JPH11344546A

JPH11344546A - 電流積算値検出装置及び電流検出装置及びそれらを用いた電池パック

Info

Publication number: JPH11344546A
Application number: JP11049645A
Authority: JP
Inventors: Masaru Noda; 勝野田; Takashi Takeuchi; 崇竹内; Shinji Tanaka; 伸児田中; Mitsunori Tsuchiya; 光典土屋; Takashi Yamaguchi; 剛史山口
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi ULSI Systems Co Ltd; Hitachi Maxell Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Maxell Holdings Ltd; Hitachi Solutions Technology Ltd
Priority date: 1998-03-31
Filing date: 1999-02-26
Publication date: 1999-12-14

Abstract

(57)【要約】【課題】オペアンプ等のオフセットに対して不感応とな
る電流積算値検出装置及び電流値検出装置及びそれらを
用いた電池パックを提供すること。【解決手段】電池の電流通路に直列に挿入された電流検
出抵抗と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該
積分器の入力へ導く入力状態セレクタと、積分器に接続
した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサと
の間にあって該積分コンデンサの接続極性を切り替える
積分コンデンサ反転手段とを備え、該入力状態セレクタ
は、状態ａと状態ｂの２状態を規則的に交互に切り替
え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に発生している電
池電流値に対応した電圧を該積分器の入力へ導き、一
方、状態ｂでは該電流検出抵抗の両端に発生している電
池電流検出電圧を反転して該積分器の入力へ導くか、ま
たは、電池電流値がゼロの状態を仮想し、その仮想状態
での該電流検出抵抗の端子間電圧を該積分器の入力へ導
く。該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタ
の状態ａと状態ｂに同期して交互に反転し、該積分コン
デンサの接続極性を交互に切り替える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯情報端末等に
用いられる一次電池又は二次電池の残容量を表示させる
ための電流積算値検出装置及び電流値検出装置及びそれ
を用いた電池パックに関し、特に、検出回路の望ましく
ないオフセットに対して不感応にする回路技術関する。

【０００２】

【従来の技術】ノート型パソコンに代表される携帯情報
端末では、使用中の電池が今どれだけの電池残量を有
し、あとどの位使用できるのかが、使用者にとって大変
気になるところである。電池残量が所定値以下になった
ら使用者にそれを警告し、また、データをバックアップ
する等の処置をすることが必要である。そのためには、
電池の残量を出来るだけ正確に知りうる方法が必要であ
る。

【０００３】そこで従来、電池の充放電電流を常に監視
して、これを積算し、電池の残量を表示することが考え
られていて、その一例として、公開特許公報、特開平６
−２５８４１０が知られている。その中で、電池の充放
電電流を検出する方法として、電池の電流通路に直列に
電流検出用の抵抗を挿入し、そこに発生する電圧を所定
倍に増幅し、該増幅された電圧を電圧制御型発振器に制
御電圧として与えて、結果として、充放電電流値に対応
した周波数のパルス発振信号を得る方法が示されてい
る。更に、パルス発振信号のパルス数をカウントするこ
とで、電流積算値を得る方法が示されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】電池の電流通路に直列
に挿入される電流検出用の抵抗は、電圧降下による電力
損失を出来るだけ小さく抑えるために、あまり大きな抵
抗値に出来ない。ノート型パソコンの例では、２０ミリ
オーム程度の微少値に設定され、数十ミリアンペアから
数アンペアまで変化する負荷電流に対応して、１ミリボ
ルトから１００ミリボルト程度の電圧を得ている。この
電圧は、直接に又は所定倍に増幅されて前記の電圧制御
型発振器に制御電圧として与えられる。一方、該増幅に
供されるオペアンプ又は該電圧制御型発振器の構成に供
されるオペアンプには、半導体の製造ばらつきやその他
の原因によるプラスマイナス５ミリボルト程度のオフセ
ットを伴うことが避けられないのが通常であり、前記の
１ミリボルトから１００ミリボルト程度という制御電圧
では、このオフセットによる悪影響は無視し得ない程度
に大きいものとなる。因みに上記のように電流検出抵抗
が２０ミリオームのケースでは、５ミリボルトのオフセ
ットは電流検出誤差に換算すると２５０ミリアンペアに
相当する。

【０００５】このオフセットによる電流検出誤差は、電
流積算値を求める場合に更に影響が大きくなる。たとえ
ば、実際は負荷電流がゼロの場合にも２５０ミリアンペ
アが連続して消費されているように誤って認識され、積
算値として大きな値を示すことがある。

【０００６】なお、オフセット発生要因の主なものはオ
ペアンプを構成する初段差動トランジスタ対のしきい電
圧不平衡であるが、その他にも回路構成方法毎に様々あ
り得る。

【０００７】本発明の対象とする課題は、これらオペア
ンプ等のオフセットに対して不感応となる電流検出装置
及び電流積算値検出装置を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明による電流積算値検出装置及び電流値検出装
置及びそれらを用いた電池パックは、電池の電流通路に
直列に挿入された電流検出抵抗と、積分器と、該電流検
出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入力状態セ
レクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積
分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コンデン
サの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段と、
時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準
電位よりマイナス側の第２の所定の積分リセット電圧に
達したときにそれを示す電圧遷移を出力する第２のコン
パレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷
移を出力したときに該積分コンデンサの積分電荷をゼロ
にクリアする積分リセット手段と、該積分リセット手段
の作動頻度で該第１又は第２のコンパレータの出力に発
生するパルスの一方のコンパレータの出力パルスをアッ
プカウントし他方のコンパレータの出力パルスをダウン
カウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタへの
アップ／ダウンカウント入力を反転するアップ／ダウン
反転手段を備える。

【０００９】該入力状態セレクタは、状態ａと状態ｂの
２状態を規則的に交互に切り替え、状態ａでは該電流検
出抵抗の両端に発生している電池電流検出電圧を該積分
器の入力へ導く。一方、状態ｂでは該電流検出抵抗の両
端に発生している電池電流検出電圧の極性を反転して該
積分器の入力へ導くか、または、ゼロボルト電圧を該積
分器の入力へ導くか、のいずれかとする。具体的には、
たとえば、該電流検出抵抗のどちらか一方の端子の電圧
を該積分器の入力端子対へ導く。

【００１０】該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態
セレクタの状態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデン
サの接続極性を交互に切り替える。

【００１１】これにより該積分器は、状態ａの期間では
電池電流に対応した電流と前記の望ましからぬオフセッ
トに起因する電流を合わせて時間積分して該積分コンデ
ンサに積分電荷として蓄積し、状態ｂの期間では電池電
流に対応した電流を反転した電流と前記の望ましからぬ
オフセットに起因する電流を合わせて時間積分するか、
または、オフセットに起因する電流のみを時間積分して
該積分コンデンサに積分電荷として蓄積する。しかる
に、該積分コンデンサ反転手段により該積分コンデンサ
の接続極性が状態ａと状態ｂに対応して反転するため、
前記オフセットに起因する電流の成分については状態ａ
の積分電荷と状態ｂの積分電荷が引き算し合うことにな
る。オフセットの発生メカニズムやオフセット量は状態
ａと状態ｂで基本的に不変であるから、状態ａと状態ｂ
の時間を同じにとることで、オフセットに起因する電流
の積分電荷は完全に打ち消される。一方電池電流の成分
については、状態ｂで積分器入力の電池電流検出電圧と
積分コンデンサの両方が反転されるケースでは状態ｂの
期間に積分コンデンサに蓄積される積分電荷は状態ａと
同一極性で加算され、状態ｂで積分器入力の電圧を実効
的にゼロにするケースでは状態ａの期間の電池電流成分
の積分電荷が積分コンデンサに蓄積される。

【００１２】これにより該積分器の出力には、オフセッ
トに影響されない電池電流の時間積分値に対応する電圧
が得られる。この電圧は積分の時間推移と共に変化し、
それが前記の第１又は第２の所定の積分リセット電圧に
達したとき、該第１又は第２のコンパレータがそれを示
す電圧遷移を出力し、同時に前記積分リセット手段がオ
ンして微少時間の内に該積分コンデンサの積分電荷がク
リアされる。積分電荷のクリアにより該積分器出力電圧
は即時に初期電位に戻り、コンパレータの出力電位も即
時に元の電位に戻り、かつ該積分リセット手段はオフす
る。そして引き続き電池電流積分の次の周期に入る。

【００１３】この一連の動作に伴って該第１又は第２の
コンパレータの出力には一回の積分リセット毎に１発の
パルスが発生する。入力状態セレクタの状態ａの期間に
該第１のコンパレータの出力に発生したパルスを該パル
スカウンタでアップカウントし、同じく状態ａの期間に
第２のコンパレータの出力に発生したパルスをダウンカ
ウントしする。状態ｂの期間ではアップカウントとダウ
ンカウントをこの反対の組み合わせにする。前記のアッ
プ／ダウン反転手段は入力状態セレクタの切り替えと同
期して動作し、このアップ／ダウン反転を行う。

【００１４】積分リセットから次の積分リセットまでの
間の電池電流積算値は、電池電流と電流検出抵抗値、積
分器利得、積分コンデンサ容量値、及び該所定の積分リ
セット電圧等の設計諸元で決まるものであるが、上記設
計諸元はいずれも固定化できるので、該パルス数をカウ
ントすることによって、電池電流の長時間にわたる積算
値をディジタル値として求めることが出来る。また、単
位時間内に発生するパルス数（即ち、周波数）を計測す
ることでその時刻における電池電流値を求めることが出
来る。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、実施の形態により本発明を
詳細に説明する。

【００１６】図１は本発明の第１の実施形態を示す図で
ある。同図において、１は電池、２は電流検出抵抗、３
は負荷、４は入力状態セレクタ、５は積分器、６は積分
コンデンサ、７は積分コンデンサ反転手段、８は第１の
コンパレータ、９は第１の積分リセットしきい値電圧、
１０は積分リセット手段、１１はパルスカウンタ、１２
はカウンタ値読み取り手段、１３は単位時間平均電流値
算出手段、１４は充電器、１５は充放電切り替え器、１
６は第２のコンパレータ、１７は第２の積分リセットし
きい値電圧、１８はＯＲゲート、１９はアップ／ダウン
反転手段等である。なお、積分リセット手段１０を実現
する方法には、後述のごとく複数の方法があるが、本第
１の実施形態では図示のようなリセットスイッチで代表
させ、積分リセットスイッチ１０として表記する。

【００１７】電池１は単一のセルであってもよいし、ま
たは複数のセルを直列に積み重ねたものであってもよ
い。又、１次電池、２次電池のどちらであってもよい。

【００１８】電流検出抵抗２は電池１と負荷３との間に
直列に挿入されている２０ミリオーム程度の抵抗値（Ｒ
_SENS）の抵抗器であって、電池１から負荷３に供給され
るか又は充電器１４から電池１に供給されるかのいずれ
かの電池電流値（Ｉ_S）との積に等しい検出電圧（Ｖ_S）
をその両端に発生する。

【００１９】入力状態セレクタ４は電流検出抵抗２の両
端に発生した検出電圧（Ｖ_S）を積分器５の入力へ導く
ものであって、状態ａと状態ｂの２状態を規則的に交互
に切り替える。該入力状態セレクタ４は、状態ａでは電
流検出抵抗２の両端に発生している検出電圧（Ｖ_S）を
積分器５の入力へ導き、状態ｂでは該検出電圧を極性反
転して積分器５の入力へ導くか、又は、前記Ｉ_Sがゼロ
である状態を仮想した状態、即ち実際のＩ_Sの如何に関
わらずＶ_Sが実質的にゼロに等しくなるような接続状態
を作り、これを積分器５の入力へ導く。

【００２０】上記の入力状態セレクタ４の具体的構成例
を図２（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）に示す。同図において４
０１は極性反転スイッチ、４０２，４０３は抵抗器、４
０４，４０５はスイッチであり、その他の既出の記号は
図１と同一である。

【００２１】まず、図２（Ａ）の構成例の動作を説明す
る。極性反転スイッチ４０１は状態ａと状態ｂで２本の
入力線を入れ替えるように動作し、これにより状態ｂに
おいては検出電圧（Ｖ_S）は極性反転されて積分器５に
入力される。

【００２２】次に、図２（Ｂ）の構成例の動作を説明す
る。状態ａではスイッチ４０４がａの位置にあってオフ
状態であり、電流検出抵抗２の両端に発生した検出電圧
（Ｖ_S）は抵抗４０２，４０３を通して積分器５へ導か
れる。状態ｂでは、スイッチ４０４がｂの位置にあって
オン状態であり、電流検出抵抗２の両端に発生した検出
電圧（Ｖ_S）を積分器５に導く途中が短絡状態となる。
これにより、電池電流値（Ｉ_S）の如何に関わらず積分
器５に導かれる検出電圧（Ｖ_S）は実質的にゼロに等し
くなり、電池電流値（Ｉ_S）がゼロであることを仮想し
た接続状態が得られる。ここで、抵抗器４０２，４０３
は、電流検出抵抗２が２０ミリオーム程度の低抵抗であ
るためにスイッチ４０４による短絡が不完全になる問題
を防ぐためのものであって、原理的には無くともよいも
のである。

【００２３】次に、図２（Ｃ）の構成例の動作を説明す
る。状態ａではスイッチ４０５がａの位置にあって、電
流検出抵抗２の両端に発生した検出電圧（Ｖ_S）は積分
器５へ導かれる。状態ｂではスイッチ４０５がｂの位置
にあって、この状態で積分器５の入力に導かれるのは電
流検出抵抗２の両端に発生した検出電圧ではなく、電流
検出抵抗２の片方の端子の電位である。このように電流
検出抵抗２の片方の端子の電位を積分器５の一対の入力
に導くと言うことは、状態ａににおいて電流検出抵抗２
の抵抗値（Ｒ_SENS）をゼロにしたのと等価である。従っ
て、実際の電池電流値（Ｉ_S）の如何に関わらず、電池
電流値（Ｉ_S）がゼロであることを仮想した接続状態が
得られる。

【００２４】再び図１に戻って説明する。積分器５は電
流検出抵抗２の両端に発生した検出電圧（Ｖ_S）を入力
状態セレクタ４を介して積分器の入力端子に受け、該入
力端子の電圧を時間積分した値に対応する電圧を出力端
子に発生する。

【００２５】上記積分器の具体的構成例を図３（Ａ）、
（Ｂ）、（Ｃ）に示す。同図において、５０１はオペア
ンプ、５０２は抵抗器、６は積分コンデンサである。な
お、図１においては積分コンデンサ６は積分器５とは別
に記載されているが、機能としては同じものである。

【００２６】まず、図３（Ａ）に記載の積分器はオペア
ンプを使った積分器としては周知のものである。この回
路では、積分コンデンサ６がオペアンプ５０１の出力端
子から負極性入力端子への負帰還路を構成しており、こ
れによりオペアンプの入力端子を外から見込んだときに
はそこには非常に低い入力インピーダンスが観測され
る。そして該入力端子は仮想短絡状態にあると見なせ
る。従って、積分器５へ電圧が印加されると該印加電圧
を抵抗器５０２の抵抗値（Ｒ_g）で除した値の電流が抵
抗器５０２を介して積分コンデンサ６に流入し、電流の
積分値に等しい電荷が積分コンデンサ６に蓄積される。
その結果として、入力電圧をＶ_S、抵抗器５０２の抵抗
値をＲ_g、積分コンデンサ６の容量値をＣとするとき、
積分コンデンサ６の蓄積電荷（Ｑ）と出力電圧（Ｖ_O）
はそれぞれ次式で表される。

【００２７】

【数１】

【００２８】上式で表されるように、出力には入力電圧
の時間積分値に対応する電圧が得られる。

【００２９】ところでこの積分器を構成するオペアンプ
には多少なりともオフセット誤差を伴うのが通常である
ので、該オフセット誤差をオペアンプの入力換算オフセ
ット電圧をＶdで表すことにする。なお、入力換算オフ
セット電圧とはそれをオフセット誤差のない理想オペア
ンプの＋入力端子に印加したときにその理想オペアンプ
は実際のオペアンプが発生するオフセット誤差と等しい
オフセット誤差を発生させるものとして定義される。こ
の場合の積分コンデンサ６の蓄積電荷（Ｑ）と

【００３０】積分器出力電圧（Ｖ_O）は、

【数１】に対応して次のようになる。

【００３１】

【数２】

【００３２】次に、図３（Ｂ）に記載の積分器を説明す
る。同図において、５０３は電圧電流変換増幅器であ
り、入力電圧に比例した電流を出力する。これは電子回
路学では相互コンダクタンス（ｇ_m）として表記される
ものであるが、差動トランジスタ対による電流出力型の
差動増幅器等がその具体例である。オペアンプ５０１と
積分コンデンサ６による動作は先に説明した図３（Ａ）
の場合と同様であり、該電圧電流変換増幅器５０３の出
力電流は、オペアンプ５０１の出力端子からその反転入
力端子へ負帰還路を構成するように設けられた積分コン
デンサ６に流入し、該電流の積分値に等しい電荷として
蓄えられ、結果として、積分コンデンサ６の蓄積電荷
（Ｑ）と出力電圧（Ｖ_O）はそれぞれ次式で表される。

【００３３】

【数３】

【００３４】数３で表されるように、電圧電流変換増幅
器５０３のの入力電圧の時間積分値に対応する電圧が得
られる。前述と同様に、電圧電流変換増幅器５０３の入
力換算オフセット電圧がＶ_dの場合の積分コンデンサ６
の蓄積電荷（Ｑ）と積分器出力電圧（Ｖ_O）は、式
（３）、式（４）に対応して次のようになる。

【００３５】

【数４】

【００３６】次に、図３（Ｃ）に記載の積分器を説明す
る。同図において、５０４，５０５はオペアンプ、５０
６，５０７はＦＥＴである。本回路は、入力端子側の直
流電位が０Ｖ近辺の低い電位で、積分器の動作基準電位
が中電位（２．５Ｖ）で動作するものである。ＦＥＴ５
０７のゲートはオペアンプ５０５によって制御されてお
り、そのドレイン電極（１００ｋ側）の電位が基準電位
（２．５Ｖ）に一致するように電流値が決まる。ＦＥＴ
５０６のゲートはオペアンプ５０４によって制御されて
おり、そのソース電極（５ｋ側）の電位がＦＥＴ５０７
のソース電極の電位に一致するように電流値が決まる。
今、入力端子間に入力電圧が印加されると両ＦＥＴのソ
ース電極電位を一致させるべくＦＥＴ５０６の電流が制
御されて、結果として入力電圧をＲ_gで除した値に相当
する電流変化が発生し、これがＦＥＴ５０６のドレイン
電極からオペアンプ５０１のマイナス入力端子に供給さ
れる。オペアンプ５０１での積分の動作は前述の例と同
様である。

【００３７】再び図１に戻って説明する。図１において
積分コンデンサ６は、前述のごとく、積分器５の一構成
要素であるが、積分コンデンサ反転手段７との関連を明
示するために図示のごとく積分器５の外に配置して表記
している。

【００３８】積分コンデンサ反転手段７は前記入力状態
セレクタ４の状態切り替えと同期して積分コンデンサ６
の接続極性を反転するものである。

【００３９】ひとまず以上の構成要素（１〜７）で成り
立つ部分の動作を以下において説明する。

【００４０】入力状態スイッチ４が図２（Ｃ）で、積分
器５が図３（Ａ）のケースにより説明する。電池１から
負荷３に向かって流れる電流の向きを正にとり（Ｉ_S）
とし、電流検出抵抗２の端子間に発生する電圧（Ｖ_S）
を電池１側端子を基準にして定めると、次式となる。

【００４１】

【数５】

【００４２】今、入力状態スイッチ４が状態ａ（図中実
線矢印）にあり、これに同期して積分コンデンサ反転手
段７も状態ａ（図中実線矢印）にある期間（Ｔ_ａ）を考
える。式（５）で表される検出電圧（Ｖ_S）が図３
（Ａ）に示す形式の積分器５に導かれ、積分器５は該検
出電圧（Ｖ_S）をＲ_gで除した値の電流を積分コンデンサ
６に流し、該電流の積分値に等しい電荷を積分コンデン
サ６に蓄積する。そしてこの電荷蓄積の推移に伴って積
分器５の出力端子電圧が変化し、その電圧変化量は検出
電圧（Ｖ_S）の積分値に対応する。

【００４３】また、積分器の構成要素であるオペアンプ
５０１が入力換算オフセット電圧Ｖ_dを有するため、該
入力換算オフセット電圧Ｖ_dの積分値に対応する電荷が
積分コンデンサ６に合わせて蓄積され、出力端子に発生
する電圧変化量にもこれによる電圧変化が加算される。

【００４４】次に、入力状態スイッチ４が状態ｂ（図中
点線矢印）に遷移し、これに同期して積分コンデンサ反
転手段７も状態ｂ（図中点線矢印）に遷移した後の期間
（Ｔ_ｂ）を考える。入力状態スイッチ４が状態ｂにある
ため、検出電圧（Ｖ_S）が積分器５に導かれず、代わっ
て電圧ゼロが積分器５に入力される。従って、積分器５
は該積分器の構成要素であるオペアンプ５０１の入力換
算オフセット電圧（Ｖ_d）のみを積分する。しかるに、
状態ｂでは積分コンデンサ反転手段により積分コンデン
サの接続が反転されているため、積分コンデンサ６は前
の状態ａの期間（Ｔ_ａ）の最終時刻に蓄積されていた蓄
積電荷を初期値にして、状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）では入力
換算オフセット電圧（Ｖ_d）をＲ_gで除した値の電流の積
分値に等しい電荷を差し引くように蓄積する。なお、よ
り厳密に表現するなら、「前の状態ａの期間（Ｔ_ａ）の
最終時刻に蓄積されていた蓄積電荷を反転した状態を初
期値にして、状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）では入力換算オフセ
ット電圧（Ｖ_d）をＲ_gで除した値の電流の積分値に等し
い電荷を加算するように蓄積する。」であるが、ここで
重要なのは、状態ａの期間（Ｔ_ａ）におけるオフセット
誤差分の蓄積電荷に対して状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）におけ
るオフセットご差分の蓄積電荷がちょうど逆極性である
ことと、最終的に求めたいのが状態ａの期間（Ｔ_ａ）の
積分値の総和であることから、前記のように状態ａの期
間での蓄積電荷の極性を基準にして表現するのが適当で
ある。

【００４５】これにより、状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）が終了
して次の状態ａに遷移した直後の時刻において積分コン
デンサ６に蓄積されている電荷は、最初の状態ａの期間
（Ｔ_ａ）に蓄積した検出電圧（Ｖ_S）の積分値と入力換
算オフセット電圧（Ｖ_d）の積分値を合算したものに相
当する蓄積電荷から状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）に蓄積した入
力換算オフセット電圧（Ｖ_d）の積分値に相当する蓄積
電荷を差し引いたものとなる。ここで、状態ａの期間
（Ｔ_ａ）と状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）を等しく設定すること
により、入力換算オフセット電圧（Ｖ_d）の影響を完全
にキャンセルし、検出電圧（Ｖ_S）の積分値に対応する
電荷のみを積分コンデンサ６に蓄積させることが出来
る。これに伴って、積分器５の出力端子に得られる電圧
も、入力換算オフセット電圧（Ｖ_d）の影響を取り除い
たものとなる。

【００４６】上記の状態ａの期間（Ｔ_ａ）と状態ｂの期
間（Ｔ_ｂ）を交互に繰り返すことにより、入力換算オフ
セット電圧（Ｖ_d）の影響を排除しながら、検出電圧
（Ｖ_S）の積分、すなわち電池電流の積分を続けること
が出来る。もちろん、電池電流の積分が為される期間は
状態ａの期間（Ｔ_ａ）を合算した期間（ΣＴ_ａ）であ
り、全体時間の半分となるが、その補正は積分値を２倍
するだけで十分である。これについては、電池電流の変
化周期に対してＴ_ａの繰り返し周期を半分以下にすれば
よいと言うことが、サンプリング理論から証明できる。
また通常の場合、電池電流の変化はゆっくりとしてお
り、このことが問題となるケースは少ない。

【００４７】以上説明したオフセット誤差キャンセルメ
カニズムを数式を使って説明すると次のようになる。

【００４８】状態ａの期間を繰り返し順にＴ_a1，Ｔ_a2，
Ｔ_a3，・・・，Ｔ_aNとし、状態ｂの期間をＴ_b1，Ｔ_b2，
Ｔ_b3，・・・，Ｔ_bNとし、それぞれの期間の蓄積電荷を
Ｑ_a1，Ｑ_a2，Ｑ_a3，・・・，Ｑ_aN及びＱ_b1，Ｑ_b2，
Ｑ_b3，・・・，Ｑ_bNとし、それぞれの期間の積分器出力
電圧の変化量をＶ_Oa1，Ｖ_Oa2，Ｖ_Oa3，・・・，Ｖ_OaN及
びＶ_ob1，Ｖ_ob2，Ｖ_ob3，・・・，Ｖ_obNとし、次の式が
成り立つ。

【００４９】

【数６】

【００５０】上式で、積分記号∫の右下に付記した
Ｔ_aN，Ｔ_bNは入力状態セレクタがＮ回目の状態ａまたは
状態ｂに有り、その積分期間がＴ_aN，Ｔ_bNであることを
意味する。また、積分記号∫の右下に付記したＴ_ａは状
態ａの期間を全て積分することを意味する。Ｑ，Ｖ_Oの
右下に付記した記号類についても同様である。

【００５１】数６の第１式と第３式の右辺第１項は、電
池電流検出電圧の積分値、第２項は積分器のオフセット
誤差の積分値にそれぞれ対応する。数６の第５式は状態
ａの蓄積電荷と状態ｂの蓄積電荷の総和を取ると、オフ
セット誤差の影響を排除した電池電流の積分値に対応し
た値が得られることを示している。同じく第６式は状態
ａの積分器出力電圧変化と状態ｂの積分器出力電圧変化
の総和を取ると、オフセット誤差の影響を排除した電池
電流の積分値に対応した電圧が得られることを示してい
る。

【００５２】次に、以上のことを波形図で説明する。図
４（Ａ）は積分コンデンサの電荷の推移波形を示し、図
４（Ｂ）は積分器出力電圧の推移波形を示す。

【００５３】図４（Ａ）において、点線はオフセット誤
差が無い場合を仮想したときの電荷の推移であり、これ
に対し、実線は電池電流の検出電圧と同じ極性で半分の
大きさのオフセット誤差が有る場合の電荷の推移であ
る。状態ａの期間（Ｔ_a1）では検出電圧成分とオフセッ
ト成分が合わせて積分されるため、実線は点線の１．５
倍の勾配で推移している。続く状態ｂの期間（Ｔ_b1）で
はオフセット誤差成分のみが積分されて積分コンデンサ
に逆極性に蓄積されるためその分だけ電荷が減少し、Ｔ
_b1の最終時刻において、点線のオフセット誤差が無い場
合を仮想したときの電荷と一致する。すなわち、期間Ｔ
_a1とＴ_b1を通して見たときの積分コンデンサの電荷は、
オフセット誤差の影響が排除されて、電池電流の検出電
圧だけを積分したものが得られる。次のＴ_a2，Ｔ_b2の期
間、及びそれ以降の期間についても同様であり、オフセ
ット誤差の影響受けない電池電流の検出電圧だけを積分
したものに相当する電荷が加算されていく。

【００５４】図４（Ｂ）は上記の（Ａ）と同じケースに
おける積分器出力電圧を表示したものである。出力電圧
の原点０は積分コンデンサの初期電荷をゼロにクリアし
たときの出力電圧を示すものであり、アース電位を示す
ものではない。点線はオフセット誤差が無い場合、実線
は電池電流の検出電圧と同じ極性で半分の大きさのオフ
セット誤差が有る場合である。状態ａから状態ｂへ遷移
するとき、又は状態ｂから状態ａへ遷移するとき、積分
コンデンサの接続が反転されるため、図示の矢印のごと
く上記の毎遷移時刻において出力電圧が反転する。Ｔ_a1
からＴ_b1に遷移すると、Ｔ_a1の最終時刻での出力電圧が
反転された電圧を起点にしてオフセット誤差成分のみに
よる積分が推移し、Ｔ_b1の最終時刻においては点線で示
されるオフセット誤差が無い場合の出力電圧に一致す
る。Ｔ_b1からＴ_a2に遷移した直後においては、Ｔ_a1の最
終時刻のオフセット誤差が無い場合の出力電圧に一致す
る。以降も順次同様に繰り返され、状態ａの各期間の初
期時刻において、オフセット誤差の影響受けない電池電
流の検出電圧だけを積分したものに相当する出力電圧が
得られる。

【００５５】次に、オフセット誤差が電池電流の検出電
圧と逆極性で存在するケースを図５に示す。図はオフセ
ット誤差の大きさが電池電流の検出電圧の１／４の場合
である。状態ａの期間での勾配は前記図４の例とは逆に
実線の方が小さい。又、状態ｂの期間での勾配は前記図
４の例とは逆である。しかし、オフセット誤差の影響が
除去される効果については全く同様である。

【００５６】ところで、図４、図５のいずれを見ても、
積分コンデンサ電荷と出力電圧のいずれもが時間の推移
とともに増大しており、ついには回路の動作限界に達し
て動作が破綻することが予見される。従って、積分を実
行する時間を回路動作が破綻しない範囲に限定して使用
するのが一つの対応策である。更にもう一つの方法は、
積分値が所定値に到達する度に積分コンデンサの電荷を
リセットする事を繰り返し、そのリセット回数のカウン
ト値を併用するという方法である。これについては、図
１に戻って説明する。

【００５７】図１において、第１のコンパレータ８は積
分器５の出力電圧と第１の積分リセット電圧
（Ｖ_RESET1）とを比較し、積分器５の出力電圧が時間の
推移とともに下の方から上昇してＶ_RESET1に達したとき
に出力電圧をローからハイに遷移させる。第１のコンパ
レータ８の出力電圧がハイになると、積分リセットスイ
ッチ１０がオンし、積分コンデンサ６の電荷がほぼ瞬時
にゼロにリセットされる。積分コンデンサ６の電荷がゼ
ロにリセットされると積分器５の出力電圧が初期値（ゼ
ロ）になり、第１のコンパレータ８は出力電圧をローに
遷移させる。そしてリセットスイッチ１０はオフに戻
り、次の積分が継続される。なお、積分コンデンサの電
荷がリセットされるには短時間ながらもある程度の時間
を要し、この間は第１のコンパレータ８の出力はハイを
維持していることが必要条件であるが、これについては
積分器５の構成要素であるオペアンプが急速に応答出来
ないことが幸いして第１のコンパレータ８がローに遷移
するのが遅れることで上記の必要条件を満たすのが普通
である。より確実にするには、第１のコンパレータ８の
出力をリセットスイッチ１０に導く途中にワンショット
マルチバイブレータ等の一定時間ホールド回路を挿入す
ればよい。

【００５８】上記した積分とリセットの繰り返しによ
り、積分器５の出力電圧がどんどん増大して破綻すると
いう問題を回避し、かつ、積分を継続することが出来
る。そして、リセット回数をカウントすることにより、
全時間の積分値を求めることが可能になる。リセット回
数のカウント値をＫとするとき、前述の数６第６式を応
用すると、次式が成り立つ。

【００５９】

【数７】

【００６０】上式でＫが数十以上に大きければ、最終リ
セット後の積分器出力電圧は無視することが出来、電池
電流（Ｉ_S）の積分値はリセット回数カウント値（Ｋ）
を使って次式で求まる。

【００６１】

【数８】

【００６２】なお、Ｋが数十以上に大きいことと言う必
要条件は、本発明のそもそもの目的である電池の残量計
測に照らし合わせると、ユーザーが電池残量を気にする
のは積分値としては大きな値となったところであり、そ
の時カウント値も当然のことに大きな値であるから、十
二分に満足させられる。仮に、特殊な使い方で、小さな
積分値領域を計測する場合は、それに見合って積分コン
デンサの容量値その他の定数設定で対応可能である。

【００６３】上記の積分リセットの様子を波形図を使っ
て更に詳しく説明する。

【００６４】図６は、先に図４で説明したものと同一条
件において、上記の積分リセットを適用したときの積分
器出力電圧波形図である。出力電圧を示す縦軸の原点Ｏ
は積分コンデンサの初期電荷をクリアしたときの出力電
圧を示すものであることは、前出の図４，図５の場合と
同じである。第１の積分リセット電圧（Ｖ_RESET1）も同
様に定義したもので、この例では３Ｖに設定している。
電池電流の検出電圧に対してオフセット誤差の大きさは
半分で極性は同じである。図中のＴ_a1の期間の点線は電
池電流のオフセット誤差無しを仮想した場合の検出電圧
のみの積分値に対応する出力電圧で、Ｔ_a1の期間中の電
圧増加は１Ｖである。一方実線はオフセット誤差を含む
積分値に対応する出力電圧で、同じ期間中の電圧増加は
１．５Ｖである。Ｔ_a3の途中で積分器出力電圧がＶ
_RESET1に達し、積分器出力電圧がゼロにリセットされて
いる。これが１回目リセットである。２回目リセットは
１回目リセットから（Ｔ_ａ＋Ｔ_ｂ）の３倍の時間経過し
たＴ_a6の途中で発生している。以降同じ周期で３回目リ
セットが発生し、これが繰り返されている。同図の下部
にリセットパルスとして図示する。

【００６５】Ｔ_aNとＴ_bNは対になってオフセットをキャ
ンセルするものであるから、たとえばＴ_b9の終了時刻ま
での積分値の総和を、リセット回数のカウント値から求
めたものとオフセット誤差無しの仮想値（図中点線）か
ら求めたものとを比較してみる。まず前者は、カウント
値は、Ｋ＝３で、Ｖ_RESET1＝３Ｖであり、かつ、Ｔ_b9の
終了時刻での電圧はゼロであるから、積分値の総和は９
Ｖである。一方後者は、Ｔ_a1の期間中の電圧増加は１Ｖ
でそれが９期間であることから積分値の総和は９Ｖであ
る。このように、カウント値から求めた積分値の総和
は、オフセット誤差無しの仮想値の積分値の総和に一致
することが分かる。

【００６６】以上説明した図６のケースは、リセットの
周期の間にＴ_ａとＴ_ｂの期間が複数存在するようにＴ_ａ
とＴ_ｂの切り替え周期を短く設定した場合であった。次
に、この逆にＴ_ａとＴ_ｂの切り替え周期を長く設定した
ケースについて説明する。

【００６７】図７はＴ_ａとＴ_ｂの切り替え周期をリセッ
トの周期よりも長く設定したケースの積分器出力電圧波
形図である。縦軸の原点の定義は図６の場合と同様であ
る。第１の積分リセット電圧（Ｖ_RESET1）は３Ｖに設定
されている。電池電流の検出電圧に対してオフセット誤
差の大きさは１／５で極性は同じである。最初の状態ａ
の期間（Ｔ_a1）では電池電流の検出電圧１に対してオフ
セット誤差０．２が加算されて積分され、積分出力電圧
がＶ_RESET1に達する度にリセットが行われ、この期間で
のリセット回数は４である。続くＴ_b1の期間ではオフセ
ット成分だけの積分がなされ、Ｔ_a2の最初の時刻にはＴ
_a1とＴ_b1でオフセット成分がキャンセルされた積分器出
力電圧となっている。以降はこの繰り返しによってオフ
セット成分がキャンセルされるとともに、リセットの回
数をカウントすることで電池電流成分のみの積分値が求
められる。図示の例では、Ｋ＝１５で、Ｖ_RESET1＝３Ｖ
であるから、Ｔ_a1からＴ_b4までの期間の積分器出力電圧
の総和は４５Ｖである。

【００６８】このように図６と図７のケースから分かる
ように、状態ａと状態ｂの切り替え周期とリセット周期
の大小関係は、どちらが大でどちらが小であってもよ
い。

【００６９】再び図１の説明に戻る。パルスカウンタ１
１はコンパレータ８の出力に発生するリセットパルスの
数をカウントする。カウンタ値読み取り手段１２は読み
取り指令を受けたタイミングでパルスカウンタ１１のカ
ウンタ値をラッチする。その出力を見ることで前記読み
取り指令を受けた時刻までの電池電流積算値を知ること
が出来る。単位時間平均電流値算出手段１３は一つ前の
読み取り指令で読みとった電池電流積算値を記憶してい
て、最新の電池電流積算値との差分を算出する。該差分
を前記読み取り指令の時間間隔で除することで単位時間
平均電流値を知ることが出来る。さらに、読み取り指令
間隔を適当に小さな時間に設定すれば、この単位時間平
均電流値は実質的に瞬時電流値として見なせる。

【００７０】次に、図１において充放電切り替え器１５
が負荷側に電池電流を供給する放電モードから充電器１
４が電池へ充電電流を流す充電モードに切り替わったケ
ースを説明する。入力状態セレクタ４は前の説明と同じ
く図２（Ｃ）の形式とする。

【００７１】このケースにおいては、電池１は充電可能
な二次電池である。以下、充電時の動作を説明する。充
電時には電流検出抵抗２に流れる電流の向きが放電時と
は逆向きになるので、検出電圧も当然逆向きとなる。従
って、積分器５において積分されて積分コンデンサ６に
蓄積される電荷も放電時とは逆極性となり、積分器出力
電圧の推移も放電時とは逆にマイナス方向へ変化する。
第２のコンパレータ１６は、該マイナス方向に推移する
出力電圧を第２の積分リセット電圧（Ｖ_RESET2）と比較
し、積分器５の出力電圧が時間の推移とともに上の方か
ら下降してＶ_RESET2に達したときに出力電圧をローから
ハイに遷移させる。第２のコンパレータ１６の出力電圧
がハイになると、ＯＲゲート１８の出力がローからハイ
に遷移し、同時に積分リセットスイッチ１０がオンして
積分コンデンサ６の電荷がクリアされる。以降の動作は
前記の放電モードの場合と同様である。

【００７２】なお、Ｖ_RESET1とＶ_RESET2は積分コンデン
サの初期電荷をクリアしたときの積分器出力電圧を基準
電位とすると、該基準電位に対してプラス／マイナス対
称の電位に位置する。

【００７３】パルスカウンタ１１は、本実施形態ではア
ップ／ダウン型であり、コンパレータ８の出力はアップ
カウント入力端子へ、コンパレータ１６の出力はダウン
カウント入力端子へそれぞれ接続されている。充電時に
おいては、前記のように積分リセットは第２のコンパレ
ータ１６の出力によって動作制御されており、ダウンカ
ウント入力端子にパルスが入力される。従って、充電の
進行に伴って積分リセットが発生する度にパルスカウン
タ１１のカウント値が１ずつ減算される。この場合、カ
ウンタ値の減少はその減少分だけ電池が充電されたこと
を意味している。本発明を適用した装置が途中で動作モ
ード（放電モード）から充電モードに切り替えられた場
合においては、パルスカウンタ１１はアップカウントか
らダウンカウントに移行してカウントを継続する。これ
により、放電と充電による電荷量の増減を総合的に計測
することが可能となり、結果として、電池の残量を知る
ことが出来る。

【００７４】放電モードから充電モードに切り替わった
ときの積分器出力電圧波形図を図８に示す。Ｔ_b2の終了
時刻で放電モードから充電モードに切り替わった場合で
ある。Ｖ_RESET1が３Ｖ、Ｖ_RESET2が−３Ｖのケースであ
る。

【００７５】次に、図１におけるアップ／ダウン反転手
段１９の作用と効果を説明する。入力状態セレクタ４は
前の説明と同じく図２（Ｃ）の形式とする。

【００７６】アップ／ダウン反転手段１９は入力状態セ
レクタ４の状態切り替えと同期して動作し、状態ａと状
態ｂとで、パルスカウンタ１１のアップカウント入力と
ダウンカウント入力を互いに入れ替えるように働く。図
示の例では、状態ａでは第１のコンパレータ８の出力を
アップカウント入力端子へ、第２のコンパレータ１６の
出力をダウンカウント入力端子へそれぞれ接続し、状態
ｂではこの逆に接続する。

【００７７】図９は放電モードにおいて放電電流の検出
電圧（Ｖ_S）とオフセット誤差電圧（Ｖ_d）が１対１で向
きも同じのケースの積分器出力電圧波形図である。Ｔ_ａ
の期間ではＶ_SとＶ_dが加算されて積分され、Ｔ_ｂの期間
ではＶ_dのみが積分される。図中ｐ１，ｐ２，・・・で
示されるのはＴ_ａの期間で発生するリセットパルスであ
り、ｑ１，ｑ２，・・・で示されるのはＴ_ｂの期間で発
生するリセットパルスである。アップ／ダウン反転手段
１９の作用によりｐ１，ｐ２，・・・はアップカウント
され、ｑ１，ｑ２，・・・はダウンカウントされる。

【００７８】そもそも本第１の実施形態では、Ｔ_ａの期
間の積分による電圧変化からＴ_ｂの期間の積分による電
圧変化を差し引くように作用するものであるが、図示の
ようにＴ_ｂの期間中にリセットが発生する場合は、その
カウント値についてもＴ_ａ期間中のカウント値から差し
引くのが正しく、本実施形態はその理にかなっている。

【００７９】次に、同じく充電モードにおいて充電電流
の検出電圧（Ｖ_S）の大きさがオフセット誤差電圧
（Ｖ_d）の３倍のケースについて積分器出力電圧波形図
を図１０に示す。この場合、オフセット誤差電圧
（Ｖ_d）は図９のケースと同一とする。期間Ｔ_ａでは出
力電圧がＶ_RESET2に到達したときにリセットパルスｐ
１，ｐ２，・・・が発生し、このリセットパルスはパル
スカウンタ１１でダウンカウントされる。期間Ｔｂでは
出力電圧がＶ_RESET1に到達したときにリセットパルスｑ
１，ｑ２，・・・が発生しているが、このリセットパル
スはアップ／ダウン反転手段１９の作用によりダウンカ
ウントされる。

【００８０】次に、入力状態セレクタ４が図２（Ａ）
で、積分器５が図３（Ｂ）のケースを本発明の第２の実
施形態として図１１に示す。同図において、４は入力状
態セレクタで状態ａと状態ｂで接続極性が反転する。５
は図３（Ｂ）で説明したものと同じ積分器である。電圧
電流変換アンプ５０３により入力電圧をｇ_m倍の電流に
変換してオペアンプ５０１のマイナス端子へ供給し、積
分コンデンサ６に積分電荷として蓄積する。その他の記
号は前記図１と同じである。

【００８１】今、入力状態セレクタ４が状態ａ（図中実
線矢印）にあり、これに同期して積分コンデンサ反転手
段７も状態ａ（図中実線矢印）にある期間（Ｔ_ａ）を考
える。前述の式（５）で表される検出電圧（Ｖ_S）が積
分器５に導かれ、積分器５は該検出電圧（Ｖ_S）にｇ_mを
掛けた値の電流を積分コンデンサ６に流し、該電流の積
分値に等しい電荷を積分コンデンサ６に蓄積する。そし
てこの電荷蓄積の推移に伴って積分器５の出力端子電圧
が変化し、その電圧変化量は検出電圧（Ｖ_S）の積分値
に対応する。

【００８２】また、積分器の構成要素である電圧電流変
換アンプ５０３が入力換算オフセット電圧Ｖ_dを有する
ため、該入力換算オフセット電圧Ｖ_dの積分値に対応す
る電荷が積分コンデンサ６に合わせて蓄積され、出力端
子に発生する電圧変化量にもこれによる電圧変化が加算
される。

【００８３】次に、入力状態セレクタ４が状態ｂ（図中
点線矢印）に遷移し、これに同期して積分コンデンサ反
転手段７も状態ｂ（図中点線矢印）に遷移した後の期間
（Ｔ_ｂ）を考える。入力状態セレクタ４が状態ｂにある
ため、検出電圧（Ｖ_S）が極性反転されて積分器５に入
力される。従って、積分器５は該極性反転された検出電
圧（−Ｖ_S）と該積分器の構成要素である電圧電流変換
アンプ５０３の入力換算オフセット電圧（Ｖ_d）を合わ
せて積分する。しかるに、状態ｂでは積分コンデンサ反
転手段により積分コンデンサの接続が反転されているた
め、積分コンデンサ６は前の状態ａの期間（Ｔ_ａ）の最
終時刻に蓄積されていた蓄積電荷を初期値にして、状態
ｂの期間（Ｔ_ｂ）ではオフセット成分については入力換
算オフセット電圧（Ｖ_d）にｇ_mを掛けた値の電流の積分
値に等しい電荷を差し引くように蓄積する。電池電流成
分については検出電圧と積分コンデンサの接続極性が共
に反転されているため、状態ａの期間（Ｔ_ａ）の積分電
荷に状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）の積分電荷が加算される。

【００８４】これによって、オフセット成分による積分
電荷は状態ａの期間（Ｔ_ａ）と状態ｂの期間（Ｔ_ｂ）で
完全にキャンセルされ、電池電流成分による積分電荷の
みが状態ａの期間（Ｔ_ａ）と状態ｂの期間を通して加算
される。

【００８５】積分器５の出力端子に発生する電圧は、上
記の電池電流成分による積分電圧が期間（Ｔ_ａ）期間
（Ｔ_ｂ）毎に極性反転された形になる。以上ことを動作
波形図図１２に示すが、ここでは、オフセットのキャン
セルと電池電流成分の積分の作用を分かりやすくするた
めに積分リセットの作用を考慮していない。図１２
（Ａ）は積分コンデンサの電荷の推移を示し、図中の細
線は電池電流成分のみの積分電荷を、点線はオフセット
成分のみの積分電荷を、太線は両者の合計電荷をそれぞ
れに示す。オフセット成分の積分電荷はＴ_ａとＴ_ｂの通
期でキャンセルされている。従って電池電流成分とオフ
セット成分の合計積分電荷はＴ_ｂの終了時刻において電
池電流成分のみの積分電荷に一致している。図１２
（Ｂ）は積分器出力電圧の推移を示す。同図の縦軸の原
点０は積分コンデンサの電荷をクリアしてゼロとしたと
きの出力電圧であり、図１１に記載の基準電圧に一致す
る。図中の細線は電池電流成分のみを積分した時を仮想
した電圧を、太線はオフセット成分の積分を含む合計の
出力電圧をそれぞれに示す。この図からＴ_ｂの最終時刻
又はＴ_ａの最初の時刻においては電池電流成分のみを積
分したものに等しい電圧となることが分かる。

【００８６】再び図１１に戻り、積分リセットとパルス
カウントを含めた動作を説明する。第１のコンパレータ
８と第２のコンパレータ１６は図中の基準電圧に対して
プラス側マイナス側対称の電位にある積分リセット電圧
（Ｖ_RESET1，Ｖ_RESET2）をそれぞれの比較基準電位とし
て動作し、積分器出力電圧が上昇してＶ_RESET1に達した
ときに第１のコンパレータ８の出力がハイに遷移し、積
分器出力電圧が下降してＶ_RESET2に達したときに第２の
コンパレータ８の出力がハイに遷移する。そしていずれ
かのコンパレータの出力がハイに遷移すると積分リセッ
トスイッチ１０がオンして積分コンデンサ６の電荷がク
リアされ、積分がリセットされる。このとき、コンパレ
ータの出力にパルスが発生することについては前述の説
明と同じである。

【００８７】アップ／ダウン反転手段１９は入力状態セ
レクタ４の状態切り替えと同期して動作し、状態ａと状
態ｂとで、パルスカウンタ１１のアップカウント入力と
ダウンカウント入力を互いに入れ替えるように働く。図
示の例では、状態ａでは第１のコンパレータ８の出力を
アップカウント入力端子へ、第２のコンパレータ１６の
出力をダウンカウント入力端子へそれぞれ接続し、状態
ｂではこの逆に接続する。状態ｂは電池電流の検出電圧
が極性反転されて積分されている期間であり、この期間
の積分器出力電圧の変化方向も反転されているので、こ
の期間に発生するリセットパルスをアップ／ダウン逆に
してカウントするのである。オフセット成分によって生
じるリセットパルスについても、状態ｂの期間はオフセ
ット分を引き算する期間であるので、アップ／ダウン逆
にしてカウントするのが理にかなっている。

【００８８】図１３（Ａ）は放電モードにおいて放電電
流の検出電圧（Ｖ_S）２に対してオフセット誤差電圧
（Ｖ_d）が１の大きさで向きが同じケースの積分器出力
電圧波形図である。Ｔ_ａの期間ではＶ_SとＶ_dが加算され
て積分され、Ｔ_ｂの期間では−Ｖ_SとＶ_dが加算されて積
分される。図中ｐ１，ｐ２，・・・で示されるのはＴ_ａ
の期間で発生するリセットパルスであり、ｑ１，ｑ２，
・・・で示されるのはＴｂの期間で発生するリセットパ
ルスである。アップ／ダウン反転手段１９の作用により
ｐ１，ｐ２，・・・はアップカウントされ、ｑ１，ｑ
２，・・・もアップカウントされる。

【００８９】なお、本第２の実施形態においてその他の
動作は前記第１の実施形態と同じであり、説明を割愛す
る。

【００９０】図１３（Ｂ）は放電モードにおいて放電電
流の検出電圧（Ｖ_S）１に対してオフセット誤差電圧
（Ｖ_d）が３の大きさで向きが同じケースの積分器出力
電圧波形図である。Ｔ_ａの期間ではＶ_SとＶ_dが加算され
て積分され、Ｔ_ｂの期間では−Ｖ_SとＶ_dが加算されて積
分される。図中ｐ１，ｐ２，・・・で示されるのはＴ_ａ
の期間で発生するリセットパルスであり、ｑ１，ｑ２，
・・・で示されるのはＴｂの期間で発生するリセットパ
ルスである。アップ／ダウン反転手段１９の作用により
ｐ１，ｐ２，・・・はアップカウントされ、ｑ１，ｑ
２，・・・はダウンカウントされる。

【００９１】この図１３（Ｂ）に示されたケースで注目
すべきもう一つのことは、第１と第２の二つのコンパレ
ータの内、リセットパルスを発生しているのはV_RESET1
を比較基準電位として動作する第１のコンパレータだけ
であるということである。この現象は、放電電流の検出
電圧（Ｖ_S）よりもオフセット誤差電圧（Ｖ_d）の方が絶
対値が大きいと言う条件を満たすときに起きる。このこ
とより、もしも、オフセット誤差電圧（Ｖ_d）がプラス
側又はマイナス側のどちらか一方に偏って発生するよう
に故意にバイアスをかけるならば、検出電圧（Ｖ_S）の
絶対値がＶ_dの絶対値よりも小さい電流領域の計測に限
って、二つのコンパレータの内の片方を省略できること
を示唆している。

【００９２】なお、以上の説明においてアップ／ダウン
型のパルスカウンタは、そのアップカウント入力端子に
パルスが入力される度にカウント値を１ずつ増し、ダウ
ンカウント入力端子にパルスが入力される度にカウント
値を１ずつ減ずるように成した１個のパルスカウンタと
して説明したが、アップ／ダウン型パルスカウンタはこ
の形式に限るものではない。例えば、アップカウント入
力端子に入力されるパルスを一方向にカウントするパル
スカウンタと、ダウンカウント入力端子に入力されるパ
ルスを一方向にカウントするパルスカウンタとから成
り、該２個のパルスカウンタの一方のカウント値から他
方のカウント値を差し引くことで前述の１個のアップ／
ダウン型パルスカウンタと実質的に等価な機能を得るも
のが周知である。

【００９３】次に本発明の第３の実施形態を図１４を用
いて説明する。図１４において、１０で示される枠は積
分リセット手段であり、この内容が前記の第２の実施形
態に対して新規の部分である。以下、この新規の積分リ
セット手段１０について説明する。同図において、１１
０は積分用コンデンサ選択手段、１１１及び１１２は積
分選択スイッチ、１２０はコンデンサ電荷放電手段、１
２１および１２２は放電選択スイッチ、１２３は放電抵
抗、１３０はスイッチ制御回路、６０１及び６０２は積
分コンデンサＣｘとＣｙである。なお、これらの積分コ
ンデンサは積分リセット手段１０の枠内に記載されてい
るが、これは図面表記の便宜のためであり、前出の図１
１における積分コンデンサ６に対応するものである。

【００９４】２個の積分コンデンサＣｘとＣｙは同一容
量で、機能的にも同一であるが、積分選択スイッチ及び
放電選択スイッチの状態と対応づけて説明する便宜上、
添え字ｘとｙを付して区別している。積分選択スイッチ
１１１，１１２及び放電選択スイッチ１２１，１２２は
共にスイッチ制御回路１３０により制御されていて、積
分選択スイッチが積分コンデンサＣｘを選択していると
きは放電選択スイッチは積分コンデンサＣｙを選択し、
積分選択スイッチが反対側（Ｃｙ）を選択しているとき
は放電選択スイッチも又反対側（Ｃｘ）を選択する。

【００９５】スイッチ制御回路１３０はＯＲゲート１８
の出力パルスをトリガーとして駆動され、該トリガーが
入る都度、ｘ，ｙの２出力のハイとローを切り替える。
これはフリップフロップ回路で実現される。なお、トリ
ガーはパルスの立ち上がり又は下がりエッジであるのが
普通であるが、そのどちらにするかは全体回路のロジッ
ク構成に依存することであり、本質的なことではない。
図示の例では立ち上がりエッジをトリガーとしているの
で、それを前提として説明する。

【００９６】このような構成により、ＯＲゲート１８の
出力がローからハイに遷移する度にスイッチ制御回路１
３０のｘ，ｙ出力のハイとローが入れ替わり、これによ
り積分選択スイッチがｘからｙに切り替わると同時に放
電選択スイッチがｙからｘに切り替わり、あるいは積分
選択スイッチがｙからｘに切り替わると同時に放電選択
スイッチがｘからｙに切り替わる。

【００９７】放電選択スイッチで選択された積分コンデ
ンサの電荷は放電選択されている期間中に放電抵抗１２
３を通して放電され完全に電荷がクリアされる。従っ
て、次にＯＲゲート１３０の出力がローからハイに遷移
したときに、積分選択スイッチ、放電選択スイッチが共
に反転し、それまで積分電荷を蓄積してきた積分コンデ
ンサから電荷がクリア済みの積分コンデンサに切り替え
られる。このことは、積分器５から見ると積分コンデン
サの電荷がほぼ瞬時にゼロにクリアされたことに等価で
あり、前記の第１乃至第２の実施形態における積分リセ
ットスイッチと同様の機能を得たことになる。

【００９８】なお、放電抵抗１２３の抵抗値は積分コン
デンサの静電容量値との積で決まる時定数が積分リセッ
ト周期の最短時間の１０パーセント程度以下に短時間で
有ることが望ましい。一方、抵抗値が低いと放電時のピ
ーク電流が大きくなるので、両者の兼ね合いで決めるの
がよい。

【００９９】本実施形態を要約すると、２個の積分コン
デンサを備え、一方のコンデンサが積分電荷を蓄積する
期間に他方のコンデンサはその蓄積電荷をクリアし、積
分器出力電圧が積分リセット電圧に到達する度に該２個
のコンデンサを入れ替えることで、積分リセットを行う
ことである。

【０１００】本実施形態の利点は、積分リセットが実効
的にほぼ瞬時に行われること、蓄積電荷のクリアをゆっ
くりと時間をかけて行えるのでリセットスイッチでコン
デンサを短絡したときのようなパルス状の大電流の発生
が無いこと、及び、スイッチの導通抵抗はリセットスイ
ッチの場合に比べ高抵抗が許されることなどである。

【０１０１】図１５は上記第３の実施形態の積分選択ス
イッチと放電選択スイッチの変形形態を示すものであ
る。積分選択スイッチと放電選択スイッチを機能的に重
ねて表示したものである。

【０１０２】図１６は積分選択スイッチと放電選択スイ
ッチのＭＯＳトランジスタによる実施形態を示すもので
ある。ＮＭＯＳとＰＭＯＳのトランジスタを並列接続し
て１単位のスイッチを構成し、これを複数個用い、これ
らの断続を組み合わせることで選択スイッチを実現して
いる。

【０１０３】なお、このようなＭＯＳトランジスタによ
るスイッチ回路は前出の状態セレクタ４や積分コンデン
サ反転手段７にも利用できる。

【０１０４】次に本発明の第４の実施形態を図１７を用
いて説明する。図１７において、１０は積分リセット手
段、６０１，６０２は２個の積分コンデンサで、該１
０，６０１，６０２により成る部分は前記第３の実施形
態で図１４乃至図１６に記載された回路に等価である。
２１はスイッチパルス生成手段、２２はシリアル通信手
段、２３は電流積算値検出ＩＣ、２４はマイコン、２５
はＥＥＰＲＯＭ（電気的消去書き込み可能ＲＯＭ）、２
４１は残量演算手段、２４２はキャリブレーション手段
等である。その他は、第１乃至第３の実施形態で説明し
たものと基本的に同じである。

【０１０５】図中左下部に太線で表記した電池１、電流
検出抵抗２、負荷３又は充電器１４、充放電切り替え器
１５で構成するループに電池の負荷電流（放電電流）又
は充電電流が流れる。

【０１０６】電流検出抵抗２の両端に発生する電流検出
電圧を入力状態セレクタ４を介して積分器５に導かれ
る。図中２点鎖線枠で囲まれた回路が積分器５である
が、これは先に図３（Ｃ）に示したものと同一である。
この部分の相互コンダクタンスは図示のＲ_g＝５ｋΩで
決まり、０．２ｍＳ（ミリジーメンス）である。オペア
ンプ５０１の基準電位は２．５Ｖであり、積分リセット
時の積分器出力電圧は２．５Ｖとなる。

【０１０７】第１のコンパレータ８、第２のコンパレー
タ１６は基準電位２．５Ｖに対してプラスマイナス２Ｖ
の電位（それぞれ４．５Ｖ，０．５Ｖ）を積分リセット
電圧としている。

【０１０８】入力状態セレクタ４、積分コンデンサ反転
手段７、アップ／ダウン反転手段１９はスイッチパルス
発生手段２１より発生される図示のａ，ｂパルスで制御
され、同期して切り替わる。

【０１０９】パルスカウンタ１１のデータはシリアル通
信手段２２等を介してマイコン２４に伝えられ、電池残
量演算、単位時間平均電流値算出、ゲインのキャリブレ
ーション等のプログラムが実行されてそれぞれの演算結
果を得る。ゲインのキャリブレーションは、本発明を実
施した回路装置の調整行程において、電流検出抵抗２に
校正用の基準電流を流し、このときの単位時間平均電流
値として測定される校正測定値と校正基準値との比によ
り、補正係数ｋを求めるものである。この補正係数ｋは
ＥＥＰＲＯＭ２５に保存され、実際の動作時にこの値を
マイコンへ読み出してゲイン補正する。

【０１１０】次に本発明の第５の実施形態を図１８を用
いて説明する。図１８において、２３は電流積算値検出
ＩＣで、その内容は図１７に示したものと同一である。
２６は電池電流検出ＩＣ２３とマイコン２４の間で情報
のやり取りをする通信手段である。電池１、電流検出抵
抗２、電流積算値検出ＩＣ２３、マイコン２４、通信手
段２６により電池パック２７を構成している。２９はノ
ート型パソコン等の携帯情報端末であり、その中に電源
２９１、ホストコンピュータ２９２、表示装置２９３を
含む。２８は電池パック２７と携帯情報端末２９の間で
情報のやり取りをする通信手段である。電池パック２７
は、通常は、携帯情報端末２９に装着された状態で使わ
れる。電池パック２７内の電池１の電力は携帯情報端末
２９の電源へ供給され、携帯情報端末内で必要な幾通り
かの電源電圧に変換されて各部へ供給される。電流積算
値検出ＩＣで電池電流の積分値が検出され、それがパル
スカウント値に変換された電流積算値データは通信手段
２６を介してマイコン２４に送られる。マイコンでは電
池残量値や単位時間平均電流値が算出され、それらのデ
ータは携帯情報端末のホストコンピュータの要求指令に
応じて通信手段２８を介してホストコンピュータに送ら
れる。ホストコンピュータは表示装置２９３上に適宜電
池残量値や現在消費されている電流値又は電力値等を表
示する。

【０１１１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば電
池の電流通路に直列に挿入された電流検出抵抗と、積分
器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ
導く入力状態セレクタと、積分器に接続した積分コンデ
ンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該
積分コンデンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ
反転手段とを備え、該入力状態セレクタは、状態ａと状
態ｂの２状態を規則的に交互に切り替え、状態ａでは該
電流検出抵抗の両端に発生している電池電流検出電圧を
該積分器の入力へ導く。一方、状態ｂでは該電流検出抵
抗の両端に発生している電池電流検出電圧の極性を反転
して該積分器の入力へ導くか、または、電池電流値がゼ
ロの状態を仮想し、その仮想状態での該電流検出抵抗の
端子間電圧を該積分器の入力へ導く。

【０１１２】該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態
セレクタの状態ａと状態ｂに同期して交互に反転し、該
積分コンデンサの接続極性を交互に切り替え、これによ
り該積分器は、状態ａの期間では電池電流に対応した電
流と前記の望ましからぬオフセットに起因する電流を合
わせて時間積分して該積分コンデンサに積分電荷として
蓄積し、状態ｂの期間では電池電流に対応した電流を反
転した電流と前記の望ましからぬオフセットに起因する
電流を合わせて時間積分するか、または、オフセットに
起因する電流のみを時間積分して該積分コンデンサに積
分電荷として蓄積するので、前記オフセットに起因する
電流の成分については状態ａの積分電荷と状態ｂの積分
電荷が引き算し合うことになり、オフセットに起因する
電流の積分電荷は完全に打ち消され、該積分器の出力に
は、オフセットに影響されない電池電流の時間積分値、
すなわち電流積算値に対応する電圧が得られる。一方電
池電流の成分については、状態ｂで積分器入力の電池電
流検出電圧と積分コンデンサの両方が反転されるケース
では状態ｂの期間に積分コンデンサに蓄積される積分電
荷は状態ａと同一極性で加算され、状態ｂで積分器入力
の電池電流検出電圧を実効的にゼロにするケースでは状
態ａの期間の電池電流成分の積分電荷が積分コンデンサ
に蓄積されるから、積分器出力にはオフセット誤差の影
響を受けない電池電流成分のみに対応した電圧が得られ
る。

【０１１３】さらに、時間の推移と共に変化する該積分
器の出力電圧が該積分器の積分コンデンサの電荷をクリ
アしたときの出力電位を基準電位としてプラスマイナス
対称の電位にある第１又は第２の所定の積分リセット電
圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力する２つの
コンパレータと、該コンパレータが該電圧遷移を出力し
たときに該積分コンデンサの積分電荷をゼロにクリアす
る積分リセット手段を備えるので、積分器出力電圧を所
定の電圧範囲に留めながら電流積算を継続することが出
来、また、該積分リセット手段の作動頻度で該２つのコ
ンパレータの出力に発生するパルスをアップカウント又
はダウンカウントするパルスカウンタとを備えるので、
該パルス数をカウントすることによって、電池の充放電
電流の長時間にわたる積算値をディジタル値として求め
ることが出来る。また、単位時間内に発生するパルス数
（即ち、周波数）を計測することでその時刻における電
池電流値を求めることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す図。

【図２】入力状態セレクタの具体的構成例を示す図。

【図３】積分器の具体的構成例を示す図。

【図４】オフセットが同極性の時の積分器波形を示す
図。

【図５】オフセットが逆極性の時の積分器波形を示す
図。

【図６】積分器波形を示す図。

【図７】積分器波形を示す図。

【図８】積分器波形を示す図。

【図９】積分器波形を示す図。

【図１０】積分器波形を示す図。

【図１１】本発明の第２の実施形態を示す図。

【図１２】積分器波形を示す図。

【図１３】積分器波形を示す図。

【図１４】本発明の第３の実施形態を示す図。

【図１５】積分リセット手段の変形形態を示す図。

【図１６】積分選択スイッチと放電選択スイッチのＭＯ
Ｓトランジスタによる実施形態を示す図。

【図１７】本発明の第４の実施形態を示す図。

【図１８】本発明の第５の実施形態を示す図。

【符号の説明】

１…電池２…電流検出抵抗３…負荷４…入力状態セレクタ４０１…スイッチ４０２…抵抗器４０３…抵抗器４０４…スイッチ５…積分器５０１…オペアンプ５０２…抵抗器５０３…電圧電流変換増幅器６…積分コンデンサ６０１…積分コンデンサ６０２…積分コンデンサ７…積分コンデンサ反転手段８…第１のコンパレータ９…第１の積分リセット電圧源１０…積分リセット手段１１０…積分用コンデンサ選択手段１１１…積分選択スイッチ１１２…積分選択スイッチ１２０…コンデンサ電荷放電手段１２１…放電選択スイッチ１２２…放電選択スイッチ１２３…放電抵抗１３０…スイッチ制御回路１１…パルスカウンタ１２…カウンタ値読み取り手段１３…単位時間平均電流値算出手段１４…充電器１５…充放電切り替え器１６…第２のコンパレータ１７…第２の積分リセット電圧源１８…ＯＲゲート１９…アップ／ダウン反転手段２１…スイッチパルス生成手段２２…シリアル通信手段２３…電流積算値検出ＩＣ２４…マイコン２４１…残量演算手段２４２…キャリブレーション手段２５…ＥＥＰＲＯＭ（電気的消去書き込み可能ＲＯＭ）２６…通信手段２７…電池パック２８…通信手段２９…携帯情報端末２９１…電源２９２…ホストコンピュータ２９３…表示装置

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者野田勝神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所マルチメディアシステム開発本部内 (72)発明者竹内崇大阪府茨木市丑寅一丁目１番88号日立マクセル株式会社内 (72)発明者田中伸児東京都小平市上水本町５丁目22番１号株式会社超エル・エス・アイ・システムズ内 (72)発明者土屋光典東京都小平市上水本町五丁目22番１号株式会社超エル・エス・アイ・システムズ内 (72)発明者山口剛史東京都小平市上水本町五丁目22番１号株式会社超エル・エス・アイ・システムズ内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電流検出電圧が入力される入力端子対と、積分器と、該入力端子対の電流検出電圧を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準電位よりマイナス側の第２の所定の積分リ
セット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力す
る第２のコンパレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷移を出力した
ときに該積分コンデンサの積分電荷をクリアする積分リ
セット手段と、該積分リセット手段の作動頻度で該第１又は第２のコン
パレータの出力に発生するパルスの一方のコンパレータ
の出力パルスをアップカウントし他方のコンパレータの
出力パルスをダウンカウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタへのアップ／ダウンカウント入力を反
転するアップ／ダウン反転手段とを備え、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該入力端子対に印加され
ている電流検出電圧を該積分器の入力へ導き、一方、状
態ｂでは、該入力端子対に印加されている電流検出電圧
を反転して該積分器の入力へ導くか、または、電圧ゼロ
を該積分器の入力へ導くか、のいずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該パルスカウンタのカウント値から電流積算値を得るこ
とを特徴とする電流積算値検出装置。
【請求項２】電流通路に直列に挿入された電流検出抵抗
と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準電位よりマイナス側の第２の所定の積分リ
セット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力す
る第２のコンパレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷移を出力した
ときに該積分コンデンサの積分電荷をクリアする積分リ
セット手段と、該積分リセット手段の作動頻度で該第１又は第２のコン
パレータの出力に発生するパルスの一方のコンパレータ
の出力パルスをアップカウントし他方のコンパレータの
出力パルスをダウンカウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタへのアップ／ダウンカウント入力を反
転するアップ／ダウン反転手段とを備え、該入力状態セレクタは、状態ａと状態ｂの２状態を規則
的に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端
に発生している電流検出電圧を該積分器の入力へ導き、
一方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生してい
る電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入力へ導く
か、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導くか、のい
ずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該パルスカウンタのカウント値から電流積算値を得るこ
とを特徴とする電流積算値検出装置。
【請求項３】電池の電流通路に直列に挿入された電流検
出抵抗と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準電位よりマイナス側の第２の所定の積分リ
セット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力す
る第２のコンパレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷移を出力した
ときに該積分コンデンサの積分電荷をクリアする積分リ
セット手段と、該積分リセット手段の作動頻度で該第１又は第２のコン
パレータの出力に発生するパルスの一方のコンパレータ
の出力パルスをアップカウントし他方のコンパレータの
出力パルスをダウンカウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタのアップ／ダウンカウント入力を反転
するアップ／ダウン反転手段と、該パルスカウンタのカウント値を読み取るカウンタ値読
み取り手段と、マイコンと、該電流検出抵抗を介して電池の電力が供給される電源回
路とホストコンピュータと表示装置を含む携帯情報端末
と、該マイコンと該携帯情報端末との間で情報のやり取りを
する通信手段とを備えてなり、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に
発生している電池電流検出電圧を該積分器の入力へ導
き、一方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生し
ている電池電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入
力へ導くか、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導く
か、のいずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該マイコンは、該カウント値読み取り手段が該パルスカ
ウンタから読み取ったデータを受け取り、電池残量を算
出する演算を行い、該携帯情報端末は、該マイコンで算出された電池残量値
に関するデータを該通信手段を介して該ホストコンピュ
ータに取り込み、該電池残量値に関するデータを該表示
装置に表示することを特徴とする電流積算値検出装置。
【請求項４】請求項１に記載の電流積算値検出装置にお
いて、該積分器は、積分器入力端子対と、積分器出力端子と、
第１，第２のトランジスタと、第１，第２，第３のオペ
アンプと、同一抵抗値の第１，第２の抵抗と、他の同一
抵抗値の第３，第４の抵抗と、積分コンデンサとを有し
てなり、該第１の抵抗は該第１のトランジスタのソース電極と該
積分器入力端子対の一方の端子の間に挿入されており、
該第２の抵抗は該第２のトランジスタのソース電極と該
積分器入力端子対の他方の端子の間に挿入されており、
該第１のオペアンプはその正極性入力端子が該第２のト
ランジスタのソース電極に接続されその負極性入力端子
が該第１のトランジスタのソース電極に接続されその出
力端子が該第１のトランジスタのゲート電極に接続され
ており、該第２のオペアンプはその正極性入力端子が該
第２のトランジスタのドレイン電極に接続されその出力
端子が該第２のトランジスタのゲート電極に接続されそ
の負極性入力端子が該第３のオペアンプの正極性入力端
子と共に積分基準電位に付勢されており、該第３，第４
の抵抗は一端が電源電位に付勢され他端が該第１，第２
のトランジスタのドレイン電極にそれぞれ接続されてお
り、該第３のオペアンプはその負極性入力端子が該第１
のトランジスタのドレイン電極に接続されその出力端子
が該積分器出力端子に接続されており、該積分コンデン
サは該積分コンデンサ反転手段を介して該第３のオペア
ンプの出力端子と負極性入力端子に接続されていること
を特徴とする電流積算値検出装置。
【請求項５】電流通路に直列に挿入された電流検出抵抗
と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準電位よりマイナス側の第２の所定の積分リ
セット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力す
る第２のコンパレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷移を出力した
ときに該積分コンデンサの積分電荷をクリアする積分リ
セット手段と、該積分リセット手段の作動頻度で該第１又は第２のコン
パレータの出力に発生するパルスの一方のコンパレータ
の出力パルスをアップカウントし他方のコンパレータの
出力パルスをダウンカウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタへのアップ／ダウンカウント入力を反
転するアップ／ダウン反転手段と、該パルスカウンタのカウント値から単位時間平均電流値
を算出する単位時間平均電流値算出手段とを備え、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に
発生している電流検出電圧を該積分器の入力へ導き、一
方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生している
電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入力へ導く
か、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導くか、のい
ずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該単位時間平均電流値算出手段は、所定の時間間隔で該
パルスカウンタのカウント値を読み込み、前後する該読
み込みカウント値の差分を該所定の時間間隔で除するこ
とにより単位時間平均電流値を算出することを特徴とす
る電流値検出装置。
【請求項６】電池の電流通路に直列に挿入された電流検
出抵抗と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準電位よりマイナス側の第２の所定の積分リ
セット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力す
る第２のコンパレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷移を出力した
ときに該積分コンデンサの積分電荷をクリアする積分リ
セット手段と、該積分リセット手段の作動頻度で該第１又は第２のコン
パレータの出力に発生するパルスの一方のコンパレータ
の出力パルスをアップカウントし他方のコンパレータの
出力パルスをダウンカウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタのアップ／ダウンカウント入力を反転
するアップ／ダウン反転手段と、該パルスカウンタのカウント値を読み取るカウント値読
み取り手段と、マイコンと、該電流検出抵抗を介して電池の電力が供給される電源回
路とホストコンピュータと表示装置を含む携帯情報端末
と、該マイコンと該携帯情報端末との間で情報のやり取りを
する通信手段とを備えてなり、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に
発生している電池電流検出電圧を該積分器の入力へ導
き、一方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生し
ている電池電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入
力へ導くか、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導く
か、のいずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該マイコンは、該カウンタ値読み取り手段が該パルスカ
ウンタから読み取ったデータを受け取り、単位時間平均
電流値を算出する演算を行い、該携帯情報端末は、該マイコンで算出された単位時間平
均電流値に関するデータを該通信手段を介して該ホスト
コンピュータに取り込み、該単位時間平均電流値に関す
るデータを該表示装置に表示することを特徴とする電流
値検出装置。
【請求項７】電池と、該電池の電流積算値検出装置または電流値検出装置を備
えてなり、該電流積算値検出装置または電流値検出装置は、該電池の電流通路に直列に挿入された電流検出抵抗と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が該積分
コンデンサの電荷をクリアしたときに得られる該積分器
の出力電圧を基準電位として、それよりプラス側の第１
の所定の積分リセット電圧に達したときにそれを示す電
圧遷移を出力する第１のコンパレータと、同じく該基準電位よりマイナス側の第２の所定の積分リ
セット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を出力す
る第２のコンパレータと、該第１又は第２のコンパレータが該電圧遷移を出力した
ときに該積分コンデンサの積分電荷をクリアする積分リ
セット手段と、該積分リセット手段の作動頻度で該第１又は第２のコン
パレータの出力に発生するパルスの一方のコンパレータ
の出力パルスをアップカウントし他方のコンパレータの
出力パルスをダウンカウントするパルスカウンタと、該パルスカウンタへのアップ／ダウンカウント入力を反
転するアップ／ダウン反転手段と、該パルスカウンタのカウント値を読み取るカウンタ値読
み取り手段と、マイコンとを有し、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に
発生している電池電流検出電圧を該積分器の入力へ導
き、一方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生し
ている電池電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入
力へ導くか、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導く
か、のいずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該マイコンは、該カウント値読み取り手段が該パルスカ
ウンタから読み取ったデータを受け取り、電池残量また
は単位時間平均電流値を算出する演算手段を有する構成
とした、ことを特徴とする電池パック。
【請求項８】請求項７記載の電池パックにおいて、該マイコンは、該演算手段の算出値を補正するためのキ
ャリブレーション手段を備え、該キャリブレーション手段は、電流積算値検出装置また
は該電流値検出装置の初期調整段階で該電流検出抵抗に
校正用の基準電流を流されたとき、該電流値検出装置に
て算出される単位時間平均電流値と該校正用の基準電流
値との比により補正係数ｋを求めてこれを不揮発性メモ
リ手段に格納し、該電池パックの電流積算値または電流
値を検出する段階において、該不揮発性メモリ手段に格
納された該補正係数ｋを該演算手段へ送出する構成とし
た、ことを特徴とする電池パック。
【請求項９】請求項１、２または３のいずれか１項に記
載の電流積算値検出装置において、該積分コンデンサは２個のコンデンサでなり、該積分リ
セット手段は該２個のコンデンサの一方が積分電荷を蓄
積する期間に他方のコンデンサの蓄積電荷をクリアし、
該第１又は第２のコンパレータのいずれかが該電圧遷移
を出力したときに該２個のコンデンサを互いに入れ替え
ることで積分リセットを行うことを特徴とする電流積算
値検出装置。
【請求項１０】請求項５または６に記載の電流値検出装
置において、該積分コンデンサは２個のコンデンサでなり、該積分リ
セット手段は該２個のコンデンサの一方が積分電荷を蓄
積する期間に他方のコンデンサの蓄積電荷をクリアし、
該第１又は第２のコンパレータのいずれかが該電圧遷移
を出力したときに該２個のコンデンサを互いに入れ替え
ることで積分リセットを行うことを特徴とする電流値検
出装置。
【請求項１１】請求項７または８に記載の電池パックに
おいて、該積分コンデンサは２個のコンデンサでなり、該積分リ
セット手段は該２個のコンデンサの一方が積分電荷を蓄
積する期間に他方のコンデンサの蓄積電荷をクリアし、
該第１又は第２のコンパレータのいずれかが該電圧遷移
を出力したときに該２個のコンデンサを互いに入れ替え
ることで積分リセットを行うことを特徴とする電池パッ
ク。
【請求項１２】電流検出電圧が入力される入力端子対
と、積分器と、該入力端子対の電流検出電圧を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が所定の
積分リセット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を
出力するコンパレータと、該コンパレータが該電圧遷移を出力したときに該積分コ
ンデンサの積分電荷をクリアする積分リセット手段と、入力するパルスをアップカウントまたはダウンカウント
するパルスカウンタと、該積分リセット手段の作動頻度で該コンパレータの出力
に発生するパルスを該パルスカウンタのアップカウント
入力とダウンカウント入力に選択的に導くアップ／ダウ
ン反転手段とを備え、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該入力端子対に印加され
ている電流検出電圧を該積分器の入力へ導き、一方、状
態ｂでは、該入力端子対に印加されている電流検出電圧
を反転して該積分器の入力へ導くか、または、電圧ゼロ
を該積分器の入力へ導くか、のいずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期してアップ／ダウンカウント入力を
交互に反転し、該パルスカウンタのカウント値から電流積算値を得るこ
とを特徴とする電流積算値検出装置。
【請求項１３】電流通路に直列に挿入された電流検出抵
抗と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が所定の
積分リセット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を
出力するコンパレータと、該コンパレータが該電圧遷移を出力したときに該積分コ
ンデンサの積分電荷をクリアする積分リセット手段と、入力するパルスをアップカウントまたはダウンカウント
するパルスカウンタと、該積分リセット手段の作動頻度で該コンパレータの出力
に発生するパルスを該パルスカウンタのアップカウント
入力とダウンカウント入力に選択的に導くアップ／ダウ
ン反転手段と、該パルスカウンタのカウント値から単位時間平均電流値
を算出する単位時間平均電流値算出手段とを備え、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に
発生している電流検出電圧を該積分器の入力へ導き、一
方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生している
電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入力へ導く
か、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導くか、のい
ずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該単位時間平均電流値算出手段は、所定の時間間隔で該
パルスカウンタのカウント値を読み込み、前後する該読
み込みカウント値の差分を該所定の時間間隔で除するこ
とにより単位時間平均電流値を算出することを特徴とす
る電流値検出装置。
【請求項１４】電池と、該電池の電流積算値検出装置または電流値検出装置を備
えてなり、該電流積算値検出装置または電流値検出装置は、該電池の電流通路に直列に挿入された電流検出抵抗と、積分器と、該電流検出抵抗の両端の電位を該積分器の入力へ導く入
力状態セレクタと、該積分器に接続した積分コンデンサと、該積分器と該積分コンデンサとの間にあって該積分コン
デンサの接続極性を切り替える積分コンデンサ反転手段
と、時間の推移と共に変化する該積分器の出力電圧が所定の
積分リセット電圧に達したときにそれを示す電圧遷移を
出力するコンパレータと、該コンパレータが該電圧遷移を出力したときに該積分コ
ンデンサの積分電荷をクリアする積分リセット手段と、入力するパルスをアップカウントまたはダウンカウント
するパルスカウンタと、該積分リセット手段の作動頻度で該コンパレータの出力
に発生するパルスを該パルスカウンタのアップカウント
入力とダウンカウント入力に選択的に導くアップ／ダウ
ン反転手段と、該パルスカウンタのカウント値を読み取るカウンタ値読
み取り手段と、マイコンとを有し、該入力状態セレクタは状態ａと状態ｂの２状態を規則的
に交互に切り替え、状態ａでは該電流検出抵抗の両端に
発生している電池電流検出電圧を該積分器の入力へ導
き、一方、状態ｂでは、該電流検出抵抗の両端に発生し
ている電池電流検出電圧の極性を反転して該積分器の入
力へ導くか、または、電圧ゼロを該積分器の入力へ導く
か、のいずれかとし、該積分コンデンサ反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して、該積分コンデンサの接続極性
を交互に切り替え、該アップ／ダウン反転手段は、該入力状態セレクタの状
態ａと状態ｂに同期して該アップ／ダウンカウント入力
を交互に反転し、該マイコンは、該カウント値読み取り手段が該パルスカ
ウンタから読み取ったデータを受け取り、電池残量また
は単位時間平均電流値を算出する演算手段を有する構成
とした、ことを特徴とする電池パック。
【請求項１５】請求項１４に記載の電池パックにおい
て、該積分コンデンサは２個のコンデンサでなり、該積分リ
セット手段は該２個のコンデンサの一方が積分電荷を蓄
積する期間に他方のコンデンサの蓄積電荷をクリアし、
該コンパレータが該電圧遷移を出力したときに該２個の
コンデンサを互いに入れ替えることで積分リセットを行
うことを特徴とする電池パック。