JP2013160558A - 電力検出システム - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成で消費電力を削減可能な電力検出システムを提供する。
【解決手段】
積分回路３５は、ＤＣＭ２０へ至る電力供給経路上に設けられた検出抵抗Ｒ１に流れる電流に応じた充電電流によりコンデンサＣ１を充電する。比較部５０は、コンデンサＣ１の充電電圧を積分値として、該積分値に応じてハイレベルおよびローレベルのうちいずれか一方に変化する比較信号Ｖｏ２を出力する。放電スイッチＳＷ２は、比較信号Ｖｏ２がハイレベルである間はコンデンサＣ１の電荷を放電し、ローレベルである間はコンデンサＣ１の電荷の放電を停止するように作動する。制御部７０は、検出信号Ｖｏ２の信号レベルが変化するエッジをカウントした結果より、バッテリＢＡＴ１からＤＣＭ２０への供給電力の推定値を求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力の供給を受ける対象機器について、供給された電力量を検出する電力検出システムに関する。

従来、ノート型パソコンや携帯電話等のバッテリにより駆動されるモバイル機器では、バッテリ残容量の不足により機器が動作不能となること（バッテリ上がり）を回避するために、電源から機器のバッテリへ供給された電力量と機器にて消費した電力量とを比較して、バッテリ残容量を検出する技術が知られている（特許文献１参照）。

特開２００６−１８４０３５号公報

ところで、バッテリは、自動車等の車両にも備えられており、車両のエンジン始動時や発電機（オルタネータ）での発電量が不足する時などに電力を供給している。
ただし、近年はこれに限らず、イグニションスイッチがオフされているエンジン停止中に、車載機器にバッテリから電力を出力させたいという要望がある。このような車載機器の一例としては、車両が盗難された際の追跡機能を備えるデータ通信モジュール（ＤＣＭ（Ｄａｔａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌｅ））のように通信装置の駆動が常時望まれる機器などが挙げられる。

ここで、エンジンを再始動させようとするときに、エンジン停止中にこのような車載機器に電力を供給していたことによりバッテリ上がりになるようなことがあると、エンジンの再始動が不可能となる虞がある。このため、エンジン停止中にバッテリの残容量を確認できることが望ましい。

しかしながら、上記モバイル機器のバッテリ残容量を検出する技術では、バッテリへ供給された電力と機器にて消費した電力との両方とを比較してバッテリ残容量を検出しているため、複雑な構成を必要とする。車両のエンジン停止中にバッテリ残容量を検出するような場合には、構成をより簡素化し、消費電力を削減することが望まれる。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、簡易な構成で消費電力を削減可能な電力検出システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた発明である請求項１に記載の電力検出システムでは、監視対象へ至る電力供給経路上に検出抵抗が設けられており、積分手段はこの検出抵抗に流れる検出電流に応じた充電電流により容量性素子を充電する。以下では、容量性素子の充電電圧を積分値と称する。

比較手段は、積分値が予め定められた第１基準値を超えて大きくなった場合に第１の信号レベルに変化するとともに、積分値が予め定められた第２基準値を超えて小さくなった場合に第２の信号レベルに変化する検出信号を出力する。

放電手段は、検出信号が第１の信号レベルである間は容量性素子の電荷を放電し、検出信号が第２の信号レベルである間は容量性素子の電荷の放電を停止する。電力制御手段は、検出信号の信号レベルが変化するエッジをカウントした結果から監視対象への供給電力の推定値を求める。

つまり、本発明の電力システムは、積分値に基づく検出信号が第１の信号レベルおよび第２の信号レベルを交互に出力するパルスとなるように構成されている。ここで、検出電流が大きいほど、積分値が第１の信号レベルとなるまでの時間が短くなるため、検出信号においてパルスが出現する周期が短くなる。一方、検出電流が小さいほど、検出信号においてパルスが出現する周期が長くなる。

検出信号においてパルスが出現する周期は、検出電流すなわち監視対象に供給された電力が、予め設定された単位電力（以下、設定単位電力と称する）となるまでに要する時間に対応している。設定単位電力は、第１基準値および第２基準値によって設定される。

したがって、検出信号においてパルスが出現する頻度（以後、パルス発生頻度と称する）をカウントすることにより、本発明の電力検出システムは、監視対象への供給電力の推定値を検出することができる。

このように、本発明の電力検出システムは、監視対象へ供給される電力を検出するため、バッテリへの充電電力およびバッテリからの供給電力の双方向を監視する従来装置に比べて、構成を簡素化することで消費電力を削減することができる。

なお、電力制御手段は、請求項２に記載の様に、監視対象への供給電力の推定値が予め定められた基準電力を超える場合、監視対象への電力の供給を停止させる電力停止信号を出力するように構成されていてもよい。

これにより、監視対象への過剰な電力供給を回避することができる。
また、請求項３に記載のように、積分手段は、オペアンプからなり、反転入力端子が電流変換抵抗を介して検出抵抗の電力供給側に接続され、反転入力端子と出力端子との間に容量性素子が接続され、かつ非反転入力端子に検出抵抗の監視対象側の電圧に応じた基準電圧が印加されるように構成されていてもよい。オペアンプを利用することにより、簡易に積分回路を構成することができる。

ところで、オペアンプには入力オフセット電圧が存在する。入力オフセット電圧は一般に約数百μＶ〜数ｍＶと小さい値ではあるが、例えば監視対象に電力が供給されておらず本来であれば検出抵抗に電流が流れない場合（以下、検出抵抗に電流が流れない場合を静止時と称する）であっても、入力オフセット電圧の影響で本来充電されないはずの容量素子が極めて小さい値の充電電流により充電されてしまうという現象が生じる。

図５は、監視対象への供給電力に対してどのくらいの頻度で検出信号にパルスが発生するか（出力パルス頻度）を表す特性図である。理想的なオペアンプの場合、図中の実線に示すように、監視対象への供給電力がゼロの場合にパルス発生頻度がゼロとなる。しかしながら、実際には入力オフセット電圧の存在により、図中の二点鎖線で示すように、監視対象への供給電力がゼロの場合にパルス発生頻度が必ずゼロになるとはかぎらない。

この様な入力オフセット電圧により検出信号に出現するパルスの存在は、検出精度の低下の要因となる。検出精度を向上させるためには、例えば、入力オフセット電圧によるパルス発生頻度を、監視対象へ電力を供給した場合のパルス発生頻度から減ずることが考えられる。

しかしながら、上述の様に入力オフセット電圧により生じる充電電流はごく小さいため、入力オフセット電圧によるパルス発生頻度の測定には時間がかかることが懸念される。
そこで、例えば請求項４に記載のように、電力検出システムは、検出抵抗の監視対象側の電圧を分圧した分圧電圧を基準電圧として生成する分圧手段を備えていても良い。

電流変換抵抗の両端には電流変換抵抗の電力供給側の電圧と分圧手段により生成される基準電圧との差に相当する電圧が印加され、これにより生じる電流（充電電流）によって静電容量素子が充電される。基準電圧は分圧手段により任意の大きさに設定できるため、オペアンプの入力オフセット電圧より十分に大きくなるように分圧電圧を設定することで、静電容量素子は、静止時に、入力オフセット電圧による充電電流より大きな値の充電電流により充電されるようになる。

すなわち、静止時であっても検出信号にパルスが出現する周期が短くなり、パルス発生頻度は増加する（図５の点線参照））。以下では、静止時にパルスが出現する周期をオフセットパルス周期と称し、静止時のパルスの発生頻度をオフセットパルス発生頻度と称する。

これによると、分圧電圧を基準電圧としたときに、監視対象へ電力を供給した場合のパルス発生頻度からオフセットパルス発生頻度を減ずる補正を行うことにより、入力オフセット電圧による影響を低減することができる。また、このオフセットパルス頻度の測定時間を短縮することができる。

さらにまた、電力検出システムは、請求項５に記載のように、検出抵抗の電流供給側の電圧および分圧電圧のうちいずれか一方が非反転入力端子側に印加されるように切り替わる分圧切替手段を備えていてもよい。

分圧手段を切り替えることによって任意に静止時の状態を作り出すことができるため、必要なときにオフセットパルス頻度を測定することができる。つまりこれによると、入力オフセット電圧が温度等の何らかの原因により変動するような場合であっても、必要に応じて検出したオフセットパルス頻度を補正に適用することができるため、検出精度を向上させることができる。

なお、電力検出システムが上述の分圧手段を備えているときは、具体的には請求項６に記載のように、電力制御手段が、分圧電力算出手段によって非反転入力端子に分圧電圧が印加されているときに検出信号の周期から推定される電力（以下、オフセット電力と称する）を算出し、分圧切替手段の切り替えにより非反転入力端子に検出抵抗の監視対象側の電圧が印加されているときの検出信号の周期から推定される電力からオフセット電力分を減じることで、監視対象への供給電力の推定値を求めても良い。

これにより、監視対象に対して、供給電力の推定値に基づき過剰な電力の供給を防止することができる。

実施形態の電力検出システムを表す構成図である。 （ａ）は積分回路部の動作例を表す波形図であり、（ｂ）は比較回路部の動作例を表す波形図であり、（ｃ）は閾値切替スイッチの切り替えを示す説明図であり、（ｄ）は放電スイッチの切り替えを示す説明図である。 電力供給制御処理のフローチャートである。 オフセット測定処理のフローチャートである。 出力パルス頻度を表す特性図である。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
＜全体構成＞
図１は、実施形態の電力検出システム１を表す構成図である。

本実施形態の電力検出システム１は、外部との通信機能を有する車載のＤＣＭ２０に車載のバッテリＢＡＴ１から供給される電力を監視する装置に適用されている。また、図１に示すＤＣＭ２０は、バッテリＢＡＴ１からＤＣ／ＤＣコンバータ（図示せず）を有する電源回路部１０を介して電力が供給されるシステムに適用されている。

図１に示すように、電力検出システム１は、電源回路部１０からＤＣＭ２０へ至る電力供給経路上に設けられた検出抵抗Ｒ１と、この検出抵抗Ｒ１に流れる電流を検出電流として該検出電流の積分値に応じた積分出力電圧Ｖｏ１を出力する積分回路部３０と、積分出力電圧Ｖｏ１の値に応じてハイレベルおよびローレベルのうちいずれか一方に変化する比較信号Ｖｏ２を出力する比較回路部５０と、積分回路部３０の設定を行う動作モード設定信号ＭＳおよび電源回路部１０によるＤＣＭ２０への電力の供給を停止させる電力停止信号ＰＳを出力する制御部７０と、を備えている。

＜比較回路部＞
比較回路部５０では、第２オペアンプＯＰ２が、反転入力端子に積分出力電圧Ｖｏ１を受け、非反転入力端子に閾値電圧Ｖｔｈを受け、コンパレータとして動作する。

また比較回路部５０では、閾値切替スイッチＳＷ３は、比較信号Ｖｏ２に従って、予め設定された第２閾値電圧Ｖｔｈ２および第１閾値電圧Ｖｔｈ１のうちいずれか一方を選択し、閾値電圧Ｖｔｈとして出力するように構成されている。なお、第１閾値電圧Ｖｔｈ１は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２より小さい値に設定されている。

これにより、比較信号Ｖｏ２は、積分出力電圧Ｖｏ１が、閾値電圧Ｖｔｈより大きいときにローレベルを示し、閾値電圧Ｖｔｈより小さいときにハイレベルを示す。
また、閾値切替スイッチＳＷ３は、比較信号Ｖｏ２がローレベルのときに第１閾値電圧Ｖｔｈ１を選択し、比較信号Ｖｏ２がハイレベルのときに第２閾値電圧Ｖｔｈ２を選択するように構成されている。

＜積分回路部＞
積分回路部３０では、積分器３５は、第１オペアンプＯＰ１を中心に構成され、反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサＣ１を電流変換抵抗Ｒ２を介して反転入力端子に供給される電流によって充電する。

また、積分回路部３０では、放電スイッチＳＷ２は、一方の端部が抵抗Ｒ５を介して第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続され、他方の端部がグランドラインに接続され、比較信号Ｖｏ２に従ってオン、オフが切り替わるように構成されている。さらにまた、積分回路部３０では、電圧発生部４０は、第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に供給する基準電圧Ｖｒｅｆを発生させるように構成されている。

電圧発生部４０は、入力された電圧を分圧する分圧部４５と、この分圧部４５へ入力する電圧の入力元を、動作モード設定信号ＭＳに従って、検出抵抗Ｒ１の電源回路部１０側およびＤＣＭ２０側のうちいずれか一方に切り替える切替スイッチＳＷ１とを有している。

分圧部４５は、直列接続された抵抗Ｒ３およびＲ４で構成され、両者が接続された接続端が第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続されている。これにより、分圧部４５に印加された電圧は抵抗Ｒ３およびＲ４により分圧され（以下、分圧電圧と称する）、分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとして第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に供給される。

このように構成された積分回路部３０では、コンデンサＣ１の静電容量をＣ１とし、電流変換抵抗Ｒ２を流れる電流を充電電流Ｉｃすると、第１オペアンプＯＰ１の出力端子を基準としてみたコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃは、次式により表される。

また、積分出力電圧Ｖｏ１は、オペアンプの特性（イマジナルショート）に基づき次式によって表される。

つまり、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃが充電電流Ｉｃの積分値を表し、積分出力電圧Ｖｏ１は、積分値（両端電圧Ｖｃ）が増加するほど、基準電圧Ｖｒｅｆから減少する値となる。

更に、検出抵抗Ｒ１の電源供給側すなわち電源回路部１０側の電圧をＶＤ、検出抵抗Ｒ１のＤＣＭ２０側の電圧をＶＭ、切替スイッチＳＷ１の出力側の電圧をＶＳ（すなわちＶＤまたはＶＭ）とし、抵抗Ｒ３、Ｒ４による分圧比をＫ（＝Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４））として、基準電圧Ｖｒｅｆは（３）式、充電電流Ｉｃは（４）式により表される。

つまり、充電電流Ｉｃは、検出抵抗Ｒ１両端の電圧差に応じた大きさ、即ち、検出抵抗Ｒ１を流れる検出電流に応じた大きさとなる。但し、第１オペアンプＯＰ１の入力オフセット電圧Ｖｏｆｆを無視できない場合、充電電流Ｉｃは、（４）式ではなく（５）式により表される。

＜積分回路部および比較回路部の作動＞
図２は、電力検出システム１各部の動作を表す説明図であり、（ａ）は積分出力電圧Ｖｏ１の波形、（ｂ）は比較信号Ｖｏ２の波形、（ｃ）は閾値切替スイッチＳＷ３の状態、（ｄ）は放電スイッチＳＷ２の状態を示す。

＜通常動作モード＞
はじめに、切替スイッチＳＷ１により検出抵抗Ｒ１のＤＣＭ２０側が選択されている状態（以下、通常動作モードと称する）、即ちＶＳ＝ＶＭの場合の作動について説明する。

時刻ｔ０では、比較信号Ｖｏ２はローレベルであり、閾値電圧Ｖｔｈは第１閾値電圧Ｖｔｈ１に設定され、放電スイッチＳＷ２はオフに設定されている（即ち、積分器３５は積分動作を行う）ものとする。これにより、積分出力電圧Ｖｏ１は、充電電流Ｉｃ（ひいては検出電流）の大きさに応じた割合で減少する。

次に時刻ｔ１にて積分出力電圧Ｖｏ１が第１閾値電圧Ｖｔｈ１を下回ると（Ｖｏ１＜Ｖｔｈ１）、すなわち、図示していないが、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃが予め設定された第１基準値を超えて大きくなると、比較信号Ｖｏ２はハイレベルに切り替わり、このハイレベルの比較信号Ｖｏ２に従って、閾値切替スイッチＳＷ３が第２閾値電圧Ｖｔｈ２側に切り替わるとともに、放電スイッチＳＷ２がオンに切り替わる。その結果、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が抵抗Ｒ５を介してグランドラインに放電され、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃが減少し、これに伴って、積分出力電圧Ｖｏ１は増加していく（式（１）参照）。

時刻ｔ２にて積分出力電圧Ｖｏ１が第２閾値電圧Ｖｔｈ２を上回ると（Ｖｏ１＞Ｖｔｈ２）、すなわち、図示していないが、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃが予め設定された第２基準値を超えて小さくなると、比較信号Ｖｏ２はローレベルに切り替わり、このローレベルの比較信号Ｖｏ２に従って、閾値切替スイッチＳＷ３が第１閾値電圧Ｖｔｈ１側に切り替わるとともに、放電スイッチＳＷ２がオフに切り替わる。その結果、コンデンサＣ１の電荷は充電され、積分出力電圧Ｖｏ１は、充電電流Ｉｃの大きさに応じた割合で減少していく。

以後、同様の作動が繰り返され、図２（ａ）に示すように、積分出力電圧Ｖｏ１は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と第２閾値電圧Ｖｔｈ２との間を増加および減少する三角波となる。
また、比較信号Ｖｏ２は、図２（ｂ）に示すように、積分出力電圧Ｖｏ１が第１閾値電圧Ｖｔｈ１から第２閾値電圧Ｖｔｈ２へ上昇する間、すなわちコンデンサＣ１の電荷が放電されている間はハイレベルを示し、積分出力電圧Ｖｏ１が第２閾値電圧Ｖｔｈ２から第１閾値電圧Ｖｔｈ１へ下降する間、すなわちコンデンサＣ１の電荷が充電されている間はローレベルを示し、これを交互に繰り返すパルス信号となる。

ここで、検出抵抗Ｒ１に流れる電流が一定である場合、すなわちＤＣＭ２０の消費電力が一定である場合は、図２（ｂ）に示すように、比較信号Ｖｏ２においてパルスが出力される間隔であるパルス間隔Ｔは、等しくなる。なお、ＤＣＭ２０の消費電力が小さいほどパルス間隔Ｔは大きくなり、ＤＣＭ２０の消費電力が大きいほどパルス間隔Ｔは小さくなる。

つまり、予め定めた時間内にどのくらいの頻度でパルスが出力されるかを後述する制御部７０にて計測することにより、ＤＣＭ２０における消費電力の総量を推測することができる。

＜オフセット測定モード＞
次に、切替スイッチＳＷ１により検出抵抗Ｒ１の電源回路部１０側が選択されている状態（以下、オフセット測定モードと称する）の作動について説明する。

つまり、オフセット測定モードは、検出抵抗Ｒ１に電流が流れていない場合（静止時）に相当し、このときに流れる充電電流Ｉｃをオフセット電流Ｉｏｆｆという。
このオフセット電流Ｉｏｆｆの大きさは、（５ａ）式で表される。

ここで仮に、電圧発生部４０が分圧部４５を備えない場合を考えてみる。この場合、Ｋ＝１であり、オフセット電流Ｉｏｆｆは次式で表される。

入力オフセット電圧Ｖｏｆｆは検出抵抗Ｒ１の電源回路部１０側の電圧ＶＤと比べて極めて小さい値であることから、電圧発生部４０が分圧部４５を備えない場合は、コンデンサＣ１の充電に長い時間が必要となり、その結果、比較信号Ｖｏ２のパルス間隔Ｔが長くなる。

これに対して、分圧部４５を備えている場合は、分圧比Ｋ（０＜Ｋ＜１）により、オフセット電流Ｉｏｆｆの大きさを任意に設定することが可能なため、比較信号Ｖｏ２のパルス間隔Ｔ、ひいては制御部７０がオフセット電流Ｉｏｆｆの検出に要する時間を短縮することができる。

なお、オフセット電流Ｉｏｆｆの大きさや、コンデンサＣ１の放電時間を決めるパラメータ（分圧比Ｋ、コンデンサＣ１の静電容量Ｃ１、電流変換抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ５）の大きさは、制御部７０で必要な処理精度が確保できるような大きさに設定されていればよい。

＜制御部＞
制御部７０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリ、タイマ等を備えたマイクロコンピュータを中心として構成されている。なお、制御部７０は、タイマとして、システムクロックに従って動作する自走タイマを少なくとも二つ備えている。以下では、このタイマを計時用タイマという。

ここでＣＰＵは、比較信号Ｖｏ２によって割り込みが発生するように構成されている。そして、ＣＰＵは、割り込みが発生するとエッジ検出フラグＦを１に設定する割込処理と、エッジ検出フラグＦの状態からＤＣＭ２０への供給電力を推定した結果に基づいて、ＤＣＭ２０への電力供給状態を制御する電力供給制御処理とを少なくとも実行する。

＜電力供給制御処理＞
ここで電力供給制御処理の内容を、図３に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、運転者によるエンジンの停止操作をきっかけとして起動される。

最初のステップ１１０（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す）では、本処理で使用する各種パラメータを初期化する初期設定を実行する。具体的には、比較信号Ｖｏ２に生じたパルスの数（割込処理によりエッジ検出フラグＦが１に設定された回数）を表すパルスカウント数Ｃ、及び二つの計時用タイマの各計時値（以下「経過時間」という）ｐ１、ｐ２をゼロにリセットする（Ｃ←０、ｐ１←０、ｐ２←０）。これと共に、予め定められた定数としてＲＯＭに記憶されている測定基準時間Ｔｒｅｆ、オフセット再測定時間Ｔｒｏｆｓ、およびパルス上限値Ｎｔｈを読み出す。

続くＳ１２０では、検出電流が流れていない時に検出される比較信号Ｖｏ２から測定基準時間Ｔｒｅｆ当たりのパルスの発生頻度を表すオフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓを算出するオフセット測定処理を実行する。

次にＳ１３０では、経過時間ｐ１が測定基準時間Ｔｒｅｆ以上であるか否かを判断する。
ここで、経過時間ｐ１が測定基準時間Ｔｒｅｆ以上であると判断した場合（Ｓ１３０：ＹＥＳ）、Ｓ１４０へ移行し、パルスカウント数Ｃを更新すると共に、経過時間ｐ１をゼロにリセットする。なお、パルスカウント数Ｃの更新は、具体的には、パルスカウント数Ｃからオフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓを減じた値を新たなパルスカウント数Ｃとすることで実現する。つまり、パルスカウント数Ｃは、測定基準時間Ｔｒｅｆ毎に、オフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓによって補正されることになる。

続くＳ１５０では、パルスカウント数Ｃがパルス上限値Ｎｔｈを超えているか否かを判断する。Ｓ１５０で、パルスカウント数Ｃがパルス上限値Ｎｔｈ未満であると判断した場合（Ｓ１５０：ＮＯ）、または、先のＳ１３０で、経過時間ｐ１が測定基準時間Ｔｒｅｆ未満であると判断した場合（Ｓ１３０：ＮＯ）、Ｓ１６０へ移行する。

Ｓ１６０では、経過時間ｐ２がオフセット再測定時間Ｔｒｏｆｓ以上であるか否かを判断する。ここで、経過時間ｐ２がオフセット再測定時間Ｔｒｏｆｓ未満である場合（Ｓ１６０：ＮＯ）、Ｓ１８０へ移行する。一方、経過時間ｐ２がオフセット再測定時間Ｔｒｏｆｓ以上である場合（Ｓ１６０：ＹＥＳ）、Ｓ１７０へ移行し、経過時間ｐ２をゼロにリセットすると共に、先のＳ１２０と同様のオフセット測定処理を実行した後、Ｓ１８０へ移行する。つまり、オフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓはオフセット再測定時間Ｔｒｏｆｓ毎に更新されることになる。

Ｓ１８０では、電力測定終了条件が成立しているか否かを判断する。この電力測定終了条件は、エンジンが始動していることを少なくとも含んでいる。
ここで、電力測定終了条件が成立していない場合、すなわちエンジンの停止が継続している場合（Ｓ１８０：ＮＯ）、Ｓ１９０へ移行し、エッジ検出フラグＦがセットされているか（Ｆ＝１）否かを判断する。

Ｓ１９０では、エッジ検出フラグＦがセットされていない場合（Ｓ１９０：ＮＯ）、Ｓ１３０へ移行する。一方、エッジ検出フラグＦがセットされている場合（Ｓ１９０：ＹＥＳ）、Ｓ２１０へ移行してパルスカウント数Ｃをインクリメントし、続くＳ２２０では、エッジ検出フラグＦをゼロにリセットしてＳ１３０へ移行する。

また、先のＳ１５０で、パルスカウント数Ｃがパルス上限値Ｎｔｈを超えていると判断した場合（Ｓ１５０：ＹＥＳ）、または、先のＳ１８０で、電力測定終了条件が成立していると判断した場合（Ｓ１８０：ＹＥＳ）、Ｓ２３０へ移行する。

Ｓ２３０では、電源回路部１０によるＤＣＭ２０への電源供給を停止させる電力停止信号ＰＳを出力し、本処理を終了する。
つまり、本処理は、エンジンが停止してから電力測定終了条件（ここではエンジン始動）が成立するまでの間、Ｓ１３０からＳ２２０の一連の処理を繰り返し、比較信号Ｖｏ２にて検出するパルスカウント数Ｃがパルス上限値Ｎｔｈを超えるか否かを監視する。そして、パルスカウント数Ｃがパルス上限値Ｎｔｈを超えた場合には、電源回路部１０によるＤＣＭ２０への電力の供給を停止させる電力停止信号ＰＳを出力する。

＜オフセット測定処理＞
ここで、先のＳ１２０及びＳ１７０で実行するオフセット測定処理の詳細を、図４に示すフローチャートに沿って説明する。

本処理が起動すると、まずＳ３１０では、動作モード設定信号ＭＳを出力し、オフセット測定モードとなるように切替スイッチＳＷ１を切り替える。
続くＳ３２０では、比較信号Ｖｏ２によってＣＰＵへの割り込みが生じた間隔（以下、この間隔をオフセットパルス周期Ｔｏｆｓと称する）をタイマにて計測する。

次にＳ３３０では、Ｓ３２０にて計測したオフセットパルス周期Ｔｏｆｓに基づいて、予め定められた期間である測定基準時間Ｔｒｅｆ内にどのくらいの頻度でパルスが生じているかをオフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓとして算出する。ここで、オフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓは、次式で表される。

続くＳ３４０では、動作モード設定信号ＭＳを出力し、通常測定モードとなるように切替スイッチＳＷ１を切り替えて、本処理を終了する。
つまり、本処理により算出されるオフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓは、測定基準時間Ｔｒｅｆの間に、ＤＣＭ２０に供給した電力量の推定値に生じる、オフセット電流Ｉｏｆｆの影響による誤差を表している。

＜効果＞
以上説明したように、本実施形態の電力検出システム１では、比較信号Ｖｏ２におけるパルス発生回数をカウントしたパルスカウント数Ｃにより、ＤＣＭ２０への供給電力の推定値を検出する。これによると、ＤＣＭ２０への供給電力を検出するため、従来装置と比べて構成を簡素化することができ、当該電力検出システム１での消費電力を削減することができる。

また、本実施形態の電力検出システム１によると、エンジン停止中に車載バッテリからＤＣＭ２０へ供給される電力の推定値が予め設定したパルス上限値Ｎｔｈを上回る場合には電力停止信号ＰＳを出力するため、バッテリＢＡＴ１からＤＣＭ２０への過剰な電力供給を回避することができる。結果として、バッテリＢＡＴ１のバッテリ上がりを防止することができる。

また、本実施形態の電力検出システム１では、オフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓを、ＤＣＭ２０へ電力を供給した場合のパルスカウント数Ｃから減ずる補正を行うことにより、入力オフセット電圧Ｖｏｆｆによる影響を低減することができる。さらにまた、オフセットパルス頻度Ｆｏｆｓを短い時間で取得することができる。

＜請求項との対応＞
本実施形態における電源回路部１０が特許請求の範囲における「電源」に相当し、ＤＣＭ２０が特許請求の範囲における「監視対象」に相当し、コンデンサＣ１が特許請求の範囲における「容量性素子」に相当し、積分器３５が特許請求の範囲における「積分手段」に相当し、比較回路部５０が「比較手段」に相当し、放電スイッチＳＷ２が特許請求の範囲における「放電手段」に相当し、制御部７０が「電力制御手段」に相当する。また、本実施形態における分圧部４５が特許請求の範囲における「分圧手段」に相当し、切替スイッチＳＷ１が特許請求の範囲における「分圧切替手段」に相当する。

また、本実施形態における比較信号Ｖｏ２が特許請求の範囲における「検出信号」に相当し、比較信号Ｖｏ２のハイレベルが特許請求の範囲における「第１の信号レベル」に相当し、比較信号Ｖｏ２のローレベルが特許請求の範囲における「第２の信号レベル」に相当する。

さらにまた、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃが特許請求の範囲における「容量性素子の充電電圧」、「積分値」に相当する。なお、本実施形態では、充電電流Ｉｃの積分値すなわちコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃが増加すると、積分出力電圧Ｖｏ１は低下する。ここで、積分出力電圧Ｖｏ１が減少するときに越える第１閾値電圧Ｖｔｈ１が特許請求の範囲における「第１基準値」に相当し、積分出力電圧Ｖｏ１が増加するときに越える第２閾値電圧Ｖｔｈ２が特許請求の範囲における「第２基準値」に相当する。

また、パルスカウント数Ｃが特許請求の範囲における「検出信号の信号レベルが変化するエッジをカウントした結果」および「監視対象への供給電力の推定値」に相当し、パルスカウント数Ｃが増加したときに超えるパルス上限値Ｎｔｈが特許請求の範囲における「基準電力」に相当する。

さらにまた、本実施形態における制御部７０が特許請求の範囲における「電力制御手段」、「オフセット電力算出手段」を構成する。また、図３の電力供給制御処理が「電力制御手段」の機能としての処理に相当し、図４のオフセット測定処理が「オフセット電力算出手段」の機能としての処理に相当する。

［他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲にて様々な態様で実施することが可能である。

（イ）上記実施形態ではエンジン停止中にオフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓを適宜更新していたが、予め測定しておいたオフセットパルス発生頻度Ｆｏｆｓを記憶しておき、この記憶した値を用いて、ＤＣＭ（監視対象）への供給電力の推定値を求めるように電力検出システムを構成してもよい。

（ロ）上記実施形態では、バッテリからＤＣＭへ電力を供給する方向、つまりバッテリの放電方向について供給電力の推定値を求めていた。これに対し、例えば、外部電源により充電されるようなバッテリを「監視対象」とし、外部電源からの充電電流に基づいてバッテリへ電力が供給される方向、つまりバッテリの充電方向について、供給電力の推定値を求めるように電力検出システムを構成してもよい。このような構成により、バッテリの過充電を防止することができる。

（ハ）上記実施形態ではＤＣＭを監視対象としていたが、監視対象はＤＣＭ以外の機器であってもよく、また監視対象となる機器が複数であってもよい。
（ニ）上記実施系形態では電源回路部を別体として構成していたが、電源回路部を一体に構成してもよい。

（ホ）上記実施形態では電力検出システムは車両に搭載されていたが、これに限るものではなく、電力検出システムは、バッテリを用いるシステムに広く適用することができる。

１・・・電力検出システム ３０・・・積分回路部 ３５・・・積分器 ４５・・・分圧部 ５０・・・比較回路部 ７０・・・制御部 Ｃ１・・・コンデンサ ＯＰ１・・・第１オペアンプ ＯＰ２・・・第２オペアンプ Ｒ１・・・検出抵抗 Ｒ２・・・電流検出抵抗 ＳＷ１・・・切替スイッチ ＳＷ２・・・放電スイッチ Ｖｃ・・・コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ Ｖｏ２・・・比較信号

Claims (6)

1. 監視対象へ至る電力供給経路上に設けられた検出抵抗と、
   容量性素子を有し、前記検出抵抗に流れる電流を検出電流として、該検出電流に応じた充電電流により前記容量性素子を充電する積分手段と、
   前記容量性素子の充電電圧を積分値として、該積分値が予め定められた第１基準値を超えて大きくなった場合に第１の信号レベルに変化し、前記積分値が予め定められた第２基準値を超えて小さくなった場合に第２の信号レベルに変化する検出信号を出力する比較手段と、
   前記検出信号が前記第１の信号レベルである間は前記容量性素子の電荷を放電し、前記検出信号が前記第２の信号レベルである間は前記容量性素子の電荷の放電を停止する放電手段と、
   前記検出信号の信号レベルが変化するエッジをカウントした結果から前記監視対象への供給電力の推定値を求める電力制御手段と、
   を備えることを特徴とする電力検出システム。
2. 前記電力制御手段は、前記推定値が予め定められた基準電力を超える場合、前記監視対象への電力の供給を停止させる電力停止信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力検出システム。
3. 前記積分手段は、反転入力端子が電流変換抵抗を介して前記検出抵抗の電力供給側に接続され、前記反転入力端子と出力端子との間に前記容量性素子が接続され、かつ非反転入力端子に前記検出抵抗の前記監視対象側の電圧に応じた基準電圧が印加されるオペアンプからなることを特徴とする請求項１または２に記載の電力検出システム。
4. 前記検出抵抗の前記監視対象側の電圧を分圧した分圧電圧を前記基準電圧として生成する分圧手段、を備えること特徴とする請求項３に記載の電力検出システム。
5. 前記検出抵抗の電力供給側の電圧および前記分圧電圧のうちいずれか一方が前記非反転入力端子側に印加されるように切り替わる分圧切替手段を備えることを特徴とする請求項４に記載の電力検出システム。
6. 前記電力制御手段は、
   前記分圧切替手段の切り替えにより前記非反転入力端子に前記検出抵抗の電力供給側の電圧が印加されているときに、前記検出信号の周期から推定される電力をオフセット電力として算出するオフセット電力算出手段を備え、
   前記分圧切替手段の切り替えにより前記非反転入力端子に前記分圧電圧が印加されているときに、前記検出信号の周期から推定される電力から前記オフセット電力を減した値を前記推定値とすること、
   を特徴とする請求項５に記載の電力検出システム。

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