CN1188958C - 多路多普勒调节频率跟踪回路 - Google Patents

Abstract

瑞克接收器的每个指计算那个指的频率误差。计算所有这些频率误差的加权平均，并对其滤波为改变中频和射频频率合成器的频率提供控制信号，解决在每个指所见的普通的频率偏移。加之每个指都装备旋转器提供专对那个指的频率调整。每个指的频率通过那个指的频率误差的反馈来调整。

Description

多路多普勒调节频率跟踪回路

发明背景

I.发明领域

此项发明与通信有关。更特别的是，此项发明与受到多普勒频移的多路信号的频率跟踪的新颖和改进方法和设备有关。

II.相关技术描述

频率跟踪回路通常是用在直接序列扩展频谱通信系统中的，就如在空中接口标准上的IS-95和它的派生比如IS-95A和ANSIJ-STD-008中所述的，这些是由通信工业协会(TIA)公布的并主要在蜂窝通信系统中使用。IS-95标准合并码分多址(CDMA)信号调制技术在同一射频带宽上同时进行多个通信。当结合了广泛的功率控制，通过其中与其他无线通信系统比较增加频率重新使用在同一带宽上进行多个通信就增加了呼叫总量和其他在无线通信系统进行的通信。在美国专利号4901307题为《利用卫星或陆地转发器的扩展频谱通信系统》和美国专利号5103459题为《在CDMA蜂窝电话系统中产生信号波形的系统与方法》中都披露了在多址通信系统中CDMA技术的利用，两者都转让给此项发明的受让人，两者通过引用合并在这里。

图1提供了依照IS-95标准使用配置的蜂窝电话系统的高度简化的例子。在操作期间，一组用户单元10a-d通过与一个或更多利用CDMA调制射频信号的基站12a-d建立一个或更多射频接口来进行无线通信。在基站12和用户单元10间的每个射频接口由从基站12传输的前向链接信号和从用户单元传输的反向链接信号组成。利用这些射频接口，与另一个用户的通信基本上由移动电话交换局(MTSO)14和公共交换电话网(PSTN)16的路线引导。基站12、MTSO14和PSTN16间的链接通常通过线路连接形成，虽然附加射频或微波链接的使用也是已知的。

每个用户单元10通过使用瑞克接收器与一个或更多基站12通信。在美国专利号5109390题为《在CDMA蜂窝电话系统中的分集式接收器》中描述了瑞克接收器，这已转让给此项发明的受让人，通过引用合并在这里。瑞克接收器通常是由一个或更多搜寻来自相邻基站的直接或多路导频位置的搜寻器以及两个或更多接收和组合来自那些基站信息信号的指组成。在联合待定的美国专利申请08/316177发表于1994年9月30日的题为《扩展频谱多址通信系统的多路搜寻处理器》中描述了搜寻器，这已转让给此项发明的受让人，通过引用合并在这里。

在任何的带通数字通信系统中，就如以上有关图1的描述，需要载波同步。发送方在频率f_c的载波上调制信号，而接收方必须恢复这个频率以使接收的信号群不会转动以及不降低解调码元的信噪比(SNR)。在以下的讨论中，发送方是CDMA基站，而接收方是CDMA用户单元。

虽然接收方知道标称的载波频率，但是有两个主要的误差来源，这些误差导致在来自基站接收的载波和于用户单元产生的载波之间的频率不同。首先，用户单元以使用本地时钟作为定时参考的频率合成器产生载波。图2显示了传统外差CDMA接收器的示例射频/中频部分。在天线200接收的信号传递经过低噪声放大器(LNA)202，并在通过射频混频器206混频降至中频之前在滤波器204中滤波。这个中频信号在滤波器208中滤波，传递通过可变增益放大器(VGA)210，然后通过中频混频器混频降至基带。然后基带信号再在滤波器214中滤波，传递通过模数转换器216在基带产生IQ码元。

利用分别以用户单元本地时钟作为定时参考的频率合成器218和220产生传递到射频和中频混频器206和212的载波波形。这个时钟有未知的定时误差，这通常以百万分率(ppm)表示的。在示例执行中，时钟是电压控制温度补偿晶体振荡器(VCTCXO)222，它的频率是19.68MHz，并且误差在+/-5ppm。这就意味着如果理想波形是蜂窝800MHz载波，那么应用射频混频器合成的载波可能是800MHz+/-4000Hz。类似地，如果理想波形是1900MHz的PCS载波，那么合成的载波可能是1900MHz+/-9500Hz。为了纠正这个误差，CDMA接收器就使用了频率跟踪回路监控频率误差及将调整电压施加到VCTCXO222来纠正误差。

第二个误差来源是由于从用户单元站的运动产生的频率多普勒效应。多普勒效应表明了由于在发送器和接收器之间的相对速度引起的在接受的信号频率中的明显变化。多普勒效应的影响可以通过以下计算

$f_D=\frac{v}{\mathrm{\λ}}\cos \mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{vf}}{c}\cos \mathrm{\θ}$

其中v是用户单元的速度，λ是载波波长，f是载波频率，而c是光速。变量θ表示相对于来自基站的接收路径方向的用户单元移动方向。如果用户单元是直向基站移动，那么θ＝0度。如果用户单元直向离开基站移动，那么θ＝180度。因此在用户单元接收的载波频率是根据用户单元的速度和相对于接收信号路径的方向变化的。

如以上所提到的，CDMA系统使用瑞克接收器从不同路径结合码元能量。每个强路径都由进行去扩展、walsh去覆盖和累积、导频定时以及频率跟踪与码元解调的指跟踪。在图3中显示示例指结构，其中N个指中的每一个3A-3N将正在跟踪的路径上获得的导频和数据码元输出到数字信号处理器(DSP)300。DSP300进行码元解调和执行定时和频率跟踪回路。IQ基带抽样在PN去扩展器310A-310N中去扩展，并且I和Q的导频和数据抽样分别在walsh去覆盖器和累积块320A-320N和330A-330N中产生。

示例IS-95A CDMA接收器有四个指跟踪四个路径，然而示例cdma2000 CDMA接收器有12个指处理3x多载波情况。在TIA/EIA/IS-2000-2题为《CDMA2000扩展频谱系统的物理层标准》中描述了cdma2000，通过引用合并在这里。用户单元可以是来自不同基站跟踪路径(在软切换中)，也可以是来自相同基站定时延迟路径，这是从本地对象的反射中产生的。由于对于每个用户单元跟踪的路径角度θ是不同的，所以每个指所看到的频率多普勒效应可能是不同的，如在图4中所说明的，它显示了在与基站410A-410C的三路软切换中的用户单元400。用户单元400以速度v移动，并从标注路径1到路径4的多种路径接收信号。路径1以角度θ₁＝π来自基站410A。路径2以角度θ₂来自基站410B。路径3也来自基站410B，但经建筑物420反射以角度θ₃到达。路径4来自基站410C并以角度θ₄＝0到达。

如果我们假设用户单元有四个指(标注为指1到指4)，且指i跟踪路径i，我们可以发现由指1看到的多普勒效应为 指2看到的多普勒效应为指3看到的多普勒效应为

而指4看到的多普勒效应为

其中v是用户单元速度，f是载波频率，c是光速，而θ₁是相对于用户单元400方向的路径入射角。

为了减少频率误差，CDMA接收器通常使用频率锁定回路，它可以如图5所示的被建模。频率误差检测器500计算接收的载波频率ω(n)和合成的载波频率

之间差别量。误差信号e(n)在回路滤波器510中滤波并作为c(n)反馈到压控振荡器(VCO)520，它修改合成载波的频率

这个闭环反馈回路纠正了载波误差。

我们可以将这个原理应用到如在图6A和6B中所示的CDMA接收器。传递IQ基带抽样进入N个指，在图6B中以600A-600N标注。图6A详细描述了产生频率误差量e(n)的指600的频率误差辨别功能。在指600A-600N中复制这个功能分别产生频率误差量e₁(n)-e_N(n)。在块610中进行PN去扩展和walsh累积来解调导频码元。结果I(n)和Q(n)在块620和630中被分别延迟。通过在相位旋转测量块640中计算连续的导频码元间相位旋转来测量频率误差以产生误差量值e(n)。

参照图6B，来自指600A-600N的频率误差量值e₁(n)-e_N(n)在累加器650中被累加在一起，而这个和以可调整增益α通过回路滤波器660。结果利用脉冲密度调制器(PDM)670被传递到压控振荡器680。脉冲密度调制是在这项技术中众所周知的将数字信号转换成模拟控制电压的方法。这种方法应用了单独的频率误差纠错(通过改变本地时钟频率)来影响所有指。通过这样做，它基本上忽略了影响每个指的个别多普勒频率误差分量。

如上所述，频率误差有所有指上相同的本地时钟误差分量和各指上不同的多普勒分量。刚刚讨论的传统方法没有涉及多普勒分量。虽然在低速时频率多普勒效应不是个严重的问题，但是当在高速移动(比如在子弹列车上)时它就成为一个问题了。由于子弹列车以500公里/小时的速度移动，最大的多普勒频移大约880Hz，它能急剧降低解调码元和导致丢失呼叫。所以，对于在高速移动的汽车比如子弹列车的移动，以及任何其他多普勒效应影响个别路径变化的应用，在CDMA接收器中有改进的频率跟踪回路的需要来考虑每个指对于多普勒效应的影响。

发明概述

描述了频率跟踪新颖的改进的方法和设备。通常利用频率跟踪提供在接收器中本地产生的载波和用在基站调制接收的信号的载波之间的同步。两个导致频率不同主要的误差来源包括在两个定时源之间的频率偏移和由于移动接收器运动而产生的多普勒效应。在利用瑞克接收器解调多路信号的CDMA系统中，每个接收的多路信号可以包含唯一的多普勒效应以及包含普通频率偏移分量。此项发明提供了去除由于频率偏移的误差影响以及由于在多个多路信号中的多普勒效应导致的频率误差补偿的跟踪机制。

利用此项发明的瑞克接收器的每个指计算那个指的频率误差。计算所有这些频率误差的加权平均，并对其滤波为改变中频和射频频率合成器的频率提供控制信号。发明的这个特点解决了在每个指看到的普通频率偏移。

加之每个指都装备旋转器提供专对那个指的频率调整。每个指的频率通过那个指的频率误差的反馈来调整。该发明的一个实施例通过减去来自总加权平均指的频率误差分量、滤波剩余部分以及用那个滤波后的剩余部分来控制那个指的旋转器来实现这项功能。这样所有误差的加权平均被用来驱动公共频率合成，而平均数和每个指的特定误差之间的差别被用来驱动每个指的个别旋转器和它的多普勒频率补偿。

一个可选的实施例直接使用了每个指的独立频率误差，这是通过将其进行滤波并用它来驱动那个指的旋转器。这样，独立的频率误差直接被用来补偿每个指上的多普勒效应。现在进行多普勒调整的这些频率误差然后进行加权平均，对它的结果进行滤波用它驱动频率合成器。这个加权平均调节频率误差的频率偏移分量，也调节不同指的多普勒分量平均。对于驱动频率合成器的回路滤波器的增益，调整个别回路滤波器的增益，以使对于全部频率偏移跟踪回路，个别多普勒补偿回路的跟踪速度是合适的。

这个可选的实施例还可以进一步改进为提供确保频率合成器正跟踪所有指的平均频率误差的系统。在前面的实施例中，如果旋转器回路在它的影响包括在同步回路中之前补偿一些频率误差，那么同步回路可能不在跟踪真实加权平均。这个改进为了计算个别频率误差的滤波形式的第二加权平均。然后把这个第二加权平均乘以一个因数再与如上所述计算的加权平均相加。这个和被用来驱动频率合成回路。因此，即使指的频率误差被设为零，有效地去除指对于频率误差加权平均的影响，它的滤波频率误差将影响第二加权平均，而合成器回路也会由它驱动。这样，合成回路将会根据指频率误差的真实加权平均被驱动。基于平均频率误差的定时当被用在系统的其他部分时是很有用的。例如，接收器的定时对于定时与它相连的发送器的定时是有用的。

附图简述

从以下结合附图提出的详细描述中此项发明的特征、目的和优点将会变得明显，全部附图中类似的标号标注相应的部分，其中：

图1是蜂窝电话系统的方块图；

图2是原有技术传统外差CDMA接收器的射频/中频部分；

图3是原有技术瑞克接收器的指结构的方块图；

图4描述了使用瑞克接收器中多路径的用户单元；

图5是原有技术频率锁定回路；

图6A和6B描述了在应用于使用瑞克接收器的CDMA系统时图5的频率锁定回路；

图7描述了根据此项发明配置的频率跟踪回路；

图8描述了根据此项发明配置的频率跟踪回路的一个可选实施例；以及

图9是根据图8所描述的可选实施例的改进。

实施例具体描述

根据此项发明配置的方块图由图7中所示。I和Q基带抽样被传送到旋转器706A-706N。经过旋转的I和Q的抽样被分别传送到指700A-700N。如上所述，根据图6A中指600在指700A-700N的每个中分别计算频率误差e₁(n)-e_N(n)。

在块710中计算频率误差e₁(n)-e_N(n)的加权平均。在示例执行中，加权的每个指的频率误差与指导频的强度成比例，虽然其他加权也是可能的，比如对每个进行统一加权。加权平均以可调节增益α传递到回路滤波器720，并通过PDM730传递到压控振荡器740，产生对于本地时钟误差和在块710中计算的平均多普勒效应已纠正的频率(注意这个不必要是真实平均频率误差，以下会描述对于这个特征的修改)。压控振荡器740的输出在射频和中频频率合成器中使用(没有显示)。

为了纠正在每个指上误差的平衡，在累加器702A-702N中分别计算指频率误差和加权平均之间的差别。在回路滤波器704A-704N中对频率误差e₁(n)-e_N(n)以可调节增益β进行滤波，它们的输出分别控制在每个指700A-700N的前部的旋转器706A-706N。在这项技术中众所周知的是，回路滤波器704A-704N可以是简单的累积器。每个旋转器706A-706N旋转输出IQ抽样以纠正由于多普勒效应引起的频率误差的剩余部分。通过解决在每个个别指上的多普勒效应，当在高速移动时码元解调的质量也会改进。

一个可选的实施例由图8中所示。像图7中所描述的样子，I和Q基带抽样被传送到旋转器806A-806N。经过旋转的I和Q的抽样被分别传送到指800A-800N。如上所述，根据图6A中指600，在指800A-800N的每个中分别计算频率误差e₁(n)-e_N(n)。

如以上所属相应于块710那样，在块810中计算频率误差e₁(n)-e_N(n)的加权平均。加权平均以可调节增益α传递通过回路滤波器820，并通过PDM830传递到压控振荡器840，产生对于本地时钟误差和在块810中计算的平均多普勒效应已纠正的频率(再一次注意这个不必要是真实平均频率误差，以下会描述对于这个特征的修改)。压控振荡器840的输出在射频和中频频率合成器中使用(没有显示)。

为了纠正在每个指上误差的平衡，直接利用频率误差e₁(n)-e_N(n)。在指频率误差和加权平均之间没有差计算，而这个在以上累加器702A-702N中是进行的。在回路滤波器804A-804N中对这些差以可调节增益β进行滤波，它们的输出分别控制在每个指800A-800N的前部的旋转器806A-806N。每个旋转器806A-806N旋转输出IQ抽样以纠正由于多普勒效应引起的频率误差的剩余部分。

在这种情况下，有几个频率跟踪回路同时执行。每个指都有它自己的频率跟踪回路来利用它自己的旋转器工作，并且还有一个总的频率跟踪回路来调节基于所有指频率误差的加权平均的本地时钟。为了允许这些回路同时工作，我们调节回路增益α和β以使每个指的个别频率跟踪回路比使用加权平均的总的跟踪回路工作起来要快得多(β＜α)。这样，当个别跟踪回路很快地调节解决了由总的跟踪回路带来的变化时，总的跟踪回路就逐渐调节到正确值以纠正本地时钟。这个执行集中了图7中所示实现的同样解决方案，因此它提供了同样的好处。

图9描述了依照图8所述的改进实施例。引入这个改进以确保对于通过所有指的频率误差平均，由压控振荡器产生的定时是被纠正的。当定时被用于不止我们所描述的接收器中的解调时，这是有用的特征。例如，对于发送器和接收器被包括在用单元中是普通的，并且对于发送器依靠由传输器得到的系统定时通常是有利的。

为了并明白为什么如上所述在块810中(并也在块710中)计算的加权平均不必要是真实频率误差的平均值，来考虑一个简单的例子。在瑞克接收器中对于指在路径的结果被包括在总的跟踪和解调之前被分配那个路径以及给机会跟踪它，这是很普通的。在这种情况下，频率误差e₁(n)-e_N(n)被选择地包括在块810中加权平均的计算内。对于这个例子，假设最初没有指在解调，并且没有频率误差被包括在加权平均中。现在一个指，例如800A被分配一条路径而开始跟踪。在决定把指800A包括进块810中加权平均里之前与旋转器806A连同回路滤波器804A将驱动误差e₁(n)置零，这是可能的。一旦e₁(n)被包括进平均值中(在这个例子中是只有一个信号的)，加权平均将会保持零并且射频和中频频率合成器(没有显示)将不会被压控振荡器840调节。因此清楚的是由压控振荡器840产生的总定时不是所有指平均频率误差的表示(在这个例子中的平均值只是对于指800A，而平均误差由回路滤波器804A的输出表示)。

现在转到图9看看提供基于平均频率误差所进行的修改。如之前，I和Q基带抽样被传送到旋转器906A-906N。经过旋转的I和Q的抽样被分别传送到指900A-900N。如上所述，根据图6A中指600，在指900A-900N的每个中分别计算频率误差e₁(n)-e_N(n)。在回路滤波器904A-904N中对频率误差e₁(n)-e_N(n)以可调节增益β进行滤波，它们的输出分别控制在每个指900A-900N的前部的旋转器906A-906N。每个旋转器906A-906N旋转输入的IQ抽样以纠正由于多普勒效应引起的指特定频率误差。迄今描述的图9的部分与图8中的相应部分没有变化。

如以上，在块910计算频率误差e₁(n)-e_N(n)的加权平均。然而，这个实施例也包括在块914中计算的第二加权平均，它平均回路滤波器904A-904N中分别产生的e₁(n)-e_N(n)的滤波形式。计算每个加权平均的方法可以是和以上所述一样的。在块914中计算的第二加权平均是由在块916中的可调节增益γ修改的。这个结果在累加器918中与在块910中计算的第一加权平均相加。

图9的剩余部分与图8相似。来自累加器918的和以可调节增益α传递通过回路滤波器920，并通过PDM930传递到压控振荡器940，产生对于通过所有指的真实平均误差已纠正的频率。压控振荡器940的输出在射频和中频频率合成器中使用(没有显示)。

由于刚才所述的附加连接，图9的设计将一直确保压控振荡器保持在来自所有指的多普勒误差平均，不是一直是如在前面例子中所述的先前两个实施例的情况。在前面的例子中，在包括指以前，很可能它的频率误差已经被它的旋转器和回路滤波器置为零。当最后被加到在图8所述系统时，那个执行不能确保压控振荡器转移到等于基于所有指的平均频率误差的值。另一方面，在图9所描述的实施例中，来自回路滤波器904A-904N输出的新连接是非零，并因此提供平均过程。结果，压控振荡器940最后移至它的所有N个指平均频率的期望值。

这样，就已描述了频率跟踪的方法和设备。提供这一描述使本技术的任何普通技术人员都可以实现或使用此项发明。对这些实施例的不同修改对被技术普通技术人员来说是显而易见的，并且在这里所定义的基本原理无需利用创造才能就可以被应用于其他实施例。这样，不希望此项发明限定于在这里所示的实施例，但是要符合与在这里公开的原理和新颖性特征相一致的最宽范围。

Claims (20)

1.一种瑞克接收器，包含：

多个指，用来接收调节指信号，每个指包含：

频率误差计算器，用来计算频率误差作为调节信号；

回路滤波器，用来接收所述调节信号并产生滤波调节信号；以及

旋转器，用来接收信号并响应于所述滤波调节信号旋转它们以产生所述调节指信号；

加权平均计算器，用来计算所述多个频率误差的加权平均，其中每个指的频率误差的加权与指的导频强度成比例；以及

定时调节器，响应于所述加权平均来调节所接收信号的定时以在所述多个指中使用。

2.一种瑞克接收器包含：

定时源；

多个旋转器，用来接收信号并响应于多个滤波调节信号旋转它们以产生调节指信号；

多个指，用来接收所述调节指信号并计算与所述定时源有关的多个频率误差；

用来计算所述多个频率误差的加权平均的装置；

定时调节器，响应于所述加权平均来调节所述定时源的定时；以及

多个累加器，从所述加权平均中减去所述多个频率误差的每一个，以产生多个差作为多个调节信号；以及

多个回路滤波器，用来接收所述多个调节信号并产生所述多个滤波调节信号。

3.按权利要求2所述的瑞克接收器，其特征在于所述指的每一个包含：

导频解调器以及

相位旋转测量器。

4.按权利要求3所述的瑞克接收器，其特征在于所述定时调节器包含：

回路滤波器；

脉冲密度调制器；以及

压控振荡器。

5.一种瑞克接收器包含：

定时源；

多个旋转器，用来接收信号并响应于多个滤波调节信号旋转它们以产生调节指信号；

多个指，用来接收所述调节指信号并计算与所述定时源有关的多个频率误差作为多个调节信号；

多个回路滤波器，用来接收所述多个调节信号并产生所述多个滤波调节信号；

用来计算所述多个频率误差的加权平均的装置；以及

定时调节器，响应于所述加权平均来调节所述定时源的定时。

6.按权利要求5所述的瑞克接收器，其特征在于所述指的每一个包含：

导频解调器以及

相位旋转测量器。

7.按权利要求6所述的瑞克接收器，其特征在于所述定时调节器包含：

回路滤波器；

脉冲密度调制器；以及

压控振荡器。

8.一种瑞克接收器包含：

定时源；

多个旋转器，用来接收信号并响应于多个调节信号旋转它们以产生调节指信号；

多个指，用来接收所述调节指信号并计算与所述定时源有关的多个频率误差；

多个回路滤波器，用来接收所述多个频率误差并产生多个滤波频率误差作为所述多个调节信号；

用来计算所述多个频率误差的第一加权平均的装置；

用来计算所述多个滤波频率误差的第二加权平均的装置；

用来把所述第一和第二加权平均组合以产生定时调节器信号的装置；

定时调节器，响应于所述定时调节器信号来调节所述定时源的定时。

9.按权利要求8所述的瑞克接收器，其特征在于所述指的每一个包含：

导频解调器以及

相位旋转测量器。

10.按权利要求9所述的瑞克接收器，其特征在于所述定时调节器包含：

回路滤波器；

脉冲密度调制器；以及

压控振荡器。

11.按权利要求8所述的瑞克接收器，其特征在于把所述第一和第二加权平均组合的所述装置包含：

可调节增益块，用来将所述第二加权平均乘以一个可调节增益，以产生增益调节加权平均以及

加法器，用来把所述第一加权平均与所述增益调节加权平均相加，以产生所述定时调节器信号。

12.一种在瑞克接收器中进行频率跟踪的方法，包含的步骤有：

a)由多个指接收信号；

b)计算所述多个指的多个频率误差作为多个调节信号；

c)响应于所述多个调节信号旋转所接收的信号，以调节多个指中每一个的定时；

d)计算所述多个频率误差的加权平均；以及

e)响应于所述加权平均而调节多个指的定时。

13.按权利要求12所述的方法，还进一步包括在调节多个指中每一个的定时之前对所述多个调节信号进行滤波以产生多个滤波调节信号的步骤。

14.按权利要求13所述的方法，其特征在于通过使每个指的频率误差与指的导频强度成比例而计算所述多个频率误差的加权平均。

15.按权利要求14所述的方法，还进一步包括在调节多个指所述定时之前滤波所述加权平均的步骤。

16.一种在瑞克接收器中进行频率跟踪的方法，包含的步骤有：

a)由多个指接收信号；

b)计算所述多个指的多个频率误差作为多个调节信号；

c)对所述多个频率误差进行滤波，产生多个滤波频率误差；

d)响应于所述多个滤波频率误差旋转所接收的信号，以调节所述多个指中每一个的定时；

e)计算所述多个滤波频率误差的第一加权平均；

f)计算所述多个滤波频率误差的第二加权平均；

g)把所述第一和第二加权平均相加以产生定时调节器信号；以及

h)响应于所述定时调节器信号而调节多个指的定时。

17.按权利要求16所述的方法还进一步包括在所述相加所述第一和第二加权平均之前把所述第二加权平均乘以一个增益因数的步骤。

18.按权利要求17所述的方法还进一步包括在调节多个指的所述定时之前滤波所述加权平均的和的步骤。

19.一种在瑞克接收器中进行频率跟踪的方法，包含的步骤有：

a)由多个指接收信号；

b)计算所述多个指的多个频率误差；

c)计算所述多个频率误差的加权平均；

d)从所述加权平均中减去所述多个频率误差的每一个以产生多个差作为多个调节信号；

e)滤波所述多个调节信号以产生多个滤波调节信号；

f)响应于所述多个滤波调节信号旋转所接收的信号，以调节多个指的每一个的定时；以及

g)响应于所述加权平均而调节多个指的定时。

20.按权利要求19所述的方法还进一步包括在调节多个指的所述定时之前滤波所述加权平均的步骤。

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