JP4662064B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、太陽光発電装置や燃料電池発電装置などの直流電力を交流電力に変換し、交流電力系統に連系させて負荷に電力を供給するインバータ装置に関し、更に詳細には、単独運転状態を検出する機能を有するインバータ装置に関する。

太陽光発電装置等の直流電力を交流電力に変換するインバータ装置は、連系点を介して商用電力系統に接続される。従って、正常時には商用電力系統とインバータ装置との両方から負荷に電力が供給される。

ところで、負荷等の保守点検を行う場合には、負荷を商用電力系統から切り離すと同時にインバータ装置を負荷から切り離すことが必要になる。もし、負荷を商用電力系統及びインバータ装置から確実に切り離すことができれば何らの問題も発生しないが、万一、商用電力系統から負荷が切り離れてはいるが、インバータ装置から負荷が切り離されない状態（以下、単独運転と言う。）が発生すると、負荷の保守点検者に危険が及ぶ可能性がある。従って、インバータ装置の単独運転を正確に検出することが必要になる。

系統連系インバータ装置の単独運転の検出は、系統周波数の微小変化を検出することによって達成できる。しかし、まれに、単独運転になっても系統周波数がほとんど変化しないことがある。この種の問題を解決するために、インバータ装置の出力電流位相を所定時間ごとにシフトし、単独運転時と連系運電時とにおける電圧位相変化の相違によって単独運転を検出し、単独運転の発生を阻止することが、特許文献１に開示されている。即ち、特許文献１の方式では、交流電流の１周期又は複数周期の全体において交流電流の位相を所定時間ごとにシフトし、インバータ装置の出力電圧位相を監視し、単独運転時を検出している。

しかし、特許文献１の方式では、無効電力が系統周波数の周期で変動し、交流電力系統に外乱を与え、接続されている負荷に不具合を引き起す可能性がある。また、交流電流の１周期又は複数周期にわたってその位相をシフトする方式であるので、単独運転の検出に１周期以上の時間がかかるという問題もある。また、負荷に対して複数の分散化電源（インバータ電源）が接続されている場合には、複数の分散化電源における位相シフトを同期させないと、単独運転の検出ができないという問題もある。
特開平７−３１０５２号公報

従って、本発明が解決しようとする課題は、単独運転の検出を迅速且つ正確に行うことが困難なことであり、本発明の目的は単独運転の検出を迅速且つ正確に行うことができるインバータ装置を提供することである。

上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、 交流電力系統と連系して負荷に電力を供給するためのインバータ装置であって、
直流電源に接続される直流入力端子と、
前記負荷及び前記交流電力系統に接続される交流出力端子と、
前記直流入力端子に接続され且つ複数の直流―交流変換用スイッチを有している直流―交流変換回路と、
前記交流出力端子を通って流れる電流を検出するための電流検出手段と、
前記交流出力端子における系統電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電流検出手段と前記電圧検出手段と前記複数の直流―交流変換用スイッチの制御端子とに接続され且つ前記交流出力端子を流れる電流の位相を前記系統電圧の位相に一致させるように前記複数の直流―交流変換用スイッチをオン・オフ制御するスイッチ制御手段と、
前記系統電圧の位相（θ）を検出する位相検出手段と、
前記系統電圧の角速度変化量（△ω）を検出する角速度変化量検出手段と、
前記角速度変化量検出手段から得られた角速度変化量（△ω）の方向が第１の方向の時に第１の方向の位相バイアス値（＋α）を出力し、前記角速度変化量（△ω）の方向が第２の方向の時に第２の方向の位相バイアス値（−α）を出力する位相バイアス値発生手段と、
前記位相検出手段から得られた系統電圧位相検出値（θ）と前記位相バイアス値発生手段から得られた位相バイアス値（Δθ₁）とを加算して電流位相指令信号（θｉ）を前記スイッチ制御手段に供給する加算手段と、
角速度変化量基準値（△ω_r）を発生する角速度変化量基準値発生手段と、
前記角速度変化量（△ω）と前記角速度変化量基準値（△ω_r）とを比較し、前記角速度変化量（△ω）が前記角速度変化量基準値（△ω_r）よりも大きい時に前記負荷に対して前記交流電力系統からの電力供給を伴わないで前記インバータ装置から電力が供給されていることを示す信号を出力する単独運転検出手段とを備えていることを特徴とするインバータ装置に係わるものである。

なお、請求項２に示すように、更に、時間と共に位相バイアス値が増大する傾斜位相バイアス値（Δθ₂）を発生する傾斜位相バイアス値発生手段と、前記角速度変化量（△ω）の方向を判定する角速度変化量方向判定手段と、前記角速度変化量方向判定手段の出力に基づいて、前記角速度変化量（△ω）が所定回数又は所定時間以上同一方向を保っているか否かを判定するカウンタ手段と、前記角速度変化量（△ω）が所定回数又は所定時間以上同一方向を保っていることを示す出力が前記カウンタ手段から得られた時に、前記第１の方向の位相バイアス値（＋α）と前記第２の方向の位相バイアス値（−α）とからなる前記位相バイアス値（Δθ₁）に代わって前記傾斜位相バイアス値（Δθ₂）を前記加算手段に供給するモード切換手段とを有していることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記傾斜位相バイアス値発生手段は、前記角速度変化量（△ω）を所定のゲイン（Ｋ）を有して増幅する手段から成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記単独運転検出手段から得られた前記交流電力系統からの電力供給を伴わないで前記インバータ装置から電力が供給されていることを示す信号に応答して前記インバータ装置から前記負荷への電力供給を遮断する手段を有していることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記スイッチ制御手段は、出力電流指令値作成手段（１２、１３又は１２ａ）と、前記出力電流指令値作成手段（１２、１３又は１２ａ）から得られた出力電流指令値と前記電流検出手段から得られた電流検出値とに基づいて帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成手段（１４）と、前記帰還制御信号形成手段（１４）から得られた前記帰還制御信号に基づいて前記直流―交流変換用スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成するスイッチ制御パルス形成手段（１５）とを有し、前記加算手段から得られた電流位相指令信号（θｉ）は前記帰還制御信号形成手段（１４）又は前記出力電流指令値作成手段（１２、１３又は１２ａ）に供給されることが望ましい。

本発明は次の効果を有する。
（１）連系運転時には、角速度変化量（△ω）の振動に基づいて位相バイアス値発生手段から第１の方向の位相バイアス値（＋α）と第２の方向の位相バイアス値（−α）とが交互に発生する。この第１の方向の位相バイアス値（＋α）と第２の方向の位相バイアス値（−α）はランダムに発生する。この連系運転時における第１の方向の位相バイアス値（＋α）と第２の方向の位相バイアス値（−α）との繰り返し時間長も不特定でであるが、最大の繰り返し時間長は系統電圧の周期よりも短い。これに対し、単独運転時には、交流電力系統からインバータ装置及び負荷が切り離されて解列状態になるため、負荷インピーダンスに依存して系統電圧（インバータ出力電圧）の位相変化が生じ、角速度変化量（△ω）の変化方向が連続的に同一方向（例えば第１の方向）になり、位相バイアス値発生手段から第１の方向の位相バイアス値（＋α）と第２の方向の位相バイアス値（−α）とが交互に発生しなくなる。この結果、位相バイアス値発生手段から同一方向（例えば第１の方向）の位相バイアス値が連続的に発生し、角速度変化量（△ω）が第１の方向又は第２の方向に加速して増大し、角速度変化量基準値（△ω_r）を横切り、単独運転が検出される。従って、単独運転の検出を迅速且つ正確に達成することができる。なお、インバータ出力電力と負荷電力とが平衡している場合の単独運転時であっても、同一方向の位相バイアスを伴ってインバータ出力電流の位相制御が行われるため、系統電圧（インバータ出力電圧）の位相もインバータ出力電流の位相と同方向に変化し、角速度変化量（△ω）が同一方向に保たれ、且つ加速して増大するので、単独運転を迅速且つ正確に検出することができる。
（２）位相バイアスに基づいて単独運転を検出するので、系統周波数付近に外乱を与えることがない。
（３）共通の負荷に対して複数台のインバータ装置（分散化電源）が接続されている場合において、複数台のインバータ装置間で位相バイアスを同期させて単独運転を検出すること不要である。従って、単独運転の検出を容易に行うことができる。
また、請求項２に従って、前記傾斜位相バイアス値（Δθ₂）を与えると、角速度変化量（△ω）が更に加速して増大し、単独運転を更に迅速且つ正確に検出することができる。

次に、図１〜図１２を参照して本発明の実施形態を説明する。

図１は本発明の実施例１に従う第１及び第２のインバータ装置１００、１００´を含む電力系統を示す。第１のインバータ装置１００の第１及び第２の直流入力端子１ａ、１ｂは、太陽電池、燃料電池、蓄電池等から成る第１の直流電源１に接続されている。第１のインバータ装置１００の第１、第２及び第３相交流出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗは抵抗（Ｒ），インダクタンス（Ｌ），キャパシタンス（Ｃ）を有する負荷１０１に接続され、且つ回路遮断器１０２を介して３相交流電力系統３に接続されている。従って、第１の直流電源１と第１のインバータ装置１００とから成る第１の分散化電源と３相交流電力系統３とが連系して負荷１０１に電力を供給する。なお、図１の実施例１では、第１の直流電源１及び第１のインバータ装置１００とから成る第１の分散化電源の他に、第１の直流電源１及び第１のインバータ装置１００と同様に構成された第２の直流電源１´及び第２のインバータ装置１００´とから成る第２の分散化電源が設けられており、第２のインバータ装置１００´も負荷１０１に接続されている。即ち、第１及び第２のインバータ装置１００、１００´は並列接続されている。第２の分散化電源の構成及び機能は第１の分散化電源と実質的に同じであるので、その説明を省略する。また、以下の説明では第１の直流電源１及び第１のインバータ装置１００を単に直流電源１、インバータ装置１００と呼ぶことにする。

インバータ装置１００は、３相Ｖ結線構成の直流―交流変換回路即ちインバータ回路１０３を有する。このインバータ回路１０３は図２に示すように、直流電源１の電圧Ｖdcを分割するために、第１及び第２の直流入力端子１ａ、１ｂ間に接続された実質的に同一容量の第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の直列回路を有する。第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点に相当する中間端子１ｃの電位は、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂの電位の中間の値を有する。なお、直流電源１を省き、且つ第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の代りに実質的に同一電圧の第１及び第２の直流電源を設けることもできる。

ＤＣ−ＡＣ変換用スイッチング回路を構成するために第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路、及び第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の直列回路が第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に接続されている。第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路を第１相（Ｕ相）スイッチング回路又は第１相ハーフブリッジスイッチング回路と呼び、また第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の直列回路を第３相（Ｗ相）スイッチング回路又は第３相ハーフブリッジスイッチング回路と呼ぶこともできる。
なお、第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で示されているが、これ等をＮＰＮ型又はＰＮＰ型トランジスタ、電界効果トランジスタ等の別のオン・オフ制御可能な半導体スイッチ等とすることができる。

第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 に逆方向並列に第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 が接続されている。この第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 は個別ダイオードであってもよいし、第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 の半導体基体中に形成される周知の寄生即ち内蔵ダイオードであってもよい。第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 は第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ側から直流電源１側に電力を回生する時に導通する方向性を有する。

第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗは、互いに１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の線電流Isu、Isv、Iswを出力するものであり、図１の３相交流電力系統３及び３相負荷１０１に接続される。

第１相リアクトルＬu は第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続点Ｐ1 と第１相交流出力端子２ｕとの間に直列に接続されている。第３相リアクトルＬw は第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の相互接続点Ｐ2 と第３相交流出力端子２ｗとの間に直列に接続されている。第１相及び第３相リアクトルＬu 、Ｌw は第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 のオン・オフによる高周波成分を除去するフィルタとして機能する。

第１のフィルタコンデンサＣu は第１及び第２相交流出力端子２ｕ、２ｖ間に接続されている。第２のフィルタコンデンサＣw は第１のフィルタコンデンサＣu と実質的に同一の容量Ｃを有して第２及び第３相交流出力端子２ｖ、２ｗ間に接続されている。第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw は第１〜第４のスイッチＳ1〜Ｓ4 のオン・オフによる高周波成分を除去するものである。
インバータ回路１０３と第１、第２及び第３相交流出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗとの間に単独運転阻止用の回路遮断器１０４が接続されている。

第２相交流出力端子２ｖは回路遮断器１０４を介して第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点即ち中間端子１ｃに接続されている。従って、第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 と第１相リアクトルＬu とによって第１相ハーフブリッジ型変換回路が構成され、また、第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 と第３相リアクトルＬw とによって第３相ハーフブリッジ型変換回路が構成されている。

第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 を力率制御可能にオン・オフ制御するためにＣＴ（電流トランス）で例示されている第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw と制御回路４とが設けられている。図１及び図２では第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴwが制御回路４の外に設けられているが、第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴwを制御回路４に含めて示すこともできる。なお、図２において、制御回路４は電圧検出手段５と制御部６とで示されている。

第１相電流検出器ＣＴu は、第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続点Ｐ1 と第１のフィルタコンデンサＣu の一端との間の第１相電流通路７ｕに電磁結合され、第１相電流通路７ｕを流れる第１相出力電流Ｉou（瞬時値）を検出し、これをライン８ｕで制御部６に送る。第２相電流検出器ＣＴw は、第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の相互接続点Ｐ2 と第２のフィルタコンデンサＣw の一端との間の第３相電流通路７ｗに電磁結合され、第３相電流通路７ｗを流れる第３相出力電流Ｉow（瞬時値）を検出し、これをライン８ｗで制御部６に送る。なお、ここでは説明を簡単にするために第１相及び第３相電流通路７ｕ、７ｗの電流と第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw の電流を同一のＩou、Ｉowで示すことにする。

この実施例では、第１、第２及び第３相交流出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける力率を所望値（好ましくは１）に制御するにも拘らず、第１、第２及び第３相交流出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗを流れる第１、第２及び第３相連系電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉswを検出するための電流検出器が設けられていない。この電流検出器の代りに、図１の実施例では、電圧検出手段５が設けられている。電圧検出手段５は、第１のフィルタコンデンサＣu の電圧即ち第１及び第２相交流端子２ｕ、２ｖ間の線間電圧Ｖuv（瞬時値）を検出する第１の電圧検出回路５ａと、第２のフィルタコンデンサＣw の電圧即ち第２及び第３相交流端子２ｖ、２ｗ間の線間電圧Ｖvw（瞬時値）を検出する第２の電圧検出回路５ｂと、第１及び第２の電圧検出回路５ａ、５ｂの出力を位相反転して加算して第３及び第１相交流端子２ｗ、２ｕ間の線間電圧Ｖwu（瞬時値）を検出する第３の電圧検出回路５ｃとから成る。なお、第３の電圧検出回路５ｃを第１及び第２の電圧検出回路５ａ、５ｂに接続する代りに、第１及び第３の交流出力端子２ｕ、２ｗに接続して直接的に線間電圧Ｖwuを求めることもできる。本実施例では、説明を容易にするために第１、第２及び第３相交流出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける線間電圧と第１、第２及び第３の電圧検出回路５ａ、５ｂ、５ｃの出力電圧とを同一のＶuv、Ｖvw、Ｖwuで示すことにする。第１、第２及び第３の電圧検出回路５ａ、５ｂ、５ｃの出力ライン９uv、９vw、９wuは制御部６に接続されている。

制御部６は、第１及び第２相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw から得られた第１及び第３相出力電流Ｉou、Ｉowと電圧検出手段５から得られた第１及び第２相間の線間電圧Ｖuv、第２及び第３相間の線間電圧Ｖvw、及び第３相及び第１相間の線間電圧Ｖwuとに基づいて第１、第２及び第３相交流出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗを流れる第１、第２及び第３相連系電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉswを所望力率（好ましくは１）になるように制御するための第１、第２、第３及び第４のスイッチ制御パルスＧ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 を形成して第１、第２、第３及び第４のスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 の制御端子（ゲート）に送る。また、制御部６は、ライン５４によって単独運転防止用の回路遮断器１０４の制御端子に接続されている。従って、制御部６が単独運転を検出した時に、ライン５４の単独運転検出信号によって回路遮断器１０４がオフ制御され、単独運転が防止される。

図３は図２の制御部６を詳しく示すブロック図である。この制御部６はこの多くの部分をＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）又はマイコン等のディジタル回路で形成することができるものであり、大別してインバータ回路１０３の第１〜第４のスイッチＳ１〜Ｓ４を制御するためのスイッチ制御手段１０と、本発明に従う位相バイアス及び単独運転検出手段５０とから成る。

スイッチ制御手段１０は、コンデンサ電流値作成手段１１と、連系電流指令値発生手段１２と、出力電流指令値作成手段１３と、帰還制御信号形成手段１４と、スイッチ制御パルス形成手段１５とから成る。

コンデンサ電流値作成手段１１は、図２の電圧検出手段５の出力ライン９ｕv、９vw、９wuに接続され、第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の３相で示される電流Ｉcu、Ｉcｖ、Ｉcwの値を計算で求め、この計算値を２相軸で示す第１及び第２の信号Ｉcd、Ｉcqに変換して出力する。このコンデンサ電流値作成手段１１から出力される第１及び第２の信号Ｉcd、Ｉcqは、周知の３相／ｄｑ座標変換されたｄ軸成分及びｑ軸成分を示している。従って、以下の説明において第１の信号Ｉcdをｄ軸成分電流と呼び、第２の信号Ｉcqをｑ軸成分電流と呼ぶこともある。このコンデンサ電流値作成手段１１の詳細は後述する。

連系電流指令値発生手段１２は、第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗを流れる第１、第２及び第３相連系電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉsw（瞬時値）の目標値を示す第１、第２及び第３相目標連系電流Ｉsu′、Ｉsv′、Ｉsw′を周知の３相／ｄｑ座標変換して得たｄ軸成分目標連系電流及びｑ軸成分目標連系電流に相当する第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*を発生する。第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*は任意に設定することができる。また、連系電流指令値発生手段１２を演算回路で構成し、第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*の値を演算で求めることもできる。第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*は、連系電流の周波数をω、実効値をＩ、力率をcos θとした時に、次の（１）の行列式で示すことができる。

図３の出力電流指令値作成手段１３は、連系電流指令値発生手段１２から得られた第１の連系電流指令値Ｉsd^*にコンデンサ電流値作成手段１１から得られたｄ軸成分信号Ｉcdを加算して第１の出力電流指令値Ｉod^* を作成し、且つ第２の連系電流指令値Ｉsq^*にコンデンサ電流作成手段１１から得られたｑ軸成分信号Ｉcqを加算して第２の出力電流指令値Ｉoq^*を作成する。この出力電流指令値作成手段１３の詳細は後述する。

帰還制御信号形成手段１４は、出力電流指令値作成手段１３から得られた第１及び第２の出力電流指令値Ｉod^*、Ｉoq^*と第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw から得られたライン８ｕ、８ｗの第１相及び第３相出力電流Ｉou、Ｉowとに基づいて２相軸上のｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ、ｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを形成し、更に、ｄｑ／３相座標変換手段によってｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを３相軸上の帰還制御信号に回転座標変換して３相軸上の３つの帰還制御信号の内の第１及び第２の帰還制御信号Ｉｆｕｖ、Ｉｆｗｖを出力するものである。この帰還制御信号形成手段１４の詳細は後述する。

スイッチ制御パルス形成手段１５は、帰還制御信号形成手段１４から得られた第１及び第２の帰還制御信号Ｉfuｖ、Ｉfwｖに基づいて第１、第２、第３及び第４のスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 をオン・オフ制御するための周知のスイッチ制御パルスＧ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 を形成する。このスイッチ制御パルス形成手段１５の詳細は後述する。

図４は図３の制御部６を更に詳しく示すブロック図である。この図４から明らかなようにコンデンサ電流値作成手段１１は、位相検出手段２０を有している。この位相検出手段２０は、図１の電圧検出手段５の出力ライン９uv、９vw９wuに接続され、系統電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuの系統電圧位相検出値θ＝ωｔを示す信号を出力する。

位相検出手段２０に接続された進み位相角信号形成手段２１は、π／２発生器２１ａと加算手段２２ｂとを有する。加算手段２２ｂは、位相検出手段２０から得られた系統電圧位相検出値θ＝ωｔにπ／２発生器２１ａから得られた位相角π／２即ち９０度を加算してωｔ＋π／２から成る進み位相角信号を形成する。

図１の電圧検出手段５の３相の出力ライン９uv、９vw、９wuと進み位相角信号形成手段２１に接続された第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２は、電圧検出手段５から得られた３相の各線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuを進み位相角信号形成手段２１から得られた進み位相角（ωｔ＋π／２）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電圧Ｖd とｑ軸成分電圧Ｖq とを出力する。即ち、第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２では、回転座標変換を用いて、３相から２相に変換する。この第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２に入力される３相の線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuは次の（２）式で示すことができ、進み位相角ωｔ＋π／２による座標変換行列Ｔは次の（３）式で示すことができ、第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２から得られるｄ軸成分電圧Ｖd 及びｑ軸成分電圧Ｖq は次の（４）式で示すことができ、その結果は次の（５）式で示すことができる。なお、次の（２）〜（５）式において、Ｖは第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける各線間電圧の実効値を示し、Ｖs は瞬時値で示す各線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuを総括して示し、Ｖdqは瞬時値で示すｄ軸成分電圧Ｖd とｑ軸成分電圧Ｖq とを一括して示す。

第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２に接続された２相軸仮想無効電流信号形成手段２３は、第１及び第２の乗算器２３ａ、２３ｂから成る。第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２に接続された第１及び第２の乗算器２３ａ、２３ｂは、第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２から得られたｄ軸成分電圧Ｖd 及びｑ軸成分電圧Ｖq にωＣを乗算してｄ軸成分仮想無効電流Ｉad及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉaqを形成する。ここで、ωは基本波の角周波数を示し、Ｃは第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の容量を示す。ここでは、第１及び第２の乗算器２３ａ、２３ｂでｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqを求めたが、ｄ軸及びｑ軸成分電圧Ｖd 、Ｖq を第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw のインピーダンス１／ωＣで除算してｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqに変換することもできる。ここでのｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqは図２の第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗ間にも第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw と同一容量のフィルタコンデンサが接続され、３相平衡フィルタコンデンサ回路が形成されていると仮定した場合の値を示している。

２相軸仮想無効電流信号形成手段２３及び位相検出手段２０に接続された逆座標変換手段即ちｄｑ／３相座標変換手段２４は、２相軸仮想無効電流信号形成手段２３から得られたｄ軸成分仮想無効電流Ｉadとｑ軸成分仮想無効電流Ｉaq とを系統電圧位相検出値（ωｔ）にて回転逆座標変換し、第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗ間にもフィルタコンデンサが接続されていると仮定した場合における第１、第２及び第３の３相軸仮想無効電流Ｉau、Ｉav、Ｉawを示す信号を出力する。このｄｑ／３相座標変換手段２４の入力を次の（６）式で示し、逆座標変換行列Ｔ2 を次の（７）式で示し、３相出力を次の（８）式で示し、その結果を（９）式で示すことができる。ここで、Ｉadq はｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqを一括して示し、Ｉauvwは３相軸仮想無効電流Ｉau、Ｉav、Ｉawを一括して示す。

ｄｑ／３相座標変換手段２４に接続された無効電流検出部２５は、位相反転手段２６と終端手段２８とで示されている。ｄｑ／３相座標変換手段２４は、フィルタコンデンサが第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗ間にも接続されていると仮定した３相平衡コンデンサ回路の場合における２相入力を３相に変換し且つ逆回転座標変換している。従って、ｄｑ／３相座標変換手段２４の出力から第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の実際の電流を示す信号を形成する必要がある。そこで、無効電流検出部２５は、ｄｑ／３相座標変換手段２４の第１の３相軸仮想無効電流Ｉauを第１のフィルタコンデンサＣu に流れる無効電流を示す第１相信号Ｉcuと見なして伝送する手段としての伝送路２５ｕと、第２の３相軸仮想無効電流Ｉavを位相反転して第２のフィルタコンデンサＣw に流れる無効電流を示す第３相信号Ｉcwと見なして出力する第３相信号形成手段２６と、第３の３相軸仮想無効電流Ｉawを終端する終端手段２８とを有する。なお、終端手段２８は第３の３相軸仮想無効電流Ｉawを使用しないための信号終端手段である。

第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９に、第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の電流（無効電流）を示す第１相及び第３相信号Ｉcu、Ｉcwの伝送路２５ｕ、２５ｗが接続され、且つ第２相信号Ｉcvを形成するための第２相信号形成手段２７の出力伝送路２５ｖが接続されている。第２相信号形成手段２７は、第１相信号Ｉcuと第３相信号Ｉcwとの合成信号（加算信号）の位相反転信号に相当する第２相信号Ｉcvを形成する。

第１、第２及び第３相信号Ｉcu、Ｉcv、Ｉcwの伝送路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗ及び位相検出手段２０に接続された第2の３相／ｄｑ座標変換手段２９は、第１、第２及び第３相信号Ｉcu、Ｉcv、Ｉcwを系統電圧位相検出値ωｔにて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流Ｉcdとｑ軸成分電流Ｉcqとから成る２相信号を出力する。この第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９の入力、座標変換行列Ｔ3 、及び出力を次の（１０）（１１）（１２）式で示すことができる。これ等の式において、Ｉcuvwは入力する第１、第２及び第３相信号Ｉcu、Ｉcv、Ｉcwを一括して示し、Ｉcdqは２つの出力を一括して示している。

出力電流指令値作成手段１３は、第１及び第２の加算手段３０、３１から成る。第１の加算手段３０は連系電流指令値発生手段１２から供給される第１の連系電流指令値Iｓｄ^*と第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９から供給されるｄ軸成分電流Iｃｄとを加算して第１（ｄ軸）の出力電流指令値Iｏｄ^*を作成する。第２の加算手段３１は、連系電流指令値発生手段１２から供給される第２の連系電流指令値Iｓｑ^*と第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９から供給されるｑ軸成分電流Ｉｃｑを加算して第２（ｑ軸）の出力電流指令値Iｏｑ^*を作成する。なお、Iｓｄ^*、Iｓｑ^*、Iｃｄ、Iｃｑ、Iｏｄ^*、Iｏｑ^*は瞬時値を示している。

帰還制御信号形成手段１４は、第１及び第２の偏差信号作成手段３２、３３と第１及び第２の増幅回路３４ａ、３４ｂとｄｑ／３相座標変換手段３５と変換手段４１とから成る。
変換手段４１はライン８ｕ，８ｗによって図１の第１及び第３相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗに接続され、且つ本発明に従う位相バイアス及び単独運転検出手段５０にも接続され、３相で示される電流を形成し、この３相で示される電流をｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流Ｉｏｄとｑ軸成分電流Ｉｏｑとから成る２相の信号に変換し、この信号をライン４２，４３で第１及び第２の偏差信号作成手段３２、３３に送る。

更に詳細には、変換手段４１は図５に示すように、第２相信号形成手段４４と第３の３相／ｄｑ座標変換手段４５とを有する。第２相信号形成手段４４はライン８ｕ，８ｗに接続され、ライン８ｕの第１相出力電流Ｉｏｕとライン８ｗの第３相出力電流Ｉｏｗとの合成信号（加算信号）を位相反転した信号に相当する第２相出力電流Ｉｏｖをライン８ｖに送出する。従って、図５の第２相信号形成手段４４は図４の第２相信号形成手段２７と同様な機能を有する。なお、第２相信号形成手段４４を設ける代わりに、図２の中間端子１ｃと第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗの相互接続点との間の電流通路の第２相出力電流Ｉｏｖを検出する第２相電流検出器を設け、この第２相電流検出器の出力をライン８ｖによって図５の第３の３相／ｄｑ座標変換手段４５に送ることもできる。

図５のライン８ｕ、８ｖ、８ｗに接続された第３の３相／ｄｑ座標変換手段４５は、位相バイアス及び単独運転検出手段５０のライン５３から得られた位相バイアス加算後の電流位相指令θｉにて回転座標変換するものであって、図４の第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９と同様な機能を有し、３相で示めされる第１相、第２相及び第３相出力電流Ｉｏｕ、Ｉｏｖ、Ｉｏｗを周知のｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流Ｉｏｄとｑ軸成分電流Ｉｏｑとから成る２相信号に変換してライン４２，４３に送出する。

図４の第１の偏差信号作成手段３２は出力電流指令値作成手段１３の第１の加算手段３０と変換手段４１の出力ライン４２とに接続され、第１（ｄ軸）の出力電流指令値Ｉoｄ^*とｄ軸成分電流Ｉｏｄとの差を示す信号を出力する。第２の偏差信号作成手段３３は出力電流指令値作成手段１３の第２の加算手段３１と変換手段４１の出力ライン４３とに接続され、第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ｉｏｑ^*とｑ軸成分電流Ｉｏｑとの差を示す信号を出力する。第１及び第２の偏差信号作成手段３２、３３にそれぞれ接続された第１及び第２の増幅回路３４、３５はそれぞれの偏差信号を増幅、又は増幅及び調整して２相軸上のｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ、ｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを形成する。第１及び第２の増幅回路３４ａ、３４ｂに接続された周知のｄｑ／３相座標変換手段３５はｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを３相軸上の帰還制御信号に回転座標変換して３相軸上の３つの帰還制御信号の内の第１及び第２の帰還制御信号Ｉｆｕｖ、Ｉｆｗｖを出力する。

スイッチ制御パルス形成手段１５は鋸波発生器３６と、第１及び第２の比較器３７、３８と、駆動回路３９とから成る周知のＰＷＭパルス形成回路である。

鋸波発生器３６は第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの交流電圧の周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例えば１０〜１００ｋＨｚ）で鋸波電圧Ｖｔを発生する。なお、鋸波発生器３６の代りに三角波等の別の比較波（キャリア波又は周期性波形）を発生する手段を設けることもできる。

第１の比較器３７は帰還制御信号形成手段１４に含まれているｄｑ／３相座標変換手段３５の第１の帰還制御信号Ｉｆｕｖを出力する端子と鋸波発生器３６とに接続され、第１の帰還制御信号Ｉｆuｖと鋸波電圧Ｖｔとを図９（Ａ）に示すように比較して図９（Ｂ）に示す第１のＰＷＭパルスＶｐ１を出力する。第２の比較器３８は帰還制御信号形成手段１４に含まれているｄｑ／３相座標変換手段３５の第２の帰還制御信号Ｉｆｗｖを出力する端子と鋸波発生器３６とに接続され、第２の帰還制御信号Ｉｆｗｖと鋸波電圧Ｖｔとを図９（Ａ）に示すように比較して図９（Ｃ）に示す第２のＰＷＭパルスＶｐ２を出力する。なお、第１の帰還制御信号Ｉｆｕｖは３相交流の第１相電流を制御するものであるので、これを第１相帰還制御信号と呼ぶこともできる。また、第２の帰還制御信号Ｉｆｗｖは３相交流の第３相電流を制御するものであるので、これを第３相帰還制御信号と呼ぶこともできる。

第１及び第２の比較器３７、３８に接続された駆動回路３９は、第１のＰＷＭパルスＶｐ１を増幅して第１の制御パルスＧ１を形成し、これを図２の第１のスイッチＳ１に送り、また、第１のＰＷＭパルスＶｐ１を反転増幅して第２の制御パルスＧ２を形成し、これを第２のスイッチＳ２に送り、また、第２のＰＷＭパルスＶｐ２を増幅して第３の制御パルスＧ３を形成し、これを第３のスイッチＳ３に送り、また、第２のＰＷＭパルスＶｐ２を反転増幅して第４の制御パルスＧ４を形成し、これを第４のスイッチＳ４に送る。

図６は、図３の位相検出手段２０と位相バイアス及び単独運転検出手段５０とを詳しく示す。位相検出手段２０は大別して、角速度検出手段５５と系統電圧位相検出手段５６とを有し、角速度検出手段５５からライン５２に角速度ω_cを示す信号を出力し、系統電圧位相検出手段５６からライン５１に系統電圧位相検出値θ＝ωｔを示す信号を出力する。

図７に図６の系統電圧の位相検出手段２０が更に詳しく示されている。この位相検出手段２０に含まれている角速度検出手段５５は、３相／ｄｑ座標変換手段５７と比例積分回路５８とから成る。角速度検出手段５５の３相／ｄｑ座標変換手段５７は、図４の第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２と同様に３相の出力ライン９uv、９vw、９wuに接続され、且つ系統電圧位相検出値θ＝ωｔを示す信号を出力するライン５１に接続されている。従って、３相／ｄｑ座標変換手段５７は、電圧検出手段５から得られた３相の各線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuに基づいて作成された３相の相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを系統電圧位相検出値ωｔで回転座標変換してｄｑ座標軸で示す２相信号を得、２相信号の１つであるｑ軸成分電圧Ｖq を出力する。このｑ軸成分電圧Ｖqは、３相交流電力系統３の電圧位相（基準位相）と系統電圧位相検出値との位相差を示す情報を含む。従って、３相／ｄｑ座標変換手段５７に接続された比例積分手段５８から系統電圧の角周波数即ち角速度ω_cを示す信号を得ることができる。比例積分手段５８から得られた角速度ω_c（ｒａｄ／ｓｅｃ）を示す信号は、系統電圧位相検出手段５６に送られると共に、位相バイアス及び単独運転検出手段５０にも送られる。

図７の系統電圧位相検出手段５６は、基準角速度発生手段５９と減算手段６０と１／ｓで示されている積分手段６１とから成る。基準角速度発生手段５９は３相交流電力系統３の周波数に従う基準角速度ω_b（ｒａｄ／ｓｅｃ）を示す信号を出力する。減算手段６０は基準角速度発生手段５９から得られた基準角速度ω_bと比例積分手段５８から得られた角速度ω_cとの差を示す信号を出力する。減算手段６０に接続された積分手段６１は系統電圧位相検出値θ＝ωｔ（ｒａｄ）を示す信号を出力する。この系統電圧位相検出値θはインバータ出力電流の基準位相指令を意味し、図７の３相／ｄｑ座標変換手段５７に送られると共に、ライン５１によって位相バイアス及び単独運転検出手段５０にも送られ、更に図４に示すように、進み位相角信号形成手段２１、ｄｑ／３相座標変換手段２４、３相／ｄｑ座標変換手段２９、ｄｑ／３相座標変換手段３５にも送られる。この系統電圧位相検出値θは、インバータ出力電流の位相を３相交流電力系統３の電圧位相（基準位相）に一致させるための値を有する。

位相バイアス及び単独運転検出手段５０は図６から明らかなように大別して、角速度変化量検出手段６２と、位相バイアス値発生手段６３と、傾斜位相バイアス値発生手段６４と、モード切換手段６５と、単独運転検出手段６６と、位相バイアス加算手段６７とを有する。以下、図８の波形図を参照して各部を更に詳しく説明する。

角速度変化量検出手段６２は、インバータ出力の角速度変化量を検出するものであって、図７に示すように、遅延手段６２ａと減算手段６２ｂとから成る。遅延手段６２ａは、１／｛１＋ｓＴ｝、ここでＴは出力が所定値（０．６３２）まで立ち上がる所要時間、ｓは周知の微分記号、で示すことができる周知の１次遅れを与えるものであって、角速度検出手段５５に接続され、角速度ω_cの遅延信号を出力する。減算手段６２ｂは角速度検出手段５５に接続された一方の入力端子と遅延手段６２ａに接続された他方の入力端子とを有し、角速度検出手段５５から得られた角速度ω_cと遅延手段６２ａから得られた遅延信号との差から成る系統電圧の角速度変化量Δωを出力する。
なお、減算手段６２ｂに入力させる角速度ω_cを角速度検出手段５５から得られた角速度ω_cの複数のサンプルの平均とし、また減算手段６２ｂに入力させる遅延信号を遅延手段６２ａから得られた遅延信号の複数のサンプルの平均とすることができる。従って、本発明の角速度変化量Δωは、１つの角速度変化量又は複数のサンプルの平均の角速度変化量を意味する。

この実施例では角速度検出手段５５から得られる角速度変化量△ωの符号に従いインバータ出力電流位相指令値θiが微小な位相バイアスを伴って変化する。図８（A）に点線によって正弦波から成る理想電圧波形Aが示され、実線によって検出電圧波形(実電圧波形)Bが概略的に示されている。理想電圧波形Aは交流端子２uにおける第１相電圧の連系時の理想的な交流系統電圧波形を示す。検出電圧波形Bは交流端子２uにおける第１相電圧の検出電圧波形、即ち実際の系統電圧波形、を示す。インバータ装置１００の出力電流は系統電圧と同相になるように制御されているので、インバータ装置１００の出力電流波形は図８（A）の検出電圧波形Bに対応する。
図８の時点ｔ０から時点ｔ５までの期間に系統連系運転状態、即ちインバータ装置１００と３相交流電力系統３との両方で負荷１０１に電力が供給されている状態、が示されている。時点ｔ５よりも後に単独運転状態、即ちインバータ装置１００のみで負荷１０１に電力が供給されている状態、が示されている。
時点ｔ5よりも前の系統連系運転時においては、検出電圧波形(実電圧波形)Bが微小位相変化を伴って理想電圧波形Aに添って変化する。また、出力電流も正（第１の方向）の位相バイアス値＋αと負（第２の方向）の位相バイアス値−αとに基づく微小位相変化を伴いながら系統電圧即ち検出電圧波形Bに沿って変化する。時点ｔ5よりも後の単独運転時には、インバータ装置１００と交流電力系統とが解列するため、負荷インピーダンス特性によって検出電圧波形B（インバータ出力電圧波形）が連系時の理想電圧波形Aから一方向（例えば正方向）に逸脱する。

図８の例えば時点ｔ１では（B）に示す角速度変化量（△ω）が負であるので、ｔ1〜ｔ2期間において位相バイアス値（θ1）として負位相バイアス値−αが付加され、例えば、時点ｔ2では角速度変化量（△ω）が正であるので、ｔ2〜t３期間において位相バイアス値（θ1）として正位相バイアス＋αが付加される。
また、図８のｔ５よりも後の単独運転時には、角速度変化量Δωが一方向（例えば正方向）に傾斜を有して増大する。従って、角速度変化量検出手段６２から得られる角速度変化量Δωを監視することによって単独運転か否かを検出することができる。また、角速度変化量Δωに基づいて位相バイアス値を決定することができる。

正負位相バイアス値発生手段６３は、モード切換手段６５の切換スイッチ６５ａの接点ａを介して角速度変化量検出手段６２に接続されている角速度変化量方向判定手段６３ａと、この角速度変化量方向判定手段６３ａにそれぞれ接続された正位相バイアス値発生手段６３ｂ及び負位相バイアス値発生手段６３ｃとから成る。

角速度変化量方向判定手段６３ａは角速度変化量Δωが第１の方向即ち正方向の値（なお、この実施例では零も正方向の値と見なす）か否かを判定する。正位相バイアス値発生手段６３ｂは角速度変化量Δωが正方向の値であることを示す角速度変化量方向判定手段６３ａの出力に応答して図８（C）の例えばｔ0〜ｔ1期間に示す正位相バイアス値＋αを発生する。負位相バイアス値発生手段６３ｃは角速度変化量Δωが正方向の値でないこと、即ち負方向の値であることを示す角速度変化量方向判定手段６３ａの出力に応答して図８（C）の例えばｔ1〜ｔ2期間に示す負位相バイアス値-αを発生する。正位相バイアス値＋α及び負位相バイアス値-αの発生位置及び持続時間は不規則に変化する。正位相バイアス値＋α及び負位相バイアス値-αの持続時間は系統電圧周期よりも十分に短い。
なお、インバータ電流位相に位相バイアスを加えない場合であっても、図８（Ａ）に示す理想電圧波形Ａと検出電圧波形Ｂとが完全に一致しない。従って、正位相バイアス値＋α及び負位相バイアス値-αとがインバータ装置の運転開始後に自動的に得られる。
正位相バイアス値発生手段６３ｂ及び負位相バイアス値発生手段６３ｃは、正位相バイアス値と負位相バイアス値との合成値から成る正負位相バイアス値Δθ₁を伝送する共通の出力ライン６３ｄと更に別のライン６８とを介して位相バイアス加算手段６７の一方の入力端子に接続されている。位相バイアス加算手段６７の他方の入力端子はライン５１を介して系統電圧位相検出手段５６に接続されている。位相バイアス加算手段６７はライン５１の系統電圧位相検出値θ＝ωｔ（ｒａｄ）を示す信号にライン６８の位相バイアス値Δθを加算した値からなる電流位相指令値θ_i＝ω_itを図８（E）に示すように出力ライン５３に出力する。

位相バイアス加算手段６７の出力ライン５３は、図４に示すように帰還制御信号形成手段１４の変換手段４１に接続されている。帰還制御信号形成手段１４は位相バイアス加算手段６７から与えられた電流位相指令値θ_iに対応したインバータ出力電流を流すための第１及び第２（第１相及び第３相）の帰還制御信号Ifuv，Ifwvを形成する。

傾斜位相バイアス値発生手段６４は、モード切換手段６５の切換スイッチ６５ａの接点ｂを介して角速度変化量検出手段６２に接続され、図８（Ｄ）に示すように単独運転中の時点ｔ８から発散位相バイアス値と呼ぶこともできる傾斜位相バイアス値Δθ₂を出力する。この傾斜位相バイアス値発生手段６４は、例えばゲインＫの増幅手段又は係数Ｋを乗算する乗算手段で構成することができる。傾斜位相バイアス値発生手段６４の出力ライン６４ａはライン６８を介して位相バイアス加算手段６７の一方の入力端子に接続されている。位相バイアス加算手段６７は、図８の時点ｔ８から系統電圧位相検出値θ＝ωｔを示す信号にライン６８の傾斜位相バイアス値Δθ₂を加算した値からなる電流位相指令値θ_iを図８（E）に示すように出力する。傾斜位相バイアス値発生手段６４から発生する傾斜位相バイアス値Δθ₂は、角速度変化量Δωの増大を加速させて単独運転の検出を早めるために使用されている。

モード切換手段６５は、前述した切換スイッチ６５ａの他に、角速度変化量レベル判定手段６５ｂと、カウンタ６５ｃと、切換制御手段６５ｄとを有している。角速変化量検出手段６２に接続された角速度変化量方向判定手段６５bは、所定のサンプリング周期で角速度変化量△ωの方向が第１の方向即ち正方向（但し、零も正方向と見なす）か否かを判定するものであり、△ω＝０の時及び△ω＞０の時に正パルスを発生し、△ω＜０の時に負パルスを発生する。更に詳しく説明すると、角速度変化量判定手段６５bは、例えば、図８においてｔ4〜ｔ5、ｔ5〜ｔ6、ｔ6〜ｔ7、ｔ7〜ｔ8の期間で図８（B）の角速度変化量△ωの方向を判定し、時点ｔ5、ｔ6、ｔ7、ｔ8において判定結果を出力する。なお、モ−ド切換手段６５の角速度変化量方向判定手段６５bは、前述した正負位相バイアス値発生手段６３の角速度変化量方向判定手段６３aと同様な機能を有するので２つの角速度変化量方向判定手段６３a、６５bのいずれか一方を省いて、残りの１つをモード切換手段６５と正負位相バイアス値発生手段６３とで兼用することもできる。

角速度変化量方向判定手段６５bに接続されたカウンタ６５cは、角速度変化量方向判定手段６５bから所定複数回数（ここでは４回）連続して正方向（零も含む）又は負方向を示す判定結果が得られたか否かを計数するものである。図８（Ｂ）のｔ5〜ｔ8においては連続して４個の正パルスがカウンタ６５cに入力するので、カウンタ６５cは、t８時点で４個の正パルスを連続してカウントしたことを示す信号を出力する。
即ち、図８の時点t５よりも前の系統連系運転時には、系統電圧の角速度変化量（△ω）は連続して４回同一方向になることはないが、時点ｔ5以後の単独運転時には、検出電圧波形B（インバータ電圧波形）が理想電圧波形A（連系時の系統電圧波形）から逸脱し、４回（４サンプリング周期）以上連続して角速度変化量△ωが正になり、ｔ8時点でカウンタ６５cの出力が第１の値（例えば低レベル）から第２の値（例えば高レベル）に転換する。なお、本実施例におけるカウンタ６５cは、角速度変化量△ωが正又は負方向であることを示す信号が連続して４回以上発生した時にこれを示す出力を発生しているが、この４回に限ることなく、単独運転を推定することが可能な任意の回数に変更することができる。また、カウンタ６５cをこれと等価な機能を有する論理回路に置き換えることができる。

カウンタ６５cに接続された切換制御手段６５dは、カウンタ６５cから得られる角速度変化量△ωが４回以上正又は負方向であることを示す出力に応答して図８（F）に示すモード切換制御信号Sｍをモード切換スイッチ６５aの制御端子に送り、モード切換スイッチ６５aの接点をオンに制御する。

図８においては、モード切換スイッチ６５aの接点bが時点ｔ8でオンになり、傾斜位相バイアス値発生手段６４が角速度変化量検出手段６２に接続され、図８（C）に示すように発散型の傾斜位相バイアス値△θ₂が時点ｔ8から発生する。

単独運転検出手段６６は基準値発生手段６６aと比較手段６６bとから成る。基準値発生手段６６aは、図８（B）に示すように系統連系運転時の角速度変化量よりも少し高い値の基準値△ω_rを発生する。

比較手段６６bはモード切換スイッチ６５aの接点bを介して角速度変化量検出手段６２に接続された一方の入力端子と基準値発生手段６６aに接続された他方の入力端子とを有し、図８（B）の時点ｔ9に示すよう角速度変化量△ωと基準値△ω_rとを比較し、角速度変化量△ωが基準値△ω_rよりも高くなった時に第１のレベル（論理の０）から第２のレベル（論値の１）に転換する単独運転検出信号Sｓを図８（G）に示すようにライン５４に出力する。ライン５４は、図２に示すように回路遮断器１０４の制御端子に接続されており、回路遮断器１０４はライン５４の第２のレベルの単独運転検出信号Sｓに応答してオフ状態に転換する。なお、ライン５４に音又は光等による警報器を接続し、単独運転を警報器で知らせることもできる。

図６では比較手段６６bの一方の入力端子がモード切換スイッチ６５aを介して角速度変化量検出手段６２に接続されているが、この入力端子を破線６９で示すようにモード切換スイッチ６５aを介さないで角速度変化量検出手段６２に直接に接続することもできる。

次に、インバータ装置１００を使用して負荷１０１に電力を供給する動作を説明する。系統連系運転時には、図１の回路遮断器１０２，１０４がオン状態に保たれる。図４の連系電流指令値発生手段１２は、３相交流電力系統３の電圧Ｖｓと第１、第２及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗとによる力率が１又は１に近い値（０．８５以上であることが望ましい。）になることが可能な値を有する第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓｄ^*、Ｉｓｑ^*を発生する。第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓｄ^*、Ｉｓｑ^*は、コンデンサ電流値作成手段１１の第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９から得られるｄ軸成分及びｑ軸成分電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑと同一の周知のｄｑ座標軸（直交座標軸）のｄ軸成分とｑ軸成分であるので、両者の合成によって第１及び第２の出力電流指令値Ｉｏｄ^*、Ｉｏｑ^*を容易に決定することができる。第１相及び第３相リアクトルＬｕ、Ｌｗに流れる第１相及び第３相出力電流Ｉｏｕ、Ｉｏｗは、所望力率（好ましくは１）の状態に第１、第２及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗが流れるように帰還制御される。これにより、インバータの第１及び第３相出力電流Ｉｏｕ、Ｉｏｗの制御によって力率が１となるように第１、第２及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗを流すことができる。なお、３相Ｖ結線インバータの主回路の動作は周知であるので、その説明を省略する。

負荷１０１の保守点検時には、原則として回路遮断器１０２，１０４をオフにする。もし、一方の回路遮断器１０２がオフであっても他方の回路遮断器１０４がオンに保たれていれば、単独運転になり、既に説明したように負荷１０１の保守点検者に危険を及ぼす。この実施例ではたとえ回路遮断器１０４の手動によるオフ操作が忘れられたとしても、位相バイアス及び単独運転検出手段５０の働きによって単独運転が直ぐに解除され、インバータ装置１００から負荷１０１への電力供給が停止する。

本実施例は次の効果を有する。
（１）本実施例では系統周波数に依存しないように変化する正負位相バイアス値Δθ₁を作成し、この正負位相バイアス値Δθ₁によってインバータ出力電流の位相をシフトし、これに基づいてインバー装置１００の単独運転を検出している。従って、系統周波数又はこの付近に外乱を与えることなしに、単独運転を検出することができる。このため負荷１０１に系統周波数又はこの付近に外乱を与えることがなく、負荷１０１の誤動作を防ぐことができる。なお、本実施例における正負位相バイアス値Δθ₁によるインバータ出力電流の微小変化はIEC60950に定められたTHD以内であり、負荷１０１に対して悪影響を及ぼさない。
（２）角速度変化量Δωは、系統連系運転時に系統電圧周期よりも十分に短い時間で変化し、単独運転時には同一方向の値を連続的に示すので、単独運転の検出を迅速（例えば系統電圧周期の１周期以内）に行うことができる。
（３）発散型の傾斜位相バイアス値Δθ₂を電流位相指令に加算して、単独運転を検出するので、単独運転の検出を迅速かつ正確に行うことができる。
（４） 本実施例では、第１相及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｗを検出するための２つの電流検出器を設けない回路で力率を１又はほぼ１に制御することができる。従って、３相Ｖ結線インバータの小型化及び低コスト化を図ることができる。なお、この効果は、位相バイアス値Δθ₁の加算とは無関係に得られる。従って、この効果のみを得る時には、位相バイアス及び単独運転検出手段５０を省いて、変換手段４１を位相検出手段２０の出力ライン５１に直接に接続することができる。また、位相バイアス及び単独運転検出手段５０の出力ライン５３と位相検出手段２０の出力ライン５１とを選択的に変換手段４１に接続することもできる。
（５） ３相Ｖ結線インバータであるので、３相フルブリッジ型インバータに比べてスイッチの数を２個減らすことができ、小型化及び低コスト化が達成される。
（６） コンデンサ電流値作成手段１１によってｄ軸成分電流Ｉｃｄとｑ軸成分電流Ｉｃｑとを形成し、連系電流指令値発生手段１２からｄ軸及びｑ軸成分としての第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓｄ^*、Ｉｓｑ^*を発生させるので、３相Ｖ結線インバータの制御を容易に達成できる。
（７）単独運転検出のための第１及び第２のインバータ装置１００、１００´における電流位相指令値θ_iを同期させることが不要である。従って、第１のインバータ装置１００の単独運転検出を、第２のインバータ装置１００´の単独運転検出に拘束されずに独立に行うことが出来る。

実施例２のインバータ装置は実施例１のコンデンサ電流作成手段１１を図１０に示すコンデンサ電流値作成手段１１ａに変形し、この他は実施例１と同一に形成してものである。従って、実施例２の説明においても実施例１を示す図１〜図９を参照し、且つ共通する部分の説明を省略する。

図１０の実施例２のコンデンサ電流値作成手段１１ａは、固定電流値発生手段４０と位相検出手段２０と第２相信号形成手段２７と３相／ｄｑ座標変換手段２９とを有する。

固定電流値発生手段４０は、図４の実施例１のコンデンサ電流値作成手段１１における無効電流検出部２５及びこれよりも前の部分と実質的に同一の機能を有し、図４において第１及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗと実質的に同一の信号を固定的に発生する。即ち、固定電流値発生手段４０から発生する第１相及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗは、第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの線間電圧の実効値Ｖ、周波数ω、第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗの容量Ｃを固定値として次の（１３）（１４）（１５）式に従う計算で決定される。

図１０の位相検出手段２０、第２相信号形成手段２７、３相／ｄｑ座標変換手段２９は図４で同一記号で示すものと同一であるので、その説明を省略する。

この実施例２において、３相交流電力系統３の電圧が安定している場合には、これを固定して第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗの無効電流を示す第１相及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗを決定しても、これ等の値は実測値を使用する場合とほぼ同一の値となる。

実施例２は実施例１と同一効果を有する他に、固定電流値発生手段４０で第１相及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗを発生させるので、コンデンサ電流値作成手段１１ａにおける演算回数を実施例１に比べて削減でき、高速な演算処理が可能になるという効果を有する。

実施例３のインバータ装置は実施例１の図４の制御部６を図１１の制御部６ａに変形した他は、実施例１と同一に形成してものである。従って、実施例３の説明においても実施例１を示す図１〜図９を参照し、且つ共通する部分の説明を省略する。

図１１の変形された制御部６ａは、図４に示す帰還制御信号形成手段１４に含まれている変換手段４１に位相バイアス及び単独運転検出手段５０の電流位相指令θ_iを伝送するライン５３を接続する代りに、ライン５３を連系電流指令値発生手段１２に接続し、この他は図４と同一に形成したものである。

図１１の連系電流指令値発生手段１２は、位相バイアス及び単独運転検出手段５０から与えられた電流位相指令θ_iに従う第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*を発生する。図１１の第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*は、インバータ出力電流の目標値を示すものであって図４の第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*と同様に作成される。

図１１の実施例３に示すようにインバータ出力電流の目標値の位相をライン５３の電流位相指令θ_iに従って変化させても、実施例１と同様に単独運転を迅速且つ正確に検出することができ、実施例１と同様な効果を得ることができる。

図１２は実施例４に従う変形されたインバータ装置１００ａを含む電力系統を示す。図１２の変形されたインバータ装置１００ａは、図１及び図２に示す３相Ｖ結線構成のインバータ装置１００を３相フル・ブリッジ構成のインバータ装置１００ａに置き換え、この他は実施例１のインバータ装置１００と同様に構成したものである。従って、図１２において図１〜図７と実質的に同一に構成されている部分には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。

図１２のインバータ装置１００ａに含まれているインバータ回路１０３ａは６個のスイッチング素子を含む周知の３相フル・ブリッジ構成のインバータ回路から成る。インバータ回路１０３ａと第１、第２及び第３の交流出力端子２ｕ，２ｖ，２ｗとの間に各相のリアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続されている。また、第１、第２及び第３の交流ラインにＹ結線された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗが接続されている。なお、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを第１、第２及び第３の交流ラインの各線間に接続することもできる。また、第１、第２及び第３の交流出力端子２ｕ，２ｖ，２ｗに流れる電流を検出するための第１、第２及び第３相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗが第１、第２及び第３相交流ラインに電磁結合されている。

図１２の制御回路４´は図１の制御回路４と同様な機能を有するものであり、図３のスイッチ制御手段１０と同様な機能を得るために連系電流指令値発生手段１２ａと、帰還制御信号形成手段１４ａと、スイッチ制御パルス形成手段１５ａと、位相検出手段２０とを有し、更に本発明に従う位相バイアス及び単独運転検出手段５０を有する。図示の都合上制御回路４´の外に示されている電圧検出手段５´は第１、第２及び第３相交流ラインに接続され、図２の電圧検出手段５と同様な機能を有する。なお、電圧検出手段５´及び第１、第２及び第３の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗを制御回路４´に含めて示すこともできる。

連系電流指令値発生手段１２ａは、図３の連系電流指令値発生手段１２及び出力電流指令値作成手段１３と同様な機能を有し、連系電流指令値即ちインバータ出力電流指令値を発生する周知の回路である。図１２では本発明に従う位相バイアス及び単独運転検出手段５０から発生する電流位相指令θ_iが連系電流指令値発生手段１２ａに供給されている。

連系電流指令値発生手段１２ａと第１、第２及び第３の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗとに接続された帰還制御信号形成手段１４ａは図３の帰還制御信号形成手段１４と同様な機能を有する周知の回路である。帰還制御信号形成手段１４ａに接続されたスイッチ制御パルス形成手段１５ａは図３のスイッチ制御パルス形成手段１５と同様な機能を有する周知の回路であって、インバータ回路１０３ａの６個のスイッチの制御パルスを形成する。図１２の位相検出手段２０及び位相バイアス及び単独運転検出手段５０は図３で同一参照符号で示すものと同様に構成されている。

図１２の３相フル・ブリッジ構成のインバータ装置１００ａは、図３と同様な位相バイアス及び単独運転検出手段５０を有するので、図１〜図９の実施例１と同様な効果を有する。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 図１の第１相及び第３相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗを第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗと第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗとの間の電流通路に移動し、第１相及び第３相連系電流Ｉｓｕ，Ｉｓｗを検出するように変形することができる。この変形例の場合には、図２のコンデンサ電流値作成手段１１又は図６のコンデンサ電流値作成手段１１ａと同一のものを設け、また、図２の連系電流指令値発生手段１２の位置に出力電流指令値作成手段を配置し、図２の出力電流指令値作成手段１３の位置に連系電流指令値発生手段を配置し、この連系電流指令値発生手段の出力段に図２と同様に帰還制御信号形成手段１４とスイッチ制御パルス形成手段１５とを配置する。
この変形例の場合の出力電流指令値作成手段は、図１のインバータの第１、第２及び第３相出力電流Iou，Iov，Iowの目標値を２相軸に変換したものに相当する第１（ｄ軸）及び第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ioｄ^*、Ｉｏq^*を発生するように構成する。また、この変形例の場合の連系電流指令値発生手段は、この変形例の出力電流指令値作成手段から得られた第１（ｄ軸）の出力電流指令値Ioｄ^*とコンデンサ電流値作成手段１１又は１１ａから得られた第１の信号Ｉcdとに基づいて第１（ｄ軸）の連系電流指令値Ｉｓd^*を作成し、且つ第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ｉｏq^*とコンデンサ電流値作成手段１１又は１１ａから得られた第２の信号Ｉcqとに基づいて第２（ｑ軸）の連系電流指令値Ｉｓq^*を作成する。また、この変形例の場合の帰還制御信号形成手段には、第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw から得られた第１相及び第３相連系電流Ｉｓu、Ｉｓwの検出値を入力させ、且つ第１相及び第３相連系電流Ｉｓu、Ｉｓwの検出値に基づいて第２相連系電流Ｉｓｖを形成する手段を設け、更に第１相、第２及び第３相連系電流Ｉｓu、Ｉｓｖ，Ｉｓwを回転座標変換してｄｑ座標軸のｄ軸成分電流Ｉｓｄ及びｑ軸成分電流Ｉｓｄを得る３相／ｄｑ座標変換手段を設ける。図３に示す第１及び第２の偏差信号作成手段３２，３３は連系電流指令値作成手段から得られた第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓd^*、Ｉｓq^*と３相／ｄｑ座標変換手段から得られたｄ軸成分電流Ｉｓｄ及びｑ軸成分電流Ｉｓｄとの偏差を求めて２相軸上のｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを形成する。更に、図４と同様に周知のｄｑ／３相座標変換手段によってｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを３相軸上の帰還制御信号に回転座標変換して３相軸上の３つの帰還制御信号の内の第１及び第３相帰還制御信号Ｉｆｕｖ、Ｉｆｗｖを形成する。なお、この変形例の場合においても、第２相連系電流Ｉｓｖを演算で求める代わりに、第２連系電流Ｉｓｖを検出する第２相電流検出器を設けることができる。
（２） 同一容量の第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ、Ｃｂの代りに同一電圧の第１及び第２の蓄電池を接続することができる。
（３） 連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに高調波成分又は高周波成分が含まれても差し支えない場合には、これに対応するように連系電流指令値発生手段１２を変形することができる。
（４）位相制御用の位相検出手段２０を角速度変化量検出手段６２で兼用しないで、角速度変化量検出手段６２のための専用の位相検出手段を設けることができる。
（５）図６において、カウンタ６５cで角速度変化量△ωが連続して４回正方向になるか否かを検出する代りに、角速度変化量△ωが所定時間以上連続して正方向を示しているか否かを検出し、単独運転を検出することができる。
（６）カウンタ６５cによって単独運転が正確に検出することができる場合には、傾斜位相バイアス値発生手段６４を省くことができる。
（７） 図６では、角速度変化量方向判定手段６３ａが正位相バイアス値発生手段６３ｂ及び負位相バイアス値発生手段６３ｃと分けて示されているが、角速度変化量方向判定手段６３ａと正位相バイアス値発生手段６３ｂとを一体化すること、角速度変化量方向判定手段６３ａと負位相バイアス値発生手段６３ｃとを一体化すること、又は角速度変化量方向判定手段６３ａと正位相バイアス値発生手段６３ｂと負位相バイアス値発生手段６３ｃとを一体化することができる。要するに、正負位相バイアス値発生手段６３は角速度変化量に応じて、正位相バイアス値及び負位相バイアス値を発生することがでれば、どのような回路であっても良い。

本発明の実施例１に従うインバータ装置を含む電力系統を示す回路図である。 図１のインバータ装置を詳しく示す回路図である。 図２の制御部を詳しく示すブロック図である。 図３の制御部を更に詳しく示すブロック図である。 図４の帰還制御信号形成手段に含まれている変換手段を詳しく示すブロック図である。 図４の位相検出手段と位相バイアス及び単独運転検出手段とを詳しく示すブロック図である。 図６の位相検出手段及び角速度変化量検出手段を更に詳しく示すブロック図である。 図２及び図６の各部の状態を示す波形図である。 図４の各部の状態を示す波形図である。 実施例２のコンデンサ電流値作成手段を示すブロック図である。 実施例３の制御部を示すブロック図である。 実施例４に従うインバータ装置を含む電力系統を示す回路図である。

符号の説明

１ 直流電源
１ａ、１ｂ 第１及び第２の直流入力端子
２ｕ、２ｖ、２ｗ 第１、第２及び第３相交流出力端子
３ ３相交流電力系統
４ 制御回路
５ 電圧検出手段
６ 制御部
２０ 位相検出手段
５０ 位相バイアス及び単独運転検出手段
６２ 角速度変化量検出手段
６３ 正負位相バイアス値発生手段
６４ 傾斜位相バイアス値発生手段
６７ 位相バイアス加算手段

Claims (5)

1. 交流電力系統と連系して負荷に電力を供給するためのインバータ装置であって、
   直流電源に接続される直流入力端子と、
   前記負荷及び前記交流電力系統に接続される交流出力端子と、
   前記直流入力端子に接続され且つ複数の直流―交流変換用スイッチを有している直流―交流変換回路と、
   前記交流出力端子を通って流れる電流を検出するための電流検出手段と、
   前記交流出力端子における系統電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記電流検出手段と前記電圧検出手段と前記複数の直流―交流変換用スイッチの制御端子とに接続され且つ前記交流出力端子を流れる電流の位相を前記系統電圧の位相に一致させるように前記複数の直流―交流変換用スイッチをオン・オフ制御するスイッチ制御手段と、
   前記系統電圧の位相（θ）を検出する位相検出手段と、
   前記系統電圧の角速度変化量（△ω）を検出する角速度変化量検出手段と、
   前記角速度変化量検出手段から得られた角速度変化量（△ω）の方向が第１の方向の時に第１の方向の位相バイアス値（＋α）を出力し、前記角速度変化量（△ω）の方向が第２の方向の時に第２の方向の位相バイアス値（−α）を出力する位相バイアス値発生手段と、
   前記位相検出手段から得られた系統電圧位相検出値（θ）と前記位相バイアス値発生手段から得られた位相バイアス値（Δθ₁）とを加算して電流位相指令信号（θｉ）を前記スイッチ制御手段に供給する加算手段と、
   角速度変化量基準値（△ω_r）を発生する角速度変化量基準値発生手段と、
   前記角速度変化量（△ω）と前記角速度変化量基準値（△ω_r）とを比較し、前記角速度変化量（△ω）が前記角速度変化量基準値（△ω_r）よりも大きい時に前記負荷に対して前記交流電力系統からの電力供給を伴わないで前記インバータ装置から電力が供給されていることを示す信号を出力する単独運転検出手段と
   を備えていることを特徴とするインバータ装置。
2. 更に、時間と共に位相バイアス値が増大する傾斜位相バイアス値（Δθ₂）を発生する傾斜位相バイアス値発生手段と、
   前記角速度変化量（△ω）の方向を判定する角速度変化量方向判定手段と、
   前記角速度変化量方向判定手段の出力に基づいて、前記角速度変化量（△ω）が所定回数又は所定時間以上同一方向を保っているか否かを判定するカウンタ手段と、
   前記角速度変化量（△ω）が所定回数又は所定時間以上同一方向を保っていることを示す出力が前記カウンタ手段から得られた時に、前記第１の方向の位相バイアス値（＋α）と前記第２の方向の位相バイアス値（−α）とからなる前記位相バイアス値（Δθ₁）に代わって前記傾斜位相バイアス値（Δθ₂）を前記加算手段に供給するモード切換手段と、
   を有していることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記傾斜位相バイアス値発生手段は、前記角速度変化量（△ω）を所定のゲイン（Ｋ）を有して増幅する手段から成ることを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
4. 更に、前記単独運転検出手段から得られた前記交流電力系統からの電力供給を伴わないで前記インバータ装置から電力が供給されていることを示す信号に応答して前記インバータ装置から前記負荷への電力供給を遮断する手段を有していることを特徴とする請求項１又は２又は３記載のインバータ装置。
5. 前記スイッチ制御手段は、
   出力電流指令値作成手段（１２、１３又は１２ａ）と、
   前記出力電流指令値作成手段（１２、１３又は１２ａ）から得られた出力電流指令値と前記電流検出手段から得られた電流検出値とに基づいて帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成手段（１４）と、
   前記帰還制御信号形成手段（１４）から得られた前記帰還制御信号に基づいて前記直流―交流変換用スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成するスイッチ制御パルス形成手段（１５）と
   を有し、
   前記加算手段から得られた電流位相指令信号（θｉ）は前記帰還制御信号形成手段（１４）又は前記出力電流指令値作成手段（１２、１３又は１２ａ）に供給されることを特徴とする請求項１又は２又は３又は４記載のインバータ装置。

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