CN115494278A - 工作时段定时检测器、包括其的设备及操作设备的方法 - Google Patents

工作时段定时检测器、包括其的设备及操作设备的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115494278A
CN115494278A CN202210691383.6A CN202210691383A CN115494278A CN 115494278 A CN115494278 A CN 115494278A CN 202210691383 A CN202210691383 A CN 202210691383A CN 115494278 A CN115494278 A CN 115494278A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
trigger signal
output
input
period
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210691383.6A
Other languages
English (en)
Inventor
南炫硕
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of CN115494278A publication Critical patent/CN115494278A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/02—Measuring characteristics of individual pulses, e.g. deviation from pulse flatness, rise time or duration
    • G01R29/027—Indicating that a pulse characteristic is either above or below a predetermined value or within or beyond a predetermined range of values
    • G01R29/0273—Indicating that a pulse characteristic is either above or below a predetermined value or within or beyond a predetermined range of values the pulse characteristic being duration, i.e. width (indicating that frequency of pulses is above or below a certain limit)
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
    • G01R1/28—Provision in measuring instruments for reference values, e.g. standard voltage, standard waveform
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
    • G01R1/30—Structural combination of electric measuring instruments with basic electronic circuits, e.g. with amplifier
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/04—Voltage dividers
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/02—Measuring characteristics of individual pulses, e.g. deviation from pulse flatness, rise time or duration
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317—Testing of digital circuits
    • G01R31/31708—Analysis of signal quality
    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11C—STATIC STORES
    • G11C7/00—Arrangements for writing information into, or reading information out from, a digital store
    • G11C7/22—Read-write [R-W] timing or clocking circuits; Read-write [R-W] control signal generators or management 
    • G11C7/222—Clock generating, synchronizing or distributing circuits within memory device
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/011—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. voltage, temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
    • H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
    • H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
    • H03K4/50—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor
    • H03K4/501—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator
    • H03K4/502—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator the capacitor being charged from a constant-current source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/01—Shaping pulses
    • H03K5/04—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/13—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals
    • H03K5/135—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals by the use of time reference signals, e.g. clock signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/156—Arrangements in which a continuous pulse train is transformed into a train having a desired pattern
    • H03K5/1565—Arrangements in which a continuous pulse train is transformed into a train having a desired pattern the output pulses having a constant duty cycle
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)

Abstract

一种工作时段定时检测器包括：控制逻辑，该控制逻辑被配置为：接收输入触发信号和对应于输入触发信号的输出触发信号，以及使用输入触发信号的工作时段和输出触发信号的工作时段之间的差来生成差信号；第一低通滤波器，被配置为基于输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压；第二低通滤波器，被配置为基于差信号的脉冲宽度输出DC差电压；补偿电路，被配置为使用DC输入电压和DC差电压来补偿输出触发信号的工作时段；和振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并将工作时段补偿后的输出触发信号提供给控制逻辑。

Description

工作时段定时检测器、包括其的设备及操作设备的方法
相关申请的交叉引用
本申请根据35 U.S.C.119要求于2021年6月18日在韩国知识产权局提交的第10-2021-0079200号韩国专利申请的优先权，以及由此产生的所有利益，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
实施例涉及用于检测触发信号的工作时段定时的工作时段定时检测器、包括工作时段定时检测器的设备以及操作触发信号接收设备的方法。
背景技术
触发(toggle)信号从高电平到低电平重复转变。触发信号广泛用于电子设备中。例如，触发信号可以作为时钟信号或选通信号来指示精确定时。在另一示例中，触发信号可以用于控制接收触发信号的设备的操作，如同脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)一样。
发明内容
实施例针对一种工作时段定时检测器，包括：控制逻辑，该控制逻辑被配置为：接收输入触发信号和对应于输入触发信号的输出触发信号，其中，该输入触发信号在高电平和低电平之间重复转变，以及使用输入触发信号的工作时段和输出触发信号的工作时段之间的差来生成差信号；第一低通滤波器，被配置为基于输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压；第二低通滤波器，被配置为基于差信号的脉冲宽度输出DC差电压；补偿电路，被配置为使用DC输入电压和DC差电压来补偿输出触发信号的工作时段；和振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并将工作时段补偿后的输出触发信号提供给控制逻辑。
实施例针对一种工作时段定时检测器，包括：第一低通滤波器，被配置为接收输入触发信号并基于输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压，其中，该输入触发信号在高电平和低电平之间重复转变；分压器，被配置为基于预定义的比率对DC输入电压进行分压，并输出DC分压电压；锁存器，被配置为接收输入触发信号和对应于输入触发信号的输出触发信号，并生成指示输入触发信号和输出触发信号的边沿之间的间隔的差信号；补偿电路，被配置为基于DC分压电压和差信号来补偿输出触发信号的工作时段；和振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并提供工作时段补偿后的输出触发信号作为输入到锁存器的输出信号。
实施例针对一种设备，包括：电压转换器，被配置为使用输入触发信号将第一电压转换成第二电压，并将第二电压输出到负载，其中，该输入触发信号在高电平和低电平之间重复转变；和电流检测器，被配置为在输入触发信号的每个工作时段的一半已经过去的定时检测输出触发信号，并且检测从电压转换器传输到负载的负载电流。电流检测器可以包括：控制逻辑，被配置为接收输入触发信号和输出触发信号，以及使用输入触发信号的工作时段和输出触发信号的工作时段之间的差来生成差信号；第一低通滤波器，被配置为基于输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压；第二低通滤波器，被配置为基于差信号的脉冲宽度输出DC差电压；补偿电路，被配置为使用DC输入电压和DC差电压来补偿输出触发信号的工作时段；和振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并将工作时段补偿后的输出触发信号提供给控制逻辑。
附图说明
通过参考附图详细描述示例实施例，特征对于本领域技术人员将变得明显，在附图中：
图1是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器的框图；
图2是图1的电路图；
图3是用于示出根据一些示例实施例的操作工作时段定时检测器的方法的流程图；
图4至图6是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器的操作的信号的时序图；
图7是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器的另一操作的信号的时序图；
图8和图9是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器的图；
图10是用于示出根据一些示例实施例的设备的图；
图11是用于示出图10的电压转换器的输出电流的变化的图；
图12是用于示出脉冲宽度调制信号、第一电压降、检测电压和电感器电流变化的示例的时序图；
图13是用于示出根据一些示例实施例的设备的图；
图14是用于示出脉冲宽度调制信号、第二电压降、检测电压和电感器电流的变化的示例的时序图；
图15是用于示出根据一些示例实施例的设备的图；
图16是用于示出脉冲宽度调制信号、第一电压降、第二电压降、检测电压和电感器电流变化的示例的时序图；
图17是用于示出根据示例实施例的操作设备的方法的流程图；
图18是用于示出根据示例实施例的操作设备的方法的另一示例的流程图；并且
图19是用于示出根据一些示例实施例的设备的图。
具体实施方式
在图1至图19的描述中，相同的附图标记被分配给基本相同的组件，并且省略了对组件的重复描述。此外，在各个附图中，相同的附图标记被分配给相同的元件。
图1是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器100的框图。图2是图1的电路图。
工作时段定时检测器100可以检测在高电平和低电平之间重复转变的触发信号中的工作时段的特定定时(例如，目标定时)。工作时段(duty)可以指示触发信号具有高电平(或低电平)的时段。占空比(duty ratio)可以指示触发信号的高电平(或低电平)的时段与触发信号的一个循环(cycle)的时段的比率。
工作时段定时检测器100可以包括第一低通滤波器110、分压器120、控制逻辑130、第二低通滤波器140、补偿电路150和振荡器160。
工作时段定时检测器可以接收输入触发信号IN_stgl，并输出输出触发信号OUT_stgl。工作时段定时检测器100可以检测输入触发信号IN_stgl中的工作时段的特定定时(例如，目标定时)。
第一低通滤波器110可以接收输入触发信号IN_stgl作为触发信号。第一低通滤波器110可以输出DC输入电压IN_avg作为输入触发信号IN_stgl的平均电压，并将DC输入电压IN_avg提供给分压器120。
DC输入电压IN_avg包括具有恒定电压幅度的DC分量，并且没有AC分量。DC输入电压IN_avg的幅度基于输入触发信号IN_stgl的工作时段长度(脉冲宽度)来确定。
第一低通滤波器110可以包括第一电阻器111和第一电容器112。第一电阻器111和第一电容器112构成RC初级低通滤波器。第一电阻器111的电阻值可以在10MΩ至30MΩ的范围内，并且第一电容器112的电容可以在10pF至1nF的范围内。
分压器120可以接收DC输入电压IN_avg，根据预定义的比率对DC输入电压IN_avg进行分压，输出DC分压电压IN_Div，并将DC分压电压IN_Div提供给补偿电路150。
DC分压电压IN_Div包括具有恒定电压幅度的DC分量，并且没有AC分量。DC分压电压IN_Div的幅度可以基于预定义的比率来确定。预定义的比率基于下面将要描述的分压电阻器122的比率来确定。
分压器120可以包括第一放大器121和分压电阻器122。
第一放大器121可以保持接收到的DC输入电压IN_avg，并将DC输入电压IN_avg提供给分压电阻器122。
分压电阻器122可以包括第a电阻器Ra和第b电阻器Rb。第a电阻器Ra和第b电阻器Rb可以彼此串联连接，并且设置在第一放大器121和接地节点之间并连接到与第一放大器121和接地节点的连接节点。DC分压电压IN_Div可以在第a电阻器Ra和第b电阻器Rb之间的节点处生成。因此，预定义的比率被定义为下面的等式1：
α＝Rb/(Ra+Rb)…等式1
在等式1中，α表示预定义的比率，Ra表示第一电阻器Ra的电阻值，并且Rb表示第二电阻器Rb的电阻值。
根据一些示例实施例，DC分压电压IN_Div等于Rb/(Ra+Rb)·IN_avg。
控制逻辑130还可以接收输入触发信号IN_stgl，并且可以接收工作时段定时检测器100相对于输入触发信号IN_stgl的输出触发信号OUT_stgl。控制逻辑130可以使用输入触发信号IN_stgl和输出触发信号OUT_stgl的工作时段之间的差来生成输入触发信号IN_stgl和输出触发信号OUT_stgl之间的差信号Diff，然后将差信号Diff提供给第二低通滤波器140。
在实施方式中，控制逻辑130包括SR锁存器131，其接收输入触发信号IN_stgl和输出触发信号OUT_stgl，并输出差信号Diff，其中该差信号Diff具有作为输入触发信号IN_stgl和输出触发信号OUT_stgl的上升沿之间的间隔的工作时段。在实施方式中，控制逻辑130可以包括J-K锁存器。
SR锁存器131可以通过其置位节点S接收输入触发信号IN_stgl，并通过其复位节点R接收触发信号OUT_stgl。对于通过划分输入触发信号IN_stgl的工作时段来获得输出触发信号OUT_stgl的工作时段的情况，SR锁存器131的输出Q可以在输入触发信号IN_stgl的上升沿具有高电平。随后，输出Q可以在输出触发信号OUT_stgl的上升沿具有限制输入，并且可以被反相为低电平。此后，当输入触发信号IN_stgl和输出触发信号OUT_stgl下降时，输出Q被保持。
第二低通滤波器140可以从SR锁存器131的输出Q接收差信号Diff作为触发信号。第二低通滤波器140可以输出DC差电压Diff_avg作为差信号Diff的平均电压，并将DC差电压Diff_avg提供给补偿电路150。
DC差电压Diff_avg包括具有恒定电压幅度的DC分量，并且没有AC分量。DC差电压Diff_avg的幅度基于差信号Diff的工作时段长度(脉冲宽度)来确定。
第二低通滤波器140可以包括构成RC初级低通滤波器的第二电阻器141和第二电容器142。第二电阻器141的电阻值可以在10MΩ至30MΩ的范围内，并且第二电容器142的电容可以在10pF至1nF的范围内。
补偿电路150可以比较DC分压电压IN_Div和DC差电压Diff_avg(作为输入)的幅度。补偿电路150可以基于比较结果输出补偿电压Vc作为补偿数据CD，并将补偿电压Vc提供给振荡器160。补偿电路150可以补偿工作时段定时检测器100的输出触发信号OUT_stgl的工作时段。
如下所述，补偿电路150接收DC分压电压IN_Div，并基于DC分压电压IN_Div执行补偿操作，从而基于分压器120的预定义的比率执行补偿操作。
补偿电路150可以包括第二放大器151和积分电容器152。第二放大器151和积分电容器152构成反相积分器形式的OP放大器电路。DC分压电压IN_Div可以输入到第二放大器151的正节点(+)，并且DC差电压Diff_avg可以输入到第二放大器151的负节点(-)。
因此，当DC差电压Diff_avg的幅度大于DC分压电压IN_Div的幅度时，作为补偿电路150的输出的补偿电压Vc降低。相反，当DC差电压Diff_avg的幅度小于DC分压电压IN_Div的幅度时，作为补偿电路150的输出的补偿电压Vc增加。当DC差电压Diff_avg的幅度等于DC分压电压IN_Div的幅度时，补偿电压Vc的幅度被保持。
振荡器160可以接收补偿电压Vc作为补偿数据CD。振荡器160可以基于补偿电压Vc生成工作时段补偿后的输出触发信号OUT_stgl，并将工作时段补偿后的输出触发信号OUT_stgl提供给控制逻辑130。因此，控制逻辑130-第二低通滤波器140-补偿电路150-振荡器160构成一个反馈闭合电路。
振荡器160可以包括锯齿波电压发生器161和比较器162。锯齿波电压发生器161可以接收输入触发信号IN_stgl，并且可以与输入触发信号IN_stgl同步地输出锯齿波电压Vsaw。比较器162可以将锯齿波电压Vsaw和补偿电压Vc的幅度相互比较(作为输入)，并基于比较结果输出输出触发信号OUT_stgl。
锯齿波电压发生器161可以包括电流源Ia、电容器C、放电晶体管Tr和反相器INV。电流源Ia可以连接到电源节点(电源电压VDD被提供给该电源节点)和输出节点(锯齿波电压Vsaw从该输出节点输出)并设置在它们之间。电流源Ia可以向输出节点输出恒定电流。电容器C可以连接到输出节点和接地节点(接地电压VSS被提供给该接地节点)并设置在它们之间。可以使用从电流源Ia输出的电流对电容器C充电，从而生成锯齿波电压Vsaw的电平持续上升的锯齿时段。
放电晶体管Tr可以连接到输出节点和接地节点并设置在输出节点和接地节点之间。放电晶体管Tr可以响应于由反相器INV反相的输入触发信号IN_stgl而操作。放电晶体管Tr可以体现为NMOS晶体管，其中当输入触发信号IN_stgl具有低电平时，该NMOS晶体管导通。输入触发信号IN_stgl可以使充入电容器C的电压放电，从而生成锯齿波电压Vsaw的电平为地电平的空闲时段。
比较器162可以在其负节点(-)接收补偿电压Vc，并且可以在其正节点(+)接收锯齿波电压Vsaw。当锯齿波电压Vsaw低于补偿电压Vc时，比较器162可以输出低电平输出触发信号OUT_stgl。当锯齿波电压Vsaw等于或高于补偿电压Vc时，比较器162可以输出高电平输出触发信号OUT_stgl。
当补偿电压Vc保持恒定值时，输出触发信号OUT_stgl可以指示输入触发信号IN_stgl的工作时段的定时已经达到目标定时。可以基于分压器120的预定义的比率来确定目标定时。此外，输出触发信号OUT_stgl可以具有通过将输入触发信号IN_stgl的工作时段按照分压器120的预定义的比率进行划分而获得的工作时段。
根据示例实施例的工作时段定时检测器100可以检测输入触发信号IN_stgl的工作时段的目标定时。因此，检测器100可以用于验证输入触发信号IN_stgl是否正常生成。此外，工作时段定时检测器100可以生成具有通过划分输入触发信号IN_stgl的工作时段而获得的工作时段的输出触发信号OUT_stgl。工作时段定时检测器100的工作时段划分功能可以有效地用于各种领域。
图3是用于示出根据一些示例实施例的操作工作时段定时检测器100的方法的流程图。图4至图6是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器100的操作的信号的时序图。
参考图3和图4，在操作S110中，工作时段定时检测器100输出具有通过划分输入触发信号IN_stgl的工作时段而获得的工作时段的输出触发信号OUT_stgl。
输入触发信号IN_stgl在占空比D被应用于信号周期Ts的时段内具有高电平VDD。输出触发信号OUT_stgl具有通过将输入触发信号IN_stgl的工作时段按照(1-β)的比率进行划分而获得的高电平VDD时段。β是差信号Diff和输入触发信号IN_stgl的占空比之间的比率，其中将在下面描述的差信号Diff的工作时段将要应用于该比率。
在操作S120中，控制逻辑130接收输入触发信号IN_stgl和输出触发信号OUT_stgl，并生成具有高电平VDD的工作时段的差信号Diff，其中该工作时段对应于输入触发信号IN_stgl的上升沿和输出触发信号OUT_stgl的上升沿之间的时段。
因此，差信号Diff从输入触发信号IN_stgl的上升沿起具有β·D·Ts的工作时段。
另外参考图5，第一低通滤波器110可以将输入触发信号IN_stgl转换成DC输入电压IN_avg(分压器120对其进行分压以生成DC分压电压IN_div)。在操作S130中，第二低通滤波器140将差信号Diff转换成DC差电压Diff_avg。
DC输入电压IN_avg包括DC电压分量，并且没有AC电压分量。DC输入电压IN_avg的幅度与输入触发信号IN_stgl的平均电压的幅度相同。
DC差电压Diff_avg包括DC电压分量，并且没有AC电压分量。DC差电压Diff_avg的幅度与差信号Diff的平均电压的幅度相同，并且被定义为下面的等式2：
Diff_avg＝β·D·TS·VDD…等式2
在等式2中，β是差信号Diff和输入触发信号IN_stgl的占空比之间的比率，D是输入触发信号IN_stgl的占空比，Ts是输入触发信号IN_stgl的信号周期Ts，并且VDD是输入触发信号IN_stgl的高电平的电压幅度。
在操作S140中，分压器120对DC输入电压IN_avg进行分压，以生成DC分压电压IN_div。
DC分压电压IN_div包括DC电压分量，并且没有AC电压分量。DC分压电压IN_div的幅度与通过将预定义的比率α应用于输入触发信号IN_stgl的平均电压而获得的值相同，并且被定义为下面的等式3：
IN_div＝α·D·TS·VDD＝Rb/(Ra+Rb)·D·TS·VDD…等式3
在等式3中，α是等式1的预定义的比率，D是输入触发信号IN_stgl的占空比，Ts是输入触发信号IN_stgl的信号周期Ts，并且VDD是输入触发信号IN_stgl的高电平的电压幅度。
另外参考图6，在操作S150中，补偿电路150比较DC分压电压IN_div和DC差电压Diff_avg的幅度是否彼此相等。
DC分压电压IN_div和DC差电压Diff_avg的幅度之间的差是由于等式1的预定义的比率α和等式2的差信号Diff的占空比与输入触发信号IN_stgl的占空比之间的比率β之间的差。因此，补偿电路150可通过将比率α和β相互比较来执行操作S150。
当它们的幅度彼此不相等时(操作S150中的否)，在操作S160中，补偿电路150输出用于DC分压电压IN_div和DC差电压Diff_avg的补偿电压Vc，以执行补偿操作。
参考图6，输入触发信号IN_stgl包括顺序出现的第一至第n输入触发信号IN_stgl1至IN_stgln。第一至第n输入触发信号IN_stgl1至IN_stgln中的每一个对应于一个脉冲信号。输出触发信号OUT_stgl包括分别对应于第一至第n输入触发信号IN_stgl1至IN_stgln的第一至第n输出触发信号OUT_stgl1至OUT_stgln。
在图6中，DC差电压Diff_avg(对应于第一输入触发信号IN_stgl1的第一输入上升沿时间点t1和第一输出触发信号OUT_stgl1的第一输出上升沿时间点t’1之间的第一差时段Δt1)的幅度大于DC分压电压IN_div的幅度。因此，如在补偿电路150的以上描述中，补偿电路150充当反相积分器来降低补偿电压Vc，从而对DC分压电压IN_div和DC差电压Diff_avg执行补偿操作。
随着补偿电压Vc降低，随后的第二输出上升沿时间点t’2出现得更早，从而第二差时段Δt2可以变窄，以缩小DC差电压Diff_avg和DC分压电压IN_div之间的间隙。
此后，工作时段定时检测器100可以重复执行操作S110至S160。将理解，参考图6对第一输入触发信号IN_stgl1和第一输出触发信号OUT_stgl1的描述适用于第二至第(n-1)输入触发信号IN_stgl2至IN_stgln-1和第二至第(n-1)输出触发信号OUT_stgl2至OUT_stgln-1。
DC差电压Diff_avg(其对应于第n输入触发信号IN_stgln的第n输入上升沿时间点tn和第n输出触发信号OUT_stgln的第n输出上升沿时间点t’n之间的第n差时段Δtn)的幅度等于DC分压电压IN_div的幅度。因此，在输出第n输入触发信号IN_stgln和第n输出触发信号OUT_stgln之后，工作时段定时检测器100使用输出触发信号OUT_stgl检测目标定时，而不执行补偿电路150的补偿操作。
图7是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器的另一操作的信号的时序图。为了描述方便，参考图7的描述集中于其与参考图6的描述的不同之处。
参考图7，输出触发信号OUT_stgl’包括分别对应于第一至第n输入触发信号IN_stgl1至IN_stgln的第一至第n输出触发信号OUT_stgl’1至OUT_stgl’n。
在图7中，对应于第一输入触发信号IN_stgl1的第一输入上升沿时间点T1和第一输出触发信号OUT_stgl’1的第一输出上升沿时间点T’1之间的第一差时段ΔT1的DC差电压Diff_avg’的幅度小于DC分压电压IN_div’的幅度。因此，如在补偿电路150的上述描述中，补偿电路150充当反相积分器以增加补偿电压Vc，从而对DC分压电压IN_div’和DC差电压Diff_avg’执行补偿操作。
随着补偿电压Vc增加，随后的第二输出上升沿时间点T’2被延迟，使得第二差时段ΔT2可以变宽，以缩小DC差电压Diff_avg’和DC分压电压IN_div’之间的间隙。
此后，工作时段定时检测器100可以重复执行操作S110至S160。将理解，第一输入触发信号IN_stgl1和第一输出触发信号OUT_stgl’1的上述描述适用于第二至第(n-1)输入触发信号IN_stgl2至IN_stgln-1和第二至第(n-1)输出触发信号OUT_stgl’2至OUT_stgl’n-1。
对应于第n输入触发信号IN_stgln的第n输入上升沿时间点Tn和第n输出触发信号OUT_stgl’n的第n输出上升沿时间点T’n之间的第n差时段ΔTn的DC差电压Diff_avg’的幅值等于DC分压电压IN_div’的幅值。因此，在输出第n输入触发信号IN_stgln和第n输出触发信号OUT_stgl’n之后，工作时段定时检测器100使用输出触发信号OUT_stgl’检测目标定时，而不执行补偿电路150的补偿操作。
根据一些示例实施例的工作时段定时检测器100可以基于作为模拟元件的电阻器的比率来检测工作时段定时，使得可检测的分辨率可以不受限制。此外，工作时段定时检测器100可以使用反馈结构来检测工作时段定时，以准确地检测目标工作时段定时。
图8和图9是用于示出根据一些示例实施例的工作时段定时检测器200的图。为了描述方便，参考图8和图9的描述集中于它们与参考图2描述的那些的不同之处。
工作时段定时检测器200的分压器120还可以包括设置在第一放大器121的输入前端的第一斩波器123。工作时段定时检测器200的补偿电路150还包括设置在第二放大器151的输入前端的第二斩波器153。
第一斩波器123基于控制电压Vc将输入端口123a和123b连接到输出端口123A和123B。输出端口123A和123B分别连接到第一放大器的正节点(+)和负节点(-)。第一斩波器123包括基于控制电压操作的第一开关SWp1、第二开关SWn2、第三开关SWn2和第四开关SWp2。
当控制电压为逻辑“1”时，第一开关SWp1、第二开关SWn2、第三开关SWn2和第四开关SWp2可以导通，并且当控制电压为逻辑“0”时，可以断开。在图中，控制第三开关SWn2和第四开关SWp2的电压Vcb是通过逻辑反相控制电压Vc而获得的电压。
当控制电压Vc为逻辑“1”时，第一开关SWp1和第二开关SWn2导通，而第三开关SWn2和第四开关SWp2由电压Vcb断开。在这种情况下，第一输入端口123a连接到第一输出端口123A，而第二输入端口123b连接到第二输出端口123B。第一输入端口123a和第一输出端口123A彼此连接并且第二输入端口123b和第二输出端口123B彼此连接的状态可以被称为第一状态。在第一状态下，Vip＝Vop，并且Vin＝Von。
另一方面，当控制电压Vc为逻辑“0”时，第一开关SWp1和第二开关SWn2断开，而第三开关SWn2和第四开关SWp2由电压Vcb导通。在这种情况下，第一输入端口123a连接到第二输出端口123B，而第二输入端口123b连接到第一输出端口123A。第一输入端口123a和第二输出端口123B彼此连接并且第二输入端口123b和第一输出端口123A彼此连接的状态可以被称为第二状态。在第二状态下，Vip＝Von，并且Vin＝Vop。
根据一些示例实施例的分压器120可以经由控制第一斩波器123的控制电压Vc而减小漂移偏移(例如，由于放大器的劣化等)，从而提高检测工作时段定时的准确度。
补偿电路150的第二斩波器153也具有与第一斩波器123相同的配置。因此，将理解，第二斩波器153和第二放大器151的描述由第一斩波器123和第一放大器121的上述描述代替。
以与第一斩波器123中类似的方式，根据一些示例实施例的补偿电路150可以经由控制第二斩波器153的控制电压而减小由于放大器的劣化等导致的漂移偏移，从而提高检测工作时段定时的准确度。
在图10至图19的以下描述中，输出触发信号OUT_stgl已经经历了图3的操作S110至操作S160，并且被称为检测电压Vdet。
图10是用于示出根据一些示例实施例的设备300的图。
设备300可以充当例如电源管理设备或电源管理集成电路(PMIC)。
参考图10，设备300可以包括电压转换器310和电流检测器320。
电压转换器310可以体现为DC-DC转换器。此外，电压转换器310可以体现为生成低于输入电压VIN的输出电压VOUT的降压转换器(buck converter)。
电压转换器310可以包括第一开关311、第二开关312、第一开关控制器313、第二开关控制器314、第一充电元件315、第二充电元件316、反馈控制器317和生成脉冲宽度调制信号PWM的脉冲宽度调制(PWM)信号发生器318。
第一开关311可以连接到输入节点(输入电压VIN被提供给该输入节点)和开关节点SW并设置在它们之间。第一开关311可以响应于从第一开关控制器313输出的第一控制信号PDRV而操作。第一开关311可以体现为PMOS晶体管。
第二开关312可以连接到开关节点SW和接地节点并设置在它们之间。第二开关312可以响应于从第二开关控制器314输出的第二控制信号NDRV而操作。第二开关312可以体现为NMOS晶体管。
第一开关控制器313被配置为控制第一开关311。第一开关控制器313可以响应于脉冲宽度调制信号PWM来激活和去激活第一控制信号PDRV。例如，第一开关控制器313可以接收开关节点SW的电压或第二控制信号NDRV，并且可以基于脉冲宽度调制信号PWM、开关节点SW的电压和第二控制信号NDRV中的至少两个信号来控制第一控制信号PDRV。
第二开关控制器314被配置为控制第二开关312。第二开关控制器314可以响应于脉冲宽度调制信号PWM来激活和去激活第二控制信号NDRV。例如，第二开关控制器314可以接收开关节点SW的电压或第一控制信号PDRV，并且可以基于脉冲宽度调制信号PWM、开关节点SW的电压和第一控制信号PDRV中的至少两个信号来控制第二控制信号NDRV。
第一开关控制器313和第二开关控制器314可以以互补的方式控制第一控制信号PDRV和第二控制信号NDRV。当第一控制信号PDRV或第二控制信号NDRV转变时，第一开关控制器313和第二开关控制器314可以提供第一控制信号PDRV和第二控制信号NDRV都被去激活的死区时间(dead time)。
第一充电元件315可以连接到开关节点SW和输出节点OUT(输出电压VOUT从该输出节点OUT输出)并设置在它们之间。第一充电元件315可以体现为电感器。
第二充电元件316可以连接到输出节点OUT和接地节点并设置在它们之间。第二充电元件316可以体现为电容器。
反馈控制器317可以检测输出电压VOUT的电平。反馈控制器317可以输出基于输出电压VOUT的电平高于还是低于目标电压而变化的控制信号CS。当输出电压VOUT的电平高于目标电压时，反馈控制器317可以输出控制信号CS，使得输出电压VOUT降低。当输出电压VOUT的电平低于目标电压时，反馈控制器317可以输出控制信号CS，使得输出电压VOUT升高。
脉冲宽度调制信号发生器318可以响应于控制信号CS生成脉冲宽度调制信号PWM。例如，当控制信号CS指示输出电压VOUT应当升高时，脉冲宽度调制信号发生器318可以减小(或增加)脉冲宽度调制信号PWM的脉冲宽度。当控制信号CS指示输出电压VOUT应当降低时，脉冲宽度调制信号发生器318可以增加(或减小)脉冲宽度调制信号PWM的脉冲宽度。
电流检测器320可以检测从电压转换器310输出到负载的电流。
电流检测器320可以包括定时检测器321、电压检测器322和逻辑323。
定时检测器321可以从电压转换器310接收脉冲宽度调制信号PWM。定时检测器321可以从电压转换器310的脉冲宽度调制信号PWM的工作时段来检测特定定时。定时检测器321可以包括如上参考图1至图9所述的工作时段定时检测器100。可以基于分压器120的第a电阻器Ra和第b电阻器Rb的电阻值的比率来确定具体定时。
当检测到特定定时时，定时检测器321可以将检测电压Vdet的电平从低电平转变为高电平，如以上参考图6和图7所述。当脉冲宽度调制信号PWM的工作时段已经过去时，定时检测器321可以将检测电压Vdet的电平从高电平转变为低电平。检测电压Vdet不仅可以指示特定定时，还可以具有通过划分脉冲宽度调制信号PWM的工作时段而获得的工作时段。
电压检测器322可以响应于检测电压Vdet来检测电压转换器310内部的第一电压降VDR1。例如，电压检测器322可以在特定定时检测第一电压降VDR1，例如，在检测电压Vdet的电平从低电平转变为高电平的定时(timing)。电压检测器322可以用作电压降检测器。
电压检测器322可以被配置为检测电压转换器310的第一开关311中出现的第一电压降VDR1。电压检测器322可以接收第一开关311两端的电压，并且可以检测接收到的电压之间的差作为第一电压降VDR1。第一电压降VDR1可以具有对应于负载电流量的电平。电压检测器322可以将第一电压降VDR1作为数字或模拟电压信息VI传递给逻辑323。
逻辑323可以对电压信息VI执行预定义的计算。逻辑323可以处理电压信息VI以获得负载电流的准确(或近似)量。逻辑323可以使用负载电流量来控制电压转换器310的操作或操作模式。逻辑323可以主动地或者根据来自外部设备的请求向外部设备提供负载电流量。
图11是用于示出图10的电压转换器的输出电流的变化的图。
在图11中，横轴表示时间t，纵轴表示电流，例如流经第一充电元件315的电感器电流IL。
参考图10和图11，电感器电流IL的量可以重复增加和减小。例如，当第一开关311导通时，电感器电流IL的量可以增加。当第二开关312导通时，电感器电流IL的量可以减小。
当电感器电流IL重复增加和减小时，平均电流Iavg可以是电感器电流IL的最大值和最小值之间的中间值。当在电感器电流IL满足中间值的目标定时Ttar检测电感器电流IL的量时，可以获得平均电流Iavg，即负载电流ILOAD的量。
图12是用于示出脉冲宽度调制信号、第一电压降、检测电压和电感器电流变化的示例的时序图。
参考图10和图12，当脉冲宽度调制信号PWM处于低电平时，第一开关311导通。因此，脉冲宽度调制信号PWM的反相信号PWMb的工作时段可以与第一开关311相关联地被参考。
当反相信号PWMb处于高电平时，第一开关311导通。当第一开关311导通时，电感器电流IL增加。当反相信号PWMb的工作时段的一半已经过去时，电感器电流IL具有对应于负载电流ILOAD的电流量。因此，定时检测器321可以被配置为当反相信号PWMb的工作时段的一半已经过去时具有目标定时Ttar。例如，分压器120(参见图2)的第一电阻器Ra和第二电阻器Rb可以被实施为具有相同的电阻值。
当检测电压Vdet指示反相信号PWMb的工作时段的一半已经过去的定时时，可以从电感器电流IL获得平均电流Iavg，即负载电流ILOAD。
通常，可以将电阻器插入电流流过的线路中，然后可以通过感测电阻器两端的电压来获得电流量。然而，由于电流流经电阻，这种方法会导致功率损耗。此外，为了以高准确度测量电流量，需要高准确度电阻器，因此，电阻器应当安装在半导体芯片或封装的外部，这将导致安装面积的增加。
根据示例实施例，如图10所示，当第一开关311导通时，检测第一开关311两端的电压，然后使用感测的电压降计算电流量。因此，可以防止功率损耗和安装面积增加。
如图12所示，第一电压降VDR1的波形以与电感器电流IL的波形上升相同的方式上升。因此，在目标定时Ttar检测第一电压降VDR1可以允许获得关于负载电流ILOAD的信息。检测第一电压降VDR1可以允许获得关于负载电流ILOAD的信息，而无需额外的元件和功耗。
电压检测器322可以将第一电压降VDR1的电压信息VI传递给逻辑323。
逻辑323可以从电压信息VI计算负载电流ILOAD。例如，当第一开关311导通时，电流通过第一开关311和第一充电元件315从电源节点传送到负载。第一开关311和第一充电元件315的电阻分量主要归因于第一开关311。因此，逻辑323将指示第一电压降VDR1的电压信息VI除以第一开关311的电阻值，以获得负载电流ILOAD的值。
逻辑323可以在其中存储关于第一开关311的电阻值的信息。逻辑323可以在其中存储关于第一开关311的电阻值的信息，包括电阻值根据温度的变化。逻辑323可以从设置在设备300内部或外部的温度传感器获得温度信息，并且可以基于温度信息选择第一开关311的电阻值。
结合图10至图12，已经描述了电压转换器310使用脉冲宽度调制信号发生器318和脉冲宽度调制信号PWM的示例。在实施方式中，电压转换器310的脉冲宽度调制信号发生器318可以用脉冲频率调制信号(PFM)发生器代替。在实施方式中，脉冲宽度调制信号发生器318和脉冲频率调制信号(PFM)发生器可以被包括在电压转换器310中，并且可以选择性地操作。第一开关控制器313、第二开关控制器314和定时检测器321可以响应于脉冲宽度调制信号或脉冲频率调制信号而操作。
图13是用于示出根据一些示例实施例的设备的图。图14是用于示出脉冲宽度调制信号、第二电压降、检测电压和电感器电流变化的示例的时序图。
参考图13，设备400可以包括电压转换器410和电流检测器420。
电压转换器410可以包括第一开关411、第二开关412、第一开关控制器413、第二开关控制器414、第一充电元件415、第二充电元件416、反馈控制器417和脉冲宽度调制信号发生器418。
电压转换器410可以以与上面参考图10描述的电压转换器310相同的方式配置和操作。因此，省略了对电压转换器410的冗余描述。
电流检测器420可以包括定时检测器421、电压检测器422和逻辑423。除了电压检测器422检测第二开关412而不是第一开关411的第二电压降VDR2之外，电流检测器420可以以与以上参考图10描述的电流检测器320基本相同或相似的方式配置和操作。
参考图13和图14，当脉冲宽度调制信号PWM处于高电平时，第二开关412导通。因此，脉冲宽度调制信号PWM的工作时段可以与第二开关412相关联地被参考。
当脉冲宽度调制信号PWM处于高电平时，第二开关412导通。当第二开关412导通时，电感器电流IL增加。当脉冲宽度调制信号PWM工作时段的一半已经过去时，电感器电流IL具有平均电流Iavg，例如对应于负载电流ILOAD的电流量。因此，定时检测器421可以被实施为当脉冲宽度调制信号PWM的工作时段的一半已经过去时具有目标定时Ttar。
当检测电压Vdet通知脉冲宽度调制信号PWM的工作时段的一半已经过去的定时时，电压检测器422可以检测第二电压降VDR2。如图14所示，第二电压降VDR2的波形以与电感器电流IL下降的波形相同的方式下降。
因此，在目标定时Ttar检测第二电压降VDR2可以允许获得关于负载电流ILOAD的信息。电压检测器422可以将第二电压降VDR2的电压信息VI传递给逻辑323。
逻辑423可以从电压信息VI计算负载电流ILOAD。例如，当第二开关412导通时，电流通过第二开关412和第一充电元件415从接地节点传送到负载。第二开关412和第一充电元件415的电阻分量主要归因于第二开关412。因此，逻辑423将指示第二压降VDR2的电压信息VI除以第二开关412的电阻值，以获得负载电流ILOAD的值。
逻辑423可以在其中存储关于第二开关412的电阻值的信息。逻辑423可以在其中存储关于第二开关412的电阻值的信息，包括电阻值根据温度的变化。逻辑423可以从设置在设备400内部或外部的温度传感器获得温度信息，并且可以基于温度信息选择第二开关412的电阻值。
在图13和图14中，已经描述了电压转换器410使用脉冲宽度调制信号发生器418和脉冲宽度调制信号PWM的示例。在实施方式中，电压转换器410的脉冲宽度调制信号发生器418可以用脉冲频率调制信号(PFM)发生器代替。在实施方式中，脉冲宽度调制信号发生器418和脉冲频率调制信号(PFM)发生器可以被包括在电压转换器410中，并且可以选择性地操作。第一开关控制器413、第二开关控制器414和定时检测器421可以响应于脉冲宽度调制信号或脉冲频率调制信号而操作。
图15是用于示出根据一些示例实施例的设备的图。
参考图15，设备500可以包括电压转换器510和电流检测器520。
电压转换器510可以包括第一开关511、第二开关512、第一开关控制器513、第二开关控制器514、第一充电元件515、第二充电元件516、反馈控制器517和脉冲宽度调制信号发生器518。
电压转换器510可以以与上面参考图10或图13描述的电压转换器310或410相同的方式配置和操作。因此，省略了电压转换器510的冗余描述。
电流检测器520可以包括定时检测器521、电压检测器522和逻辑523。如上参考图10和图12所述，当脉冲宽度调制信号PWM的反相信号PWMb(图16)的工作时段的一半已经过去时，定时检测器521可以将第一检测电压Vdet1转变为高电平。
如上参考图1和图14所述，当脉冲宽度调制信号PWM的反相信号PWMb(图16)的工作时段的一半已经过去时，定时检测器521可以将第二检测电压Vdet2转变为高电平。
定时检测器521可以包括被配置为从反相信号PWMb生成第一检测电压Vdet1的第一模块，以及被配置为从脉冲宽度调制信号PWM生成第二检测电压Vdet2的第二模块。
如上参考图10和图12所述，电压检测器522可以响应于第一检测电压Vdet1检测来自第一开关511的第一电压降VDR1。第一电压降VDR1的第一电压信息VI1可以被传送到逻辑523。
如上参考图13和图14所述，电压检测器522可以响应于第二检测电压Vdet2检测来自第二开关512的第二电压降VDR2。第二电压降VDR2的第二电压信息VI2可以被传送到逻辑523。
如上参考图10和图12所述，逻辑523可以使用第一开关511的电阻值和第一电压信息VI1来计算负载电流ILOAD(图16)。如上参考图13和图14所述，逻辑523可以使用第二开关512的电阻值和第二电压信息VI2来计算负载电流ILOAD。
图16示出了脉冲宽度调制信号PWM、第一电压降VDR1、第二电压降VDR2、检测电压Vdet和电感器电流IL的变化的示例。
参考图15和图16，当脉冲宽度调制信号PWM的反相信号PWMb的工作时段的一半已经过去时，定时检测器521可以将第一检测电压Vdet1设置为高电平，如以上参考图12所述。此外，如以上参考图14所述，当脉冲宽度调制信号PWM的工作时段的一半已经过去时，定时检测器521可以将第二检测电压Vdet2转变为高电平。
如上参考图12所述，电压检测器522可以响应于第一检测电压Vdet1来检测第一电压降VDR1。如上参考图14所述，电压检测器522可以响应于第二检测电压Vdet2来检测第二电压降VDR2。电压检测器522可以将检测到的第一电压降VDR1和检测到的第二电压降VDR2作为电压信息VI传输到逻辑523。
如以上参考图12所述，逻辑523可以从与第一电压降VDR1相对应的第一电压信息VI1和第一开关511的电阻值来计算负载电流ILOAD。如以上参考图18所述，逻辑523可以从与第二电压降VDR2相对应的第二电压信息VI2和第二开关512的电阻值来计算负载电流ILOAD。
在图15和图16中，已经描述了电压转换器510使用脉冲宽度调制信号发生器518和脉冲宽度调制信号PWM的示例。在实施方式中，电压转换器510的脉冲宽度调制信号发生器518可以用脉冲频率调制信号(PFM)发生器代替。在实施方式中，脉冲宽度调制信号发生器518和脉冲频率调制信号(PFM)发生器可以被包括在电压转换器510中，并且可以选择性地操作。第一开关控制器513、第二开关控制器514和定时检测器521可以响应于脉冲宽度调制信号或脉冲频率调制信号而操作。
图17是用于示出根据示例实施例的操作设备300、400或500的方法的流程图。
参考图10、图13、图15和图17，在操作S210中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520的定时检测器321、421或521可以检测脉冲宽度调制信号PWM(或反相信号PWMb)的半工作时段定时。
在操作S220中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520的电压检测器322、422或522可以在半工作时段定时检测电压转换器310、410或510的至少一个开关311或312、411或412、或511或512的电压降VDR1或VDR2。
在操作S230中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520的逻辑323、423或523可以基于检测电压降VDR1或VDR2来计算负载电流。
图18是示出根据示例实施例的操作设备300、400或500的方法的另一示例的流程图。
参考图10、图13、图15和图18，在操作S310中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520可以检测脉冲宽度调制信号PWM的占空比。
在操作S320中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520可以确定占空比是否大于第一阈值TH1。当占空比大于第一阈值TH1时，在操作S330中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520可以使用第二压降VDR2来执行电流检测。
当占空比等于或小于第一阈值TH1时，在操作S340中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520可以确定占空比是否小于第二阈值TH2。第二阈值TH2可以小于第一阈值TH1。当占空比小于第二阈值TH2时，在操作S350中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520可以使用第一电压降VDR1来执行电流检测。
当占空比大于或等于第二阈值TH2时，在操作S360中，设备300、400或500的电流检测器320、420或520可以使用第一电压降VDR1和第二电压降VDR2中的至少一个或两个来执行电流检测。
当脉冲宽度调制信号PWM的占空比大于第一阈值TH1时，使用第二电压降VDR2从脉冲宽度调制信号PWM的工作时段生成检测电压Vdet可能更稳定且更容易。当脉冲宽度调制信号PWM的占空比小于第二阈值TH2时，使用第一电压降VDR1从脉冲宽度调制信号PWM的反相信号PWMb的工作时段生成检测电压Vdet可能更稳定且更容易。
图19是用于示出根据一些示例实施例的设备的图。
设备600可以是电源管理设备或电源管理集成电路(PMIC)。
参考图19，设备600可以包括电压转换器610和电流检测器620。
电压转换器610可以体现为DC-DC转换器。此外，电压转换器610可以体现为生成高于输入电压VIN的输出电压VOUT的升压转换器(boost converter)。
电压转换器610可以包括第一开关611、第二开关612、第一开关控制器613、第二开关控制器614、第一充电元件615、第二充电元件616、反馈控制器617和脉冲宽度调制信号发生器618。
第一开关611可以连接到开关节点SW和输出节点OUT(输出电压VOUT被提供给该输出节点OUT)并设置在它们之间。第一开关611可以响应于从第一开关控制器613输出的第一控制信号PDRV而操作。第一开关611可以体现为PMOS晶体管，例如第一晶体管。
第二开关612可以连接到开关节点SW和接地节点并设置在它们之间。第二开关612可以响应于从第二开关控制器614输出的第二控制信号NDRV而操作。第二开关612可以体现为NMOS晶体管，例如第二晶体管。
如上参考图10至图18所述，第一开关控制器613和第二开关控制器614可以响应于脉冲宽度调制信号PWM分别输出第一控制信号PDRV和第二控制信号NDRV。
第一充电元件615可以连接到输入节点(输入电压VIN被提供给该输入节点)和开关节点SW并设置在它们之间。第一充电元件615可以体现为电感器。
第二充电元件616可以连接到输出节点OUT和接地节点并设置在它们之间。第二充电元件616可以体现为电容器。
如上参考图10至图19所述，反馈控制器617可以基于控制信号CS控制脉冲宽度调制信号发生器618，使得输出电压VOUT保持在目标电平。
电流检测器620可以包括定时检测器621、电压检测器622和逻辑623。电流检测器620可以以与上面参考图15和图16描述的方式相同的方式配置和操作。电流检测器620可以计算电压转换器610的负载电流。
如上参考图10至图12所述，设备600的电压检测器622可以检测来自第一开关611的第一电压降VDR1，并且可以使用检测到的第一电压降VDR1。如上参考图13和图14所述，设备600的电压检测器622可以检测来自第二开关612的第二电压降VDR2，并且可以使用检测到的第二电压降VDR2。
作为总结和回顾，使用触发信号作为操作控制信号的设备可以是DC-DC转换器。DC-DC转换器可以被配置为提升或降低输入电压，并输出提升或降低的电压。DC-DC转换器可以基于负载消耗的电流量，使用触发信号来控制输出电流量。当触发信号被用作操作控制信号时，检测触发信号的当前定时是否是目标定时有助于观察接收或使用触发信号的设备的状态。
如上所述，实施例可以提供包括反馈结构的工作时段定时检测器，从而准确地检测触发信号的工作时段定时，而没有偏移或失配。实施例可以提供一种包括工作时段定时检测器的设备，该工作时段定时检测器包括反馈结构，从而准确地检测触发信号的工作时段定时，而没有偏移或失配。实施例可以提供一种操作触发信号接收设备的方法，该触发信号接收设备包括工作时段定时检测器，该工作时段定时检测器包括反馈结构，从而准确地检测触发信号的工作时段定时，而没有偏移或失配。
本文已经公开了示例实施例，尽管采用了特定的术语，但是它们仅在一般的和描述性的意义上使用和解释，而不是为了限制的目的。在一些情况下，对于本申请提交时的领域的普通技术人员来说明显的是，结合特定实施例描述的特征、特性和/或元素可以单独使用，或者与结合其他实施例描述的特征、特性和/或元素结合使用，除非另外特别指出。因此，本领域技术人员将理解，在不脱离所附权利要求中阐述的本发明的精神和范围的情况下，可以进行形式和细节上的各种改变。

Claims (20)

1.一种工作时段定时检测器，包括：
控制逻辑，所述控制逻辑被配置为：
接收输入触发信号和对应于所述输入触发信号的输出触发信号，其中，所述输入触发信号在高电平和低电平之间重复转变，以及
使用所述输入触发信号的工作时段和所述输出触发信号的工作时段之间的差来生成差信号；
第一低通滤波器，被配置为基于所述输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压；
第二低通滤波器，被配置为基于所述差信号的脉冲宽度输出DC差电压；
补偿电路，被配置为使用所述DC输入电压和所述DC差电压来补偿所述输出触发信号的工作时段；和
振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并将所述工作时段补偿后的输出触发信号提供给所述控制逻辑。
2.根据权利要求1所述的工作时段定时检测器，其中：
所述工作时段定时检测器还包括分压器，所述分压器被配置为基于预定义的比率对所述DC输入电压进行分压，并输出DC分压电压，并且
所述补偿电路被配置为基于所述预定义的比率来补偿所述输出触发信号的工作时段。
3.根据权利要求2所述的工作时段定时检测器，其中：
所述分压器包括彼此串联连接的第一电阻器和第二电阻器，并且
所述预定义的比率基于下面的等式1来计算：
α＝Rb/(Ra+Rb)…等式1
其中，在等式1中，α表示所述预定义的比率，Ra表示所述第一电阻器的电阻值，并且Rb表示所述第二电阻器的电阻值。
4.根据权利要求1所述的工作时段定时检测器，其中，所述控制逻辑包括锁存器，所述锁存器被配置为生成指示所述输入触发信号和所述输出触发信号的边沿之间的间隔的差信号。
5.根据权利要求4所述的工作时段定时检测器，其中，所述锁存器包括SR锁存器。
6.根据权利要求1所述的工作时段定时检测器，其中：
所述振荡器包括：
锯齿波电压发生器，被配置为与所述输入触发信号同步地输出锯齿波电压；和
比较器，被配置为接收所述锯齿波电压，并从所述补偿电路接收补偿电压，
所述补偿电压使用所述DC输入电压和所述DC差电压来生成，并且
所述比较器被配置为将所述锯齿波电压的幅度与所述补偿电压的幅度进行比较，并基于所述比较来输出所述输出触发信号。
7.根据权利要求6所述的工作时段定时检测器，其中：
所述锯齿波电压发生器包括：
连接到电源节点的电流源，其中电源电压被提供给所述电源节点；
电容器，连接到所述电流源和接地节点并设置在所述电流源和所述接地节点之间，其中接地电压被提供给所述接地节点；和
晶体管，设置在所述电流源和所述接地节点之间并连接到所述电流源和所述接地节点，并且与所述电容器并联连接，
所述晶体管被配置为当所述输入触发信号的电平从高电平转变为低电平时导通，并且被配置为当所述输入触发信号的电平从低电平转变为高电平时截止，并且
所述电流源和所述电容器之间的电压输出作为所述锯齿波电压。
8.根据权利要求1所述的工作时段定时检测器，其中，所述补偿电路包括反相积分器形式的放大器电路。
9.根据权利要求8所述的工作时段定时检测器，其中，所述补偿电路还包括斩波器，所述斩波器被配置为确定输入到所述放大器电路的极性。
10.一种工作时段定时检测器，包括：
第一低通滤波器，被配置为接收输入触发信号并基于所述输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压，其中，所述输入触发信号在高电平和低电平之间重复转变；
分压器，被配置为基于预定义的比率对DC输入电压进行分压，并输出DC分压电压；
锁存器，被配置为接收所述输入触发信号和对应于所述输入触发信号的输出触发信号，并生成指示所述输入触发信号和所述输出触发信号的边沿之间的间隔的差信号；
补偿电路，被配置为基于所述DC分压电压和所述差信号来补偿所述输出触发信号的工作时段；和
振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并提供所述工作时段补偿后的输出触发信号作为输入到所述锁存器的输出信号。
11.根据权利要求10所述的工作时段定时检测器，还包括第二低通滤波器，所述第二低通滤波器被配置为基于所述差信号的脉冲宽度输出DC差电压，
其中，所述补偿电路被配置为使用所述DC分压电压和所述DC差电压来补偿所述输出触发信号的工作时段。
12.根据权利要求10所述的工作时段定时检测器，其中，所述锁存器包括SR锁存器。
13.根据权利要求10所述的工作时段定时检测器，其中：
所述分压器包括彼此串联连接的第一电阻器和第二电阻器，并且
所述预定义的比率基于下面的等式1来计算：
α＝Rb/(Ra+Rb)…等式1
其中，在等式1中，α表示所述预定义的比率，Ra表示所述第一电阻器的电阻值，并且Rb表示所述第二电阻器的电阻值。
14.根据权利要求13所述的工作时段定时检测器，其中，所述补偿电路被配置为基于所述预定义的比率来补偿所述输出触发信号的工作时段。
15.根据权利要求10所述的工作时段定时检测器，其中，所述补偿电路包括反相积分器形式的放大器电路。
16.一种设备，包括：
电压转换器，被配置为使用输入触发信号将第一电压转换成第二电压，并将所述第二电压输出到负载，其中，所述输入触发信号在高电平和低电平之间重复转变；和
电流检测器，被配置为在所述输入触发信号的每个工作时段的一半已经过去的定时检测输出触发信号，并且检测从所述电压转换器传输到所述负载的负载电流，
其中，所述电流检测器包括：
控制逻辑，被配置为接收所述输入触发信号和所述输出触发信号，以及使用所述输入触发信号的工作时段和所述输出触发信号的工作时段之间的差来生成差信号；
第一低通滤波器，被配置为基于所述输入触发信号的脉冲宽度输出DC输入电压；
第二低通滤波器，被配置为基于所述差信号的脉冲宽度输出DC差电压；
补偿电路，被配置为使用所述DC输入电压和所述DC差电压来补偿所述输出触发信号的工作时段；和
振荡器，被配置为生成工作时段补偿后的输出触发信号，并将所述工作时段补偿后的输出触发信号提供给所述控制逻辑。
17.根据权利要求16所述的设备，其中，所述电流检测器还包括：
电压降检测器，被配置为响应于所述输出触发信号检测所述电压转换器的内部电压降；和
逻辑，被配置为对由所述电压降检测器检测的所述内部电压降执行计算，并基于所述计算来检测所述负载电流。
18.根据权利要求16所述的设备，其中，所述电压转换器包括：
第一晶体管和第二晶体管，彼此串联连接，并且设置并连接到第一电压被输入到的节点和接地电压被提供到的接地节点之间；
电感器，连接并设置在所述第一晶体管和所述第二晶体管之间的节点和输出所述第二电压的输出节点之间；和
电容器，连接并设置在所述输出节点和所述接地节点之间，
其中，所述第一晶体管被配置为当所述输入触发信号处于低电平时导通，
其中，所述第二晶体管被配置为当所述输入触发信号处于高电平时导通。
19.根据权利要求16所述的设备，其中：
所述设备还包括分压器，所述分压器被配置为基于预定义的比率对所述DC输入电压进行分压，以输出DC分压电压，并且
所述补偿电路被配置为基于所述预定义的比率来补偿所述输出触发信号的工作时段。
20.根据权利要求16所述的设备，其中，所述控制逻辑包括锁存器，所述锁存器被配置为生成指示所述输入触发信号和所述输出触发信号的边沿之间的间隔的差信号。
CN202210691383.6A 2021-06-18 2022-06-17 工作时段定时检测器、包括其的设备及操作设备的方法 Pending CN115494278A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210079200A KR20220169150A (ko) 2021-06-18 2021-06-18 토글 신호의 듀티 타이밍을 검출하는 듀티 타이밍 검출기, 상기 듀티 타이밍 검출기를 포함하는 장치 및 토글 신호 수신 장치의 동작 방법
KR10-2021-0079200 2021-06-18

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115494278A true CN115494278A (zh) 2022-12-20

Family

ID=84464138

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210691383.6A Pending CN115494278A (zh) 2021-06-18 2022-06-17 工作时段定时检测器、包括其的设备及操作设备的方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11598797B2 (zh)
KR (1) KR20220169150A (zh)
CN (1) CN115494278A (zh)

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5770940A (en) * 1995-08-09 1998-06-23 Switch Power, Inc. Switching regulator
JP3991863B2 (ja) 2002-12-27 2007-10-17 セイコーエプソン株式会社 ノコギリ波発生装置
US8102164B2 (en) 2008-06-19 2012-01-24 Power Integrations, Inc. Power factor correction converter control offset
TWI379499B (en) * 2009-06-01 2012-12-11 Richtek Technology Corp Switching regulator and control circuit thereof, and method for determining on-time in switching regulator
US8085005B2 (en) 2009-06-18 2011-12-27 Micrel, Inc. Buck-boost converter with sample and hold circuit in current loop
EP2293423B1 (en) * 2009-08-28 2012-10-10 Nxp B.V. Power supply and DC-DC conversion
US8823352B2 (en) * 2011-07-11 2014-09-02 Linear Technology Corporation Switching power supply having separate AC and DC current sensing paths
US8878509B2 (en) 2012-08-17 2014-11-04 St-Ericsson Sa Current-mode controller for step-down (buck) converter
US9312844B2 (en) 2012-11-15 2016-04-12 Microchip Technology Incorporated Slope compensation module
US9543834B2 (en) * 2013-04-26 2017-01-10 Fujitsu Ten Limited Switching regulator, electronic device, and electronic circuit
US10090757B2 (en) * 2016-08-19 2018-10-02 Fairchild Semiconductor Corporation Power factor correction circuit and method
KR102611341B1 (ko) 2018-10-29 2023-12-08 삼성전자주식회사 토글 신호의 듀티 타이밍을 검출하는 듀티 타이밍 검출기, 듀티 타이밍 검출기를 포함하는 장치, 그리고 토글 신호를 수신하는 장치의 동작 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US11598797B2 (en) 2023-03-07
KR20220169150A (ko) 2022-12-27
US20220404410A1 (en) 2022-12-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10263518B2 (en) System and method for switched power supply with delay measurement
US7876081B2 (en) DC-DC converter with substantially constant on-time and constant switching frequency
US8067929B2 (en) High-side sensing of zero inductor current for step down DC-DC converter
US7876077B2 (en) Control circuit and control method of current mode control type DC-DC converter
US7660134B2 (en) DC-DC converter and control method thereof
US7193401B1 (en) Control circuit and control method for DC-DC converter
US11323110B2 (en) Duty timing detector detecting duty timing of toggle signal, device including duty timing detector, and operating method of device receiving toggle signal
US8319482B2 (en) Power supply and power control device
EP2973971B1 (en) Systems and methods for 100 percent duty cycle in switching regulators
US20130241516A1 (en) Switching regulator
US7906951B2 (en) Switching regulator having reverse current detector
US8373395B2 (en) Power source apparatus, control circuit, and method of controlling power source apparatus
WO2009016898A1 (en) Switching regulator and method for controlling operation thereof
US8030976B2 (en) Triangle wave generating circuit
JP4630165B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7859242B2 (en) DC-DC Converter
JP2015012698A (ja) スイッチング電源装置
US8729878B2 (en) Switching regulator control circuit and switching regulator
JP6832697B2 (ja) スイッチング電源回路、負荷駆動装置、液晶表示装置
US20120068675A1 (en) Voltage generation circuit
CN115494278A (zh) 工作时段定时检测器、包括其的设备及操作设备的方法
JP2011069642A (ja) 電圧検出回路
JP2018129908A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法および車載電装機器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination