JP4839641B2 - ３相ｖ結線インバータ - Google Patents

Description

本発明は、力率制御が可能であり且つ低コスト化が可能な３相Ｖ結線インバータに関する。

ＣＯ₂ 排出量の増大に伴い燃料電池や太陽電池等を利用した分散型電源への期待が高まっている。この種の分散型電源を３相交流電力系統に連系させるためには力率制御可能な３相インバータが必要になる。また力率を１又は１に近くすることが要求される。３相インバータの交流出力端子における力率を制御するためには、３相交流出力端子を流れる系統電流をそれぞれ検出するための３個の電流検出器とインバータの出力段の３個のリアクトルを流れる電流をそれぞれ検出するための３個の電流検出器とが必要になる。このように６個の電流検出器を設けると必然的にインバータが大型且つコスト高になる。

３相インバータの電流検出器の個数を減らす方式が特許文献１に開示されている。ここに開示されている方式では、インバータの出力段のフィルタコンデンサの電圧を検出してフィルタコンデンサの電流を予測し、連系電流検出用の電流検出器を省いている。しかし、３相インバータの場合には、インバータ出力段の３個のリアクトルの電流を検出するための３個の電流検出器が必要になる。また、３相フルブリッジ型インバータのスイッチング回路を形成するために６個のスイッチが必要になる。従って、３相インバータが比較的大型且つコスト高になる。

３相インバータの小型化及び低コスト化を図るために３相Ｖ結線インバータを使用することが考えられる。しかし、３相Ｖ結線インバータの場合においても、力率制御を行うために２つの交流端子に流れる電流をそれぞれ検出するための２つの電流検出器と、出力段の２つのリアクトルに流れる電流をそれぞれ検出するための２つの電流検出器が必要になり、必然的に大型且つコスト高になる。
特開２００２−３５４６８１号公報

本発明が解決しようとする課題は力率制御可能な３相インバータのコストが高いことである。

次に、本願発明を、実施例を示す図面の符号を参照して説明する。但し、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本願発明の理解を助けるためのものであって、本願発明を限定するものではない。
上記課題を解決するための本発明は、直流電圧を供給するための第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）と、
前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）間の中間の電位を有する中間端子（１ｃ）と、
３相交流電圧の第１相電圧を出力するための第１相交流端子（２ｕ）と、
前記３相交流電圧の第２相電圧を出力するものであって、前記中間端子（１ｃ）に電気的に接続された第２相交流端子（２ｖ）と、
前記３相交流電圧の第３相電圧を出力するための第３相交流端子（２ｗ）と、
前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）間に接続された第１及び第２のスイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列回路と、
前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）間に接続された第３及び第４のスイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）の直列回路と、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の相互接続点（Ｐ1 ）と前記第１相交流端子（２ｕ）との間に接続された第１相リアクトル（Ｌu ）と、
前記第３及び第４のスイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）の相互接続点（Ｐ2 ）と前記第３相交流端子（２ｗ）との間に接続された第３相リアクトル（Ｌw ）と、
前記第１相交流端子（２ｕ）と前記第２相交流端子（２ｖ）との間に接続された第１のフィルタコンデンサ（Ｃu ）と、
前記第２相交流端子（２ｖ）と前記第３相交流端子（２ｗ）との間に接続された第２のフィルタコンデンサ（Ｃw ）と、
前記第１相リアクトル（Ｌu ）又は前記第１相交流端子（２ｕ）に流れる第１相電流（Ｉou又はIsu）を検出する第１相電流検出器（ＣＴu ）と、
前記第３相リアクトル（Ｌw ）又は前記第３相交流端子（２ｗ）に流れる第３相電流（Ｉow 又はIsｗ）を検出する第３相電流検出器（ＣＴw ）と、
前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の電圧をそれぞれ検出する電圧検出手段（５）と、
前記第１及び第３相電流検出器（ＣＴu 、ＣＴw ）の出力と前記電圧検出手段（５）の出力とに基づいて前記第１、第２及び第３相交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）における力率を所望値にするように前記第１〜第４のスイッチをオン・オフ制御するスイッチ制御パルスを形成して前記第１、第２、第３及び第４のスイッチの制御端子に供給する制御部（６）と
を具備し、前記制御部は、
前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の３相で示す電流（Ｉcu、Ｉcｖ、Ｉcw）の値を前記電圧検出手段（５）の出力を使用して計算で求めるか又は実側で求め、前記３相で示す電流（Ｉcu、Ｉcｖ、Ｉcw）の値を２相軸に変換したものに相当する第１及び第２の信号（Ｉcd、Ｉcq）を作成するコンデンサ電流値作成手段（１１又は１１ａ）と、
前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を流れる３相電流の目標値を２相軸に変換したものに相当する第１及び第２の連系電流指令値（Ｉsd ^* 、Ｉsq ^* ）を発生する連系電流指令値発生手段（１２）と、
前記連系電流指令値発生手段（１２）から得られた前記第１の連系電流指令値（Ｉsd ^* ）と前記コンデンサ電流値作成手段（１１又は１１ａ）から得られた前記第１の信号（Ｉcd）とに基づいて第１の出力電流指令値（Ｉod ^* ）を作成し、且つ前記第２の連系電流指令値（Ｉsq ^* ）と前記第２の信号（Ｉcq）とに基づいて第２の出力電流指令値（Ｉoq ^* ）を作成する出力電流指令値作成手段（１３）と、
前記出力電流指令値作成手段（１３）から得られた前記第１及び第２の出力電流指令値（Ｉod ^* 、Ｉoq ^* ）と前記第１相及び第３相電流検出器（ＣＴu 、ＣＴw ）から得られた前記第１相及び第３相出力電流（Ｉou、Ｉow）の検出値とに基づいて第１相及び第３相帰還制御信号（Ｉfuｖ、Ｉfwｖ）を形成する帰還制御信号形成手段（１４）と、
前記帰還制御信号形成手段（１４）から得られた前記第１相及び第３相帰還制御信号（Ｉfu、Ｉfw）に基づいて前記第１、第２、第３及び第４のスイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルス（Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 ）を形成するスイッチ制御パルス形成手段（１５）と
から成ることを特徴とする３相Ｖ結線インバータに係わるものである。
なお、本発明における前記中間端子は、電気回路又は部品の端、又は複数の回路又は部品の相互接続点を意味している。

なお、請求項２に示すように、前記電圧検出手段（５）は、前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の電圧として前記第１及び第２相交流端子（２ｕ、２ｖ）間の線間電圧（Ｖuv）、及び前記第２及び第３相交流端子（２ｖ、２ｗ）間の線間電圧（Ｖvw）を検出すると共に、及び前記第３及び第１相交流端子（２ｗ、２ｕ）間の線間電圧（Ｖwu）を検出する手段を有し、
前記コンデンサ電流値作成手段（１１）は、
基準位相角（ωｔ）を示す信号を得るために前記電圧検出手段（５）に接続された位相検出手段（２０）と、
前記基準位相角（ωｔ）よりもπ／２進んだ進み位相角（ωｔ＋π／２）を示す信号を形成する進み位相角信号形成手段（２１）と、
前記電圧検出手段（５）から得られた３相の各線間電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を前記進み位相角信号形成手段（２１）から得られた進み位相角（ωｔ＋π／２）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電圧（Ｖd ）とｑ軸成分電圧（Ｖq ）を出力する第１の３相／ｄｑ座標変換手段（２２）と、
前記第１の３相／ｄｑ座標変換手段（２２）から得られた前記ｄ軸成分電圧（Ｖd ）及び前記ｑ軸成分電圧（Ｖq ）を前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）のそれぞれのインピーダンス（１／ωＣ）で除算した値を示すｄ軸成分仮想無効電流（Ｉad）とｑ軸成分仮想無効電流（Ｉaq）とを形成する２相軸仮想無効電流信号形成手段（２３）と、
前記２相軸仮想無効電流信号形成手段（２３）から得られた前記ｄ軸成分仮想無効電流（Ｉad）と前記ｑ軸成分仮想無効電流（Ｉaq）とを前記基準位相角（ωｔ）にて回転逆座標変換し、前記第１及び第３相交流端子間にもフィルタコンデンサが接続されていると仮定した場合における第１、第２及び第３の３相軸仮想無効電流（Ｉau、Ｉav、Ｉaw）を示す信号を出力するｄｑ／３相座標変換手段（２４）と、
前記ｄｑ／３相座標変換手段（２４）から得られた前記第１の３相軸仮想無効電流（Ｉau）を示す信号を前記第１のフィルタコンデンサ（Ｃu ）に流れる無効電流を示す第１相信号（Ｉcu）と見なして伝送する手段（２５ｕ）と、
前記第２の３相軸仮想無効電流（Ｉav）を位相反転して前記第２のフィルタコンデンサ（Ｃw ）に流れる無効電流を示す第３相信号（Ｉcw）として出力する第３相信号形成手段（２６）と、
前記第１相信号（Ｉcu）と前記第３相信号（Ｉcw）との合成信号の位相反転信号に相当する第２相信号（Ｉcv）を形成する手段（２７）と、
前記第１、第２及び第３相信号（Ｉcu、Ｉcv、Ｉcw）を前記基準位相角（ωｔ）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流（Ｉcd）とｑ軸成分電流（Ｉcq）とを出力する第２の３相／ｄｑ座標変換手段（２９）とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記コンデンサ電流値作成手段（１１ａ）は、
基準位相角（ωｔ）を示す信号を得るために前記電圧検出手段（５）に接続された位相検出手段（２０）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）間の電圧、周波数、及び前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の容量を固定値として前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）に流れる電流を計算又は実測でそれぞれ求めた第１及び第２のフィルタコンデンサ予測電流（Ｉcu、Ｉcw）を示す信号を発生するフィルタコンデンサ予測電流発生手段（４０）と、
前記第１のフィルタコンデンサ予測電流（Ｉcu）を示す信号を第１相信号と見なして伝送する手段（２５ｕ）と、
前記第２のフィルタコンデンサ予測電流（Ｉcw）を示す信号を第３相信号として伝送する手段（２５ｗ）と、
前記第１相信号（Ｉcu）と前記第３相信号（Ｉcw）との合成信号の位相反転信号に相当する第２相信号（Ｉcv）を形成する手段（２７）と、
前記第１、第２及び第３相信号（Ｉcu、Ｉcv、Ｉcw）を前記位相検出手段（２０）から得られた前記基準位相角（ωｔ）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流（Ｉcd）とｑ軸成分電流（Ｉcq）とを出力する３相／ｄｑ座標変換手段（２９）と
から成ることが望ましい。

本発明は次の効果を有する。
（１） 力率制御可能な３相Ｖ結線インバータにおいて交流端子に流れる連系電流を直接に検出するための電流検出器が不要になり、この分だけコストの低減を図ることができる。
（２） ３相Ｖ結線インバータであるので、３相ブリッジ型インバータに比べて変換用スイッチの個数を減らすことが可能になり、インバータのコストの低減を図ることができる。
（３）３相Ｖ結線インバータの制御を容易に達成することが可能になる。

次に、図１〜図５を参照して本発明の実施形態を説明する。

図１は本発明の実施例１に従う３相Ｖ結線インバータを含む電力系統を示す。３相Ｖ結線インバータの第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂは、燃料電池、太陽電池、蓄電池、整流平滑回路、又は昇圧チョッパ回路等から成る直流電源１に接続されている。直流電源１の電圧Ｖdcを分割するために、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に実質的に同一容量の第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の直列回路が接続されている。第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点に相当する中間端子１ｃの電位は、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂの電位の中間の値を有する。なお、直流電源１を省き、且つ第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の代りに実質的に同一電圧の第１及び第２の直流電源を設けることもできる。

３相Ｖ結線インバータのＤＣ−ＡＣ変換回路を構成するために第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路、及び第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の直列回路が第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に接続されている。第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路を第１相（Ｕ相）スイッチング回路又は第１相ハーフブリッジスイッチング回路と呼び、また第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の直列回路を第３相（Ｗ相）スイッチング回路又は第３相ハーフブリッジスイッチング回路と呼ぶこともできる。
なお、第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で示されているが、これ等をＮＰＮ型又はＰＮＰ型トランジスタ、電界効果トランジスタ等の別のオン・オフ制御可能な半導体スイッチ等とすることができる。

第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 に逆方向並列に第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 が接続されている。この第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 は個別ダイオードであってもよいし、第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 の半導体基体中に形成される周知の寄生即ち内蔵ダイオードであってもよい。第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 は第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ側から直流電源１側に電力を回生する時に導通する方向性を有する。

第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗは、互いに１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuを出力するものであり、３相交流電力系統３又は３相負荷回路に接続される。

第１相リアクトルＬu は第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続点Ｐ1 と第１相交流端子２ｕとの間に直列に接続されている。第３相リアクトルＬw は第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の相互接続点Ｐ2 と第３相交流端子２ｗとの間に直列に接続されている。第１相及び第３相リアクトルＬu 、Ｌw は第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 のオン・オフによる高周波成分を除去するフィルタとして機能する。

第１のフィルタコンデンサＣu は第１及び第２相交流端子２ｕ、２ｖ間に接続されている。第２のフィルタコンデンサＣw は第１のフィルタコンデンサＣu と実質的に同一の容量Ｃを有して第２及び第３相交流端子２ｖ、２ｗ間に接続されている。第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw は第１〜第４のスイッチＳ1〜Ｓ4 のオン・オフによる高周波成分を除去するものである。

第２相交流端子２ｖは第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点即ち中間端子１ｃに接続されている。従って、第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 と第１相リアクトルＬu とによって第１相ハーフブリッジ型変換回路が構成され、また、第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 と第３相リアクトルＬw とによって第３相ハーフブリッジ型変換回路が構成されている。

第１〜第４のスイッチＳ1 〜Ｓ4 を力率制御可能にオン・オフ制御するための制御回路４は、ＣＴ（電流トランス）で例示されている第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw と、電圧検出手段５と、制御部６とから成る。

第１相電流検出器ＣＴu は、第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続点Ｐ1 と第１のフィルタコンデンサＣu の一端との間の第１相電流通路７ｕに電磁結合され、第１相電流通路７ｕを流れる第１相出力電流Ｉou（瞬時値）を検出し、これをライン８ｕで制御部６に送る。第２相電流検出器ＣＴw は、第３及び第４のスイッチＳ3 、Ｓ4 の相互接続点Ｐ2 と第２のフィルタコンデンサＣw の一端との間の第３相電流通路７ｗに電磁結合され、第３相電流通路７ｗを流れる第３相出力電流Ｉow（瞬時値）を検出し、これをライン８ｗで制御部６に送る。なお、ここでは説明を簡単にするために第１相及び第３相電流通路７ｕ、７ｗの電流と第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw の電流を同一のＩou、Ｉowで示すことにする。

この実施例では、第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける力率を所望値（好ましくは１）に制御するにも拘らず、第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗを流れる第１、第２及び第３相連系電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉswを検出するための電流検出器が設けられていない。この電流検出器の代りに、図１の実施例では、電圧検出手段５が設けられている。電圧検出手段５は、第１のフィルタコンデンサＣu の電圧即ち第１及び第２相交流端子２ｕ、２ｖ間の線間電圧Ｖuv（瞬時値）を検出する第１の電圧検出回路５ａと、第２のフィルタコンデンサＣw の電圧即ち第２及び第３相交流端子２ｖ、２ｗ間の線間電圧Ｖvw（瞬時値）を検出する第２の電圧検出回路５ｂと、第１及び第２の電圧検出回路５ａ、５ｂの出力を位相反転して加算して第３及び第１相交流端子２ｗ、２ｕ間の線間電圧Ｖwu（瞬時値）を検出する第３の電圧検出回路５ｃとから成る。なお、第３の電圧検出回路５ｃを第１及び第２の電圧検出回路５ａ、５ｂに接続する代りに、第１及び第３の交流端子２ｕ、２ｗに接続して直接的に線間電圧Ｖwuを求めることもできる。本実施例では、説明を容易にするために第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける線間電圧と第１、第２及び第３の電圧検出回路５ａ、５ｂ、５ｃの出力電圧とを同一のＶuv、Ｖvw、Ｖwuで示すことにする。第１、第２及び第３の電圧検出回路５ａ、５ｂ、５ｃの出力ライン９uv、９vw、９wuは制御部６に接続されている。

制御部６は、第１及び第２相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw から得られた第１及び第３相出力電流Ｉou、Ｉowと電圧検出手段５から得られた第１及び第２相間の線間電圧Ｖuv、第２及び第３相間の線間電圧Ｖvw、及び第３相及び第１相間の線間電圧Ｖwuとに基づいて第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗを流れる第１、第２及び第３相連系電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉswを所望力率（好ましくは１）になるように制御するための第１、第２、第３及び第４のスイッチ制御パルスＧ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 を形成して第１、第２、第３及び第４のスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 の制御端子（ゲート）に送る。

図２は図１の制御部６を詳しく示すブロック図である。この制御部６はこの多くの部分をＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）又はマイコン等のディジタル回路で形成することができるものであり、大別してコンデンサ電流値作成手段１１と、連系電流指令値発生手段１２と、出力電流指令値作成手段１３と、帰還制御信号形成手段１４と、スイッチ制御パルス形成手段１５とから成る。

コンデンサ電流値作成手段１１は、図１の電圧検出手段５の出力ライン９ｕv、９vw、９wuに接続され、第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の３相で示される電流Ｉcu、Ｉcｖ、Ｉcwの値を計算で求め、この計算値を２相軸で示す第１及び第２の信号Ｉcd、Ｉcqに変換して出力する。このコンデンサ電流値作成手段１１から出力される第１及び第２の信号Ｉcd、Ｉcqは、周知の３相／ｄｑ座標変換されたｄ軸成分及びｑ軸成分を示している。従って、以下の説明において第１の信号Ｉcdをｄ軸成分電流と呼び、第２の信号Ｉcqをｑ軸成分電流と呼ぶこともある。このコンデンサ電流値作成手段１１の詳細は後述する。

連系電流指令値発生手段１２は、第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗを流れる第１、第２及び第３相連系電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉsw（瞬時値）の目標値を示す第１、第２及び第３相目標連系電流Ｉsu′、Ｉsv′、Ｉsw′を周知の３相／ｄｑ座標変換して得たｄ軸成分目標連系電流及びｑ軸成分目標連系電流に相当する第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*を発生する。第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*は任意に設定することができる。また、連系電流指令値発生手段１２を演算回路で構成し、第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*の値を演算で求めることもできる。第１及び第２の連系電流指令値Ｉsd^*、Ｉsq^*は、連系電流の周波数をω、実効値をＩ、力率をcos θとした時に、次の（１）の行列式で示すことができる。

図２の出力電流指令値作成手段１３は、連系電流指令値発生手段１２から得られた第１の連系電流指令値Ｉsd^*にコンデンサ電流値作成手段１１から得られたｄ軸成分信号Ｉcdを加算して第１（ｄ軸）の出力電流指令値Ｉod^* を作成し、且つ第２の連系電流指令値Ｉsq^*にコンデンサ電流作成手段１１から得られたｑ軸成分信号Ｉcqを加算して第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ｉoq^*を作成する。この出力電流指令値作成手段１３の詳細は後述する。

帰還制御信号形成手段１４は、出力電流指令値作成手段１３から得られた第１及び第２の出力電流指令値Ｉod^*、Ｉoq^*と第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw から得られたライン８ｕ、８ｗの第１相及び第３相出力電流Ｉou、Ｉowとコンデンサ電流作成手段１１から得られた基準位相角ωｔ即ち系統電圧位相検出値に基づいて２相軸上のｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ、ｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを形成し、更に、ｄｑ／３相座標変換手段によってｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを３相軸上の帰還制御信号に回転座標変換して３相軸上の３つの帰還制御信号の内の第１相及び第３相帰還制御信号Ｉｆｕｖ、Ｉｆｗｖを出力するものである。この帰還制御信号形成手段１４の詳細は後述する。

スイッチ制御パルス形成手段１５は、帰還制御信号形成手段１４から得られた第１相及び第３相帰還制御信号Ｉfuｖ、Ｉfwｖに基づいて第１、第２、第３及び第４のスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 をオン・オフ制御するための周知のスイッチ制御パルスＧ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 を形成する。このスイッチ制御パルス形成手段１５の詳細は後述する。

図３は図２の制御部６を更に詳しく示すブロック図である。この図３から明らかなようにコンデンサ電流値作成手段１１は、位相検出手段２０を有している。この位相検出手段２０は、図１の電圧検出手段５の出力ライン９uv、９vwに接続され、出力電圧Ｖuv、Ｖvwの基準位相角ωｔを示す信号を出力する。

位相検出手段２０に接続された進み位相角信号形成手段２１は、π／２発生器２１ａと加算手段２２ｂとを有する。加算手段２２ｂは、位相検出手段２０から得られた基準位相角ωｔにπ／２発生器２１ａから得られた位相角π／２即ち９０度を加算してωｔ＋π／２から成る進み位相角信号を形成する。

図１の電圧検出手段５の３相の出力ライン９uv、９vw、９wuと進み位相角信号形成手段２１に接続された第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２は、電圧検出手段５から得られた３相の各線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuを進み位相角信号形成手段２１から得られた進み位相角（ωｔ＋π／２）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電圧Ｖd とｑ軸成分電圧Ｖq とを出力する。即ち、第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２では、回転座標変換を用いて、３相から２相に変換する。この第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２に入力される３相の線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuは次の（２）式で示すことができ、進み位相角ωｔ＋π／２による座標変換行列Ｔは次の（３）式で示すことができ、第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２から得られるｄ軸成分電圧Ｖd 及びｑ軸成分電圧Ｖq は次の（４）式で示すことができ、その結果は次の（５）式で示すことができる。なお、次の（２）〜（５）式において、Ｖは第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける各線間電圧の実効値を示し、Ｖs は瞬時値で示す各線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuを総括して示し、Ｖdqは瞬時値で示すｄ軸成分電圧Ｖd とｑ軸成分電圧Ｖq とを一括して示す。

第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２に接続された２相軸仮想無効電流信号形成手段２３は、第１及び第２の乗算器２３ａ、２３ｂから成る。第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２に接続された第１及び第２の乗算器２３ａ、２３ｂは、第１の３相／ｄｑ座標変換手段２２から得られたｄ軸成分電圧Ｖd 及びｑ軸成分電圧Ｖq にωＣを乗算してｄ軸成分仮想無効電流Ｉad及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉaqを形成する。ここで、ωは基本波の角周波数を示し、Ｃは第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の容量を示す。ここでは、第１及び第２の乗算器２３ａ、２３ｂでｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqを求めたが、ｄ軸及びｑ軸成分電圧Ｖd 、Ｖq を第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw のインピーダンス１／ωＣで除算してｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqに変換することもできる。ここでのｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqは図１の第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗ間にも第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw と同一容量のフィルタコンデンサが接続され、３相平衡なフィルタコンデンサ回路が形成されていると仮定した場合の値を示している。

２相軸仮想無効電流信号形成手段２３及び位相検出手段２０に接続された逆座標変換手段即ちｄｑ／３相座標変換手段２４は、２相軸仮想無効電流信号形成手段２３から得られたｄ軸成分仮想無効電流Ｉadとｑ軸成分仮想無効電流Ｉaq とを基準位相角（ωｔ）にて回転逆座標変換し、第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗ間にもフィルタコンデンサが接続されていると仮定した場合における第１、第２及び第３の３相軸仮想無効電流Ｉau、Ｉav、Ｉawを示す信号を出力する。このｄｑ／３相座標変換手段２４の入力を次の（６）式で示し、逆座標変換行列Ｔ2 を次の（７）式で示し、３相出力を次の（８）式で示し、その結果を（９）式で示すことができる。ここで、Ｉadq はｄ軸及びｑ軸成分仮想無効電流Ｉad、Ｉaqを一括して示し、Ｉauvwは３相軸仮想無効電流Ｉau、Ｉav、Ｉawを一括して示す。

ｄｑ／３相座標変換手段２４に接続された無効電流検出部２５は、位相反転手段２６と終端手段２８とで示されている。ｄｑ／３相座標変換手段２４は、フィルタコンデンサが第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗ間にも接続されていると仮定した３相平衡コンデンサ回路の場合における２相入力を３相に変換し且つ逆回転座標変換している。従って、ｄｑ／３相座標変換手段２４の出力から第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の実際の電流を示す信号を形成する必要がある。そこで、無効電流検出部２５は、ｄｑ／３相座標変換手段２４の第１の３相軸仮想無効電流Ｉauを第１のフィルタコンデンサＣu に流れる無効電流を示す第１相信号Ｉcuと見なして伝送する手段としての伝送路２５ｕと、第２の３相軸仮想無効電流Ｉavを位相反転して第２のフィルタコンデンサＣw に流れる無効電流を示す第３相信号Ｉcwと見なして出力する第３相信号形成手段２６と、第３の３相軸仮想無効電流Ｉawを終端する終端手段２８とを有する。なお、終端手段２８は第３の３相軸仮想無効電流Ｉawを使用しないための信号終端手段である。

第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９に、第１及び第２のフィルタコンデンサＣu 、Ｃw の電流（無効電流）を示す第１相及び第３相信号Ｉcu、Ｉcwの伝送路２５ｕ、２５ｗが接続され、且つ第２相信号Ｉcvを形成するための第２相信号形成手段２７の出力伝送路２５ｖが接続されている。第２相信号形成手段２７は、第１相信号Ｉcuと第３相信号Ｉcwとの合成信号（加算信号）の位相反転信号に相当する第２相信号Ｉcvを形成する。

第１、第２及び第３相信号Ｉcu、Ｉcv、Ｉcwの伝送路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗ及び位相検出手段２０に接続された第2の３相／ｄｑ座標変換手段２９は、第１、第２及び第３相信号Ｉcu、Ｉcv、Ｉcwを基準位相角ωｔにて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流Ｉcdとｑ軸成分電流Ｉcqとから成る２相信号を出力する。この第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９の入力、座標変換行列Ｔ3 、及び出力を次の（１０）（１１）（１２）式で示すことができる。これ等の式において、Ｉcuvwは入力する第１、第２及び第３相信号Ｉcu、Ｉcv、Ｉcwを一括して示し、Ｉcdqは２つの出力を一括して示している。

出力電流指令値作成手段１３は、第１及び第２の加算手段３０、３１から成る。第１の加算手段３０は連系電流指令値発生手段１２から供給される第１の連系電流指令値Iｓｄ^*と第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９から供給されるｄ軸成分電流Iｃｄとを加算して第１（ｄ軸）の出力電流指令値Iｏｄ^*を作成する。第２の加算手段３１は、連系電流指令値発生手段１２から供給される第２の連系電流指令値Iｓｑ^*と第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９から供給されるｑ軸成分電流Ｉｃｑを加算して第２（ｑ軸）の出力電流指令値Iｏｑ^*を作成する。なお、Iｓｄ^*、Iｓｑ^*、Iｃｄ、Iｃｑ、Iｏｄ^*、Iｏｑ^*は瞬時値を示している。

帰還制御信号形成手段１４は、第１及び第２の偏差信号作成手段３２、３３と第１及び第２の増幅回路３４ａ、３４ｂとｄｑ／３相座標変換手段３５と変換手段４１とから成る。変換手段４１はライン８ｕ，８ｗによって図１の第１及び第３相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗに接続され、且つ位相検出手段２０にも接続され、３相で示される電流を形成し、この３相で示される電流をｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流Ｉｏｄとｑ軸成分電流Ｉｏｑとから成る２相の信号に変換し、この信号をライン４２，４３で第１及び第２の偏差信号作成手段３２、３３に送る。
更に詳細には、変換手段４１は図４に示すように、第２相信号形成手段４４と第３の３相／ｄｑ座標変換手段４５とを有する。第２相信号形成手段４４はライン８ｕ，８ｗに接続され、ライン８ｕの第１相出力電流Ｉｏｕとライン８ｗの第３相出力電流Ｉｏｗとの合成信号（加算信号）を位相反転した信号に相当する第２相出力電流Ｉｏｖをライン８ｖに送出する。従って、図４の第２相信号形成手段４４は図３の第２相信号形成手段２７と同様な機能を有する。なお、第２相信号形成手段４４を設ける代わりに、図１の中間端子１ｃと第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗの相互接続点との間の電流通路の第２相出力電流Ｉｏｖを検出する第２相電流検出器を設け、この第２相電流検出器の出力をライン８ｖによって図４の第３の３相／ｄｑ座標変換手段４５に送ることもできる。
ライン８ｕ、８ｖ、８ｗに接続された第３の３相／ｄｑ座標変換手段４５は、位相検出手段２０から出力される基準位相角ωｔ即ち系統電圧位相検出値にて回転座標変換するものであって、図３の第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９と同様な機能を有し、３相で示めされる第１相、第２相及び第３相出力電流Ｉｏｕ、Ｉｏｖ、Ｉｏｗを周知のｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流Ｉｏｄとｑ軸成分電流Ｉｏｑとから成る２相信号に変換してライン４２，４３に送出する。
第１の偏差信号作成手段３２は出力電流指令値作成手段１３の第１の加算手段３０と変換手段４１の出力ライン４２とに接続され、第１（ｄ軸）の出力電流指令値Ｉoｄ^*とｄ軸成分電流Ｉｏｄとの差を示す信号を出力する。第２の偏差信号作成手段３３は出力電流指令値作成手段１３の第２の加算手段１１と変換手段４１の出力ライン４３とに接続され、第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ｉｏｑ^*とｑ軸成分電流Ｉｏｑとの差を示す信号を出力する。第１及び第２の偏差信号作成手段３２、３３にそれぞれ接続された増幅回路３４ａ，３４ｂはそれぞれの偏差信号を増幅、又は増幅及び調整して２相軸上のｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ、ｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを形成する。第１及び第２の増幅回路３４ａ、３４ｂに接続された周知のｄｑ／３相座標変換手段３５はｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを３相軸上の帰還制御信号に回転座標変換して３相軸上の３つの帰還制御信号の内の第１及び第３相帰還制御信号Ｉｆｕｖ、Ｉｆｗｖを出力する。

スイッチ制御パルス形成手段１５は鋸波発生器３６と、第１及び第２の比較器３７、３８と、駆動回路３９とから成る周知のＰＷＭパルス形成回路である。

鋸波発生器３６は第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの交流電圧の周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例えば１０〜１００ｋＨｚ）で鋸波電圧Ｖｔを発生する。なお、鋸波発生器３６の代りに三角波等の別の比較波（キャリア波）を発生する手段を設けることもできる。

第１の比較器３７は帰還制御信号形成手段１４に含まれているｄｑ／３相座標変換手段３５の第１相（第１）帰還制御信号Ｉｆｕｖを出力する端子と鋸波発生器３６とに接続され、第１相帰還制御信号Ｉｆuｖと鋸波電圧Ｖｔとを図５（Ａ）に示すように比較して図５（Ｂ）に示す第１のＰＷＭパルスＶｐ１を出力する。第２の比較器３８は帰還制御信号形成手段１４に含まれているｄｑ／３相座標変換手段３５の第３相（第２）帰還制御信号Ｉｆｗｖを出力する端子と鋸波発生器３６とに接続され、第３相帰還制御信号Ｉｆｗｖと鋸波電圧Ｖｔとを図９（Ａ）に示すように比較して図５（Ｃ）に示す第２のＰＷＭパルスＶｐ２を出力する。なお、第１相帰還制御信号Ｉｆｕｖは３相交流の第１相電流を制御する。また、３相帰還制御信号Ｉｆｗｖは３相交流の第３相電流を制御する。

第１及び第２の比較器３７、３８に接続された駆動回路３９は、第１のＰＷＭパルスＶｐ１を増幅して第１の制御パルスＧ１を形成し、これを図１の第１のスイッチＳ１に送り、また、第１のＰＷＭパルスＶｐ１を反転増幅して第２の制御パルスＧ２を形成し、これを第２のスイッチＳ２に送り、また、第２のＰＷＭパルスＶｐ２を増幅して第３の制御パルスＧ３を形成し、これを第３のスイッチＳ３に送り、また、第２のＰＷＭパルスＶｐ２を反転増幅して第４の制御パルスＧ４を形成し、これを第４のスイッチＳ４に送る。

次に、本実施例の３相Ｖ結線インバータの動作を説明する。連系電流指令値発生手段１２は、３相交流電力系統３の電圧Ｖｓと第１、第２及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗとによる力率が１又は１に近い値（０．８５以上であることが望ましい。）になることが可能な値を有する第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓｄ^*、Ｉｓｑ^*を発生する。第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓｄ^*、Ｉｓｑ^*は、コンデンサ電流値作成手段１１の第２の３相／ｄｑ座標変換手段２９から得られるｄ軸成分及びｑ軸成分電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑと同一の周知のｄｑ座標軸（直交座標軸）のｄ軸成分とｑ軸成分であるので、両者の合成によって第１（ｄ軸）及び第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ｉｏｄ^*、Ｉｏｑ^*を容易に決定することができる。第１相及び第３相リアクトルＬｕ、Ｌｗに流れる第１相及び第３相出力電流Ｉｏｕ、Ｉｏｗは、所望力率（好ましくは１）の状態に第１、第２及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗが流れるように帰還制御される。これにより、インバータの第１及び第３相出力電流Ｉｏｕ、Ｉｏｗの制御によって力率が１となるように第１、第２及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗを流すことができる。なお、３相Ｖ結線インバータの主回路の動作は周知であるので、その説明を省略する。

本実施例は次の効果を有する。
（１） 第１相及び第３相連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｗを検出するための２つの電流検出器を設けない回路で力率を１又はほぼ１に制御することができる。従って、３相Ｖ結線インバータの小型化及び低コスト化を図ることができる。
（２） ３相Ｖ結線インバータであるので、３相フルブリッジ型インバータに比べてスイッチの数を２個減らすことができ、小型化及び低コスト化が達成される。
（３） コンデンサ電流値作成手段１１によってｄ軸成分電流Ｉｃｄとｑ軸成分電流Ｉｃｑとを形成し、連系電流指令値発生手段１２からｄ軸及びｑ軸成分としての第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓｄ^*、Ｉｓｑ^*を発生させるので、３相Ｖ結線インバータの制御を容易に達成できる。

実施例２の３相Ｖ結線インバータは実施例１のコンデンサ電流作成手段１１を図６に示すコンデンサ電流値作成手段１１ａに変形し、この他は実施例１と同一に形成してものである。従って、実施例２の説明においても実施例１を示す図１〜図４を参照し、且つ共通する部分の説明を省略する。

図６の実施例２のコンデンサ電流値作成手段１１ａは、固定電流値発生手段４０と位相検出手段２０と第２相信号形成手段２７と３相／ｄｑ座標変換手段２９とを有する。

固定電流値発生手段４０は、図３の実施例１のコンデンサ電流値作成手段１１における無効電流検出部２５及びこれよりも前の部分と実質的に同一の機能を有し、図３において第１及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗと実質的に同一の信号を固定的に発生する。即ち、固定電流値発生手段４０から発生する第１相及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗは、第１、第２及び第３相交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの線間電圧の実効値Ｖ、周波数ω、第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗの容量Ｃを固定値として次の（１３）（１４）（１５）式に従う計算で決定される。

図６の位相検出手段２０、第２相信号形成手段２７、３相／ｄｑ座標変換手段２９は図３で同一記号で示すものと同一であるので、その説明を省略する。

この実施例２において、３相交流電力系統３の電圧が安定している場合には、これを固定して第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗの無効電流を示す第１相及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗを決定しても、これ等の値は実測値を使用する場合とほぼ同一の値となる。

実施例２は実施例１と同一効果を有する他に、固定電流値発生手段４０で第１相及び第３相信号Ｉｃｕ、Ｉｃｗを発生させるので、コンデンサ電流値作成手段１１ａにおける演算回数を実施例１に比べて削減でき、高速な演算処理が可能になるという効果を有する。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 図１の第１相及び第３相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗを第１及び第２のフィルタコンデンサＣｕ、Ｃｗと第１及び第３相交流端子２ｕ、２ｗとの間の電流通路に移動し、第１相及び第３相連系電流Ｉｓｕ，Ｉｓｗを検出するように変形することができる。この変形例の場合には、図２のコンデンサ電流値作成手段１１又は図６のコンデンサ電流値作成手段１１ａと同一のものを設け、また、図２の連系電流指令値発生手段１２の位置に出力電流指令値作成手段を配置し、図２の出力電流指令値作成手段１３の位置に連系電流指令値発生手段を配置し、この連系電流指令値発生手段の出力段に図２と同様に帰還制御信号形成手段１４とスイッチ制御パルス形成手段１５とを配置する。
この変形例の場合の出力電流指令値作成手段は、図１のインバータの第１、第２及び第３相出力電流Iou，Iov，Iowの目標値を２相軸に変換したものに相当する第１（ｄ軸）及び第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ioｄ^*、Ｉｏq^*を発生するように構成する。また、この変形例の場合の連系電流指令値発生手段は、この変形例の出力電流指令値作成手段から得られた第１（ｄ軸）の出力電流指令値Ioｄ^*とコンデンサ電流値作成手段１１又は１１ａから得られた第１の信号Ｉcdとに基づいて第１（ｄ軸）の連系電流指令値Ｉｓd^*を作成し、且つ第２（ｑ軸）の出力電流指令値Ｉｏq^*とコンデンサ電流値作成手段１１又は１１ａから得られた第２の信号Ｉcqとに基づいて第２（ｑ軸）の連系電流指令値Ｉｓq^*を作成する。また、この変形例の場合の帰還制御信号形成手段には、第１相及び第３相電流検出器ＣＴu 、ＣＴw から得られた第１相及び第３相連系電流Ｉｓu、Ｉｓwの検出値を入力させ、且つ第１相及び第３相連系電流Ｉｓu、Ｉｓwの検出値に基づいて第２相連系電流Ｉｓｖを形成する手段を設け、更に第１相、第２及び第３相連系電流Ｉｓu、Ｉｓｖ，Ｉｓwを回転座標変換してｄｑ座標軸のｄ軸成分電流Ｉｓｄ及びｑ軸成分電流Ｉｓｄを得る３相／ｄｑ座標変換手段を設ける。図３に示す第１及び第２の偏差信号作成手段３２，３３は連系電流指令値作成手段から得られた第１及び第２の連系電流指令値Ｉｓd^*、Ｉｓq^*と３相／ｄｑ座標変換手段から得られたｄ軸成分電流Ｉｓｄ及びｑ軸成分電流Ｉｓｄとの偏差を求めて２相軸上のｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを形成する。更に、図３と同様に周知のｄｑ／３相座標変換手段によってｄ軸帰還制御信号Ｉｆｄ及びｑ軸帰還制御信号Ｉｆｑを３相軸上の帰還制御信号に回転座標変換して３相軸上の３つの帰還制御信号の内の第１及び第３相帰還制御信号Ｉｆｕｖ、Ｉｆｗｖを形成する。
なお、変形例の場合においても、第２相連系電流Ｉｓｖを演算で求める代わりに、第２連系電流Ｉｓｖを検出する第２相電流検出器を設けることができる。
（２） 同一容量の第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ、Ｃｂの代りに同一電圧の第１及び第２の蓄電池を接続することができる。
（３） 連系電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに高調波成分又は高周波成分が含まれても差し支えない場合には、これに対応するように連系電流指令値発生手段１２を変形することができる。

本発明の実施例１に従う３相Ｖ結線インバータを示す回路図である。 図１の制御部を詳しく示すブロック図である。 図２を制御部を更に詳しく示すブロック図である。 図３の帰還制御信号形成手段に含まれている変換手段を詳しく示すブロック図である。 図３の各部の状態を示す波形図である。 実施例２のコンデンサ電流値作成手段を示すブロック図である。

符号の説明

１ 直流電源
１ａ、１ｂ 第１及び第２の直流端子
１ｃ 中間端子
２ｕ、２ｖ、２ｗ 第１、第２及び第３相交流端子
３ ３相交流電力系統
４ 制御回路
５ 電圧検出手段
６ 制御部
１１ コンデンサ電流値作成手段
１２ 連系電流指令値発生手段
１３ 出力電流指令値作成手段
Ｃａ、Ｃｂ 第１及び第２の電圧分割用コンデンサ
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｌｕ、Ｌｗ 第１相及び第３相リアクトル
Ｃｕ、Ｃｗ 第１及び第２のフィルタコンデンサ
ＣＴｕ、ＣＴｗ 第１相及び第３相電流検出器

Claims (3)

1. 直流電圧を供給するための第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）と、
   前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）間の中間の電位を有する中間端子（１ｃ）と、
   ３相交流電圧の第１相電圧を出力するための第１相交流端子（２ｕ）と、
   前記３相交流電圧の第２相電圧を出力するものであって、前記中間端子（１ｃ）に電気的に接続された第２相交流端子（２ｖ）と、
   前記３相交流電圧の第３相電圧を出力するための第３相交流端子（２ｗ）と、
   前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）間に接続された第１及び第２のスイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列回路と、
   前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）間に接続された第３及び第４のスイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）の直列回路と、
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の相互接続点（Ｐ1 ）と前記第１相交流端子（２ｕ）との間に接続された第１相リアクトル（Ｌu ）と、
   前記第３及び第４のスイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）の相互接続点（Ｐ2 ）と前記第３相交流端子（２ｗ）との間に接続された第３相リアクトル（Ｌw ）と、
   前記第１相交流端子（２ｕ）と前記第２相交流端子（２ｖ）との間に接続された第１のフィルタコンデンサ（Ｃu ）と、
   前記第２相交流端子（２ｖ）と前記第３相交流端子（２ｗ）との間に接続された第２のフィルタコンデンサ（Ｃw ）と、
   前記第１相リアクトル（Ｌu ）又は前記第１相交流端子（２ｕ）に流れる第１相電流（Ｉou又はIsu）を検出する第１相電流検出器（ＣＴu ）と、
   前記第３相リアクトル（Ｌw ）又は前記第３相交流端子（２ｗ）に流れる第３相電流（Ｉow 又はIsｗ）を検出する第３相電流検出器（ＣＴw ）と、
   前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の電圧をそれぞれ検出する電圧検出手段（５）と、
   前記第１及び第３相電流検出器（ＣＴu 、ＣＴw ）の出力と前記電圧検出手段（５）の出力とに基づいて前記第１、第２及び第３相交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）における力率を所望値にするように前記第１〜第４のスイッチをオン・オフ制御するスイッチ制御パルスを形成して前記第１、第２、第３及び第４のスイッチの制御端子に供給する制御部（６）とを具備し、
   前記制御部は、
   前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の３相で示す電流（Ｉcu、Ｉcｖ、Ｉcw）の値を前記電圧検出手段（５）の出力を使用して計算で求めるか又は実側で求め、前記３相で示す電流（Ｉcu、Ｉcｖ、Ｉcw）の値を２相軸に変換したものに相当する第１及び第２の信号（Ｉcd、Ｉcq）を作成するコンデンサ電流値作成手段（１１又は１１ａ）と、
   前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を流れる３相電流の目標値を２相軸に変換したものに相当する第１及び第２の連系電流指令値（Ｉsd ^* 、Ｉsq ^* ）を発生する連系電流指令値発生手段（１２）と、
   前記連系電流指令値発生手段（１２）から得られた前記第１の連系電流指令値（Ｉsd ^* ）と前記コンデンサ電流値作成手段（１１又は１１ａ）から得られた前記第１の信号（Ｉcd）とに基づいて第１の出力電流指令値（Ｉod ^* ）を作成し、且つ前記第２の連系電流指令値（Ｉsq ^* ）と前記第２の信号（Ｉcq）とに基づいて第２の出力電流指令値（Ｉoq ^* ）を作成する出力電流指令値作成手段（１３）と、
   前記出力電流指令値作成手段（１３）から得られた前記第１及び第２の出力電流指令値（Ｉod ^* 、Ｉoq ^* ）と前記第１相及び第３相電流検出器（ＣＴu 、ＣＴw ）から得られた前記第１相及び第３相出力電流（Ｉou、Ｉow）の検出値とに基づいて第１相及び第３相帰還制御信号（Ｉfuｖ、Ｉfwｖ）を形成する帰還制御信号形成手段（１４）と、
   前記帰還制御信号形成手段（１４）から得られた前記第１相及び第３相帰還制御信号（Ｉfu、Ｉfw）に基づいて前記第１、第２、第３及び第４のスイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルス（Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 ）を形成するスイッチ制御パルス形成手段（１５）と
   から成ることを特徴とする３相Ｖ結線インバータ。
2. 前記電圧検出手段（５）は、前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の電圧として前記第１及び第２相交流端子（２ｕ、２ｖ）間の線間電圧（Ｖuv）、及び前記第２及び第３相交流端子（２ｖ、２ｗ）間の線間電圧（Ｖvw）を検出すると共に、及び前記第３及び第１相交流端子（２ｗ、２ｕ）間の線間電圧（Ｖwu）を検出する手段を有し、
   前記コンデンサ電流値作成手段（１１）は、
   基準位相角（ωｔ）を示す信号を得るために前記電圧検出手段（５）に接続された位相検出手段（２０）と、
   前記基準位相角（ωｔ）よりもπ／２進んだ進み位相角（ωｔ＋π／２）を示す信号を形成する進み位相角信号形成手段（２１）と、
   前記電圧検出手段（５）から得られた３相の各線間電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を前記進み位相角信号形成手段（２１）から得られた進み位相角（ωｔ＋π／２）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電圧（Ｖd ）とｑ軸成分電圧（Ｖq ）を出力する第１の３相／ｄｑ座標変換手段（２２）と、
   前記第１の３相／ｄｑ座標変換手段（２２）から得られた前記ｄ軸成分電圧（Ｖd ）及び前記ｑ軸成分電圧（Ｖq ）を前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）のそれぞれのインピーダンス（１／ωＣ）で除算した値を示すｄ軸成分仮想無効電流（Ｉad）とｑ軸成分仮想無効電流（Ｉaq）とを形成する２相軸仮想無効電流信号形成手段（２３）と、
   前記２相軸仮想無効電流信号形成手段（２３）から得られた前記ｄ軸成分仮想無効電流（Ｉad）と前記ｑ軸成分仮想無効電流（Ｉaq）とを前記基準位相角（ωｔ）にて回転逆座標変換し、前記第１及び第３相交流端子間にもフィルタコンデンサが接続されていると仮定した場合における第１、第２及び第３の３相軸仮想無効電流（Ｉau、Ｉav、Ｉaw）を示す信号を出力するｄｑ／３相座標変換手段（２４）と、
   前記ｄｑ／３相座標変換手段（２４）から得られた前記第１の３相軸仮想無効電流（Ｉau）を示す信号を前記第１のフィルタコンデンサ（Ｃu ）に流れる無効電流を示す第１相信号（Ｉcu）と見なして伝送する手段（２５ｕ）と、
   前記第２の３相軸仮想無効電流（Ｉav）を位相反転して前記第２のフィルタコンデンサ（Ｃw ）に流れる無効電流を示す第３相信号（Ｉcw）として出力する第３相信号形成手段（２６）と、
   前記第１相信号（Ｉcu）と前記第３相信号（Ｉcw）との合成信号の位相反転信号に相当する第２相信号（Ｉcv）を形成する手段（２７）と、
   前記第１、第２及び第３相信号（Ｉcu、Ｉcv、Ｉcw）を前記基準位相角（ωｔ）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流（Ｉcd）とｑ軸成分電流（Ｉcq）とを出力する第２の３相／ｄｑ座標変換手段（２９）とから成ることを特徴とする請求項１記載の３相Ｖ結線インバータ。
3. 前記コンデンサ電流値作成手段（１１ａ）は、
   基準位相角（ωｔ）を示す信号を得るために前記電圧検出手段（５）に接続された位相検出手段（２０）と、
   前記第１、第２及び第３相交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）間の電圧、周波数、及び前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）の容量を固定値として前記第１及び第２のフィルタコンデンサ（Ｃu 、Ｃw ）に流れる電流を計算又は実測でそれぞれ求めた第１及び第２のフィルタコンデンサ予測電流（Ｉcu、Ｉcw）を示す信号を発生するフィルタコンデンサ予測電流発生手段（４０）と、
   前記第１のフィルタコンデンサ予測電流（Ｉcu）を示す信号を第１相信号と見なして伝送する手段（２５ｕ）と、
   前記第２のフィルタコンデンサ予測電流（Ｉcw）を示す信号を第３相信号として伝送する手段（２５ｗ）と、
   前記第１相信号（Ｉcu）と前記第３相信号（Ｉcw）との合成信号の位相反転信号に相当する第２相信号（Ｉcv）を形成する手段（２７）と、
   前記第１、第２及び第３相信号（Ｉcu、Ｉcv、Ｉcw）を前記位相検出手段（２０）から得られた前記基準位相角（ωｔ）にて回転座標変換してｄｑ座標軸で示すｄ軸成分電流（Ｉcd）とｑ軸成分電流（Ｉcq）とを出力する３相／ｄｑ座標変換手段（２９）と
   から成ることを特徴とする請求項１記載の３相Ｖ結線インバータ。

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