周波数チャネルを自動的に平衡させるマルチチャネル前置増幅器を教示した。その場合、前置増幅器出力信号は、前置増幅器出力信号振幅の関数として自動帯域幅伸長および圧縮を受けた。本出願の発明は、部品数を減少させるために状態変数帯域能動フィルタを前置増幅器として使用する。したがって、この発明は、簡略化コンパンダとして機能し、前置増幅器として動作する状態可変帯域能動フィルタと組み合わされたコンプレッサとエキスパンダの両方の特徴を有する。
【０００６】
1974年1月29日に発行されたD.E.ブラックマール（Blackmeer）の米国特許第3789143号は、入力で受け取った音響信号のRMS値に比例する利得制御が導かれる回路を示す「Compander With Control Signal Logarithmically Related To The Instantaneous RMS Value Of The Input Signal」を教示している。この回路のトポロジーは、より振幅の低い信号を受け取ったことに応答して増幅器の帯域幅を低減させる帯域幅敏感機能を含まないと考えられ、また、前置増幅器で処理している信号の中央周波数範囲の振幅と高周波数範囲の振幅を自動的に平衡させることを特徴とする適当な前置増幅器と組み合わされた回路も示していない。
【０００７】
関連する従来技術として、共にロバート（Robert）C.クロックス（Crooks）に発行され、1984年11月13日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4482866号と1987年1月20日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4638258号がある。これらの特許は共に、共通出願人である「Barcus-Berry Electronics,Inc.Huntington Beach,California」を有し、本出願人である「Huntington Beach,CaliforniaのBBE Sound」によっても所有されている。第866号特許と第258号特許は、請求されている組合せ発明の前置増幅器として使用できる回路トポロジーを示す。しかし、第258号特許内の図8および9の回路トポロジーは好ましいトポロジーである。前述の文献のうちで、フィルタ・チャネル、または前置増幅器として動作する簡略化状態変化帯域能動フィルタと組み合わされた絶対値回路の請求されている要素を示す、または教示しているものはない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の第1の目的は、低域チャネルと高域チャネルと反転中央チャネルとを有する3チャネル前置増幅器の機能を備える前置増幅器として働く状態可変帯域フィルタと組み合わされる増幅器回路を提供することである。
【０００９】
第二のチャネルは、修正済みの補償信号に応答し、かつ修正済みの補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路である。
【００１０】
状態可変フィルタの第2の目的は、中央帯域周波数信号が低周波数帯域および高周波数帯域内の信号成分に対して位相が180度ずれるように移相および利得増大を設定することである。
【００１１】
本発明の第3の目的は、高周波数補正チャネルと、低周波数補正チャネルと、
中央チャネルと、自動調整手段と、加算回路とを使用する前置増幅器の代替態様を提供することである。
【００１２】
高周波数補正チャネル、低周波数補正チャネルおよび中央チャネルはそれぞれ、レコード・プレーヤやテープ・プレーヤなどの音源からのプログラム信号と呼ばれる入力信号を受け取る。
【００１３】
高周波数補正チャネルは高周波数補償信号を与え、低周波数補正チャネルは低周波数補償信号を与え、中央チャネルは中央信号を与える。自動調整手段は、高周波数補償信号と中央信号との間の平衡を自動的に調整する。加算回路は、高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央信号とを加算し補償信号を与える。好ましい態様では、中央チャネルは反転増幅器を有する。
【００１４】
本発明の第4の目的は、フィルタ回路から修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器を有する絶対値回路の態様を提供することである。高域増幅器は、修正済み補償信号を増幅し、その出力、すなわち第1の増幅信号を絶対値整流器回路の入力に結合する。絶対値整流器回路は、第1の増幅信号を整流し絶対値信号を与える。ピーク検出回路は、この絶対値信号を受け取りピーク絶対値信号を与える。低域フィルタバイアス回路は、このピーク絶対値信号を受け取りフィルタ・チャネルに制御信号を与える。低域フィルタ・バイアス回路は、制御信号にdcバイアス・レベルを加えるdcバイアス調整制御機構を有する。
【００１５】
本発明の第5の目的は、補償信号と積分器出力信号を加算するための入力増幅器を有し、かつ絶対値回路の入力および電圧制御式増幅器の入力に修正済み補償信号を与えるフィルタ回路の態様を提供することである。電圧制御式増幅器は、制御電圧を受け取るように結合された第2の入力を有する。電圧制御増幅器は、積分器回路の入力に積分器入力信号電流を与える。
【００１６】
積分器回路は、積分器入力信号電流を積分し積分器出力信号を与える。低域能動フィルタは、この積分器出力信号を受け取り出力信号を与える。
【００１７】
フィルタ回路の代替態様では、補償信号と積分器出力信号を加算する入力増幅器は、感光抵抗器と、絶対値回路の出力からの制御信号によって駆動される発光ダイオードとを有する光電管に修正済み補償信号を与える。感光抵抗器は、発光ダイオードからの光に応答し、修正済み補償信号を積分器入力信号になるように修正する。感光抵抗器は、この積分器入力信号を積分器入力に結合する。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る増幅器回路においては、（1）補償信号を提供するために高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有するプログラム入力信号に応答し、かつ高信号成分および中央信号成分を平衡させ加算する利得制御回路を有する状態可変前置増幅器と、補償信号および制御信号を受け取り修正済み補償信号および出力信号を提供するように結合され、調整可能な帯域幅を有し、制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を低減するようにフィルタ回路の帯域幅を自動的に調整するために制御信号に応答するフィルタ回路と、修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路とを含む増幅器回路であることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（2）さらに、プログラム入力信号に応答して高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを提供する状態可変帯域能動フィルタ、および高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを加算して補償信号を提供する加算回路を含む（1）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（3）中央信号成分が高周波数信号成分および低周波数信号成分に対して位相が反転される（2）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（4）絶対値回路がさらに、第1の増幅信号を提供するために修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器と、第1の増幅信号に応答して絶対値信号を提供する絶対値回路と、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を提供するピーク検出回路と、ピーク絶対値信号に応答して制御信号を提供する低域フィルタおよびバイアス回路とを含む（1）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明に係る絶対値回路においては、（5）高域増幅器がさらに利得調整機構を含む（4）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００２３】
また、本発明に係る絶対値回路においては、（6）制御信号にdcバイアスレベルを加えるために低域フィルタおよびバイアス回路がさらにdcバイアス調整制御機構を含む（4）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００２４】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（7）フィルタ回路がさらに、補償信号と積分出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器と、積分器入力信号電流を提供するために修正済み補償信号と制御電圧に応答する入力を有する電圧制御式増幅器と、積分器入力信号電流を受け取るように結合された入力を有し、かつ積分器入力信号を積分し積分器出力信号を提供する積分器回路と、積分器出力信号に応答して出力信号を提供する低域能動フィルタとを含む（1）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２５】
また、本発明に係るフィルタ回路においては、（8）さらに、補償信号と積分出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器、ならびに修正済み補償信号を積分器入力信号電流になるようにさらに修正し、かつ積分器入力信号電流を積分器入力に結合するために発光ダイオードからの光に応答する感光抵抗器と、発光ダイオードと、積分器入力信号電流を受け取るように結合された積分器入力を有し、かつ積分器入力信号電流を積分し積分器出力信号を提供する積分器回路とを含む光電管、ならびに積分器出力信号に応答して出力信号を提供する低域能動フィルタを含む（1）に記載のフィルタ回路であることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（9）可能な高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有するプログラム入力信号に応答し、かつ高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを含む補償信号を提供する状態可変フィルタを有し、かつ低周波数信号成分と高周波数信号成分と中央周波数信号成分とを平衡させ加算する手段を有する前置増幅器、ならびに補償信号を受け取り自動的にフィルタし出力信号と修正済み補償信号を提供するように結合され自動的に調整できる帯域幅を有し、かつ制御信号の値が低減したことに応答してフィルタ回路自体の帯域幅を自動的に低減させ出力信号を得るために制御信号に応答し、かつ補償信号と積分器出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器を有するフィルタ回路、ならびに修正済み補償信号を積分器入力信号になるようにさらに修正し、かつ積分器入力信号を積分器入力に結合するため発光ダイオードからの光に応答する感光抵抗器と、発光ダイオードとを有する光電管、ならびに感光抵抗器自体の抵抗が制御電圧の低下に応答して増大する感光抵抗器を照明するため、制御電圧に応答する発光ダイオード、ならびに修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路を含む増幅器回路であることを特徴とする。
【００２７】
また、本発明に係る増幅器回路においては、（10）補償信号を提供する前置増幅器の状態可変フィルタがさらに、プログラム信号に応答して高周波数補償信号を提供する第1の増幅器段と、第1の増幅器段の出力に応答して中央補償信号を提供する第2の増幅器段と、第2の増幅器段の出力に応答して低補償信号を提供する第3の増幅器段と、高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央周波数補償信号とを加算し補償信号を提供する加算回路とを含む（9）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２８】
また、本発明に係る増幅器回路において、（11）補償信号を提供する前置増幅器の状態可変フィルタがさらに高周波数補償信号と中央信号との間の平衡を調整する調整手段を含む（18）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００２９】
また、本発明に係る増幅器回路において、（12）中央補償信号が高周波数補償信号および低周波数補償信号とは異なる位相を有する（10）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３０】
また、本発明に係る増幅器回路において、（13）絶対値回路がさらに、第1の増幅信号を提供するために修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器と、第1の増幅信号に応答して絶対値信号を提供する絶対値回路と、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を提供するピーク検出回路と、ピーク絶対値信号に応答して制御信号を提供する低域フィルタおよびバイアス回路とを含む（10）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３１】
また、本発明に係る絶対値回路において、（14）高域増幅器がさらに利得調整機構を含む（13）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００３２】
また、本発明に係る絶対値回路において、（15）低域フィルタおよびバイアス回路がさらに制御信号にdcバイアスレベルを加えるdcバイアス調整制御機構を含む（13）に記載の絶対値回路であることを特徴とする。
【００３３】
また、本発明に係る増幅器回路において、（16）高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有する場合があるプログラム入力信号に応答し、ならびに高周波数補償信号成分と低周波数補償信号成分と中央周波数補償信号成分とを含む補償信号を出力で提供する状態可変フィルタを有し、ならびにプログラム信号に応答して高周波数補償信号を提供する第1の増幅器段、および第1の増幅器段の出力に応答して中央補償信号を提供する第2の増幅器段、および第2の増幅器段の出力に応答して低補償信号を提供する第3の増幅器段、および高周波数補償信号と中央信号と低周波数補償信号との間の平衡を調整する調整手段、および高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央補償信号とを加算し補償信号を提供する加算回路、および補償信号に応答して可聴音声を提供する補償信号に応答するスピーカ増幅器手段を有する前置増幅器を含む増幅器回路であることを特徴とする。
【００３４】
また、本発明に係る増幅器回路において、（17）中央信号成分が高周波数信号成分および低周波数信号成分に対して反転された位相を有する（16）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３５】
また、本発明に係る増幅器回路において、（18）補償信号および制御信号を受け取り修正済み補償信号および出力信号を提供するように結合され、かつ調整可能な帯域幅を有し、かつ制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路自体の帯域幅を低減するようにフィルタ回路の帯域幅を自動的に調整するために制御信号に応答するフィルタ回路と、修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路とをさらに含む（16）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３６】
また、本発明に係る増幅器回路において、（19）前置増幅器がさらに、反転入力および非反転入力を有する第一の増幅器段と、反転入力に結合されたプログラム信号と、中央補償信号に応答し、かつ第1の増幅器の非反転入力に中央補償信号の一部を提供する出力を有する抵抗器ディバイダ回路網とを含む（16）に記載の増幅器回路であることを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図1は、テープ・レコーダまたはテープ・デッキからの低レベル音響信号や、ディジタル信号源(図示せず)からのディジタル・アナログ変換器後の複合アナログ信号などのプログラム入力信号を入力端子12で受け取るように結合された増幅器回路10のブロック図である。増幅器10は通常、スピーカ16に駆動信号を与える電力増幅器14に条件付け出力信号を与えるために使用される。
【００３８】
本発明の増幅器は、前置増幅器20と、フィルタ回路60と、絶対値回路100とを有する。次に、それらの個別の機能および特徴について、図1および3のブロック図ならびに図2および図4〜7の詳細な概略図に関連して説明する。
【００３９】
ブロック20は、端子12のプログラム入力信号に応答する前置増幅器を表す。この信号は通常、30Hzから20KHzの範囲の高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有する連続的に変化する複合信号である。図1のブロック図に示し、図2の概略図に詳しく示した前置増幅器20の第1の態様は、3チャネル増幅器である。本発明の好ましい態様は、この3チャネル前置増幅器20を状態可変フィルタ回路210で置き換えたものである。図3は、この置換を示す。図4は、図3の状態可変フィルタ前置増幅器210の詳細な概略図である。前置増幅器20または210は、前置増幅器出力端子22で高度に補償された信号を与える。
【００４０】
図1および2の前置増幅器は、図1ではブロック24で表され、図2では想像ブロック24内に実質的に詳しく示された自動利得制御回路を有する。自動利得制御回路の特徴およびこの制御機能の利点は、米国特許第4482866号の23列30行以下に記載されている。
【００４１】
1984年11月13日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4482866号と1987年1月20日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する米国特許第4638258号は、1995年1月24日にS/N008/377903として出願され、1966年4月23日に米国特許第5510752号として発行され、共通の発明者および出願人を有する「A LOW INPUT SIGNAL BANDWIDTH COMPRESSOR AND AMPLIFIER CONTROL CIRCUIT」に関する親特許の内容と共に、引用によって本明細書に組み込まれる。
【００４２】
図2を参照すると分かるように、3チャネル前置増幅器入力増幅器26は、入力源との間でインピーダンス整合および緩衝を行う。反転増幅器28は、1利得を有する増幅器として示されており、入力増幅器26の出力から緩衝入力信号を受け取り、加算増幅器30の入力に反転中央信号を与える。
【００４３】
入力増幅器26はまた、想像ブロック32内の高域受動フィルタ回路で表された高域チャネルに緩衝入力信号を与える。高域フィルタの出力は、抵抗器36とJ-FET34とで形成されたディバイダに出力を与え、J-FETのゲートは、ブロック24で表された自動利得制御回路によって制御される。自動利得制御回路は、想像ブロック32の回路が有する2500〜20000の範囲の高周波数信号成分を平衡させ、反転増幅器28によって200〜2500の範囲の中央周波数成分が出力される。
【００４４】
想像ブロック40は、30Hz〜200Hzの範囲の信号成分を処理する低域チャネルを備える2極受動回路網を含む。想像ブロック24内の自動利得制御回路は、高周波数チャネルの出力からの高周波数信号成分を信号線42上で検知し、中央反転増幅器28の出力からの中央信号成分を信号線44を介して検知する。
【００４５】
高周波数チャネル信号成分は、サンプルされた高周波数信号成分の振幅を増大させるネガティブ・ゴーイング出力制御信号を与える負出力絶対回路46へ送られる。 中央チャネル中央信号成分は、サンプルされた中央周波数信号成分の振幅を増大させるポジティブ・ゴーイング出力制御信号を与える正出力絶対回路48へ送られる。
【００４６】
ネガティブ・ゴーイング出力制御信号は、ディバイダ50によって調整され、ポジティブ・ゴーイング出力制御信号は、ディバイダ52によって調整される。組み合わされた制御信号が、制御加算増幅器56による加算時に平衡調整機構54によって平衡化され、ゲート制御信号がJ-FET34のゲートに与えられ、高周波数チャネル信号成分の振幅が増減され、このような成分と中央チャネル周波数成分の振幅との平衡が維持される。前置増幅器加算増幅器30は、平衡化された高周波数信号成分および中央周波数信号成分と低周波数信号成分との和を求め、端子22で補償信号を与える。
【００４７】
図1および図2の回路に対して、図3は、想像ボックス210内の状態可変前置増幅器を使用する増幅器10の好ましい態様を示す。図2の3チャネル態様と比べて部品数および複雑さが低減していることは明らかである。
【００４８】
図3および図4を参照すると分かるように、想像ブロック内の状態可変フィルタ210は、信号線214上の低域信号Vlp(低補償信号)と信号線215上の中央帯域信号Vmp(中央補償信号)と、信号線218上の高域信号Vhp(高周波数補償信号)とを含む3帯域信号を、加算増幅器212のそれぞれの入力に与えるプログラム入力信号を端子12で処理する。
【００４９】
加算増幅器212は、演算増幅器229を使用し、低域入力224、中央入力222、高域入力220でのそれぞれのVlp信号、Vmp信号、Vhp信号の和を求め、補償信号を出力端子22で、図1および3に示したフィルタ回路60に与え、あるいは電力増幅器14などの電力増幅器手段に直接与え、スピーカ16を駆動する。
【００５０】
それによって、状態可変フィルタ210と加算増幅器212の組合せは、図1および図2の代替態様の3チャネル前置増幅器の機能的で低コストの等価物を形成する。加算増幅器212は、図1および図2の加算増幅器の機能と同様な機能を備える。
【００５１】
再び、図3および図4を参照すると分かるように、想像ブロック230は、入力加算および減衰増幅器回路を表す。端子12のプログラム入力信号と信号線214上の低域信号Vlpは、増幅器237の反転入力へ送られる。中央帯域幅信号Vmpの一部は、減衰させるために増幅器237の非反転入力へ送られる。増幅器237のこの結果得られる出力、すなわち高域信号Vhpは、反転および積分のために想像ブロック240内に示した第1の積分器の負の入力へ送られ、信号線218上の加算増幅器高域入力220へ送られる。
【００５２】
第1の積分器240は、Vhp信号を積分し、第1の積分器出力242で中央帯域信号Vmpを与える。中央帯域信号Vmpは、入力加算および減衰増幅器回路230の減衰入力216へ送られ、信号線215上の中央加算増幅器中央帯域入力222へ送られる。
【００５３】
想像ブロック250は、信号線215上の中央帯域信号Vmpに応答し、第2の積分器出力端子252の低域信号Vlpを信号線214を介して加算増幅器低域信号入力224に与える第2の積分器を表す。低域信号Vlpは、入力加算および減衰増幅器回路230の第2の入力234へも送られる。
【００５４】
入力加算増幅器230の減衰回路は、減衰入力216で中央帯域信号を受け取るように接続された第1の端子を有する入力抵抗器236を備える。抵抗器236の第2の端子は、抵抗器238の第1の端子に結合され、演算増幅器237の非反転入力に結合される。抵抗器238の第2の端子は、基準グラウンドに結合される。抵抗器236と抵抗器238の比は、状態可変フィルタの「Q」を確立する。抵抗器266と抵抗器238の比の利得が高ければ高いほど、Qが高くなる。図3および図4の状態可変フィルタのQは通常、音響応用例では0.5から2の範囲である。図4の回路のQは約0.67である。
【００５５】
状態可変フィルタの目的の1つは、中央帯域周波数信号が低周波数帯域および高周波数帯域の信号成分を含む位相から約180度ずれるように移相および利得増大を設定することである。減衰抵抗器どうしの比、増幅器および積分器の利得および断周波数は、所望のQおよび帯域が得られるように設定される。
【００５６】
また、加算増幅器212は、使用者が特定の回路および構成要素構成のための最終調整を施せるようにする低周波数帯域利得調整ポット226と高域周波数利得調整ポット228とを有する。加算増幅器212への調整可能な入力によって、使用者はVhp信号およびVlp信号の追加利得を得ることができる。
【００５７】
図3および図4の回路は、0Hzから20000Hzの範囲にわたる周波数空間における、入力プログラム信号の高周波数信号成分の、入力プログラム信号の低周波数信号成分に対する合計で360度の移相を得るように調整することができる。高周波数成分は、低周波数成分に対して360度に相当する利得を得る。
【００５８】
状態可変前置増幅器は、20Hzで約2.5msの時間遅れを得るように調整される時間遅れも与える。20Hz成分は、高周波数成分に対してリアルタイムで最大2.5msだけ物理的に遅延する。音響応用例の設計目的は、1987年1月20日に発行された「Reference Load Amplifier Correction System」に関する「Robert C.Crooksの米国特許第4638258号」で教示されている。
【００５９】
再び図4を参照すると分かるように、リアクタンス・チャートを調べると、中央帯域増幅器240の断周波数が約2.24KHzであることが分かる。低域増幅器250の断周波数は、オクターブ当たり3dBで約10倍低い224Hzである。図4の回路のQは次識別子によって近似される。
Q=(R1+R2)/3R2=0.67
上式で、R1は抵抗器236であり、R2は抵抗器238である。
【００６０】
この回路をヒューリスティックに調べると、中央帯域増幅器240のより小さなキャパシタンスのリアクタンスを高くすることによって、この増幅器の利得が、低域増幅器250の利得よりも低い周波数でより高い値に設定されることが明らかである。中央帯域増幅器が単極フィルタであることも分かる。減衰抵抗器に帰還信号Vmpが与えられると、Qが中央周波数帯域に制御される。
【００６１】
一般に、帯域フィルタのQは帯域幅を中心周波数で除した値として定義される。図4の状態可変フィルタの設計は、[Frank P.Tedeschi著、「The Active Filter Handbook」、178ページから182ページ、Tab Books Inc of Blue Ridge Summit、Pa.、17214]で教示されているが、この文献では、出力を加算して、音響応用例の所望の要件を満たす所望の非平衡出力を形成することは示されていない。
【００６２】
図4の設計の目的は、約240Hzの第1の断周波数を有し、第1のブレークの約10倍の2.24KHzの第2の断周波数を有することである。低ブレークfcは次式によって確立される。
fc=1/2πRC2
上式で、RおよびCは、抵抗器254およびキャパシタ256の値である。高周波数ブレークは、次式によって設定される。
fc=1/2πRC1
上式で、RおよびC1の値は、抵抗器224およびキャパシタ246の値である。
【００６３】
Qが選択された後、R1とR2の比を数式から算出することができる。図4の場合、上記の文献から所望の利得帯域幅応答曲線がどのようなものであるかを知ることによってQの値として0.67を選択した。
【００６４】
米国特許第4638258号。SPICEなどのコンピュータ援用分析プログラムを使用して回路をモデル化した。前述の米国特許第4638258号の情報から断周波数を推定した。使用可能な構成要素に基づいて初期構成要素値を選択した。1つの値が分かった後にリアクタンス・チャートを使用して必要な残りの値を迅速に近似することができる。図の回路の初期目標は、中心周波数が700Hzになるように設計することであった。中心周波数では、回路の利得は約-1dBまたは1dB未満である。2つの調整ポット226および228によって、図の値を用いてVlpおよびVhpの利得を約15dBだけ調整することができる。
【００６５】
次いで、ポット226および228を使用して、従来のクロック（Crook）の特許の曲線に最もうまく合致するようにQを調整した。結果的に得られる回路の応答特性を従来の特許の曲線に合致させ、同じ移相、時間遅れ、周波数応答を生成するQおよびブレークポイントを選択した。抵抗器226および228は、利得が9になるように設定されているが、わずかに高い12の利得が好ましい。
【００６６】
状態可変フィルタの出力Vhp、Vmp、Vlpは、3つの独立状態変数を表す。3つの非平衡出力を加算し補償信号を得ることは、フィルタ回路60および図3の絶対値回路100による処理と組み合わされたときに新規のステップとみなされる。
【００６７】
前述の[Frank P.Tedeschi著、「The Active Filter Handbook」、178ページ〜182ページ]で提案された帯域および利得を調整する手順は、C1の値とC2の値を等しくなるように設定し、R1とR2の比を調整し、所望のQを得ることである。図4の回路では、Vhp信号およびVlp信号の加算増幅器利得制御によって利得および帯域を独立に制御することができる。
【００６８】
フィルタ回路および絶対値回路
図5は、電圧制御式増幅器68を使用するフィルタ回路60の好ましい態様を示す。このフィルタ回路は、端子22で補償信号を受け取り自動的にフィルタし端子62で出力端子を与えるように結合される。フィルタ入力増幅器64によって、修正済み補償信号が信号線66上で、図7に示した絶対値回路100の入力に与えられる。
【００６９】
フィルタ入力増幅器64の出力インピーダンスは、修正済み補償信号を電圧制御式増幅器68の入力に与えることもできるほど低い。フィルタ入力増幅器64は、入力抵抗器72を介して積分器70の出力から帰還信号も受け取る。積分器からの帰還信号が端子22での補償信号と比べて低速に変化することを理解されたい。したがって、絶対値チャネルに必要な修正済み補償信号は、補償信号を端子22から直接受け取るように結合された別のフィルタ入力増幅器(図示せず)から絶対値回路の入力で得ることができる。
【００７０】
別のフィルタ入力増幅器(図示せず)を使用する場合、おそらく抵抗器72からの帰還制御信号が省略される。別のフィルタ入力増幅器を使用する場合、図1は、想像線74の信号経路を使用するように修正され、同時に信号線66の信号経路が削除される。
【００７１】
しかし、図5に示したトポロジーは、十分に動作し、必要とする増幅器が1つ少ないので、好ましいと考えられる。この代替構成は設計代替策である。
【００７２】
図5の態様では、電圧制御式増幅器68は通常、「15 Strathmore Road,Natick,Mass,01760のTHAT Corporation,dbx OEM Products」から市販されている2150A電圧制御式増幅器である。2150Aは、圧縮を制御することができる他の回路と組み合わされコンパンダ機能を実行する。2150Aでは、他の回路がエキスパンダ機能を実行する必要がある。2150Aは、積分器回路70への供給信号を制御するに過ぎない。
【００７３】
THD TRIM調整(高調波ひずみ)可変抵抗器69は、U2 VCA 2150A内の2つの内部電流源の電流値をトリムするために使用される。この調整は、通常は高調波ひずみ分析器を使用することを必要とする工場調整である。THD TRIMを調整することによって、図5の回路を用いて0.02程度の高調波ひずみ値が得られている。
【００７４】
フィルタ入力増幅器64から積分器70の出力までの回路は、簡単な1次フィルタを備える。このフィルタは、移動することができ、VCA 2150A 68のピン3への制御信号によって制御される断周波数を有する。この断周波数は、ピン1とピン8との間に制御式抵抗を確立するように動作する電圧制御式増幅器68の有効抵抗によって有効に制御される。
【００７５】
フィルタ回路60は、制御信号に応答し、信号線76上の制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を低減させるように、フィルタ回路の帯域幅を自動的に調整する。フィルタ回路60の自動調整可能な帯域幅は、絶対値回路100からの信号線76上の制御信号に応答し、制御信号の値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を自動的に低減させ端子62で出力信号を得る。出力増幅器78は、積分器出力信号を緩衝してスケーリングし、端子62で出力信号を与える。
【００７６】
図6は、光電管80を、図5に示した半導体電圧制御式増幅器68で置き換えたフィルタ回路60の代替態様である。図6の代替態様は、図5の回路の性能と比べて雑音およびゆがみが低いという利点を有するが、現在の所、LED82を駆動するのに必要な電力が高くなり、光電管構成要素80の体積が大きくなるという犠牲を伴う。
【００７７】
図6の態様では、光電管80は、LED82からの光に応答する光従属抵抗器83である。LEDはそのアノードへの電流によって駆動される。調整可能な抵抗器89は、光電管どうしがそれほどうまく整合しないために2つのチャネルの平衡させるために二重チャネル・システムで使用される調整機構である。
【００７８】
全体的な利得は、フィードバック抵抗器87と入力抵抗器88の比によって約1になるように設定される。非反転第1段内の利得は約2である。その利得は、(R86+R85)/R86の比によって確立される。ある種の損失が積分器のために発生し、その結果、全体的な利得は1になる。
【００７９】
ダイオード内の電流が増加すると、ダイオードの輝度が増大し、そのため光抵抗器83の抵抗が低下する。電流と抵抗との間の関係は線形ではない。光電管を使用すると、信号が通過する素子の数が減少し、それによって信号上の雑音が低減する。
【００８０】
2150Aなど複雑な半導体電圧制御式増幅器は、多数のダイオードと、信号上の雑音を増大させる可能性がある場合によっては非線形な構成要素とを有する。光電管を使用すると、電圧制御式増幅器を用いた場合の可能性よりも雑音が15dB〜20dB低減すると考えられる。
【００８１】
図5のフィルタ入力増幅器64の機能は、図6のフィルタ入力増幅器84によって実行される。フィルタ入力増幅器84は、入力端子22で補償信号に利得＋2を与えるディバイダ抵抗器85および86の非反転帰還回路網を与える。図6の回路の全体的な利得は、図5の回路の場合と同様に約1であり、各利得は、それぞれ、抵抗器87や88などの帰還抵抗器と入力抵抗器の比によって制御される。積分器70の断周波数は、その帰還キャパシタの値と、フィルタ入力増幅器84の出力と積分器増幅器のピン6との間の等価抵抗によって制御される。
【００８２】
図5の半導体制御式増幅器68の場合、装置は、電流を積分器増幅器のピン6の仮想グラウンドに出力するよう指定される。この電流は、電圧制御式増幅器68のピン1および信号線76上の制御信号電圧への電流の従属変数である。電圧制御式増幅器のピン1への電流は、フィルタ入力増幅器64の出力電圧V1と抵抗器Rin90の関数である。正味結果はほぼIin=V1/Rinとして表される。したがって、V1=Rin*Iinである。また、電圧制御式増幅器からの電流、Io=K1*Iin*V2である。この場合、V2は制御電圧の値であり、K1は電圧制御式増幅器の利得である。V1/Ioは、フィルタ入力増幅器64の出力とピン6の仮想グラウンドとの間の抵抗器を表す比である。置換により、Iin*Rin/K1*In*V2=Rin/K1*V2=(1/V2)*Rin/K1＝フィルタ入力増幅器の出力とピン6での積分器の入力との間の抵抗である。この関係は、抵抗が信号線76上の制御電圧V2の値を増大させることによって低減することを示す。
【００８３】
光電管は、LED82からの光の値を増大させると、光感受性、即ち感光抵抗器83の値が低減するという同様な特性を有する。
【００８４】
図7は、信号線66上の修正済み補償信号に応答し、修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を信号線76上で与える絶対値回路100を示す。絶対値回路100は、キャパシタ102と抵抗器104とを備える入力dc絶縁およびリード回路網を有する。キャパシタ102と抵抗器104の組合せによって確立されるような大部分のフィルタリング・ブレークポイントは、最も優れた音声を生成する値を求めるように経験的な実験によって確立されている。
【００８５】
絶対値回路入力増幅器108上の「しきい値」制御可変抵抗器106は、振幅が低く周波数が高い入力信号に適応するように調整される。絶対値回路入力増幅器は高域増幅器であり、信号線66から修正済み補償信号を受け取り出力端子109で第1の増幅信号を与えるように結合されている。
【００８６】
可変抵抗器106の「しきい値」制御調整は、高周波数情報をある程度のヒスまたは雑音と共に得るために使用者によって行われる妥協策である。入力キャパシタ102および抵抗器104は、低周波数で利得を低減させる場合に支配的である。高周波数では、抵抗器104と可変抵抗器106とキャパシタ110の組合せによって形成される極は、入力増幅器の利得を平坦化し、可変抵抗器106によって制御される利得を有する高域増幅器を形成するブレークまたは極を導入する。
【００８７】
図の入力増幅器108の電位利得は25である。利得は、使用者が出力端子122でピーク検出回路120の出力を受け入れられるレベルまで調整できるようにするのに十分なものではなければならない。
【００８８】
入力増幅器108の出力109からピーク検出器120の入力までの回路は、出力109で第1の増幅信号に応答し、絶対値出力端子114で絶対値信号を与える絶対値回路を備える。ピーク検出回路120は、絶対値回路の後に続き、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を与える。
【００８９】
能動フィルタ116は低域フィルタおよびバイアス回路であり、端子122でピーク絶対値信号に応答して信号線76に制御信号を与える。能動フィルタ116は加算増幅器でもあり、可変抵抗器118を介したBIAS ADJの調整によってLEDを初期輝度にするか、または電圧制御式増幅器をその能動レンジにする。
【００９０】
本発明の増幅器の単一チャネル・バージョンでは、能動フィルタ116の出力は、システムへの入力信号が所定の振幅レベルを超えたときに、フィルタ・チャネルが広がり、フィルタ・チャネルのブレークポイントの周波数がその上限に達するような基準点に調整される。
【００９１】
可変抵抗器118は、信号線76上の制御信号にdcバイアス・レベルを追加するdcバイアス調整制御機構である。BIAS ADJ調整機構118によって、使用者は、フィルタをどこへ移動するか、ならびにフィルタがどの信号レベルで移動を開始するかについて制御することができる。たとえば、端子22に補償信号として10mVの1000サイクル情報がある場合、使用者は、BIAS ADJ制御機構を使用して、1000サイクルから始まり、周波数が徐≠ノ増加し、6dB/オクターブ・ロールオフが経験されるようにフィルタを調整することができる。
【００９２】
信号が10mVから40mVへ増加する場合、フィルタが開き、振幅のより大きな信号が、存在する低レベル雑音をカバーまたはマスクするために、約20Hz〜20KHzのあらゆるものがロールオフせずに通過できるようにする。システム内の雑音は、より高い周波数範囲のより高いレベルの音響によってマスクされるので聞こえない。信号レベルが低下するにつれて、フィルタの断周波数が低減し、使用者によって最初にヒスまたは雑音が検出された高周波数が減衰する。
【００９３】
前述の態様は、本発明の原則を例示するものとして与えられており、本発明者の教示によって可能な態様のみを定義するものではない。本発明は、示した特定の態様だけでなく、下記の特許請求の範囲の範囲内の他の態様も包含するとみなされるべきである。
【００９４】
【発明の効果】
本発明により、低域チャネルと高域チャネルと反転中央チャネルとを有する3チャネル前置増幅器の機能を備える前置増幅器として働く状態可変帯域フィルタと組み合わされる増幅器回路が提供された。また、本発明により、中央帯域周波数信号が低周波数帯域および高周波数帯域内の信号成分に対して位相が180度ずれるように移相および利得増大が設定された。また、本発明により、高周波数補正チャネルと低周波数補正チャネルと中央チャネルと自動調整手段と加算回路とを使用する前置増幅器の代替態様が提供された。また、本発明により、フィルタ回路から修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器を有する絶対値回路の態様が提供された。また、さらに本発明により、補償信号と積分器出力信号を加算するための入力増幅器を有し、かつ絶対値回路の入力および電圧制御式増幅器の入力に修正済み補償信号を与えるフィルタ回路の態様が提供された。
【図面の簡単な説明】
【図１】フィルタ回路および絶対値回路を組み合わされた、高信号成分と中央信号成分とを平衡させる自動利得制御回路を含む3チャネル前置増幅器を示す増幅器回路のブロック図である。
【図２】高信号成分と中央信号成分とを平衡させる自動利得制御回路を含む3チャネル前置増幅器を示す詳細な概略図である。
【図３】想像ボックス内の状態可変前置増幅器を使用する増幅器の好ましい態様を示す図である。
【図４】高域信号成分および低域信号成分を調整する手動利得制御回路を含む代替前置増幅器として使用できる状態可変能動フィルタを示す概略図である。
【図５】制御信号に応答して低周波数信号の振幅を圧縮する半導体電圧制御式増幅器を使用し、前置増幅器からの補償信号に応答する単一段フィルタ回路の第1の態様の概略図である。
【図６】光電管を使用して雑音および歪みを著しく低減させ、低周波数信号の振幅を圧縮する単一段フィルタ回路の代替態様の概略図である。
【図７】修正済み補償信号の振幅を連続的に監視し、修正済み補償信号の時間依存ピーク平均値を表す制御信号をフィルタ回路に与え、フィルタ回路の帯域幅を連続的に調整し制御できるようにする絶対値回路の概略図である。
【符号の説明】
１ ピン
３ ピン
６ ピン
８ ピン
１０ 増幅器（増幅器回路）
１２ 端子
１４ 電力増幅器
１６ スピーカ
２０ 前置増幅器（ブロック）
２２ 端子
２４ ブロック
２６ 入力増幅器
２８ 反転増幅器
３０ 加算増幅器
３２ 想像ブロック
３４ J-FET
３６ 抵抗器
４０ 想像ブロック
４２ 信号線
４４ 信号線
４６ 負出力絶対回路
４８ 正出力絶対回路
５０ ディバイダ
５２ ディバイダ
５４ 平衡調整機構
５６ 制御加算増幅器
６０ フィルタ回路
６２ 端子
６４ フィルタ入力増幅器
６６ 信号線
６８ 制御式増幅器
６９ 可変抵抗器
７０ 積分器（積分器回路）
７２ 抵抗器
７６ 信号線
７８ 出力増幅器
８０ 光電管（光電管構成要素）
８２ LED
８３ 光抵抗器（光従属抵抗器、感光抵抗器）
８４ フィルタ入力増幅器
８５ ディバイダ抵抗器
８６ ディバイダ抵抗器
８７ 抵抗器
８８ 抵抗器
８９ 抵抗器
９０ 抵抗器Rin
１００ 絶対値回路
１０２ キャパシタ
１０４ 抵抗器
１０６ 可変抵抗器
１０８ 入力増幅器
１０９ 出力端子
１１０ キャパシタ
１１６ 能動フィルタ
１１８ BIAS ADJ調整機構（可変抵抗器）
１２０ ピーク検出器（ピーク検出回路）
１２２ 端子
２１０ 状態可変フィルタ
２１２ 加算増幅器
２１４ 信号線
２１５ 信号線
２１６ 減衰入力
２１８ 信号線
２２０ 高域入力
２２２ 中央（帯域）入力
２２４ 低域（信号）入力
２２６ ポット（抵抗器）
２２８ ポット（抵抗器）
２２９ 演算増幅器
２３０ 増幅器（想像ブロック）
２３４ 入力
２３６ 抵抗器
２３７ 増幅器
２３８ 抵抗器
２４０ 積分器（想像ブロック）
２４２ 積分器出力
２４６ キャパシタ
２５０ 増幅器（想像ブロック）
２５２ 積分器出力端子
２５４ 抵抗器
２５６ キャパシタ
Claims (18)
- 補償信号を提供するために高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有するプログラム入力信号に応答し、かつ高信号成分および中央信号成分を平衡させ加算する利得制御回路を有する状態可変前置増幅器と、補償信号および制御信号を受け取り修正済み補償信号および出力信号を提供するように結合され、調整可能な帯域幅を有し、制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路の帯域幅を低減するようにフィルタ回路の帯域幅を自動的に調整するために制御信号に応答するフィルタ回路と、修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路とを含む、増幅器回路。
- 状態可変前置増幅器がさらに、プログラム入力信号に応答して高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを提供する状態可変帯域能動フィルタ、および高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを加算して補償信号を提供する加算回路を含む、請求項1に記載の増幅器回路。
- 中央信号成分が高周波数信号成分および低周波数信号成分に対して位相が反転される、請求項2に記載の増幅器回路。
- 絶対値回路がさらに、第1の増幅信号を提供するために修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器と、第1の増幅信号に応答して絶対値信号を提供する絶対値回路と、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を提供するピーク検出回路と、ピーク絶対値信号に応答して制御信号を提供する低域フィルタおよびバイアス回路とを含む、請求項1に記載の増幅器回路。
- 絶対値回路の高域増幅器がさらに利得調整機構を含む、請求項4に記載の増幅器回路。
- 制御信号にdcバイアスレベルを加えるために、絶対値回路の低域フィルタおよびバイアス回路がさらにdcバイアス調整制御機構を含む、請求項4に記載の増幅器回路。
- フィルタ回路がさらに、補償信号と積分出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器と、積分器入力信号電流を提供するために修正済み補償信号と制御電圧に応答する入力を有する電圧制御式増幅器と、積分器入力信号電流を受け取るように結合された入力を有し、かつ積分器入力信号を積分し積分器出力信号を提供する積分器回路と、積分器出力信号に応答して出力信号を提供する低域能動フィルタとを含む、請求項1に記載の増幅器回路。
- フィルタ回路がさらに、補償信号と積分出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器、ならびに修正済み補償信号を積分器入力信号電流になるようにさらに修正し、かつ積分器入力信号電流を積分器入力に結合するために発光ダイオードからの光に応答する感光抵抗器と、発光ダイオードと、積分器入力信号電流を受け取るように結合された積分器入力を有し、かつ積分器入力信号電流を積分し積分器出力信号を提供する積分器回路とを含む光電管、ならびに積分器出力信号に応答して出力信号を提供する低域能動フィルタを含む、請求項1に記載の増幅器回路。
- 可能な高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有するプログラム入力信号に応答し、かつ高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを含む補償信号を提供する状態可変フィルタを有し、かつ低周波数信号成分と高周波数信号成分と中央周波数信号成分とを平衡させ加算する手段を有する前置増幅器、ならびに補償信号を受け取り自動的にフィルタし出力信号と修正済み補償信号を提供するように結合され自動的に調整できる帯域幅を有し、かつ制御信号の値が低減したことに応答してフィルタ回路自体の帯域幅を自動的に低減させ出力信号を得るために制御信号に応答し、かつ補償信号と積分器出力信号を加算し修正済み補償信号を提供する入力増幅器を有するフィルタ回路、ならびに修正済み補償信号を積分器入力信号になるようにさらに修正し、かつ積分器入力信号を積分器入力に結合するため発光ダイオードからの光に応答する感光抵抗器と、発光ダイオードとを有する光電管、ならびに感光抵抗器自体の抵抗が制御電圧の低下に応答して増大する感光抵抗器を照明するため、制御電圧に応答する発光ダイオード、ならびに修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路を含む、増幅器回路。
- 補償信号を提供する前置増幅器の状態可変フィルタがさらに、プログラム信号に応答して高周波数補償信号を提供する第1の増幅器段と、第1の増幅器段の出力に応答して中央補償信号を提供する第2の増幅器段と、第2の増幅器段の出力に応答して低補償信号を提供する第3の増幅器段と、高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央周波数補償信号とを加算し補償信号を提供する加算回路とを含む、請求項9に記載の増幅器回路。
- 中央補償信号が高周波数補償信号および低周波数補償信号とは異なる位相を有する、請求項10に記載の増幅器回路。
- 絶対値回路がさらに、第1の増幅信号を提供するために修正済み補償信号を受け取るように結合された高域増幅器と、第1の増幅信号に応答して絶対値信号を提供する絶対値回路と、絶対値信号に応答してピーク絶対値信号を提供するピーク検出回路と、ピーク絶対値信号に応答して制御信号を提供する低域フィルタおよびバイアス回路とを含む、請求項10に記載の増幅器回路。
- 絶対値回路の高域増幅器がさらに利得調整機構を含む、請求項12に記載の増幅器回路。
- 絶対値回路の低域フィルタおよびバイアス回路がさらに制御信号にdcバイアスレベルを加えるdcバイアス調整制御機構を含む、請求項12に記載の増幅器回路。
- 高周波数信号成分と低周波数信号成分と中央周波数信号成分とを有する場合があるプログラム入力信号に応答し、ならびに高周波数補償信号成分と低周波数補償信号成分と中央周波数補償信号成分とを含む補償信号を出力で提供する状態可変フィルタを有し、ならびにプログラム信号に応答して高周波数補償信号を提供する第1の増幅器段、および第1の増幅器段の出力に応答して中央補償信号を提供する第2の増幅器段、および第2の増幅器段の出力に応答して低補償信号を提供する第3の増幅器段、および高周波数補償信号と中央信号と低周波数補償信号との間の平衡を調整する調整手段、および高周波数補償信号と低周波数補償信号と中央補償信号とを加算し補償信号を提供する加算回路、および補償信号に応答して可聴音声を提供する補償信号に応答するスピーカ増幅器手段を有する前置増幅器を含む、増幅器回路。
- 中央信号成分が高周波数信号成分および低周波数信号成分に対して反転された位相を有する、請求項15に記載の増幅器回路。
- 補償信号および制御信号を受け取り修正済み補償信号および出力信号を提供するように結合され、かつ調整可能な帯域幅を有し、かつ制御信号の振幅値が低減したことに応答してフィルタ回路自体の帯域幅を低減するようにフィルタ回路の帯域幅を自動的に調整するために制御信号に応答するフィルタ回路と、修正済み補償信号に応答して修正済み補償信号の振幅に比例する制御信号を提供する絶対値回路とをさらに含む、請求項15に記載の増幅器回路。
- 前置増幅器がさらに、反転入力および非反転入力を有する第一の増幅器段と、反転入力に結合されたプログラム信号と、中央補償信号に応答し、かつ第1の増幅器の非反転入力に中央補償信号の一部を提供する出力を有する抵抗器ディバイダ回路網とを含む、請求項15に記載の増幅器回路。
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