JP4671305B2 - 物理量センサ - Google Patents

Description

本発明は、物理量センサに関し、特に物理量センサの出力レベル変換回路の構成に関する。

現在では、さまざまな種類の物理量センサが利用されている。その中で特に、振動ジャイロに代表される角速度センサのセンサ出力の補正については多くの提案がなされている。

特許文献１に示した従来技術においては、物理量センサの検出感度（スケールファクタ）を、物理量センサの動作する電源電圧の変化に対して比例して変化させるための手法が提案されている。この従来の物理量センサにおいては、図１０に示すように、検波回路２によって検波したセンサ素子１の出力信号を、さらに増幅回路６によって増幅出力する構成となっている。

増幅回路６としては、ＭＯＳ素子７を入力抵抗とし、抵抗素子８を帰還抵抗とした、オペアンプ４による反転増幅回路を用いている。このＭＯＳ素子７のゲート電圧を、物理量センサの電源電圧に応じて変化する電圧でバイアスすることで、物理量センサの検出感度が調整可能になっており、特に電源電圧の変化に対して物理量センサの検出感度が比例して変化するようになっている。

この特性はレシオメトリックと呼ばれ、物理量センサの出力信号をセンサ外部でディジタル処理する場合などに有用な特性である。すなわち、このような出力特性を有する物理量センサに、センサの電源電圧に比例して変換分解能が変化するレシオメトリック対応Ａ／Ｄ変換回路を組み合わせることによって、ある物理量をセンサに印加した場合のＡ／Ｄ変換後の出力データが、電源電圧変動の影響を受けない構成とすることができる。
特開２００４-５３３９６号公報(第４〜６頁、第１図)

従来技術の特許文献１の場合には、増幅回路６の増幅率はＭＯＳ素子７と抵抗素子８の抵抗比で決定する。抵抗素子８として、半導体チップ上に構成可能なポリシリコン抵抗や、外付けの抵抗素子を用いることが考えられる。しかしながら、これらの素子は前述のＭＯＳ素子７とは電気的特性に相関がないため、増幅回路の増幅率の絶対値誤差が大きくなるばかりでなく、周囲温度の変化によって増幅回路６の増幅率が大きく変化してしまうという問題があった。そのうえＭＯＳ素子７の抵抗成分は特性が非線形であるため、増幅回路６への入力信号の大きさによって増幅率が変化してしまい、物理量センサの検出感度の直線性が悪くなるという問題もあった。

本発明は上記の問題点を改善し、従来技術に比べ、検出感度が高精度な物理量センサを提供することを目的とする。

本発明は、上記目的を達成するために、センサ素子の出力信号の信号レベルを調整する調整回路において、増幅率が回路素子特性や周囲温度の特性に依存しない構成とするものである。

上述した従来の増幅回路では、センサ素子の出力信号を増幅する際、電源電圧の変化に対して物理量センサの検出感度を比例させて変化させる構成において、電源電圧の変化分以外の要素によって増幅率が変化することがあり、これが物理量センサの検出感度の精度を悪化する要因となっている。

本発明の物理量センサは、センサ素子の出力信号の増幅において、電源電圧の変化に対して物理量センサの検出感度を比例させて変化させるために、従来のＭＯＳ素子のゲート電圧のバイアス電圧を電源電圧に応じて変化させる構成に代えて、センサ素子の出力信号の信号レベルを調整する調整回路を用いる。この調整回路では、出力信号の信号レベルを増幅する増幅回路とは別に、増幅回路の増幅率を設定するための参照増幅回路を用意し、この参照増幅回路によって参照増幅回路自身の増幅率を設定するとともに、この増幅率を増幅回路に連動させる。増幅回路の増幅率を参照増幅回路の増幅率と連動させて設定することによって、回路素子特性に起因する増幅率の変動を抑制することができる。

また、参照増幅回路を用いた増幅率の設定において、電源電圧の変化分以外の温度変化分等の変動要素を除くことによって、電源電圧の変化のみによって増幅率を求める。これによって、電源電圧の変化分以外に起因する増幅率の変動を抑制することができる。

これによって、本発明の物理量センサは、回路素子特性に起因する増幅率の変動、および電源電圧の変化分以外に起因する増幅率の変動を抑制して、回路素子特性や周囲温度等の特性の影響を受けることなく、物理量センサの検出感度を電源電圧の変化に比例させて変化させることができる。

本発明の物理量センサの調整回路は、センサ素子の出力信号を増幅する増幅回路の他に、増幅率が電源電圧に応じて変化する参照増幅回路を用意し、増幅回路の増幅率をこの参照増幅回路の増幅率に連動させる。この増幅率を連動させることで、参照増幅回路で定めた増幅率を増幅回路の増幅率として設定する。

本発明の参照増幅回路は、周囲温度等によって変動する電圧変動分等、電源電圧の変化以外の変動分を除いて、電源電圧の変化のみによって増幅率を設定するため、参照増幅回路で設定される増幅率は電源電圧の変化のみによって定まり、その他の変動分による影響は抑制される。

そして、増幅回路の増幅率は、参照増幅回路と連動して増幅率の比が一定となるように設定する。これにより、増幅回路の増幅率についても、増幅率は電源電圧の変化のみによって定まり、その他の変動分による影響を抑制することができる。

また、この構成によれば、参照増幅回路の増幅率を調整することで、増幅回路の増幅率を自動的に調整できるため、センサ検出感度を所望の値へ動的に調整可能な物理量センサを実現することが可能となる。

また、増幅回路と参照増幅回路は、周囲温度の変化に対して同様の温度特性を有するため、増幅回路の増幅率と参照増幅回路の増幅率を連動させることで、周囲温度による影響を受けることなく、電源電圧の変化に対して物理量センサの検出感度を比例して変化させることができる。

また、本発明の調整回路のより詳細な構成は、上述した参照増幅回路に他に、２種類の参照信号を出力する参照信号生成回路と、参照増幅回路の増幅率を制御する制御回路とを備える。

参照信号生成回路は、電源電圧によらない一定の第１の参照信号と、電源電圧に応じて変化する第２の参照信号とを出力する。

ここで、参照増幅回路は入力した第１の参照信号を増幅して出力する。制御回路は、参照増幅回路の出力と第２の参照信号とが等しくなるように参照増幅回路の増幅率を制御する。制御回路が行う制御動作としては、例えば、参照増幅回路の出力が第２の参照信号よりも高い場合には参照増幅回路の増幅率を下げ、一方、参照増幅回路の出力が第２の参照信号よりも低い場合に参照増幅回路の増幅率を上げるようにフィードバック制御を行う。これによって、電源電圧の電圧変化に応じた増幅率を取得することができる。

また、増幅回路の増幅率は、参照増幅回路の増幅率と連動して増幅率の比が一定となるように設定するため、この参照増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて制御する制御することによって、同様に、増幅回路の増幅率についても電源電圧に応じて制御することができる。

この構成によれば、物理量センサの検出感度が電源の電圧に比例するというレシオメトリック特性を高精度に実現できる。

さらに、増幅回路と参照増幅回路とを同一の構成としてもよい。この構成によれば、調整回路の製造誤差を最小限に抑えた、高精度な物理量センサを実現できる。

本発明は、センサ素子を駆動する駆動回路を有し、この駆動回路がセンサ素子を駆動する駆動レベルを、参照信号生成回路に生じる電圧変動と同じ方向に制御することで、参照信号生成回路に生じる電圧変動による影響を相殺して、出力信号を高精度とすることができる。センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路に生じる電圧変動と同じ方向に制御するために、センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路が出力する第１の参照信号に基づいて定める。参照信号生成回路が出力する第１の参照信号は電源電圧によらず一定であるが、実際は電源電圧の変動や周囲温度の変化によって僅かに電圧が変動する。ここで、センサ素子の出力信号と増幅回路の増幅率とを互いに逆方向に増減する関係とすることによって、電圧変動による影響を相殺し、物理量センサの検出レベルを一定とする。

センサ素子の出力信号と増幅回路の増幅率との間において互いに逆方向に増減する関係は、上述した本発明の制御回路の増幅率の制御によって得ることができ、例えば、電圧変動によって駆動レベルが増加した場合には、この駆動レベルの増加によって検出信号が増加する。一方、この第１の参照信号の電圧変動の増加は、増幅回路および参照増幅回路の増幅率を減少させるため、増加した検出信号の増幅率は小さくなり、調整回路から得られる物理量センサの検出感度は一定となる。

増幅回路および参照増幅回路は、何れか一方あるいは両方は複数の形態で実現することができる。

増幅回路あるいは参照増幅回路の第１の形態は、演算増幅器（オペアンプ）によって反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する抵抗素子を、ＯＴＡ（operational transconductance amplifier（トランスコンダクタンスアンプ）：電圧電流変換回路）を用いて抵抗値を可変とする等価抵抗によって構成するものである。この演算増幅器に接続する抵抗を相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプを含む等価抵抗で構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変とすることによって増幅率を制御する。なお、反転増幅器あるいは非反転増幅器は、演算増幅器に対して入力抵抗や帰還抵抗を適宜接続することで形成される。

このＯＴＡを用いた第１の形態は、トランスコンダクタンスアンプは直線性が良好となるように動作させることができるため、物理量センサの検出感度を高いリニアリティで出力することができる。また、検波前のセンサ素子から出力された交流信号の処理に適している。

増幅回路あるいは参照増幅回路の第２の形態は、演算増幅器（オペアンプ）によって反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する入力抵抗や帰還抵抗等の抵抗素子をスイッチトキャパシタ回路を用いて抵抗値を可変とする等価抵抗によって構成するものである。

この演算増幅器の入力抵抗又は帰還抵抗、あるいは、入力抵抗と帰還抵抗の両抵抗をスイッチトキャパシタ回路で構成し、このスイッチトキャパシタ回路のスイッチの開閉の切り替え周波数を前記制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変とすることによって増幅率を制御する。

この形態では、制御回路からフィードバック信号をリニアＶＣＯに入力し、リニアＶＣＯによってフィードバック信号の電圧に対応した周波数ｆのクロック信号が出力される。スイッチトキャパシタ回路は、この周波数ｆのクロック信号に基づいてスイッチを開閉することによって抵抗を可変とする。

また、帰還抵抗と並列にコンデンサを配置することによって、ローパスフィルタの機能を付加することができる。

このスイッチトキャパシタ回路を用いた第２の形態によれば、直線性が良いうえに出力オフセットが少ない増幅回路を構成することができる。また、検波、平滑化された直流信号の処理に適している。

増幅回路あるいは参照増幅回路の第３の形態は、ＯＴＡを用いる形態であり、電圧電流変換回路に電流電圧変換回路を直列に接続して構成し、この電圧電流変換回路を相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプによって構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記制御回路の出力信号により制御することによって電圧から電流への変換率を可変とし、この電圧電流変換回路で変換した電流を電流電圧変換回路によって電圧に変換することによって増幅率を制御する。

また、本発明の調整回路と検波回路との接続順は、調整回路を検波回路に上流側あるいは下流側の何れの位置に配置する構成とすることができる。

第１の配置形態は、センサ素子と調整回路との間に検波回路を接続する形態であり、調整回路は、検波回路でセンサ素子の検出信号を直流化し、この直流出力の信号レベルを調整する。

また、第２の配置形態は、調整回路の下流側に検波回路を接続する形態であり、調整回路は、センサ素子の交流出力の信号レベルを調整する。検波回路は、調整回路によってレベル調整した出力信号を直流化して出力する。

本発明によれば、調整回路に備えた増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて変化させることができ、センサ検出感度が安定かつ高精度なレシオメトリック特性を備えた物理量センサを提供することが可能となる。

本発明の物理量センサの全体構成を示すブロック図である。 本発明の物理量センサの構成形態を説明するためのブロック図である。 本発明の物理量センサの構成形態を説明するためのブロック図である。 本発明の調整回路の概略構成を説明するためのブロック図である。 本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロック図である。 本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロック図である。 本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロック図である。 本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロック図である。 本発明のセンサ素子の駆動形態を説明するためのブロック図である。 従来技術の物理量センサを示す回路図である。

符号の説明

１０ センサ素子
１１ 駆動部
１２ 検出部
２０Ａ，２０Ｂ 検波回路
２０ａ Ｉ−Ｖ変換部
２０ｂ 検波部
２０ｃ ＬＰＦ部
３０ 参照信号生成回路
３１ 基準電圧源
３２ 基準抵抗
４０ Ｉ−Ｖ変換部
４５ ＬＰＦ回路
５０ 制御回路
６０、６０Ａ〜６０Ｄ 増幅回路
６１ オペアンプ
６２ 帰還抵抗
６３ 電流−電圧変換回路
６４ 電圧−電流変換回路
６５ リニアＶＣＯ
６６ スイッチトキャパシタ回路
６６ｃ コンデンサ
６７ コンデンサ
６８ 入力抵抗
６９ トランスコンダクタンスアンプ
７０ 参照増幅回路
８０ 駆動回路
９０ 中点電圧生成回路
１００ 調整回路
Ｓ１ センサ素子出力
Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂ 検波出力
Ｓ３１ 第１の参照信号
Ｓ３２ 第２の参照信号
Ｓ５ 制御信号
Ｓ６ センサ出力
Ｖｄｄ 電源電圧
Ｖｍ 中点電圧

以下図１〜３を用いて本発明の概略構成を説明し、図４を用いて本発明の調整回路の概略構成を説明し、図５〜８を用いて本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明し、図９を用いて本発明のセンサ素子の駆動形態を説明する。

まず、図１〜図３を用いて本発明の物理量センサの全体構成について説明する。図１は本発明の物理量センサの全体構成を示すブロック図であり、図２，図３は物理量センサの構成形態を説明するためのブロック図である。

本発明の物理量センサは、センサ素子１０と、センサ素子１０の検出信号の出力レベルを調整して、物理量センサの検出感度を物理量センサの動作する電源電圧の変化に対して比例して変化させる調整回路１００と、交流信号を検波して直流信号を出力する検波回路２０とを備える。この構成において、調整回路１００と検波回路２０の接続順によって、センサ素子１０、検波回路２０Ａ、調整回路１００の順に接続する第１の接続形態と、センサ素子１０、調整回路１００、検波回路２０Ｂの順に接続する第２の接続形態とすることができる。

図１（ａ）は第１の接続形態を説明するための図であり、図１（ｂ）は第２の接続形態を説明するための図である。

図１（ａ）において、物理量センサは、センサ素子１０、検波回路２０Ａ、調整回路１００の順に接続される。なお、ここでは、検波回路２０Ａは、センサ素子１０の検出信号の電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換部２０ａと、Ｉ−Ｖ変換部２０ａで変換した電圧信号を検波する検波部２０ｂと、検波部２０ｂによって必要な信号成分を検波した検出信号を直流化するＬＰＦ（ローパスフィルタ）部２０ｃとを含むものとする。この検波回路２０Ａは、センサ素子１０の検出信号を直流化した出力信号を出力する。

図１（ａ）の構成によれば、検波回路２０Ａから直流信号が出力されるため、調整回路１００は直流信号を信号処理するアナログ回路で構成することができる。

一方、図１（ｂ）において、物理量センサは、センサ素子１０、調整回路１００、検波回路２０Ｂの順に接続される。なお、ここでは、センサ素子１０と調整回路１００との間にＩ−Ｖ変換部４０を接続し、調整回路１００の下流側に検波回路２０ＢとＬＰＦ回路４５を接続する。Ｉ−Ｖ変換部４０はセンサ素子１０の検出信号の電流を電圧に変換し、検波回路２０Ｂは調整回路１００の出力から必要な信号成分を検波し、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路４５は検波回路２０Ｂの検波信号を直流化する。

なお、調整回路１００は、図１（ａ）と同様の構成とし、増幅回路６０と参照増幅回路７０との増幅率を連動して設定する。この増幅率の設定において、増幅率を電源電圧に比例して設定することによって、物理量センサの検出感度（出力レベル）を電源電圧に比例して増加させ、電源電圧の変化と物理量センサの検出感度とを比例させるレシオメトリック特性を備える。

図１（ｂ）の構成によれば、Ｉ−Ｖ変換部４０から交流信号Ｓ４が出力されるため、調整回路１００は交流信号を信号処理するアナログ回路で構成することができる。

次に、図１（ａ）に示す構成例について図２を用いてより詳細に説明する。図２において、１０はセンサ素子であり、駆動部１１と検出部１２とを有する。２０Ａは検出部１２の出力であるセンサ素子出力Ｓ１を増幅及び検波する検波回路である。１００は調整回路であり、９０は中点電圧生成回路である。

さらに、Ｓ２Ａは検波回路２０Ａの検波出力、Ｓ６は検波回路２０Ａから出力される検波出力Ｓ２Ａを調整回路１００でレベル変換した物理量センサの出力である。この構成において、物理量センサが備える回路部分、すなわち検波回路２０Ａと調整回路１００と駆動回路８０とは、外部から印加する電圧Ｖｄｄ(例えば５．０Ｖ)で動作する。Ｖｄｄは物理量センサの電源電圧である。

センサ素子１０は、例えば音叉形状に形成した圧電材料の表面に金属電極を配して構成した、回転角速度を検知するジャイロ振動子である。センサ素子１０は駆動回路８０によって発振駆動され、このセンサ素子１０が振動中に回転角速度を受けると、微弱な交流信号がセンサ素子出力Ｓ１として現れる。

駆動回路８０には、センサ素子１０の駆動条件を一定化する機能、例えば電源電圧の変動の影響を受けない高精度の定電流源(図示せず)から得る電流値と、センサ素子１０の励振電流の実効値とが等しくなるように発振制御する機能を有するものを用いる。あるいは、駆動回路８０に、電源電圧の変動の影響を受けず一定の電圧を出力する定電圧回路を用い、この一定電圧を基準にセンサ素子１０の励振電流を安定化するような構成でもよい。

検波回路２０Ａは、センサ素子１０から得られたセンサ素子出力Ｓ１を検波および増幅し、直流化した信号を出力する回路である。検波回路２０Ａからは検波出力Ｓ２Ａが出力される。センサ素子１０及び検波回路２０Ａの構成は、一般に知られている回路であるので説明は省略する。

調整回路１００は、検波回路２０Ａによって検波および増幅された検波出力Ｓ２Ａを所定のレベル、すなわち物理量センサの検出感度を調整して外部へ物理量センサ出力Ｓ６として出力する信号レベル変換回路である。

中点電圧生成回路９０は物理量センサに印加する電源電圧の１／２の電圧値を出力する電圧源である。中点電圧生成回路９０は検波回路２０Ａや増幅回路６０が動作する際の零点レベルに相当する中点電圧Ｖｍ(例えば電源電圧Ｖｄｄが５．０Ｖの場合は２．５Ｖ)を供給する。

図１（ｂ）に示す構成例について図３を用いてより詳細に説明する。図３において、１０はセンサ素子であり、図２と同様に、駆動部１１と検出部１２とを有する。４０はセンサ素子１０の出力Ｓ１の電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路であり、１００はＩ−Ｖ変換回路４０で電圧変換した出力Ｓ４の出力レベルを電源電圧に応じてレベル調整する調整回路であり、２０Ｂは調整回路１００の出力Ｓ１０を検波する検波回路であり、４５は検波回路２０Ｂの出力を直流化するＬＰＦ回路である。また、９０は中点電圧生成回路である。

さらに、Ｓ２Ｂは検波回路２０Ｂの検波出力、Ｓ６は検波回路２０Ｂの出力Ｓ２ＢをＬＰＦ回路４５で直流化したセンサ出力を調整回路１００でレベル変換し、検波回路２０Ｂで検波し、ＬＰＦ回路４５で直流化した物理量センサ出力である。この構成において、物理量センサが備える回路部分、すなわち検波回路２０Ｂと調整回路１００と駆動回路８０とは、外部から印加する電圧Ｖｄｄ(例えば５．０Ｖ)で動作する。Ｖｄｄは物理量センサの電源電圧である。

なお、センサ素子１０、駆動回路８０、調整回路１００、検波回路２０Ｂ、および中点電圧生成回路９０は、図２における説明と同様であるので、ここでの説明は省略する。

図２，図３に示す本発明の物理量センサの構成において、調整回路１００は、この出力信号を増幅する増幅回路６０と、増幅回路６０の増幅率を設定するための参照増幅回路７０および制御回路５０を備える。制御回路５０は、参照増幅回路７０からフィードバック信号を入力して増幅率を設定する。この増幅率の設定において、増幅率を電源電圧に比例して設定する。これによって、物理量センサの検出感度（出力レベル）を電源電圧に比例して増加させ、電源電圧の変化と物理量センサの検出感度とを比例させるレシオメトリック特性を備えることができる。

本発明の調整回路１００は、出力信号の信号レベルを調整する増幅回路６０と、増幅率を設定するための参照増幅回路７０とを用意し、この参照増幅回路７０によって増幅率を設定するとともに、この増幅率を増幅回路６０に連動させて設定することによって、回路素子特性に起因する増幅率の変動を抑制する。

参照増幅回路７０を用いた増幅率の設定において、電源電圧の変化分以外の温度変化分等の変動要素は、制御回路５０によって除かれ、電源電圧の変化のみによって増幅率が設定される。これによって、電源電圧に含まれる変動に起因する増幅率の変動を抑制することができる。

これによって、本発明の物理量センサは、回路素子特性に起因する増幅率の変動、および電源電圧以外の変動に起因する増幅率の変動を抑制して、回路素子特性や周囲温度等の特性の影響を受けることなく、物理量センサの検出感度を電源電圧の変化に比例させて変化させることができる。

次に、図４を用いて調整回路１００の構成について説明する。図中、３０は参照信号生成回路、６０は増幅回路、７０は参照増幅回路、５０は制御回路である。調整回路１００は前述の検波回路２０Ａ，２０Ｂと同一の半導体チップ上に構成する。

参照信号生成回路３０は、第１の参照信号Ｓ３１を生成する基準電圧源３１と、第２の参照信号Ｓ３２を生成する基準抵抗３２とを備える。基準電圧源３１は、一定電圧を出力して中点電圧Ｖｍに上乗せし、中点電圧Ｖｍより高い第１の参照信号Ｓ３１を生成する。一方、基準抵抗３２は電源電圧Ｖｄｄと中点電圧Ｖｍとの間に接続し、電源電圧Ｖｄｄと中点電圧Ｖｍとを分圧して参照信号Ｓ３２を生成する。

ここで、第１の参照信号Ｓ３１は、電源電圧に依存せず一定である。一方、第２の参照信号Ｓ３２は、電源電圧Ｖｄｄと中点電圧Ｖｍとを分圧して生成するため、電源電圧に依存する。

ここでは、例えば基準抵抗３２の抵抗値の１／２の点の電圧を第２の参照信号Ｓ３２とする。一方、基準電圧源３１の第１の参照信号Ｓ３１の出力電圧値は１．２５Ｖとし、電源電圧Ｖｄｄや周囲温度変化によらず一定とする。

増幅回路６０は、制御信号端子Ｃへの信号入力によって増幅率が制御可能な増幅回路である。この増幅回路６０の構成例については、後述する。増幅回路６０は、センサ素子１０から得られた信号を増幅する回路であり、入力信号をＳinとし、出力信号としてＳoutを出力する。また、参照増幅回路７０は物理量センサの増幅率を設定するためのものであり、増幅回路６０と同一の構成のものを用いる。参照増幅回路７０と増幅回路６０との制御信号端子Ｃには同じ信号を印加し、両増幅回路の増幅率が連動し、増幅率の比が一定となる構成とする。なお、参照増幅回路７０は、第１の参照信号Ｓ３１を入力信号とし、出力信号は制御回路５０の一方の入力端子（負入力端）に出力する。

さらに、増幅回路である制御回路５０を用いて、参照増幅回路７０の出力に応じて参照増幅回路の増幅率を設定するフィードバック系を構成する。このフィードバック系において、参照増幅回路７０の出力Ｓ７が第２の参照信号Ｓ３２より高ければ参照増幅回路７０の増幅率を下げ、逆に参照増幅回路７０の出力Ｓ７が第２の参照信号Ｓ３２より低ければ参照増幅回路７０の増幅率を上げるよう構成する。制御回路５０が出力するフィードバック信号である制御信号Ｓ５は、増幅回路６０および参照増幅回路７０の制御信号端子Ｃへ入力する。この構成により、参照増幅回路７０の出力と、第２の参照信号Ｓ３２とを常に等しくすることができる。ここでは、制御回路５０は差動増幅器で構成することができる。

図４に示す構成において、第２の参照信号Ｓ３２は電源電圧Ｖｄｄの１／２である中点電圧Ｖｍをさらに１／２に分圧した信号であり、電源電圧Ｖｄｄに比例して変化する。一方の第１の参照信号Ｓ３１は電源電圧Ｖｄｄに依存しない一定電圧である。

制御回路５０は、この第１の参照信号Ｓ３１を参照増幅回路７０で増幅した信号と第２の参照信号Ｓ３２とが等しくなるよう動作することから、参照増幅回路７０の増幅率は電源電圧Ｖｄｄに比例して変化する。また、増幅回路６０および参照増幅回路７０の制御信号端子Ｃには同じ制御信号Ｓ５が入力しているため、増幅回路６０の増幅率と参照増幅回路７０に増幅率とは連動して設定され、増幅回路６０の増幅率も電源電圧Ｖｄｄに比例するよう動作する。

本例では特に、基準電圧源３１の出力電圧値を１．２５Ｖとし、第２の参照信号Ｓ３２を電源電圧Ｖｄｄの１／４となるように選んだため、電源電圧Ｖｄｄが５．０Ｖの時には第２の参照信号Ｓ３２が１．２５Ｖとなって、中点電圧Ｖｍを基準とした場合の第１の参照信号Ｓ３１と等しくなり、制御回路５０によって参照増幅回路７０の増幅率を１．０とするような制御が行われる。従って、増幅回路６０の増幅率も１．０となる。

次に、本発明の物理量センサの動作について説明する。ここでは、図２を例として説明する。

物理量センサに電源電圧Ｖｄｄを印加すると、駆動回路８０はセンサ素子１０の駆動部１１を所定の電流値で交流駆動を開始する。前記のように駆動回路８０の駆動電流は電源電圧変動の影響を受けないので、駆動部１１は常に安定した発振状態となる。

この状態で物理量センサに回転角速度を印加すると、回転角速度に応じた振幅を持つ交流信号がセンサ素子出力Ｓ１に現れる。このセンサ素子出力Ｓ１を検波回路２０Ａが検波し、所定の直流信号へと変換する。

増幅回路６０は所定の増幅率を有する増幅回路として動作し、検波出力Ｓ２Ａを増幅した角速度信号をセンサ出力Ｓ６として出力する。センサ素子１０の駆動条件は常に一定であるため、検波出力Ｓ２Ａの信号は電源電圧Ｖｄｄの影響を受けず、ある回転角速度の印加に対して信号のレベルは一定となる。

しかしながら、前述のとおり、増幅回路６０および参照増幅回路７０の増幅率は連動して変化する。両増幅回路の増幅率は電源電圧Ｖｄｄに比例して変化する。よって物理量センサの電源電圧Ｖｄｄが増加すると、その変化に比例して物理量センサの検出感度が増加する。この結果、増幅回路６０から出力されるセンサ出力Ｓ６の出力信号レベルが増加する。すなわち物理量センサは、検出感度がレシオメトリック特性となるようにレベル変換動作することが可能となる。

例として、物理量センサに同じ回転角速度を与えた場合であっても、電源電圧Ｖｄｄを５％増加させた場合は、センサ出力Ｓ６は５％信号レベルが増加する。また、上記とは逆に物理量センサの電源電圧Ｖｄｄを減少させた場合は、センサ出力Ｓ６の信号レベルが電源電圧Ｖｄｄの減少に比例して低下する。

本例において増幅率の精度は基準電圧源３１の絶対電圧値および温度特性によって決定するが、これは既によく知られた定電圧回路技術によって極めて高精度にトリミング可能であるため、参照増幅回路７０の増幅率は、温度特性も含めて極めて高精度化が可能となる。さらに増幅回路６０および参照増幅回路７０とを同一半導体チップ上に同一の構成で形成することにより、半導体製造誤差から生じる増幅率の相対誤差を極小にできるため、参照増幅回路７０の増幅率を増幅回路６０へ正確に反映させることができる。これらから物理量センサの検出感度の高精度化を実現することが可能となる。

なお、用途によっては、特許文献１と同様に、ＭＯＳ素子を入力抵抗とし、通常の抵抗素子を帰還抵抗とした反転増幅回路を、増幅回路６０および参照増幅回路７０として用いることもできる。この場合は、後述するようにＯＴＡを用いた場合と比べて直線性は劣るが、少ない回路素子数で半導体チップを小規模化できる効果がある。当然ながら、ＭＯＳ素子と抵抗素子との電気的特性の相違や、製造誤差は制御回路５０によって打ち消されるため、従来技術での問題を解消できるという効果は維持される。

なお、前述の実施形態における増幅回路６０および参照増幅回路７０としては、増幅率を連続的に変化できるものを用いたが、増幅率をディジタル的に変化できるものを用いてもよい。その場合は、制御回路５０を前記と同じ機能を持つ論理回路で置き換えることにより同等の効果が得られる。

次に、増幅回路６０および参照増幅回路７０を構成する増幅器の構成例６０Ａ〜６０Ｄについて、図５〜図９を用いて説明する。なお、参照増幅回路７０の構成は増幅回路６０の構成と同様とすることができるため、以下では、増幅回路６０について説明し、参照増幅回路７０の説明は省略する。

ここで、図５に示す増幅器の構成例６０Ａは、ＯＴＡを用いる構成例であり、電圧電流変換回路に電流電圧変換回路を直列に接続して構成し、この電圧電流変換回路を相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプによって構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記制御回路の出力信号により制御することによって電圧から電流への変換率を可変とし、この電圧電流変換回路で変換した電流を電流電圧変換回路によって電圧に変換することによって増幅率を制御する。

図６に示す増幅器の構成例６０Ｂは、演算増幅器（オペアンプ）によって反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する入力抵抗や帰還抵抗等の抵抗素子をスイッチトキャパシタ回路を用いた等価抵抗を構成する可変抵抗によって構成するものである。

この演算増幅器の入力抵抗又は帰還抵抗、あるいは、入力抵抗と帰還抵抗の両抵抗をスイッチトキャパシタ回路で構成し、このスイッチトキャパシタ回路のスイッチの開閉の切り替えを前記制御回路の出力信号により制御することによって入力抵抗を可変として増幅率を制御することによって増幅率を制御する。なお、非反転増幅器の場合には、入力抵抗は用いられない。

図７，図８に示す増幅器の構成例６０Ｃ，６０Ｄは、演算増幅器（オペアンプ）によって反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する入力抵抗や帰還抵抗等の抵抗素子をＯＴＡを用いた等価抵抗を構成する可変抵抗によって構成するものである。この演算増幅器の入力抵抗又は帰還抵抗、あるいは、入力抵抗と帰還抵抗の両抵抗を相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプで構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変とすることによって増幅率を制御する。なお、非反転増幅器の場合には、入力抵抗は用いられない。

はじめに、増幅器の構成例６０Ａについて説明する。

増幅回路６０Ａは、図５に図示したように、電圧−電流変換回路６４と、電流−電圧変換回路６３とで構成するとよい。電圧−電流変換回路６４には、入力端子間の電位差に比例する電流が高精度で得られるＯＴＡ(オペレーショナルトランスコンダクタンスアンプ)６９を用いる。ＯＴＡにおいては、入力端子間電圧をＶinと、出力端子から得られる電流Ｉoutとの関係を
Ｉout＝ｇｍ・Ｖin
と表すことができる。ｇｍは相互コンダクタンスと呼ばれる比例係数である。特に本例における電圧−電流変換回路６４には、制御信号端子Ｃへ印加する電圧値に応じて、相互コンダクタンスｇｍが変化するものを用いる。

さらに、電圧−電流変換回路６４によって得られた電流出力を、オペアンプ６１と帰還抵抗６２で構成した電流−電圧変換回路６３によって再び電圧信号に変換し直すことで、増幅率を制御可能でかつ線形特性の高い増幅回路を構成できる。

次に、増幅器の構成例６０Ｂについて説明する。図６はオペアンプを用いた反転増幅回路の例であり、入力抵抗の抵抗値を可変とすることで増幅率を変える構成例である。なお、反転増幅回路および非反転増幅回路は、符号は逆であるが、増幅率の大きさは演算増幅器（オペアンプ）に接続される入力抵抗と帰還抵抗によって定まるため、非反転増幅回路についても同様にして構成することができる。また、ここでは、入力抵抗の抵抗値を変えることで増幅率を変える構成を示しているが、帰還抵抗の抵抗値を変えることで増幅率を変える構成とすることもできる。

図６において、増幅回路６０Ｂは演算増幅器（オペアンプ）６１と入力抵抗および帰還抵抗によって構成される。入力抵抗は、制御信号Ｓ５の電圧を周波数に変換する周波数変換器回路（リニアＶＣＯ）６５と、この周波数変換器回路（リニアＶＣＯ）６５で変換された周波数ｆのクロック信号によってＯＮ／ＯＦＦの切り替え制御が行われるスイッチトキャパシタ回路６６とによって構成され、一方、帰還抵抗は抵抗６２とコンデンサ６７の並列接続で構成される。ここで、コンデンサ６７はローパスフィルタを構成している。

ここで、増幅回路６０Ｂの増幅率は（−帰還抵抗値Ｒｆ／入力抵抗値Ｒs）で定まるため、入力抵抗をスイッチトキャパシタ回路６６からなる可変抵抗回路で形成し、この可変抵抗回路の抵抗値を、制御信号Ｓ５の電圧信号を周波数変換器回路（リニアＶＣＯ）６５で周波数信号に変換した信号によって変えることによって、増幅率の増減の方向と制御信号Ｓ５の変動の方向とを同じ方向に調整することができる。

例えば、制御信号Ｓ５が増加した場合には、可変抵抗（スイッチトキャパシタ回路６６）の抵抗値を減少させることで、増幅回路６０Ｂの増幅率を上げ、逆に、制御信号Ｓ５が減少した場合には、可変抵抗（スイッチトキャパシタ回路６６）の抵抗値を増加させることで、増幅回路６０Ｂの増幅率を下げる。

この参照信号と周波数信号と可変抵抗との抵抗値と増幅率との関係は、制御信号と周波数信号とは正の増加特性の関係にあり、周波数信号と抵抗値とは逆の増加特性の関係にあり、抵抗値と増幅率とは逆の増加特性の関係にある。そのため、制御信号と増幅率とは正の増加特性の関係となり、制御信号が増加した場合には増幅率は増加し、制御信号が減少した場合には増幅率は減少する。したがって、増幅回路の増幅率を制御信号と同じ特性とすることができる。

増幅回路６０Ｂは、可変抵抗回路をスイッチトキャパシタ回路により構成する。スイッチトキャパシタ回路は、コンデンサの接続状態を切り替えることで電荷の移動を行うものであり、パルス変調信号に基づいて増幅率を可変とする。ここでは、スイッチトキャパシタ回路６６は、２接点を備えたスイッチとコンデンサによって構成される。

スイッチトキャパシタ回路は、スイッチとコンデンサ６６ｃで構成され、スイッチの接点が検波回路側に接続される状態では、コンデンサ６６ｃは検波出力の入力信号Ｓinの電圧を蓄積し、次に、スイッチが演算増幅器（オペアンプ）６１に接続される状態となると、コンデンサ６６ｃに蓄えた電荷は演算増幅器（オペアンプ）６１に反転入力端子に放電される。

スイッチはＭＯＳ素子による伝達ゲート（トランスミッションゲート）で構成でき、スイッチの接点状態は周波数変換回路６５の周波数信号に応じて切り替わるよう構成することができ、周波数信号に応じてコンデンサの接続状態が切り換わる。なお、スイッチは、帰還抵抗６２、スイッチトキャパシタ回路６６を構成するコンデンサ６６ｃや帰還抵抗６２と並列接続されるコンデンサ６７と同様に、半導体プロセスで製造可能であり、同一の半導体チップ上に構成することができる。これによって、各素子の温度特性を合わせることができる。演算増幅器（オペアンプ）６１の反転入力端子にはスイッチトキャパシタ回路６６を接続し、演算増幅器（オペアンプ）６１の非反転入力端子には中点電圧Ｖｍを接続する。

このように、周波数変換回路６５の周波数信号に応じて、スイッチを反転入力端側と検波回路側とで切り替えることでコンデンサ６６ｃの接続状態を切り換える。

スイッチが上記の切り替え動作を高速に行うことで、スイッチトキャパシタ回路６６は、抵抗値がＲｅ＝１／（ｆ・Ｃｓ）で表現できる抵抗素子と等価の動作をする。なお、ここで、ｆはスイッチの平均切り替え周波数、Ｃｓはコンデンサ６６ｃの容量である。

スイッチトキャパシタ回路は抵抗素子と等価であり可変抵抗回路を形成することから、増幅回路６０Ｂの増幅率は、帰還抵抗と入力抵抗の比で定まる。したがって、上記した構成において、入力抵抗をスイッチトキャパシタ回路６６で構成し、このスイッチトキャパシタ回路６６の等価抵抗を制御信号Ｓ５の周波数によって変えることによって、増幅回路６０Ｂの増幅率を制御信号Ｓ５の変動特性と同じ方向に可変とすることができる。

なお、スイッチトキャパシタ回路を用いた増幅回路６０Ｂは、コンデンサに、容量の電圧依存性のないコンデンサを用いることで、高いリニアリティを得ることができる。半導体チップ上でこのような特性のコンデンサを実現するには、例えば一般的な２層ポリシリコンプロセスにより、電極をポリシリコン化したコンデンサを構成すればよい。

図６に示した増幅回路は演算増幅器（オペアンプ）を用いた構成であるが、増幅回路を構成する能動回路は演算増幅器（オペアンプ）に限らず、バイポーラトランジスタやＦＥＴ等の他の素子を用いてもよい。

ここでは、演算増幅器（オペアンプ）の入力抵抗を可変抵抗とした例を示しているが、帰還抵抗を可変抵抗とする構成、あるいは、入力抵抗および帰還抵抗の両抵抗を可変抵抗とする構成としてもよい。

次に、増幅器の構成例６０Ｃ、６０Ｄについて図７、図８を用いて説明する。構成例６０Ｃ，６０Ｄは、図６に示す構成例６０Ｂと同様にオペアンプを用いて反転増幅回路の例であり、入力抵抗の抵抗値を可変とすることで増幅率を変える構成例である。構成例６０Ｃ，６０Ｄでは、ＯＴＡを用いて可変抵抗を構成する。

可変抵抗は、入力抵抗あるいは帰還抵抗に適用することができる。図７に示す構成例は入力抵抗を可変抵抗で構成した例を示し、図８に示す構成例は帰還抵抗を可変抵抗で構成した例を示している。可変抵抗は、相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプで構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを制御回路の制御信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変とすることによって増幅率を制御する。

図７に示す構成例６０Ｃの入力抵抗において、トランスコンダクタンスアンプ６９の出力端を抵抗６８の入力端子側に接続し、トランスコンダクタンスアンプ６９の一方の入力端（図７では＋端子）を抵抗６８の出力端側に接続する。トランスコンダクタンスアンプ６９の相互コンダクタンスｇｍは制御信号Ｓ５によって制御される。

増幅器６０Ｃの増幅率は、抵抗６８とトランスコンダクタンスアンプ６９で定まる入力抵抗値とオペアンプ６１の帰還抵抗６２の抵抗値との比で定まり、入力抵抗を可変とすることで、増幅率を可変とする。

一方、図８に示す構成例６０Ｄの帰還抵抗において、トランスコンダクタンスアンプ６９の出力端を帰還抵抗６２の出力端側に接続し、トランスコンダクタンスアンプ６９の一方の入力端（図８では＋端子側）を帰還抵抗６２の入力端側に並列接続する。トランスコンダクタンスアンプ６９の相互コンダクタンスｇｍは制御信号Ｓ５によって制御される。

増幅器６０Ｄの増幅率は、抵抗６８で定まる入力抵抗値と、オペアンプ６１の帰還抵抗６２とトランスコンダクタンスアンプ６９で定まる帰還抵抗値との比で定まり、帰還抵抗を可変とすることで、増幅率を可変とする。

ただし、この場合のトランスコンダクタンスアンプ６９は、図７の場合とは特性が異なる。図７のトランスコンダクタンスアンプ６９は、制御信号Ｓ５の電圧値が高い場合に入力抵抗が下がる働きをする特性を用いたものであるが、図８は制御信号Ｓ５の電圧値が高い場合に帰還抵抗が上がる働きをする特性を用いた例である。

この構成例では、トランスコンダクタンスアンプの直線性が良好となるように動作させることができるため、物理量センサの検出感度を高いリニアリティで出力することができる。また、検波前のセンサ素子から出力された交流信号の処理に適している。

本発明の物理量センサは、センサ素子を駆動する駆動回路の駆動レベルを制御することによって電源電圧の電圧変動による出力の変動を抑制し、高い精度の出力を得ることができる。

この駆動回路の駆動レベル制御は、参照信号生成回路に生じる電圧変動と同じ方向に制御することによって参照信号生成回路に生じる電圧変動による影響を相殺するものであり、センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路に生じる電圧変動と同じ方向に制御するために、センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路が出力する第１の参照信号に基づいて定める。

図９はこの駆動レベル制御の一構成例を説明するための図である。図９に示す構成は、前記した図２に示す回路構成において、参照信号生成回路３０が備える基準電圧源３１から出力される第１の参照信号Ｓ３１を制御信号として駆動回路８０に入力する。駆動回路８０は、参照信号Ｓ３１に基づいて駆動レベルを定める。

第１の参照信号Ｓ３１は電源電圧によらず一定であるが、実際は電源電圧の変動や周囲温度の変化によって僅かに電圧変動する。したがって、駆動回路８０の駆動レベルを第１の参照信号Ｓ３１に基づいて定めると、この駆動レベルは電源電圧の変動や周囲温度の変化に応じて電圧変動する。そして、駆動レベルの電圧変動は、検出信号Ｓ１のレベルにも変動として現れる。

一方、上述したように、本発明の制御回路５０の増幅率制御によって、センサ素子１０の検出信号と増幅回路６０の増幅率との間には互いに逆方向に増減する関係が得られている。センサ素子１０の検出信号を増幅回路６０で信号増幅すると、駆動レベルの電圧変動と増幅特性とが逆方向であるため、センサ素子の出力信号と増幅回路の増幅率とが互いに逆方向に増減する関係となり、電圧変動による影響が相殺されて物理量センサの検出レベルが一定となる。

例えば、電圧変動によって駆動レベルが増加した場合には、この駆動レベルの増加によってセンサ素子１０の検出信号が増加する。一方、この電圧変動の増加は、増幅回路６０および参照増幅回路７０の増幅率を減少させるため、増加した検出信号の増幅率は小さくなるため、調整回路１００から得られる物理量センサの検出感度は一定となり、参照信号生成回路に生じる電圧変動による出力変動が抑制される。

以上、本発明の実施形態による物理量センサについて説明した。本発明によれば、製造誤差や温度変化の影響を受けにくい安定した検出感度を有する物理量センサが実現できる。その上さらに、センサ検出出力が高い直線性を有する物理量センサも実現できる。

本発明は、振動ジャイロを代表とする角速度センサや磁気センサ、加速度センサなどの幅広い種類の物理量センサの出力信号レベル調整に適用することが可能である。

Claims (9)

1. 外部から印加された物理量を電気信号に変換するセンサ素子と、
   このセンサ素子の出力信号の信号レベルを調整する調整回路とを有する物理量センサにおいて、
   前記調整回路は、前記センサ素子の出力信号を増幅する増幅回路と、
   電源電圧に依存しない基準電圧源の一定電圧を含む信号を電源電圧に応じて増幅することにより電源電圧に応じた増幅率を設定する参照増幅回路とを備え、
   前記増幅回路の増幅率を前記参照増幅回路の増幅率と連動させて、前記増幅回路と前記参照増幅回路との増幅率の比を一定とすることによって、前記センサ素子の出力信号の信号レベルを調整することを特徴とする物理量センサ。
2. 請求項1に記載の物理量センサにおいて、
   前記調整回路は、電源電圧に応じて変化する第２の参照信号と、電源電圧に依存しない基準電圧源の一定電圧を含む第１の参照信号とを出力する参照信号生成回路と、
   前記参照増幅回路の増幅率を制御する制御回路とを備え、
   前記参照増幅回路は前記第１の参照信号を増幅し、
   前記制御回路は、第２の参照信号と前記参照増幅回路が増幅した第１の参照信号とが等しくなるように参照増幅回路の増幅率を制御し、この参照増幅回路の増幅率を制御することで前記増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて制御することを特徴とする物理量センサ。
3. 請求項２に記載の物理量センサにおいて、
   前記制御回路は、参照増幅回路の出力が前記第２の参照信号よりも高い場合に参照増幅回路の増幅率を下げ、参照増幅回路の出力が前記第２の参照信号よりも低い場合に参照増幅回路の増幅率を上げるフィードバック制御を行うことを特徴とする物理量センサ。
4. 請求項２または３の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
   前記センサ素子を駆動する駆動回路を有し、
   当該駆動回路が前記センサ素子を駆動する駆動レベルを、前記参照信号生成回路が出力する前記第１の参照信号に基づいて定めることにより、
   当該センサ素子の出力信号と前記増幅回路の増幅率との関係を互いに逆方向に増減する関係とし、物理量センサの検出レベルを一定とすることを特徴とする物理量センサ。
5. 請求項１から４の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
   前記増幅回路と前記参照増幅回路の少なくとも一方の回路は、演算増幅器に抵抗素子を接続して構成し、
   前記抵抗素子を、相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプを含む等価抵抗で構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変とすることによって増幅率を制御することを特徴とする物理量センサ。
6. 請求項１から４の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
   前記増幅回路と前記参照増幅回路の少なくとも一方の回路は演算増幅器に抵抗素子を接続して構成し、
   前記抵抗素子を、スイッチトキャパシタ回路を含む等価抵抗で構成し、このスイッチトキャパシタ回路のスイッチの開閉の切り替えを前記制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変として増幅率を制御することを特徴とする物理量センサ。
7. 請求項１から４の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
   前記増幅回路と前記参照増幅回路の少なくとも一方の回路は電圧電流変換回路と電流電圧変換回路とを同順で直列に接続して構成し、
   前記電圧電流変換回路は相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプにより構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記制御回路の出力信号により制御することによって電圧から電流への変換率を可変とし、
   この電圧電流変換回路で変換した電流を前記電流電圧変換回路によって電圧に変換することによって増幅率を制御することを特徴とする物理量センサ。
8. 請求項１から７の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
   前記センサ素子と前記調整回路との間に検波回路を備え、
   前記調整回路は、前記検波回路で直流化したセンサ素子の直流出力の信号レベルを調整することを特徴とする物理量センサ。
9. 請求項１から７の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
   前記調整回路の後に検波回路を備え、
   前記調整回路はセンサ素子の交流出力の信号レベルを調整し、前記検波回路はレベル調整した出力信号を直流化して出力することを特徴とする物理量センサ。

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