JP4699882B2 - 電圧−パルス変換回路及び充電制御システム - Google Patents

Description

本発明は、積分器を使用し、電圧をパルス信号に変換する電圧−パルス変換回路及びこれを搭載した及び充電制御システムに関する。

リチウム電池などの二次電池は、デジタルカメラやノートＰＣなどに使用され、バッテリによる使用時間を少しでも長くするためバッテリ残量の正確な管理が要求される。このため、一般には、バッテリと共にバッテリ残量を管理する充電管理システムを備える。このような充電管理システムにおいては、例えば複数の二次電池を直列に接続してなる充電池の両端に充電器が接続される。充電池の−端子側には充放電の電流を検出する電流検出抵抗（センス抵抗）が接続され、このセンス抵抗により充放電の電流を電圧に変換する。センス抵抗の両端には、この変換された電圧を入力とする電流積算部（クーロンカウンタ又は電流流量測定器ともいう。）が接続される。

充電池は、充電器が接続されると（充電時）、＋端子から二次電池及びセンス抵抗へ電流が流れ込む。一方、充電池に充電器が接続されていない状態（放電時）では、二次電池から電流が流出する。

すなわち、充電か放電かによりセンス抵抗に流れる電流が逆方向になり、センス抵抗の充電池側をＣＳ＋端子、他端をセンス抵抗のＣＳ−端子とすると、ＣＳ＋端子は、充電時はプラス、放電時はマイナスとなる。ＣＳ＋端子に発生する電圧は数十ｍＶ程度である。

上記クーロンカウンタには、ＡＤコンバータ又は電圧周波数変換回路（Ｖ-Ｆコンバータ）などが使用される。ここで、Ｖ-Ｆコンバータは、センス抵抗の検出電圧を周波数パルスに変換し、このパルスをカウンタで積算することにより単位時間あたりのカウント数から電流積分値を得る。この方法では、カウンタ以外がアナログ回路であり、連続的に電流を積分していくため、ＡＤコンバータ方式より、電流変換が大きくても正確に積分ができること、及びダイナミックレンジが広く取れること等の利点がある。

充電池の残留管理においては、このクーロンカウンタ（以下、Ｖ-Ｆコンバータという。）により、充放電電流の履歴を測定することで、現在の充電池の残留状態を知ることができる。

ここで、充電池（バッテリ）の充放電を監視することを目的としたクーロンカウンタを上記Ｖ-Ｆコンバータで構成しようとした場合には、バッテリと直列に接続されたセンス抵抗の両端に発生する電圧を積分器を用いてパルス信号に変換し、そのパルス数をカウントする。カウント値に応じて現在の充電量又は放電量を算出することができる。そして同時に、Ｖ-Ｆコンバータへの入力電圧の正負によって充電か放電かを判断する必要がある。ただし、単純にＶ-Ｆコンバータを構成しただけでは入力電圧の正負の判断は難しく、電圧の正負を判断するためのコンパレータ及び電荷ポンプを追加した回路とする必要がある。なお、このパルス及び充電か放電かの判断により、パルス１クロック分で何ミリクーロンの電荷が充電又は放電されたかを算出することができ、このパルスのカウント値に応じて充電池の現在の残留量を算出することができる。

このような回路例として、充電式電池への充電電流及び充電式電池からの放電電流を監視する充電式電池モニタとして使用される電圧−周波数変換器（Ｖ-Ｆ変換器）が特許文献１に記載されている。

図６は、特許文献１に記載の電圧−周波数変換器を示すブロック図である。また、図７はその動作波形を示す。Ｖ-Ｆ変換器２２４において、電池の−端子はセンス抵抗ＲＳを通してシステムの接地２２０に接続される。センス抵抗ＲＳの電池側端子（ＣＳ＋端子）には電池が接続され、電池の充電時には、ＣＳ＋端子からＣＳ−端子の方向へセンス抵抗ＲＳに電流が流れ、放電時にはＣＳ−端子からＣＳ＋端子の方向へセンス抵抗ＲＳに電流が流れる。センス抵抗ＲＳの両端間の電圧は、Ｖ-Ｆ変換器２２４に対する入力電圧となる。

このＶ-Ｆ変換器２２４は、積分器と、積分器の出力を比較するコンパレータ２２８、２３０と、インタリーブされた双方向電化ポンプ２３８とを有する。積分器は、抵抗Ｒｉｎｔ、例えば３６ｐＦの容量を有するコンデンサＣｉｎｔ及び差動増幅器２２６からなる。この積分器の出力電圧（ノード２２２の電圧）ＶＩＮＴは、ＣＳ＋端子からの入力電圧Ｖｃｓ＋が正の場合（ＣＳ＋端子がＣＳ−端子に対して正の場合）は、負の傾き、すなわち図７において右下がりとなり、入力端子ＣＳ−からの入力電圧Ｖｃｓ＋が負の場合（ＣＳ＋端子がＣＳ−端子に対して負の場合）は、正の傾き、すなわち図７において右上がりとなる。

電荷ポンプ２３８は、例えば容量１２ｐＦの電荷ポンピング・コンデンサＣＰ１、ＣＰ２を備え、電荷パルスＣＨＧ又はＤＳＧにより、ノード２４０に対する電荷のポンピング方向を反転する。すなわち、充電時には、電荷パルスＣＨＧが供給されるタイミングで電荷ポンピング・コンデンサＣＰ１、ＣＰ２を交互に使用してノード２４０から積分器の出力電圧の約２／３Ｖに等しい電荷を抜き取る。一方、放電時には、電荷ポンピング・コンデンサＣＰ１、ＣＰ２が比較電圧ＶＲＥＦにより充電され、電荷パルスＤＳＧが供給されるタイミングで交互に電荷をノード２４０に供給する。

すなわち、Ｖ-Ｆ変換回路２２４は、積分器のＣＳ＋端子に正の電圧が入力されている場合（充電時）には、コンパレータ２３０が積分器の出力ＶＩＮＴと比較電圧１Ｖとを比較し、１Ｖに一致したタイミングで電荷パルスＣＨＧを出力する。このタイミングでノード２４０の電荷が抜き取られ、これにより、積分器の出力ＶＩＮＴ（ノード２２２）をプラス側に戻し、再び積分器の出力ＶＩＮＴを負の傾きとしている。

また、積分器の入力ＣＳ＋に負の電圧が入力されている場合（放電時）には、コンパレータ２２８が積分器の出力ＶＩＮＴと比較電圧２Ｖとを比較し、２Ｖに一致したタイミングで電荷パルスＤＳＧを出力する。このタイミングでノード２４０に電荷が供給され、積分器の出力ＶＩＮＴ（ノード２２２）をマイナス側に戻し、再び積分器の出力ＶＩＮＴを負の傾きとしている。

バッテリ監視用のクーロンカウンタ（電流流量測定器）を構成しようとした場合、センス抵抗ＲＳに発生する電圧が充電か放電かで逆転するため、積分器を用いた電圧−周波数変換器で電流流量をカウントする場合には、周波数と同時に充電か放電かを明確にする必要がある。この特許文献１に記載のＶ−Ｆ変換器では、コンパレータ２２８の出力（電荷パルスＤＳＧ）を示す放電クロック、コンパレータ２３０の出力（電荷パルスＣＨＧ）を充電を示す充電クロックとして使用している。
特表２００１‐５２０３９１号公報

しかしながら、この特許文献１に記載の方法では、コンパレータ２２８、２３０から電荷パルスが出力される度に、電荷ポンプ２３８のＣｐ１又はＣｐ２で電荷を供給又は抜き取る必要がある。このＣｐ１、Ｃｐ２は、Ｖ-Ｆ変換器の本来の積分スピードを決定する容量Ｃｉｎｔとは異なる、余分な容量であるため、集積回路とするにはチップサイズが大きくなりコストアップとなってしまうという問題点がある。

またコンパレータ２２８、２３０からの電荷パルスＣＨＧ、ＤＳＧが出力される毎に電荷ポンプ２３８のＣｐ１又はＣｐ２を充放電してノード２４０に電荷を供給したり抜き取ったりする必要があり、消費電流が多くなってしまうという問題点もある。

上述した問題点を解決すべく、本発明にかかる電圧−パルス変換回路は、第１の入力端子と第２の入力端子との間に生じる電位差を入力電圧とし、これをパルスに変換する電圧−パルス変換回路であって、正及び負の入力を有する積分器と、前記第１及び第２の入力端子と前記積分器の前記正及び負の入力との接続を切替える入力切替部と、第１の検出電圧と前記積分器の出力電圧とを比較する第１の比較器及び前記第１の検出電圧とは異なる第２の検出電圧と前記出力電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１の端子が前記第２の端子より高電位か否かを示す充放電フラグを出力するフラグ出力部と、前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１及び第２の端子間に生じる電圧に応じた周波数の出力信号を出力するクロック出力部とを有し、前記入力切替部は、前記充放電フラグ及び前記出力信号に基づき前記第１の端子及び前記第２の端子の、前記積分器の正又は負の入力端子との接続を切替えるものである。

本発明においては、前記第１の端子及び前記第２の端子の、前記積分器の正又は負の入力端子との接続を切替える入力切替部を有するので、前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき前記接続を切り替えることができ、このことにより充電又は放電に応じて積分器の出力の傾きを変更させ、充電又は放電に応じたパルスを生成することができる。

本発明にかかる充電制御システムは充電池に接続された抵抗に生じ電位差を入力電圧とし、これをパルスに変換する電圧−パルス変換回路と、前記パルスのカウント値に応じて前記充電池の充電を制御する充電制御部とを有し、前記電圧−パルス変換回路は、正及び負の入力を有する積分器と、前記第１及び第２の入力端子と前記積分器の前記正及び負の入力との接続を切替える入力切替部と、第１の検出電圧と前記積分器の出力電圧とを比較する第１の比較器及び前記第１の検出電圧とは異なる第２の検出電圧と前記出力電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１の端子が前記第２の端子より高電位か否かを示す充放電フラグを出力するフラグ出力部と、前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１及び第２の端子間に生じる電圧に応じた周波数の出力信号を出力するクロック出力部とを有し、前記入力切替部は、前記充放電フラグ及び前記出力信号に基づき前記第１の端子及び前記第２の端子の、前記積分器の正又は負の入力端子との接続を切替えるものである。

本発明によれば、回路規模を縮小させると共に消費電力を削減させることができる電圧−パルス変換回路及びこれを搭載した充電制御システムを提供することができる。

以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路（Ｖ-Ｆコンバータ）は、ＣＳ＋端子の電圧の正負が逆になると積分器の出力電圧の傾きも逆になることから、積分器の出力に接続されている２つのコンパレータの内いずれか一方が２回連続出力することを利用して充放電フラグ信号を生成する。そして、センス抵抗の両端の端子であるＣＳ＋端子及びＣＳ−端子に接続される電圧−周波数変換器への接続関係を入れ替え可能な入力切替回路を設け、この制御に上記充放電フラグ信号を利用することで、ＣＳ＋端子電圧の正負の判断が可能な電圧−パルス変換回路を実現する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電圧−パルス変換回路を示すブロック図であり、図２及び図３は、その動作波形の一例を示す図である。また、図４は、本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路１００の状態遷移を説明する図である。

図１に示すように、電圧−パルス変換回路１００は、入力切替回路４、電圧誘導部としての積分器出力誘導部５、積分器８、第１，第２コンパレータ１２，１３（ウィンドウコンパレータ）、ＲＳラッチ回路１４、第１，第２積分器出力エラー検出回路１６，１９、第１，第２コンパレータ連続出力判定回路１７，１８、及び、フラグ出力部としてのフリップフロップＦＦ２３を有している。

入力切替回路４は、電流センス抵抗（ＲＳ）３の一方の端子（ＣＳ＋端子）１及び他方の端子（ＣＳ−端子）３と、積分器８の２つの入力との間に接続されている。電流センス抵抗３は、そのＣＳ＋端子１が例えば充電池（不図示）の−端子側と接続され、充電池に流れ込む又は充電池から流れ出す電流を検出する電流検出抵抗である。また、電流センス抵抗３のＣＳ−端子２は、通常接地に接続される。そして、例えば、充電池の＋端子が充電器（不図示）の＋端子と接続され、充電池の−端子は、電流センス抵抗３を介して充電器の−端子と接続されることで、充電池の充電が行なわれる。すなわち、充電される場合には、電流センス抵抗３には、ＣＳ＋端子１からＣＳ−端子２へ充電電流が流れ、ＣＳ＋端子１の電位は、ＣＳ−端子の電位より高電位、すなわちＣＳ−端子に対して正の電位となる。一方、充電池が放電される場合には、電流センス抵抗３のＣＳ−端子からＣＳ＋端子へ向かう、充電時と逆方向の電流が流れ、ＣＳ＋端子の電位は、ＣＳ−端子の電位より低電位、すなわちＣＳ−端子に対して負の電位となる。

この電圧−パルス変換回路１００は、電流センス抵抗３に流れる充電又は放電時の電流を検知すると共に、センス抵抗ＲＳの両端に現れる電圧を入力電圧とし、これをパルスに変換してクロック出力ＣＫＯＵＴから出力する。また、充電又は放電を示すフラグをフラグ出力ＦＬＡＧから出力する。

入力切替回路４は、電圧を周波数に変換したクロック出力ＣＫＯＵＴ、及び充電か放電かを示す充放電フラグＦＬＡＧに基づき生成される切替制御信号Ｓ１により、ＣＳ＋端子１と積分器８の正又は負の入力とを接続し、ＣＳ−端子２と積分器８の正又は負の入力とを接続する。本例においては、切替制御信号Ｓ１がＨＩＧＨのとき、ＣＳ＋端子１と積分器８の−端子とを抵抗９を介して接続し、ＣＳ−端子２と積分器８の＋端子とを接続する。以下、この接続状態をＡ−セレクトともいう。また、切替制御信号Ｓ１がＬＯＷのときは、ＣＳ−端子２と積分器８の−端子とを抵抗９を介して接続し、ＣＳ＋端子１と積分器８の＋端子とを接続する。以下、この接続状態をＢ−セレクトともいう。

積分器８は、差動増幅器１１と、差動増幅器１１の−端子（反転入力端子）に一端が接続された抵抗９と、差動増幅器１１の出力とその−端子との間に接続された容量１０とから構成される。抵抗９の他端及び差動増幅器１１の＋端子（非反転入力端子）は、入力切替回路４により、ＣＳ＋端子１又はＣＳ−端子２と接続される。

第１コンパレータ１２は、その＋端子が例えば２Ｖの第２の検出電位とされ、その−端子と積分器８の出力とが接続され、積分器８の出力が検出電位（２Ｖ）を超えたときにＨＩＧＨとなる検出信号（ＣＭＰ−Ｈ）を出力する。また、第２コンパレータ１３は、その−端子が例えば１Ｖの第１の検出電圧とされ、その＋端子が積分器８の出力と接続され、積分器８の出力が検出電位（１Ｖ）を下回った場合にＨＩＧＨとなる検出信号（ＣＭＰ−Ｌ）を出力する。

ＲＳラッチ回路１４は、２つのＮＯＲ回路１５ａ，１５ｂを有する。ＮＯＲ回路１５ａの一方の入力は第１コンパレータ１２の出力と接続され、他方の入力は、ＮＯＲ回路１５ｂの出力と接続されている。ＮＯＲ回路１５ｂの一方の入力は、ＮＯＲ回路１５ａの出力と接続され、他方の入力は第２コンパレータ１３の出力と接続されている。したがって、ＲＳラッチ回路１４は、第１コンパレータ１２から検出信号（ＣＭＰ−Ｈ）が出力されるとＬＯＷを出力し、第２コンパレータ１３から検出信号（ＣＭＰ−Ｌ）が出力されるとＨＩＧＨを出力する。

第１コンパレータ１２の出力は、第１積分器出力エラー検出回路１６、及び第１、第２コンパレータ連続出力判定回路１７、１８にも供給される。また、第２コンパレータ１３の出力は、第２積分器出力エラー検出回路１９、及び第１、第２コンパレータ連続出力判定回路１７、１８にも供給される。

第１積分器出力エラー検出回路１６の出力は、通常は、ＬＯＷレベルであるが、積分器８の出力が検出電圧（２Ｖ）以上の状態となって一定時間経過した場合にエラー検出パルスＥ−Ｈを出力する。第２積分器エラー検出回路１９の出力は、通常は、ＬＯＷレベルであるが、積分器８の出力が検出電圧（１Ｖ）以下の状態となって一定時間経過した場合にエラー検出パルスＥ−Ｌを出力する。

第１コンパレータ連続出力判定回路１７は、上述のように、第１コンパレータ１２の出力ＣＭＰ−Ｈ及び第２コンパレータ１３の出力ＣＭＰ−Ｌが供給される。ＣＭＰ−ＨとＣＭＰ−Ｌとが交互に供給される場合にはＬＯＷレベルであるが、第１コンパレータ１２の出力ＣＭＰ−Ｈが連続して２回供給されると連続判定パルスＪ−Ｈを出力する。

また、同じく第２コンパレータ連続出力判定回路１８にも、上述のように、第１コンパレータ１２の出力ＣＭＰ−Ｈ及び第２コンパレータ１３の出力ＣＭＰ−Ｌが供給され、ＣＭＰ−ＨとＣＭＰ−Ｌとが交互に供給される場合にはＬＯＷレベルであるが、第２コンパレータ１２の出力ＣＭＰ−Ｌが連続して２回供給されると連続判定パルスＪ−Ｌを出力する。

更に、本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路１００は、第１積分器出力エラー検出回路１６の出力（エラー検出パルスＥ−Ｈ）と第１コンパレータ連続出力判定回路１７の出力（連続判定パルスＪ−Ｈ）とが入力されるＯＲ回路２０を有し、ＯＲ回路２０の出力は、積分器出力誘導部５の一方の入力に供給される。また、第２積分器出力エラー検出回路１９の出力（エラー検出パルスＥ−Ｌ）と第２コンパレータ連続出力判定回路１８の出力（連続判定パルスＪ−Ｌ）とが入力されるＯＲ回路２２を有し、ＯＲ回路２２の出力は積分器出力誘導部５の他方の入力に供給される。

積分器出力誘導部５は、入力切替回路４と積分器８の抵抗９の他端との間のノード６ａに一端が接続され他端が基準電位Ｖｒｅｆ１とされたスイッチ６を有する。そして、ＯＲ回路２０の出力ＯＵＴ２０に基づきスイッチ６をオンオフし、積分器８の出力を第２コンパレータの検出電位近傍まで誘導する。また、入力切替回路と積分器８の差動増幅器１１の＋端子との間のノード７ａに一端が接続され他端が基準電位Ｖｒｅｆ２とされたスイッチ７を有する。そして、ＯＲ回路２２の出力ＯＵＴ２２に基づきスイッチ７をオンオフし、積分器８の出力を第１コンパレータの検出電位近傍まで誘導する。この基準電位Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２は、電流センス抵抗３に生じる電位差の例えば５０ｍＶ以上であればよく、例えば２．５Ｖなどである。

更に、電圧−パルス変換回路１００は、第１，第２コンパレータ連続出力判定回路１７，１８の出力が入力され、ＦＦ２３にその出力を入力するＯＲ回路２１を有する。ＦＦ２３の出力は、充放電フラグＦＬＡＧとして出力されると共にＥＸＯＲ回路２５に供給される。

更にまた、電圧−パルス変換回路１００は、ＲＳラッチ回路１４の出力を反転するインバータ回路（ＮＯＴ回路）２４を有し、このインバータ回路２４の出力が充放電カウントパルスＣＫＵＯＴとして出力されると共に、上記ＥＸＯＲ回路２５に供給される。

ＥＸＯＲ回路２５は、充放電フラグＦＬＡＧ及び充放電カウントパルスＣＫＯＵＴの排他的論理和を入力切替信号Ｓ１として入力切替回路４へ供給する。上述したように、入力切替回路４は、この入力切替信号Ｓ１に基づきＣＳ＋端子１、ＣＳ−端子とノード６ａ、７ａとの接続を切り替え制御する。

この電圧−パルス変換回路１００の動作においては、ＣＳ＋端子１、ＣＳ−端子２と積分器８の入力端子との間に入力切替回路４が接続されているため、ＣＳ＋端子１の電圧がＣＳ−端子２の電圧に対して正（または負）の電圧であっても入力切替回路４によって積分器８の２つの入力に対するＣＳ＋端子１、ＣＳ−端子２との接続関係を入れ替えることができる。このため、積分器８の出力電圧の変化を負（または正）の傾きから正（または負）の傾きに変更することができる。

したがって、単純に電圧―周波数変換を行いたければ、コンパレータ１２又はコンパレータ１３のいずれか一方が検出信号ＣＭＰ−Ｈ又はＣＭＰ−Ｌを出力したら入力切替回路４の入力を切替え、積分器８の出力電圧の傾きが逆になるようにすればよい。そして、時間の経過と共に他方のコンパレータが出力されたら再度、入力切替回路４の入力を元に戻し、積分器８の出力電圧の傾きも元に戻るよう制御すればよい。このように入力切替回路４を設けて積分器８に対するＣＳ＋端子１、ＣＳ−端子２の接続関係を入替えることができるため、従来のような電荷ポンプを不要とし、回路構成を簡略化することができる。

しかしながら、このような動作のみでは、ＣＳ＋端子１の電圧がＣＳ−端子２の電圧に対して正の電圧なのか負の電圧なのかが不明である。そこで本実施の形態においては、ＣＳ＋端子１の電圧がＣＳ−端子２に対して正であるのか負であるのかを判断するフラグ信号（充放電フラグＦＬＡＧ）を生成する。これにより、ＣＳ＋端子１が正であるのか負であるのか、すなわち、充電がされているのか、放電がされているのかを判断することができる。

次に、本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路１００の動作について、図２乃至図４を参照して詳細に説明する。図２において、充放電状態遷移として示す[１]乃至[２０]は、図４に示す状態遷移に示す[１]乃至[２０]の状態に相当する。

まず図２に示す時刻Ｔ０からＴ１においては、充電ＦＬＡＧがＨＩＧＨであり、充電中の動作を示している。この場合、積分器８の出力がどちらか一方のコンパレータ１２、１３の検出電圧に達して検出信号が出力されると同時に入力切替回路４の切替信号Ｓ１が反転する。これにより、積分器８の入力が反転し積分器８の出力電圧ＶＩＮＴの傾きが逆になる。こうして、コンパレータ１２、１３の出力が交互に出力されると同時に積分器８の出力電圧の傾きも右上がりと右下がりを繰り返すこととなる。

具体的には、本例においては、図４における[２]→[３]→[４]→[１]→[２]→・・の状態に遷移する。先ず、積分器８の出力が上昇していき[２]、２Ｖに達した時点で第１コンパレータ１２から検出信号ＣＭＰ−Ｈが出力される[３]。このとき、電圧−パルス変換回路１００の出力である充放電カウントパルスＣＫＯＵＴがＬＯＷになり、入力切替信号Ｓ１がＨＩＧＨになる。これにより入力切替回路４は、ＣＳ＋端子１とノード６ａとを接続させ、ＣＳ−端子２とノード７ａとを接続（Ａセレクト）させる。これにより積分器の出力ＶＩＮＴは右下がりとなり[４]、１Ｖに達した時点で第２コンパレータ１３から検出信号ＣＭＰ−Ｌが出力される[１]。このとき、電圧−パルス変換回路１００の出力である充放電カウントパルスＣＫＯＵＴがＨＩＧＨになり、入力切替信号Ｓ１がＬＯＷになる。これにより入力切替回路４は、ＣＳ−端子２とノード６ａとを接続させ、ＣＳ＋端子１とノード７ａとを接続（Ｂセレクト）させる。充電時には、以下、同様の動作を繰り返す。

そして、時刻Ｔ１のタイミングでＣＳ＋端子１の電圧が正の電圧から負の電圧に変化する。すなわち充電状態から放電状態へ変化する。このため、積分器８の出力電圧の傾きが、Ｔ０〜Ｔ１までとは逆になり、それまで交互に出力していたコンパレータ１２、１３のうち一方が検出信号を２回連続して出力する。この２回連続出力したことをコンパレータ連続出力判定回路１７、１８で検出し、ＣＳ＋端子１の電圧の極性及び積分器８の出力電圧ＶＩＮＴの傾きが変わったと判断し、積分器８の出力電圧ＶＩＮＴを他方のコンパレータの検出電圧付近まで誘導すると同時に充放電フラグＦＬＡＧを反転させ、且つ入力切替回路４の切替信号の位相を反転させる。こうして充放電状態を遷移させることで、ＣＳ＋端子１の電圧が負の電圧であるＴ１〜Ｔ３においても、Ｔ０〜Ｔ１と同様にコンパレータ１２、１３の出力が交互に出力させることができる。また、ＣＳ＋端子の極性が変わったことで充放電フラグＦＬＡＧがＨＩＧＨからＬＯＷへ変化するため、ＣＳ＋端子の極性も判断することができる。

具体的には、本例においては、積分器８の出力がそれまでは右下がりであったのが、時刻Ｔ１以降右上がりに変化する[１８]。これにより、再び第１コンパレータ１２が２Ｖを検出して検出信号ＣＭＰ−Ｈを出力する[１９]。同時に、第１コンパレータ１２が２回連続して検出信号ＣＭＰ−Ｈを出力したことを第１コンパレータ連続出力判定回路１７で検出し、ＣＳ＋端子１の電圧の極性及び積分器８の出力電圧ＶＩＮＴの傾きが変わったと判断する。そして、ＯＲ回路２０の出力ＯＵＴ２０がＬＯＷになり、積分器出力誘導部５のスイッチ６をＯＮにする（ｐｕｌｌ ｏｎ）。これにより、コンデンサ１０に電荷が蓄積され、よって差動増幅器１１の出力電圧が下がっていく。こうして、積分器８の出力電圧ＶＩＮＴを第２コンパレータの検出電圧（１Ｖ）付近まで誘導する。また、同時に充放電フラグＦＬＡＧを反転させＬＯＷとし、これにより放電中であることを示す。なお、充放電フラグＦＬＡＧがＬＯＷになるため、ＥＸＯＲ回路２５の出力が反転し、入力切替回路４の入力切替信号Ｓ１の位相を反転させるが、ＯＲ回路２０の出力ＯＵＴ２０がＬＯＷの間はこの入力切替信号Ｓ１が入力切替回路４に供給されないようマスクされる。

次いで、積分器８の出力が第２コンパレータ１３の検出電圧（Ｖ１）に達すると検出信号ＣＭＰ−Ｌが出力され、充放電カウントパルスＣＫＯＵＴがＨＩＧＨになり、ＯＲ回路２０の出力ＯＵＴ２０がＨＩＧＨへ戻り積分器出力誘導部５のスイッチ６がＯＦＦされる。ＯＲ回路２０の出力ＯＵＴ２０がＨＩＧＨとなると、ＥＸＯＲ回路２５の入力切替制御信号Ｓ１が再び入力切替回路４へ供給される。入力切替信号Ｓ１は、充放電カウントパルスＣＫＯＵＴにより再びＨＩＧＨとなり、接続状態がＡセレクトとされる（ｐｕｌｌ ｏｆｆ）[２０]（[７]）。

また、図２のＴ２〜Ｔ３は、Ｔ２でＣＳ＋端子１の電圧は負のままであるが電圧が変化したため積分器８の出力電圧の傾きが変わることを示している。ＣＳ＋端子１に現れる電圧が更に低くなると積分器８の出力電圧ＶＩＮＴの傾きが急峻になり、これにより充放電カウントパルスＣＫＯＵＴの周期が短くなる。

このＴ１〜Ｔ３までにおいては、充電ＦＬＡＧがＬＯＷであり、放電中の動作を示している。そして、図４における[８]→[５]→[６]→[７]→[８]→・・の状態遷移を繰り返す。すなわち、積分器８の出力ＶＩＮＴが右上がり[８]の状態から、積分器８の出力ＶＩＮＴが第１コンパレータ１２の検出電圧（２Ｖ）に達した時点で第１コンパレータ１２から検出信号ＣＭＰ−Ｈが出力される[５]。このとき、電圧−パルス変換回路１００の出力である充放電カウントパルスＣＫＯＵＴがＬＯＷになり、入力切替信号Ｓ１がＬＯＷになる。これにより入力切替回路４は、接続状態をＢセレクトとし、積分器の出力ＶＩＮＴは右下がりとなり[６]、１Ｖに達した時点で第２コンパレータ１３から検出信号ＣＭＰ−Ｌが出力される[７]。このとき、電圧−パルス変換回路１００の出力である充放電カウントパルスＣＫＯＵＴがＨＩＧＨになり、入力切替信号Ｓ１がＨＩＧＨになる。これにより入力切替回路４は、接続状態をＡセレクトとする。放電時には、以下、同様の動作を繰り返す。

そして、図２におけるＴ３において、ＣＳ＋端子１の電圧が負の電圧から正の電圧に変化し、再び充電が開始される。先ず、第２コンパレータ１３が２回連続して検出信号ＣＭＰ−Ｌを出力する。この場合も基本的には、上述と同様に積分器８の出力電圧ＶＩＮＴを第１コンパレータ１２の検出電圧付近まで誘導すると同時に充放電フラグＦＬＡＧを反転させている。

具体的には、本例においては、積分器８の出力がそれまでは右上がりであった[８]のが、時刻Ｔ３以降右下がりに変化する[１５]。これにより、第２コンパレータ１３が１Ｖを検出して検出信号ＣＭＰ−Ｌを連続出力する[１６]。同時に、第２コンパレータ１２が２回連続して検出信号ＣＭＰ−Ｌを出力したことを第２コンパレータ連続出力判定回路１８で検出し、ＣＳ＋端子１の電圧の極性及び積分器８の出力電圧ＶＩＮＴの傾きが変わったと判断する。そして、ＯＲ回路２２の出力ＯＵＴ２２がＬＯＷになり、積分器出力誘導部５のスイッチ７をＯＮにする（ｐｕｌｌ ｏｎ）。これにより、積分器８の＋端子が−端子より電圧が高くなり、よって差動増幅器１１の出力電圧が上昇する。こうして、積分器８の出力電圧ＶＩＮＴを第１コンパレータの検出電圧（２Ｖ）付近まで誘導する。また、同時に充放電フラグＦＬＡＧが反転してＨＩＧＨとなる。なお、これによりＥＸＯＲ回路２５の出力が反転し、入力切替回路４の切替信号Ｓ１の位相を反転させるがＯＲ回路２２の出力ＯＵＴ２２がＬＯＷの間はマスクされる。すなわち、入力切替回路４の接続状態がＡセレクトのままとされる。

次いで、積分器８の出力ＶＩＮＴが第１コンパレータ１２の検出電圧（Ｖ２）に達すると検出信号ＣＭＰ−Ｈが出力され、充放電カウントパルスＣＫＯＵＴがＬＯＷになる。すると、ＯＲ回路２２の出力ＯＵＴ２２がＨＩＧＨになり、積分器出力誘導部５のスイッチ７がＯＦＦされる。そして、これにより、ＥＸＯＲ回路２５の出力である入力切替信号Ｓ１が入力切替回路４へ供給される。（ｐｕｌｌ ｏｆｆ）[１７]（[７]）。

ここで、積分器８の出力電圧ＶＩＮＴが一定時間以上第１コンパレータ１２の検出電圧以上であった場合は、積分器出力エラー検出回路１６が異常と判断し積分器８の出力電圧ＶＩＮＴを第２コンパレータ１３の検出電圧付近に誘導し、正常に動作するようにする。同様に積分器８の出力電圧が一定時間以上コンパレータ１３の検出電圧以下であった場合は、積分器出力エラー検出回路１９が異常と判断し積分器８の出力電圧をコンパレータ１２の検出電圧付近に誘導し、正常に動作するようにする。このようなエラーは、たとえば電源投入時や、積分器１１の出力にノイズが重畳された場合等に起こりうる。図３に積分器出力エラー検出回路１９が異常と判断し、エラー検出パルスＥ−Ｌを出力する例を示す。

図３に示すＴ４〜Ｔ７は、ＣＳ＋端子１が正で、充放電ＦＬＡＧがＨＩＧＨである充電中の動作を示している。ここで、時刻Ｔ５において、積分器出力エラー検出回路１９がエラー検出パルスＥ−Ｌを出力すると、同時にＯＲ回路２２の出力がＨＩＧＨになり、積分器出力誘導部５のスイッチ７をＯＮにする。これにより、積分器８の出力を第２コンパレータ１３の検出電圧付近に誘導する。そして、第２コンパレータ１３が積分器８の出力電圧ＶＩＮＴがその検出電圧（１Ｖ）を超えると検出信号ＣＭＰ−Ｌの出力を停止し、これにより積分器出力エラー検出回路１９の出力はＬＯＷになり、同時にＯＲ回路２２の出力ＯＵＴ２２もＬＯＷになり、スイッチ７をＯＦＦする。以降は、上述の充電中又は放電中の動作と同様な動作を繰り返す。

また、Ｔ７以降、充電から放電へ遷移し、〜Ｔ８の間は放電動作となる。そして、Ｔ８以降は再び放電から充電へ遷移し、充電動作を繰り返すこととなる。充電中の動作、放電中の動作、又は充放電の遷移方法は、上述と同様である。

本実施の形態においては、従来必要であったインタリーブされた電荷ポンプのＣｐ１及びＣｐ２のような容量を必要としないため、電圧−パルス変換回路を半導体集積回路で実現する際に大きな面積を必要とせず、且つ無駄なコンデンサの充放電を削減することができ、低消費電力化を図ることができる。

実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２にかかる電圧−パルス変換回路について説明する。図５は、本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路を示すブロック図である。なお、図５に示す本実施の形態においては、図１に示す実施の形態１と同一の構成要素には同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。

図５に示すように、本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路１３０は、実施の形態１とは積分器出力誘導部の接続位置が異なる。すなわち、実施の形態１においては、積分器出力誘導部５を入力切替回路４と積分器８の２つの入力端子との間に接続してあったのに対し、本実施の形態においては、積分器８の出力に直接接続したものとなっている。

積分器出力誘導部３５は、ＯＲ回路２０の出力ＯＵＴ２０によりオンオフするスイッチ３６と、ＯＲ回路２２の出力ＯＵＴ２２によりオンオフするスイッチ３７とが直列に接続してなる。スイッチ３６とスイッチ３７との接続点と積分器８の出力とが接続されている。スイッチ６の他端は接地に接続され、スイッチ３７の他端は基準電位Ｖｒｅｆ３に接続されている。この基準電位Ｖｒｅｆ３は例えば電源電位ＶＤＤである。

このように構成された本実施の形態にかかる電圧−パルス変換回路１３０においても、上述の電圧−パルス変換回路１００と同様の動作を実現することができる。

本実施の形態においては、上述の実施の形態１と同様の効果を奏する。すなわち、積分器８及びコンパレータ１２、１３以外は、ほとんど論理回路の構成だけでＶ−Ｆ変換出力（充放電カウントパルスＣＫＯＵＴ）と入力端子ＣＳ＋の極性（充放電フラグＦＬＡＧ）を得ることができるため、従来必要であった電荷ポンプの容量を必要とせず、小さい面積でかつ無駄な消費電力化を削減することができる電圧−パルス変換回路を実現することができる。

更に、本実施の形態においては、積分器８の出力に積分器出力誘導部５を接続したので、実施の形態１に比して充放電の切り替え時のスピードを速くすることができる。

その他の実施の形態．
図６は、本実施の形態にかかる充電制御システムを示す図である。本実施の形態は、上述の実施の形態１、２に示す電圧−パルス変換回路を、充電池の充放電を制御する充電制御システムに適用したものである。

図６に示すように、電流センス抵抗３のＣＳ＋端子１には、二次電池を直列してなる充電池１０１のマイナス端子に接続される。充電池１０１は、充電池１０１のプラス端子及びＣＳ−端子を介して充電器１０４により充電されるものとする。充電制御システム１１０は、センス抵抗３のＣＳ＋端子１及びＣＳ−端子２に接続される上述の電圧−パルス変換回路１００と、カウンタ１０２及び充電制御部１０２とを有する。カウンタ１０２は、電圧−パルス変換回路１００からの充放電フラグＦＬＡＧ及び充放電カウントパルスＣＫＯＵＴが供給され、充放電カウントパルスＣＫＯＵＴのパルス数をカウントする。このカウンタ１０２は、例えば充放電フラグＦＬＡＧのＨｉｇｈ又はＬｏｗに応じてパルス数を個別にカウントするカウンタであってもよく、又はＨｉｇｈ又はＬｏｗに応じてカウント数をインクリメント又はデクリメントするようにしてもよい。なお、カウンタ１０２を電圧−パルス変換回路１００の内部に設けるようにしてもよいことは勿論である。

充電制御部１０３は、カウンタ１０２のカウント結果に応じ、現在の充電池１０１の残留量を算出し、充電器１０４の充電を制御する。また、充電池１０１が満充電になった際には、カウンタ１０２のカウント値をリセットする。この充電制御部１０３は、充放電カウントパルスＣＫＯＵＴが１カウントで何クーロンの充電又は放電がなされたのかを算出することができ、その演算結果に基づき、充電器１０４により充電池１０１の充電を行なわせたり、充電を止めたり等の制御・管理を行なう。また、過充電・過放電保護の処理や、これらの処理を行わない場合等においては、低消費電力モードに移行させるなどの処理を行ってもよい。

本実施の形態においては、従来必要であった電荷ポンプの容量を必要とせず、小さい面積でかつ無駄な消費電力化を削減することができる電圧−パルス変換回路を搭載することで、面積が小さく低消費電力の充電制御システムを提供することができる。

なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

本発明の実施の形態１にかかる電圧−パルス変換回路を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１にかかる電圧−パルス変換回路の動作波形の一例を示す図である。 同じく、本発明の実施の形態１にかかる電圧−パルス変換回路の動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１にかかる電圧−パルス変換回路における充放電状態の状態遷移を説明する図である。 本発明の実施の形態２にかかる電圧−パルス変換回路を示すブロック図である。 本発明の実施の形態にかかる充電制御システムを示す図である。 特許文献１に記載の電圧−周波数変換器を示すブロック図である。 特許文献１に記載の電圧−周波数変換器の動作波形を示す図である。

符号の説明

２ ＣＳ−端子
３ 電流センス抵抗
４ 入力切替回路
５，３５ 積分器出力誘導部
６，７，３６，３７ スイッチ
６ａ，７ｂ ノード
８ 積分器
９ 抵抗
１０ 容量
１１ 差動増幅器
１２ 第１コンパレータ
１３ 第２コンパレータ
１４ ラッチ回路
１５ａ，１５ｂ ＮＯＲ回路
１６，１９ 積分器出力エラー検出回路
１７，１８ コンパレータ連続出力判定回路
２０，２１，２２ ＯＲ回路
２４ インバータ回路
２５ ＥＸＯＲ回路
４０ ノード
１００，１３０ 電圧−パルス変換回路

Claims (12)

1. 第１の入力端子と第２の入力端子との間に生じる電位差を入力電圧とし、これをパルスに変換する電圧−パルス変換回路であって、
   正及び負の入力を有する積分器と、
   前記第１及び第２の入力端子と前記積分器の前記正及び負の入力との接続を切替える入力切替部と、
   第１の検出電圧と前記積分器の出力電圧とを比較する第１の比較器及び前記第１の検出電圧とは異なる第２の検出電圧と前記出力電圧とを比較する第２の比較器と、
   前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１の端子が前記第２の端子より高電位か否かを示す充放電フラグを出力するフラグ出力部と、
   前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１及び第２の端子間に生じる電圧に応じた周波数の出力信号を出力するクロック出力部とを有し、
   前記入力切替部は、前記充放電フラグ及び前記出力信号に基づき前記第１の端子及び前記第２の端子の、前記積分器の正又は負の入力端子との接続を切替える、電圧−パルス変換回路。
2. 前記入力切替部は、前記第１及び第２の比較器のうちいずれか一方の比較器が検出電圧を検出すると、前記第１の端子及び前記第２の端子の、前記積分器の正又は負の入力端子との接続を切替える
   ことを特徴とする請求項１記載の電圧−パルス変換回路。
3. 前記積分器の出力電圧を前記第１又は第２の検出電圧近傍まで誘導する電圧誘導部を有する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の電圧−パルス変換回路。
4. 前記電圧誘導部は、前記第１及び第２の比較器のうちいずれか一方の比較器が連続して検出電圧を検出すると、前記積分器の出力電圧を他方の比較器の検出電圧付近まで誘導する
   ことを特徴とする請求項３記載の電圧−パルス変換回路。
5. 前記電圧誘導部は、前記入力切替部と前記積分器との間に設けられる
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の電圧−パルス変換回路。
6. 前記電圧誘導部は、前記積分器の出力に接続される
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の電圧−パルス変換回路。
7. 前記第１及び第２の比較器のそれぞれの比較結果に基づきそれぞれ第１及び第２の連続検出信号を出力するそれぞれ第１及び第２の連続出力判定回路を有し、
   前記電圧誘導部は、第１の電位に接続された第１のスイッチと、第２の電位に接続された第２のスイッチとを有し、
   前記第１及び第２のスイッチは、前記積分器のそれぞれ負及び正の入力端子側に接続され、それぞれ前記第１及び第２の連続検出信号に基づきオンオフが制御される
   ことを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項記載の電圧−パルス変換回路。
8. 前記電圧誘導部は、前記第１の電位より低い電位に接続された第３のスイッチと、前記第２の電位より高い電位に接続された第４のスイッチとを有し、
   前記第３及び第４のスイッチは、前記積分器の出力に接続され、それぞれ前記第１及び第２の連続検出信号に基づきオンオフが制御される
   ことを特徴とする請求項７記載の電圧−パルス変換回路。
9. 前記積分器の出力電圧が、一定時間以上、前記第２の検出電圧より高い電圧である場合に、積分器出力エラー信号を生成するエラー検出回路と、
   前記積分器出力エラー信号により前記積分器の出力電圧を前記第２の検出電圧より低い電位に誘導する電圧誘導部を有する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の電圧−パルス変換回路。
10. 前記積分器の出力電圧が、一定時間以上、前記第１の検出電圧より低い電圧である場合に、積分器出力エラー信号を生成するエラー検出回路と、
    前記積分器出力エラー信号により前記積分器の出力電圧を前記第１の検出電圧より高い電位に誘導する電圧誘導部を有する
    ことを特徴とする請求項１又は２記載の電圧−パルス変換回路。
11. 充電池に接続された抵抗に生じ電位差を入力電圧とし、これをパルスに変換する電圧−パルス変換回路と、
    前記パルスのカウント値に応じて前記充電池の充電を制御する充電制御部とを有し、
    前記電圧−パルス変換回路は、
    正及び負の入力を有する積分器と、
    前記第１及び第２の入力端子と前記積分器の前記正及び負の入力との接続を切替える入力切替部と、
    第１の検出電圧と前記積分器の出力電圧とを比較する第１の比較器及び前記第１の検出電圧とは異なる第２の検出電圧と前記出力電圧とを比較する第２の比較器と、
    前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１の端子が前記第２の端子より高電位か否かを示す充放電フラグを出力するフラグ出力部と、
    前記第１及び第２の比較器の比較結果に基づき、前記第１及び第２の端子間に生じる電圧に応じた周波数の出力信号を出力するクロック出力部とを有し、
    前記入力切替部は、前記充放電フラグ及び前記出力信号に基づき前記第１の端子及び前記第２の端子の、前記積分器の正又は負の入力端子との接続を切替える、充電制御システム。
12. 前記電圧−パルス変換回路から出力されるパルスをカウントするカウンタを有し、
    前記充電制御部は、前記カウンタのカウント値に応じて前記充電を制御する
    ことを特徴とする請求項１１記載の充電制御システム。

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