JP4657558B2 - マルチパスドップラー調整周波数トラッキングループ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信に関する。特に、本発明は新しいそして進歩した、ドップラーシフトに従うマルチパス信号の周波数トラッキング（frequency tracking）に関する方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数トラッキングループは、電波接続標準（air interface standard）に関するもので、電気通信工業会（ＴＩＡ：Telecommunication Industry Association）によって公表され、そして主にセルラー電気通信システムに使用される、ＩＳ−９５−ＡおよびＡＮＳＩＪ−ＳＴＤ−００８（以下まとめてＩＳ−９５標準として参照する）を派生するＩＳ−９５に記載されているような、ダイレクトシーケンス・スペクトル拡散通信システムに一般に使用される。ＩＳ−９５標準は、同じＲＦ帯域幅にわたって複数の通信を同時に処理するために、コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号変調技術を組み込む。総合的な電力制御と組合わされた場合、同じ帯域幅にわたって処理される複数の通信は無線通信システムにおいて処理可能な呼および他の通信の全体数を増加させ、他の事項として、他の電気通信技術と比較し周波数の再利用を増加させる。複数アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は、「人口衛星または地上の中継器を使用するスペクトル拡散通信システム」と題する米国特許第４，９０１，３０７号に、そして「ＣＤＭＡセルラー電話システムにおいて信号波形を生成するためのシステムおよび方法」と題する米国特許第５、１０３，４５９号に記載されており、これらは双方とも本発明の譲受人に譲渡され、そして参照することによりここに組み込まれる。
【０００３】
図１はＩＳ−９５標準の使用に従うように構成されたセルラー電話システムの極めて簡単化された図面を提供する。動作中、一組の使用者ユニット１０A〜１０Ｄは、ＲＦ信号を変調したＣＤＭＡ使用して、１つ以上の基地局１２Ａ〜１２Ｄと１つ以上のＲＦインターフェイスを確立することにより、無線通信を処理する。基地局１２と使用者ユニット１０間の各ＲＦインターフェイスは、基地局１２から送信される順方向リンク信号（forward link signal）、および使用者ユニットから送信される逆方向リンク信号（reverse link signal）を含む。これらのＲＦインターフェイスを使用して、他の使用者との通信は一般に移動電話交換局(ＭＴＳＯ：mobile telephone switching office)１４および公衆電話交換ネットワーク（ＰＳＴＮ：public switch telephone network）１６を経由して処理される。基地局１２、ＭＴＳＯ１４およびＰＳＴＮ間のリンクは、例えＲＦまたはマイクロ波リンクの追加がさらに知られていても、通常は電線接続を介して形成される。
【０００４】
各使用者ユニット１０はレーク受信器(RAKE receiver)を使用して１つ以上の基地局１２と通信する。レーク受信器は「CDMAセルラー電話システムにおけるダイバシティ受信器」と題する米国特許第５、１０９、３９０号に記載されており、本発明の譲受人に譲渡され、そして参照することによりここに組み込まれる。典型的なレーク受信器は、近くの基地局からの直接のそして複数のパイロット（pilot）を探索するための１つ以上の探索部（searcher）、およびこれら基地局からの情報信号を受信しそして結合するための2つ以上のフィンガー部（finger）から構成されている。探索部は出願中の「スペクトル拡散マルチアクセス通信システムのためのマルチパス探索プロセッサ」と題する１９９４年9月３０日に出願され米国特許出願第０８／３１６，１７７号に記載されており、本発明の譲受人に譲渡され、そして参照することによりここに組み込まれる。
【０００５】
図１に関連して上に記載したような通過帯域ディジタル通信システムにおいてはいずれも搬送波の同期が必要である。送信機は情報を周波数ｆcの搬送波上で変調し、受信機は受信した信号の集合を回転せずそして復調された符号についての信号のノイズに対する比（ＳＮＲ：signal to noise ratio）を低下させずに、この周波数を再生しなければならない。以下の記載において、送信機はＣＤＭＡ基地局であり受信機はＣＤＭＡ使用者ユニットである。
【０００６】
例え、受信器が標準の搬送の周波数を知っていても、基地局から受信される搬送波と使用者ユニットにおいて処理される搬送波との間の周波数差に寄与するエラー関し２つの主な原因が存在する。第1に、使用者ユニットは時間の標準としてローカルクロック（local clock）を使用する周波数シンセサイザを使用して搬送波を処理する。従来型のヘテロダインＣＤＭＡ受信機のＲＦ／ＩＦ部の例を図2に示す。アンテナ２００で受信された信号は低ノイズ増幅器（ＬＡＮ:low−noise amplifier）を通過し、ＲＦミキサ２０６によってＩＦに低下するよう混合される前にフィルタ２０４でフィルタされる。このＩＦ信号はフィルタ２０８でフィルタされ、可変利得増幅器（ＶＡＧ：variable-gain amplifier）２１０を通り、そしてそこでＩＦミキサ２１２によってベースバンドに下方に混合される。ベースバンド信号はついでフィルタ２１４でフィルタされ、そしてベースバンドにおけるＩＱ符号を生成するためにアナログ／ディジタルコンバータ２１６を通過する。
【０００７】
ＲＦミキサ２０６およびＩＦミキサ２０８に送られる搬送波波形は、時間標準として使用者ユニットのローカルクロックを使用する周波数シンセサイザ２１８および２２０を各々使用して生成される。このクロックは典型的には100万分の１（ｐｐｍ）で表現される未知のタイミングエラーを有する。典型的な装置では、このクロックは電圧制御温度補償クリスタル発振器（ＶＣＴＣＸＯ:voltage-controlled temperature compensated crystal oscillator）２２２であり、この周波数は１９．６８ＭＨｚでありそして＋／−５ｐｐｍと見積もられている。このことは、もし所望の波形がセルラーにおいて８００ＭＨｚの搬送波の場合、ＲＦミキサに適用される合成された搬送波は８００ＭＨｚ＋／−４０００Ｈｚとなり得ることを意味する。同様に、所望の波形が１９００ＭＨｚＰＣＳ搬送波の場合、合成された搬送波は１９００ＭＨｚ＋／−９５００Ｈｚとなり得る。このエラーを訂正するためにＣＤＭＡ受信器は、周波数エラーを監視しそしてエラーを訂正するために同調電圧をＶＣＴＣＸＯ２２２に提供する周波数トラッキングループ（frequency tracking loop）を使用する。
【０００８】
エラーの第２の源は使用者ユニット局の移動により生成される周波数ドップラーに起因する。ドップラー効果は送信機と受信機との間の相対速度に起因する受信信号の周波数の明らかな変化として現れる。ドップラーの寄与は
ｆ_Ｄ＝（ｖ／λ）ｃｏｓθ＝（ｖｆ／ｃ）ｃｏｓθ
として計算され、ここでｖは使用者ユニットの速度であり、λは搬送波の波長であり、ｆは搬送波周波数であり、そしてｃは光の速度である。変数θは基地局からの受信経路の方向に対する使用者ユニットの移動の方向を表わす。もし使用者ユニットが直接基地局の方に移動しているならば、θ＝０度である。もし使用者ユニットが直接基地局から離れる方向に移動しているならば、θ＝１８０度である。このため使用者ユニットで受信される搬送波周波数は受信される信号経路に対する使用者ユニットの速度および方向に依存して変化する。
【０００９】
上記の通り、ＣＤＭＡシステムは異なった経路からの符号エネルギ（symbol energy）を結合するＲＡＫＥ受信機を使用する。それぞれの強い経路が、デスプレディング(despreading)部、ウォルシュ・デカバリング部（walsh decovering）およびアキュムレート部(accumulate)、パイロット時間および周波数のトラッキング部、および符号復号部を形成するフィンガー部によってトラッキングされる。事例としてのフィンガー部の構成が図３に示され、ここでＮ個のフィンガー部３Ａ〜３Ｎの各々は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ:digital signal processor）３００においてトラッキングしている経路に関して得られたパイロットおよびデータ符号を出力する。ＤＳＰ３００は符号復調を行い、そして時間および周波数トラッキングループを実行する。ＩＱベースバンドサンプルはＰＮデスプレッダ（ＰＮ despreader）３１０Ａ〜３１０Ｎにおいてデスプレッドされ、そしてウォルシュデカバーおよびアキュムレートブロック３２０Ａ〜３２０Ｎおよび３３０Ａ〜３３０ＮにおいてそれぞれＩおよびＱパイロットおよびデータサンプルが生成される。
【００１０】
事例としてのＩＳ−９５Ａ ＣＤＭＡ受信機は４つの経路をトラックするために４つのフィンガー部を有するのに対し、事例としてのｃｄｍａ２０００のＣＤＭＡ受信機は３ｘの複数搬送波を処理するために１２のフィンガー部を有する。ｃｄｍａ２０００はＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−２０００−２に「ＣＤＭＡ２０００スペクトル拡散システムのための物理層標準」なる表題で記載されており、参照することによりここに組み込まれる。使用者ユニットは、局所な物体からの反射により生成された同じ基地局から時間・遅延した経路と同様に、異なる基地局(ソフトハンドオフにおいて)からの経路をトラッキングすることができる。使用者ユニットがトラッキングしている各経路に関して角度θは異なり得るため、各フィンガー部によって観測されている周波数ドップラーは図４に示すように異なることがあり、図4は基地局４１０Ａ〜４１０Ｃの３つの経路とソフトハンドオフにある使用者ユニット４００を示す。使用者ユニット４００は速度ｖで移動しており、経路１から経路４として表示された多様な経路からの信号を受信する。経路１は基地局４１０Ａからπに等しい角度θ_１で到来する。経路２は基地局４１０Ｂから角度θ_２で到来する。経路３も基地局４１０Ｂから到来するが、ビルディング４２０で反射し、角度θ_３で到着する。経路４は基地局４１０Ｃから０πに等しい角度θ_４で到着する。
【００１１】
使用者ユニットが４つのフィンガー部（フィンガー部１からフィンガー部４として表示される）を有し、そしてフィンガー部ｉがトラッキング経路ｉであると仮定するならば、フィンガー部１により観察されるドップラーは−（ｖｆ／ｃ）であり、フィンガー部２により観察されるドップラーは（ｖｆ／ｃ）ｃｏｓθ_２であり、フィンガー部３により観察されるドップラーは（ｖｆ／ｃ）ｃｏｓθ_３であり、フィンガー部４により観察されるドップラーは＋（ｖｆ／ｃ）であることを観察することができ、ここでｖは使用者ユニットの速度であり、ｆは搬送波周波数であり、そしてｃは光の速度であり、θ_ｉは使用者ユニット４００の方向に対する経路の入射方向の角度である。
【００１２】
周波数エラーを低減するために、ＣＤＭＡ受信機は一般に図５に示すようにモデル化することのできる周波数ロックループを使用する。周波数エラー検出器５００は受信された搬送波の周波数ω（ｎ）と合成された搬送波ω⁻（ｎ）との間の差の測定値を計算する。このエラー信号ｅ（ｎ）はループフィルタ（loop filter）５１０によりフィルタされ、そして合成された搬送波ω⁻（ｎ）の周波数を変更する電圧制御発振器（ＶＣＯ）５２０にｃ（ｎ）としてフィードバックされる。この閉じたフィードバックループは搬送波エラーを訂正する。
【００１３】
我々はこの原理を図６および図７に示されるようにＣＤＭＡ受信機に適用することができる。ＩＱベースバンドサンプルは図７において６００Ａ〜６００Ｎと表示されたＮ個のフィンガー部へ入る。図６はフィンガー部６００の周波数エラー測定値ｅ（ｎ）を生成する周波数エラー識別機能を詳細に記載する。この機能はフィンガー部６００Ａ〜６００Ｎの中で周波数エラー測定値ｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）を生成するためにそれぞれ繰り返される。パイロット符号を復調するためにブロック６１０内にＰＮデスプレディング部およびウォルシュアキュムレート部が形成されている。その結果としてのＩ（ｎ）およびＱ（ｎ）はブロック６２０および６３０において遅延させられる。周波数エラーはエラー測定値ｅ（ｎ）を生成するための位相回転測定ブロック６４０において連続するパイロット符号間の位相の回転(phase rotation)を計算することにより測定される。
【００１４】
図７を参照して、フィンガー部６００Ａ〜６００Ｎからの周波数エラー測定値ｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）は加算器６５０内で共に加算され、その合計値は調整利得αを有するループフィルタ６６０を通過する。その結果はパルス密度変調器（ＰＤＭ：pulse-density modulator）６７０を使用する電圧制御発振器６８０に送られる。パルス密度変調はディジタル信号をアナログ制御電圧に変換するこの技術分野において既知の方法である。この方法は（ローカルクロック周波数を変化させることにより）全てのフィンガー部に影響を及ぼす単一の周波数訂正を適用する。そうすることによって、それは基本的に各フィンガー部に影響を及ぼす個々のドップラー周波数エラー成分を無視する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、周波数エラーは全てのフィンガー部の全てにおいて同一のローカルクロックエラー成分を有し、そしてフィンガー部の全てにおいて異なるドップラー成分を有する。ちょうど議論した従来の処理はドップラー成分については取り扱っていない。たとえ周波数ドップラーが低速度において重要な問題ではないとしても、弾丸列車におけるような高速で移動する場合には問題となり得る。５００ｋｍ／ｈｒで移動する弾丸列車においては、最大のドップラーはおよそ８８０Ｈｚであり、これは復調された符合を大きく低下させ得るし、呼の途絶えを導く。そのため、弾丸列車のような高速移動車両の移動に関して、そしてドップラー効果が個々の経路の変化に影響を与えるような何らかの他の応用においては、各フィンガー部におけるドップラー効果を配慮した、ＣＤＭＡ受信機における進歩した周波数トラッキングループに対する要求が存在する。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
周波数トラッキングのための新しいそして進歩した方法および装置が記載される。周波数トラッキングは一般に、受信機において局所的に生成される搬送波と、基地局において受信された信号を変調するために使用される搬送波との間の同期化を提供するために使用される。周波数の差の原因となるエラーに関する２つの主な要因は、２つのタイミングソース間の周波数オフセットと、そして移動する受信機の移動に起因するドップラー効果とを含む。マルチパス信号を復調するためにＲＡＫＥ受信機を使用するＣＤＭＡシステムにおいて、各受信されたマルチパス信号は、普通の周波数オフセット成分と同様に独特のドップラー効果を含み得る。本発明は、複数のマルチパス信号におけるドップラーに起因する周波数エラーに対する補償と同様に周波数オフセットに起因するエラーの効果を取り除くためのトラッキング機構を提供する。
【００１７】
本発明を使用するＲＡＫＥ受信機の各フィンガー部は、そのフィンガー部に関する周波数エラーを計算する。ＩＦおよびＲＦ周波数シンセサイザの周波数を変化させるための制御信号を供給するために、これら周波数エラーの全ての重み付けされた平均（weighted average）が計算されそしてフィルタされる。本発明のこの構造は各フィンガー部で観察される一般的な周波数オフセットを計算する。
【００１８】
加えて、各フィンガー部は周波数調整特性をそのフィンガー部に提供するためにローテータ（rotator）を備える。各フィンガー部の周波数はそのフィンガー部に関する周波数エラーのフィードバックを通して調整される。本発明の一実施例はフィンガー部の周波数エラー成分を全ての重み付けされた平均から減じ、残りをフィルタし、フィルタされた残りがそのフィンガー部のためにローテータを制御することによりこれを達成する。この方法により、全てのエラーの重み付けされた平均が一般的な周波数合成を駆動するために使用され、そして平均と各フィンガー部に関する特有のエラーとの間の差が各フィンガー部の個々のローテータを駆動するために使用され、このようにしてドップラー周波数補償がなされる。
【００１９】
他の具体例においては、各フィンガー部に関し直接にそれをフィルタすることにより、そしてそのフィンガー部のためにそれをローテータを駆動するために使用することにより、独立の周波数エラーを使用する。このようにして、各フィンガー部のドップラーに関し独立の周波数エラーが直接の補償のために使用される。ここでドップラー補償されたこれらの周波数エラーは、次に重み付けされそして平均をとられ、その結果がフィルタされ、そして周波数シンセサイザを駆動するために使用される。この重み付けされた平均が種々のフィンガー部のドップラー成分の平均と同様に、周波数エラーの周波数オフセット成分に提供される。個々のループフィルタの利得が周波数シンセサイザを駆動するループフィルタの利得に関連して調整さでき、その結果、個々のドップラー補償ループのトラッキングスピードは全体の周波数オフセットトラッキングループのスピードに関して適切になる。
【００２０】
この替りの具体例は、周波数シンセサイザが全てのフィンガー部の平均周波数エラーをトラッキングすることを確実にするシステムを提供するためにさらに発展させたものである。先の具体例において、ローテータのループが、その寄与がシンセサイザループに含まれる以前に、ある程度の周波数エラーを補償するならば、シンセサイザループは真の重み付けされた平均をトラッキングしないかもしれない。改良点は個々の周波数エラーがフィルタされたものの第２の重み付けされた平均を計算することである。この第２の重み付けされた平均は次にファクターと掛け算され、そして上で記載したように計算された重み付けされた平均と合算される。合計は周波数合成ループを駆動するために使用される。それ故に、例えフィンガー部に関する周波数エラーが０に駆動され、周波数エラーの重み付けされた平均に関するそのフィンガー部の寄与を事実上取り除いたとしても、そのフィルタされた周波数エラーは第２の重み付けされた平均に寄与するであろう。そしてシンセサイザループはそれによって駆動されるであろう。このようにシンセサイザループはフィンガー部の周波数エラーの真の重み付けされた平均に従って駆動されるであろう。平均周波数エラーに基づくタイミングはシステムの他の部分に使用された場合においても有用な特徴である。例えば、受信機のタイミングはそれが結合されている送信機のタイミングにおいても有用であろう。
【００２１】
同様の参照のための特徴が全体として対応して明示されている図面と組合わせることにより、本発明の特徴、目的、および利点が以下に述べる詳細な記載からより明白になるであろう。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明に従って構成されたブロックダイアグラムが図８に示されている。IおよびQベースバンドサンプルがローテータ７０６A〜７０６Ｎに送られる。回転されたIおよびQサンプルがそれぞれフィンガー部７００A〜７００Ｎに送られる。周波数エラー、ｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）の各々が、前に記載した図６におけるフィンガー部６００に対応する各フィンガー部７００A〜７００Ｎにおいて計算される。
【００２３】
周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）の重み付けされた平均がブロック７１０において計算される。例示する装置において、各フィンガー部の周波数エラーの重みは、例え各々に対する均一な重み付けのような他の重み付けが可能であっても、各フィンガー部のパイロットの強度に比例する。この重み付けされた平均が調整可能な利得αを有するループフィルタ７２０を通過し、そしてＰＤＭ７３０を介して電圧制御発振器７４０に送られ、電圧制御発振器７４０はブロック７１０において計算された平均ドップラーと同様にローカルクロックエラーに関して訂正された周波数を生成する（このことは真の平均周波数エラーを必要とせず−この構成に関する変更が後に記載されることに注意されたい。）。電圧制御発振器７４０の出力はＲＦおよびＩＦ周波数シンセサイザ(示されていない)において使用される。
【００２４】
各フィンガー部におけるエラーのつり合いを訂正するために、フィンガー部の周波数エラーと重み付けされた平均との間の差が、加算器７０２Ａ〜７０２Ｎにおいてそれぞれ計算される。これらの差は調整可能な利得βを有するループフィルタ７０４Ａ〜７０４Ｎによってフィルタされ、その出力は各フィンガー部７００Ａ〜７００Ｎの前方にあるローテータ７０６Ａ〜７０６Ｎをそれぞれ制御する。この技術において知られているように、ループフィルタ７０４Ａ〜７０４Ｎは単にアキュムレータ（accumulator）とすることもできる。各ローテータ７０６Ａ〜７０６Ｎは入力されたＩＱサンプルを訂正するためにドップラーに起因する周波数エラーの残部を回転する。各個々のフィンガー部におけるドップラーについて計算することにより、高速移動中の符号の復調の品質が改善される。
【００２５】
図９に他の具体例が示されている。図８に示したものと同様の方法において、ＩおよびＱベースバンドサンプルはローテータ８０６Ａ〜８０６Ｎに伝えられる。回転されたＩおよびＱサンプルはフィンガー部８００Ａ〜８００Ｎにそれぞれ伝えられる。周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）がそれぞれ、前に記載した図６のフィンガー部６００と同様に、各フィンガー部８００Ａ〜８００Ｎにおいて計算される。
【００２６】
ブロック７１０に関して前に記載したのと同様の方法により、ブロック８１０において周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）の重み付けされた平均が計算される。この重み付けされた平均は、調整利得αを有するループフィルタ８２０を通過し、ＰＤＭ８３０を介して、ブロック８１０において計算された平均ドップラーと同様に、ローカルクロックエラーに関して訂正された周波数を生成する電圧制御発振器８４０に送られる(このことは真の平均周波数エラーを必要とせず−この構成に関する変更が後に記載されることに注意されたい。)。電圧制御発振器８４０の出力はＲＦおよびＩＦ周波数シンセサイザ(示されていない)において使用される。
【００２７】
各フィンガー部におけるエラーのつり合いを訂正するために、周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）が直接使用される。前に加算器７０２Ａ〜７０２Ｎにおいて行われたような、フィンガー部の周波数エラーと重み付けされた平均との間の差は計算されない。周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）は、調節可能な利得βを有するループフィルタ８０４Ａ〜８０４Ｎにおいてフィルタされ、この出力は各フィンガー部８００Ａ〜８００Ｎの前方にあるローテータ８０６Ａ〜８０６Ｎをそれぞれ制御する。ドップラーに起因する周波数エラーの残部（rest）を訂正するために、各ローテータ８０６Ａ〜８０６Ｎは入力されたＩＱサンプルを回転する。
【００２８】
この場合、同時に動作するいくつかの周波数トラッキングループが存在する。各フィンガー部はそれ自身のローテータを使用して動作するそれ自体の周波数トラッキングループを有し、そして全てのフィンガー部の周波数エラーの重き付けされた平均に基づきローカルクロックを調整する全体の周波数トラッキングループが存在する。これらのループが同時に動作することを可能にするために、我々はループ利得αおよびβを調整し、各フィンガー部の個々の周波数トラッキングループを重み付けされた平均(β＞α)を使用する全体のトラッキングループよりもより早く動作させる。この方法において、全体のトラッキングループはローカルクロックを訂正するために徐々に訂正値に調整され、一方個々のトラッキングループは全体のトラッキングループによって導入された変化を計算するために素早く調整する。この装置は図８に示す装置と同一の解決へと収束させ、同じ効果を提供するであろう。
【００２９】
図１０は図９を参照して記載したものを改良させた具体例について図示する。この改良は、電圧制御発振器９４０によって生成されたタイミングが全てのフィンガー部にわたり周波数エラーの平均のために訂正されることを確実にするために導入される。これは、このタイミングがこれまで記載してきた受信機における復調以上に使用される場合に有用な特徴である。例えば、使用者ユニットに送信機と受信機の双方が含まれていることは普通であり、そして受信機により誘導されるシステム時間を頼みとする送信機に関して多くの場合利点がある。
【００３０】
何故ブロック８１０（そしてまたブロック７１０）において計算された重み付けされた平均が真の周波数エラーの平均を必要としないかを理解するために、簡単な例について考える。ＲＡＫＥ受信機においてフィンガー部に関し、経路が全体にわたるトラッキングおよび復調に含まれることになる前に、経路が指定されそしてそれを追跡する機会が与えられることは普通である。この場合、周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）はブロック８１０における重み付けされた平均の計算に選択的に含まれる。この例に関し、最初フィンガー部はその時点で復調を行わずそして周波数エラーは重み付けされた平均の中に含まれていないと仮定する。ここでフィンガー部、例えば８００Ａ、はトラッキングする経路が指定される。フィンガー部８００Ａをブロック８１０の重み付けされた平均に含めることを決定する前に、ローテータ８０６Ａに接続されたループフィルタ８０４Ａはエラーｅ_１（ｎ）を０に設定することが可能である。一度ｅ_１（ｎ）が平均（この例では１つの信号のみ）に含まれると、重み付けされた平均は０に留まり、そしてＲＦおよびＩＦ周波数シンセサイザ（示されていない）は電圧制御発振器８４０によって調整されないであろう。そのため電圧制御発振器８４０によって生成される全体的なタイミングは全てのフィンガー部の平均周波数エラーを示さないことが明らかである（この例における平均はフィンガー部８００Ａのみに関するものであり、そして平均エラーはループフィルタ８０４Ａの出力により指示される。）。
【００３１】
ここでタイミング標準を提供するためになされ得る平均周波数エラーに基づく変化を調べるために図１０に戻る。前と同様に、ＩおよびＱベースバンドサンプルはローテータ９０６Ａ〜９０６Ｎに伝えられる。回転されたＩおよびＱサンプルはフィンガー部９００Ａ〜９００Ｎにそれぞれ伝えられる。前に記載した図６のフィンガー部６００に対応するフィンガー部９００Ａ〜９００Ｎの各々において、周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）がそれぞれ計算される。周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）は調整可能な利得βを用いてループフィルタ９００Ａ〜９００Ｎにおいてフィルタされ、この出力はフィンガー部９００Ａ〜９００Ｎの前のローテータ９０６Ａ〜９０６Ｎをそれぞれ制御する。各ローテータ９０６Ａ〜９０６Ｎはフィンガー部のドップラーに起因する特定の周波数エラーを訂正するために入力されたＩＱサンプル回転する。このように記載された図１０の要素は図９におけるそれらの対応部から大きく変化するものではない。
【００３２】
上記のように、周波数エラーｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）の第１の重み付けされた平均がブロック９１０において計算される。しかしながら、この具体例はさらにループフィルタ９０４Ａ〜９０４Ｎにおいてそれぞれ生成されたｅ_１（ｎ）〜ｅ_Ｎ（ｎ）に関してフィルタされたバージョンを平均するブロック９１４において計算される第２の重み付けされた平均を含む。各重み付けされた平均を計算する方法は上に記載したものと同様とし得る。ブロック９１４において計算された第２の重み付けされた平均はブロック９１６において調整可能な利得γによって変更される。この結果は、加算器９１８において、ブロック９１０において計算された第１の重み付けされた平均に加えられる。
【００３３】
図１０の残りの部分は図９と同様である。加算器９１８からの合計は調整可能な利得αを有するループフィルタ９２０を通り、そしてＰＤＭ９３０を介して電圧制御発振器９４０に送られ、電圧制御発振器９４０は全てのフィンガー部にわたる真の平均周波数エラーに関して訂正された周波数を生成する。電圧制御発振器９４０の出力はＲＦ及びＩＦ周波数シンセサイザ（示されていない）において使用される。
【００３４】
ここで記載した追加の接続によって、図１０の構成は−必ずしも先の事例において説明したような前の２つの装置の場合にかぎらず−電圧制御発振器が全てのフィンガー部からのドップラーエラーの平均について処理することを常に確実にするであろう。フィンガー部を含む前の、以前の事例においては、その周波数エラーはそのローテータおよびループフィルタにより既に０に駆動されていたようである。最後に図９に記載されたシステムに加えられる場合、この手段は電圧制御発振器が全てのフィンガー部に基づく平均周波数エラーに等しい値に移行することを確実にするものではない。図１０に図示した具体例において、他方において、ループフィルタ９０４Ａ〜９０４Ｎの出力からの新しい結合は０ではなく、このため平均化する工程に寄与するであろう。その結果、最終的に電圧制御発振器９４０はＮ個全てフィンガー部の平均周波数に関してその目的とする値に移行するであろう。
【００３５】
このように、周波数トラッキングのための方法および装置について記載した。この技術分野の熟練者が本発明を実行し、そして使用することを可能にするために、この記載は提供される。これらの事例に対する種々の変更はこの技術分野の熟練者にとって容易であることが明らかであろうし、そしてここで規定された一般的な原理は発明の才能を使用すること無しに他の事例に関しても適用されるであろう。このように本発明に関しては、ここで示された事例に限定することを意図するものではなく、ここに開示された原理および新しい特徴に矛盾しない最も広い概念に一致するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１はセルラー電話システムのブロックダイアグラムである。
【図２】 図２は従来のヘテロダインＣＤＭＡ受信機に関する従来技術のＲＦ／ＩＦ部分である。
【図３】 図３は従来技術のＲＡＫＥ受信機のフィンガ構造のブロックダイアグラムである。
【図４】 図４はＲＡＫＥ受信機にマルチパスを使用する加入者ユニットを示す。
【図５】 図５はＲＡＫＥ受信機を採用するＣＤＭＡシステムに適用される従来技術の周波数ロックループである。
【図６】 図６は図５の周波数ロックループを記載する。
【図７】 図７は図５の周波数ロックループを記載する。
【図８】 図８は本発明に従って構成された周波数トラッキングループを示す。
【図９】 図９は本発明に従って構成された周波数トラッキングループの代わりの具体例を示す。
【図１０】 図１０は図９に関して記載された代わりの具体例に対する改良である。
【符号の説明】
１０Ａ〜１０Ｄ … 使用者ユニット
１２Ａ〜１２Ｄ … 基地局
１４ … 移動電話交換局（ＭＴＳＯ）
１６ … 公衆電話交換ネットワーク（ＰＳＴＮ）
２００ … アンテナ
２０２ … 低ノイズ増幅器
２０４ … フィルタ
２０６ … ＲＦミキサ
２０８ … フィルタ
２１０ … 可変利得増幅器
２１２ … ＩＦミキサ
２１４ … フィルタ
２１６ … アナログ／ディジタルコンバータ
２１８、２２０ … 周波数シンセサイザ
２２２ … 電圧制御温度補償クリスタル発振器（ＶＣＴＣＸＯ）
３００ … ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
３１０ … ＰＮデスプレッダ
３２０，３３０ … ウォルシュデカバーおよびアキュムレートブロック
４００ … 使用者ユニット
４１０Ａ〜４１０Ｃ … 基地局
４２０ … ビルディング
５００ … 周波数エラー検出器
５１０ … ループフィルタ
５２０ … 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
６００ … フィンガー部(周波数エラー弁別器)
６１０ … パイロット復調器（PILOT DEMODULATION）
６４０ … 位相回転測定ブロック
６５０ … 加算器
６６０ … ループフィルタ
６８０ … 電圧制御発振器
６７０ … パルス密度変調器
７００Ａ〜７００Ｎ … フィンガー部
７０２Ａ〜７０２Ｎ … 加算器
７０４Ａ〜７０４Ｎ … ループフィルタ
７０６Ａ〜７０６Ｎ … ローテータ
７２０ … ループフィルタ
７３０ … ＰＤＭ
７４０ … 電圧制御発振器
８００Ａ〜８００Ｎ … フィンガー部
８０４Ａ〜８０４Ｎ … ループフィルタ
８０６Ａ〜８０６Ｎ … ローテータ
８３０ … ＰＤＭ
８４０ … 電圧制御発振器
９００Ａ〜９００Ｎ … フィンガー部
９０４Ａ〜９０４Ｎ … ループフィルタ
９０６Ａ〜９０６Ｎ … ローテータ
９１８ … 加算器
９２０ … ループフィルタ
９３０ … ＰＤＭ
９４０ … 電圧制御発振器

Claims (22)

1. 信号を受信する複数のフィンガー部と、
   なお、各フィンガー部は
   周波数エラーを計算する周波数エラー計算部と、そして
   前記フィンガー部において使用するための、前記周波数エラーに応じて前記受信した信号のタイミングを調整するタイミング調整部とを含み、
   前記複数の周波数エラーの重み付けされた平均を計算する、重み付けされた平均計算部と、そして
   前記複数のフィンガー部において使用するために、前記重み付けされた平均に応じて前記受信した信号のタイミングを調整するタイミング調整部と
   を含むＲＡＫＥ受信機。
2. タイミングソースと、
   信号を受信しそして調整されたフィンガー部信号を生成するために、複数の調整信号に応じてそれらのタイミングを調整する複数のフィンガー部タイミング調整部と、
   前記調整されたフィンガー部信号を受信しそして前記タイミングソースに関する複数の周波数エラーを計算する複数のフィンガー部と、
   前記複数の周波数エラーの重み付けされた平均を計算する手段と、
   前記重み付けされた平均に応じて前記タイミングソースのタイミングを調整するタイミング調整部と、そして
   前記フィンガー部タイミング調整部の前記複数の調整信号に結合するための複数の差を生成するために、前記複数の周波数エラーの各々を前記重み付けされた平均から減算する複数の加算器と
   を含むＲＡＫＥ受信機。
3. 前記フィンガー部タイミング調整部の各々は、
   前記調整信号の１つを受信しそしてフィルタされた調整信号を生成するループフィルタと、そして
   前記信号を受信しそして前記調整されたフィンガー部信号を生成するために前記フィルタされた調整信号に応じてそれらを回転するローテータと、
   を含む請求項２のＲＡＫＥ受信機。
4. 前記フィンガー部の各々は、
   パオロット復調部と、
   位相回転測定部と
   を含む請求項３のＲＡＫＥ受信機。
5. 前記タイミング調整部は、
   ループフィルタと、
   パルス密度変調部と、そして
   電圧制御発振器と
   を含む請求項４のＲＡＫＥ受信機。
6. タイミングソースと、
   信号を受信しそして調整されたフィンガー部信号を生成するために複数の調整信号に応答してそれらのタイミングを調整する複数のフィンガー部タイミング調整部と、
   前記調整されたフィンガー部信号を受信しそして前記タイミングソースに関する複数の周波数エラーを計算する複数のフィンガー部と、そして前記周波数エラーは前記フィンガー部タイミング調整部の前記複数の調整信号と結合され、
   前記複数の周波数エラーの重み付けされた平均を計算する手段と、そして
   前記重み付けされた平均に応じて前記タイミングソースのタイミングを調整するタイミング調整部と、
   を含むＲＡＫＥ受信機。
7. 前記フィンガー部タイミング調整部の各々は、
   前記調整信号の１つを受信しそしてフィルタされた調整信号を生成するループフィルタと、そして
   前記信号を受信しそして前記調整されたフィンガー部信号を生成するために前記フィルタされた調整信号に応じてそれらを回転するローテータと、
   を含む請求項６のＲＡＫＥ受信機。
8. 前記フィンガー部の各々は、
   パオロット復調部と、
   位相回転測定部と
   を含む請求項７のＲＡＫＥ受信機。
9. 前記タイミング調整部は、
   ループフィルタと、
   パルス密度変調部と、そして
   電圧制御発振器と
   を含む請求項８のＲＡＫＥ受信機。
10. タイミングソースと、
    信号を受信しそして調整されたフィンガー部信号を生成するために複数の調整信号に応答してそれらのタイミングを調整する複数のフィンガー部タイミング調整部と、
    前記調整されたフィンガー部信号を受信しそして前記タイミングソースに関する複数の周波数エラーを計算する複数のフィンガー部と、
    前記周波数エラーをフィルタしそして前記複数のフィルタされた周波数エラーを前記複数の調整信号として前記複数の前記フィンガー部タイミング調整部に結合する複数のループフィルタと、
    前記複数の周波数エラーの第１の重み付けされた平均を計算する手段と、
    前記複数のフィルタされた周波数エラーの第２の重み付けされた平均を計算する手段と、
    タイミング調整部信号を生成するために前記第１および第２の重み付けされた平均を結合する手段と、
    前記タイミング調整部信号に応じて前記タイミングソースのタイミングを調整するタイミング調整部と、
    を含むＲＡＫＥ受信機。
11. 前記フィンガー部タイミング調整部の各々は、前記信号を受信しそして前記フィルタされた周波数エラーに応じて前記調整されたフィンガー部信号を生成するためにそれらを回転するローテータを含む請求項１０のＲＡＫＥ受信機。
12. 前記フィンガー部の各々は、
    パオロット復調部と、
    位相回転測定部と
    を含む請求項１１のＲＡＫＥ受信機。
13. 前記タイミング調整部は、
    ループフィルタと、
    パルス密度変調部と、そして
    電圧制御発振器と
    を含む請求項１２のＲＡＫＥ受信機。
14. 前記第１および第２の重み付けされた平均を結合する前記手段は、
    利得が調整された重み付けされた平均を生成するために前記第２の重み付けされた平均に調整可能利得を掛け算する調整可能利得ブロックと、
    前記タイミング調整部信号を生成するために前記第１の重み付けされた平均と前記利得が調整された重み付けされた平均とを合計する加算器と
    を含む請求項１１のＲＡＫＥ受信機。
15. ａ）複数の周波数エラーを計算し、
    ｂ）前記複数の周波数エラーの１つづつに応じ、複数のフィンガー部の各々についてタイミングを調整し、
    ｃ）前記複数の周波数エラーの重み付けされた平均を計算し、そして
    ｄ）前記重み付けされた平均に応じて複数のフィンガー部に関するタイミングを調整する
    ステップを含むＲＡＫＥ受信機における周波数トラッキング方法。
16. ａ）複数の周波数エラーを計算し、
    ｂ）複数のフィルタされた周波数エラーを生成するために前記複数の周波数エラーをフィルタし、
    ｅ）前記複数のフィルタされた周波数エラーの１つづつに応じ、複数のフィンガー部の各々についてタイミングを調整し、
    ｆ）前記複数の周波数エラーの重み付けされた平均を計算し、そして
    ｇ）前記重み付けされた平均に応じて複数のフィンガー部についてタイミングを調整する
    ステップを含むＲＡＫＥ受信機における周波数トラッキング方法。
17. 複数のフィンガー部について前記タイミングを調整する前に、前記重み付けされた平均をフィルタするステップをさらに含む請求項１６の方法。
18. ａ）複数の周波数エラーを計算し、
    ｂ）複数のフィルタされた周波数エラーを生成するために、前記複数の周波数エラーをフィルタし、
    ｃ）前記複数のフィルタされた周波数エラーの１つづつに応じ、複数のフィンガー部の各々についてタイミングを調整し、
    ｄ）前記複数の周波数エラーの第１の重み付けされた平均を計算し、
    ｅ）前記複数のフィルターされた周波数エラーの第２の重み付けされた平均を計算し、
    ｆ）前記第１および第２の重み付けされた平均を合計し、そして
    ｇ）前記重み付けされた平均に応じて複数のフィンガー部に関してタイミングを調整する
    ステップを含むＲＡＫＥ受信機における周波数トラッキング方法。
19. 前記第１および第２の重み付けされた平均を前記合計する前に、前記第２の重み付けされた平均に利得ファクタを掛け算するステップをさらに含む請求項１８の方法。
20. 複数のフィンガー部に関して前記タイミングを調整する前に、重み付けされた平均の前記合計をフィルタするステップをさらに含む請求項１９の方法。
21. ａ）複数の周波数エラーを計算し、
    ｂ）前記複数の周波数エラーの重み付けされた平均を計算し、
    ｃ）前記重み付けされた平均に応じ、複数のフィンガー部ついてタイミングを調整し、
    ｄ）複数の差を生成するために、前記重み付けされた平均から前記複数の周波数エラーの各々を引き算し、
    ｅ）複数のフィルタされた差を生成するために。前記複数の差をフィルタし、
    ｆ）前記複数のフィルタされた差の１つづつに応じて、複数のフィンガー部の各々に関してタイミングを調整する
    ステップを含むＲＡＫＥ受信機における周波数トラッキング方法。
22. 複数のフィンガー部に関して前記タイミングを調整する前に、前記重み付けされた平均をフィルタするステップをさらに含む請求項２１の方法。

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