CN1653703A - 单信道和多信道通信系统中消除信号过零点的系统和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于减少或消除接近零或跨过零的信号幅度的系统(90)和方法。还公开了采用单载波或多载波以及采用接近零或跨过零的信号幅度的减少的通信系统和方法。还公开了采用包络消除和恢复放大以及接近零或跨过零的幅度的减少的通信系统和方法。

Description

单信道和多信道通信系统中消除信号过零点的系统和方法

相关申请信息

本申请要求2002年3月19日提交的序号为60/365736的美国临时申请的权益。

发明背景

1.发明领域

本发明涉及无线通信系统以及用于无线通信系统中的信号处理设备。术语“无线通信系统”包括蜂窝通信系统、个人通信系统(PCS)、无线本地环路系统以及所有其它类似系统。

2.现有技术背景和相关信息

采用基站与远程用户之间传输的无线通信系统是现代通信基础设施的关键组成部分。这些通信系统正受到不断增长的性能需求，这些需求耗费可用设备、尤其是无线基站设备的能力。这些不断增长的性能需求归因于给定的无线区域内不断增长的用户数量以及分配给无线系统服务提供商的带宽要求。不断增长的无线用户数量无疑是显而易见的，这种趋势因无线服务的便利性而不可能减缓。第二个考虑在很大程度上归因于无线系统所提供的增加的功能类型，例如无线因特网接入以及这类系统上的其它无线数据传递形式。这些考虑已经引起对于每个发送载波上更多通信信道以及从无线服务网络的各发送位置工作的更多发送载波的需要。

有若干方法用于在单一载波上创建多个通信信道。这些方法包括码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)等等。在这些方法的每一个中，若干数据信道进入信号发生器，信号发生器采用一个或多个上述方法组合输入数据信道，从而产生复合信号输出。图1表示这种具有多个用户信道的单载波通信系统。该系统具有信号发生器1，信号发生器1接收多个用户数据信道D₁...D_n，以及产生标记为V₁和V₂的一对复合信号输出。然后，这些信号输出经过滤波2、数/模转换(DAC)5、RF上变频调制6、放大7以及发射8。用于这个过程的滤波器2执行两个重要功能。首先，滤波器限制离开信号发生器的信号的带宽。传输带宽由政府要求来管制。第二，滤波器脉冲响应确定信号波形的轨迹。信号轨迹是信号调制格式的重要部分，并用来降低信号接收时的干扰。

图1给出的信号生成及发射方法的主要缺陷是功率放大器效率。在这些通信系统中，放大器7的效率必须降低以实现好的线性。没有好的线性，发送信号的频谱带宽在放大过程中将会增加。信号带宽的过度增加可能导致发送信号超过政府管制限制。

为了改善发射中的效率，研制了图2所示的发射机。这个发射机包括图1的信号发生器1和滤波器2，但采用一种称作包络消除和恢复的方法来产生离开功率放大器7的发送信号。包络消除和恢复的第一步骤是把发送信号从直角坐标转换到极坐标。直角-极坐标转换器11根据滤波器2提供的两个直角坐标输入产生两个输出。第一输出表示信号包络或信号增益。第二输出表示标准化为信号包络或信号相位的信号。相位信号输出的各时间样本是在从滤波器2输出的调制信号的瞬时相位所确定的相位角的单位幅度相量。然后，相位分量经过数/模转换(DAC)5、RF上变频调制6以及功率放大7。这种方法的一个备选方案是，让从直角-极转换器11输出的相位信号表示关于从滤波器2输出的调制信号的瞬时相位的时间(频率)的导数。这个替换信号则经过数/模转换(DAC)5、通过施加至压控振荡器6转换成RF信号、以及经过功率放大7。由于经功率放大器放大的信号没有包含幅度信息，因此功率放大器的线性不作考虑。因此，功率放大器可为高效率而设计。为了恢复发送信号的包络，增益分量经数/模转换(DAC)12以及被提供给向功率放大器供电的电源调制器13。因此，信号包络控制放大器的增益。直角-极坐标转换器11消除信号包络，以及电源调制器提供包络恢复。

为了利用包络消除和恢复来实现精确信号生成，一般对发送信号设置一个主要限制。这个限制是，发送信号幅度不接近于近零或过零信号幅度。如果信号幅度接近于近零或过零幅度，则发送放大器的增益必须通过电源调制器设置为极低或零。低或零增益设定意味着以分贝来度量的电源调制器的动态范围必须非常大。难以构造保持精确信号电平的大动态范围调制器。另外，当极接近于近零或过零幅度时，信号的相位分量将极快地或瞬时变化。这导致相位分量的带宽变得极宽。高带宽增加了所需的信号处理采样率以及相位信号通道中所见的部件的成本。不过，当生成用于发送的单载波时，存在若干调制格式，而其它的可易于确定，其中信号幅度不接近于近零或过零。对于这些系统，发送信号生成通常利用包络消除和恢复来执行。

但是，如上所述，不断增加的用户需求要求每个发送载波有更大数量的通信信道。为了增加每个发送载波的通信信道数量，已选择对信号幅度变化没有限制的发送信号调制格式。扩频调制格式、如码分多址(CDMA)和正交编码时分多址是对幅度变化没有限制的传输格式的实例。

同样如上所述，不断增加的用户需求要求若干发送载波从一个位置发射。当组合发送载波时，组合载波的信号幅度将因不同频率的多个载波的相位组合而无限地改变。调制格式的选择无法消除多个载波的小或过零幅度。图3表示组合多个载波的现行方法，其中各载波由一个或多个通信信道组成。图3说明在滤波2之后，各载波经过频率偏移3、组合4、模/数转换(DAC)5、调制6、功率放大7以及发射8。在这类现有技术通信系统中，因组合信号过零点而一般不采用包络消除和恢复技术。

因此，目前需要一种针对与无线通信系统中的过零或近零信号相关的问题的解决方案。

发明概述

在第一方面，本发明提供一种无线通信系统，其中包括通信信号源，用于提供经调制的通信信号，其信号幅度和轨迹不断变化、以致于以随机方式跨过预定幅度以下。提供了过零减少电路，它接收经调制的通信信号，以及减少或消除跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹。过零减少电路向功率放大器提供经修改的通信信号，所述经修改的通信信号的跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹被减少或消除，而功率放大器接收并放大所述经修改的通信信号。发射机接收和发射经放大的经修改的通信信号。

经调制的通信信号可包括多个独立的用户信道，这些用户信道组合在一起就产生经调制的通信信号，其信号幅度和轨迹不断变化、以致于以随机方式跨过预定幅度以下。例如，通信信号源可以是多载波通信信号源和/或扩频通信信号源。具体来讲，对于这种扩频应用，经调制的通信信号可包括CDMA信号。经调制的通信信号和经修改的通信信号可包括信号样本流，以及通信系统还可包括数/模转换器，它耦合在过零减少电路与放大器之间，用于把经修改的通信信号转换为模拟信号。

在另一方面，本发明提供一种适合用于通信系统的过零减少单元。过零减少单元包括第一信号通路，用于接收经调制的输入信号，其信号幅度和轨迹不断变化，以致于以随机方式跨过预定幅度以下。第一信号通路包括用于让输入信号延迟的延迟电路。过零减少单元还包括第二并行信号通路，它接收输入信号，并且包括校正计算单元，用于计算跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹的校正值。过零减少单元还包括合成器，它结合校正值与经延迟的输入信号，并提供经调整的输出信号，其中，跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹被减少或消除。

在过零减少单元的一个优选实施例中，校正计算单元可包括：信号幅度调整器，计算加性信号校正值，以便把低于预定极限值的信号幅度移动到极限值；以及信号轨迹调整器，计算额外的加性信号校正值，以便调整信号幅度，使得信号轨迹不通过极限值。信号幅度调整器可包括：信号幅度检测器；比较器，用于把信号幅度与预定极限值进行比较；以及开关，耦合到比较器的输出端以及校正计算单元，用于在信号幅度低于预定极限值时向合成器提供校正值。信号轨迹调整器最好用于首先识别与经过预定极限值以下的轨迹连接的信号对，然后再计算信号对的加性校正值，使得信号轨迹不再经过极限值以下。例如，输入信号可包括由复矢量表示的数字样本，信号幅度调整器可包括第一处理器，它对输入样本执行复矢量计算以确定校正复矢量，该校正复矢量在加入输入样本时产生在预定极限值或者超出它的信号幅度。信号轨迹调整器可包括第二处理器，它对输入样本执行复矢量计算以确定校正复矢量，该校正复矢量在加入输入样本时产生不经过预定极限值的信号轨迹。

第二信号通路还可包括校正滤波器，它耦合在合成器之前，并在校正值与经延迟的输入信号结合之前提供对校正值的滤波操作。例如，输入信号可能是频带有限的，而校正滤波器提供滤波操作，把校正信号限制为等于限带输入信号的频谱带的频带。或者，第二信号通路可包括多个校正滤波器，它们并行耦合在合成器之前，并在校正值与经延迟的输入信号结合之前提供对校正值的多个不同滤波操作。例如，输入信号可以是限制到多个频带的多载波信号，而多个校正滤波器中的每个提供滤波操作，把校正信号限制为等于一个载波的频谱带的频带。第二信号通路还可包括增益电路，用于通过增益值来调整校正值的幅度。或者，第二信号通路还可包括多个增益电路，它们耦合到相应的校正滤波器通路，用于通过多个不同的增益值来调整校正值的幅度。

在另一方面，本发明提供一种用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法。该方法包括：接收具有在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹的调制输入通信信号；确定输入通信信号的幅度；以及调整幅度低于预定值的输入信号并提供经幅度调整的信号，该信号中低于预定值的信号幅度被减少或消除。该方法还包括确定经幅度调整的信号的轨迹，以及调整其轨迹低于预定值的经幅度调整的信号，使得低于预定值的信号轨迹被减少或消除。

在又一方面，本发明提供一种包络消除和恢复放大器系统。包络消除和恢复放大器系统包括输入端，用于接收其信号幅度和轨迹低于预定极限值的经调制的输入通信信号。包络消除和恢复放大器系统还包括过零减少单元，它接收经调制的输入通信信号，修改低于预定极限值的信号幅度和轨迹，以及提供一种经修改的通信信号，其中低于预定极限值的信号幅度和轨迹被减少或消除。包络消除和恢复放大器系统还包括：包络消除电路，用于接收经修改的通信信号，并把经修改的通信信号转换为分开的增益和相位分量；以及功率放大器，具有接收相位分量信号的信号输入端以及接收增益分量信号的电源输入端。

在又一方面，本发明提供一种用于放大具有在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹的经调制的通信信号的方法。该方法包括：接收具有在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹的通信信号；以及调整经调制的通信信号中低于预定极限值的信号幅度和轨迹，从而提供经修改的通信信号，其中在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹被减少或消除。该方法还包括把经修改的通信信号转换为分开的增益和相位分量，对相位分量进行变频以便提供经相位调制的载波信号，以及采用增益分量控制的可变增益来放大经相位调制的载波信号。

通过阅读以下对本发明的详细说明，将会理解本发明的其它特征和方面。

附图简介

图1是现有技术单载波通信系统的示意框图。

图2是利用包络消除和恢复的现有技术单载波通信系统的示意框图。

图3是现有技术多载波通信系统的示意框图。

图4是利用了使用根据本发明的一个实施例的包络消除和恢复的信号过零消除和放大的多载波通信系统的示意框图。

图5是根据本发明、用于在通信系统中减少或消除接近零或跨过零的信号幅度的系统的示意框图。

图6是图5的第一信号处理器所实现的、对具有接近零幅度的幅度的信号进行校正的图形表示。

图7是用于通过如图6的图形所示、把波形样本点从信号消除界限内移动到信号消除界限的边缘来校正信号的处理器算法的示意图。

图8是如图5的系统所实现的对信号幅度的校正的图形表示，其中波形样本点位于信号消除圆周之外，但连接那些点的矢量与信号消除圆周界限相交。当与信号消除圆周相切的连接矢量的分量以顺时针方向移动时，所示的图形方法适用。

图9是如图5的系统所实现的对信号幅度的校正的图形表示，其中波形样本点位于信号消除圆周之外，但连接那些点的矢量与信号消除圆周界限相交。当与信号消除圆周相切的连接矢量的分量以逆时针方向移动时，所示的图形方法适用。

图10是用于通过如图8和图9的图形所示、移动处于信号消除界限之外但具有与信号消除界限相交的连接矢量的波形样本点、使得连接矢量位于信号消除界限之外来校正信号的处理器算法的示意框图。

图11是图5的系统所采用的、限制用于消除接近于近零或过零的信号幅度的校正信号的带宽的示例校正滤波器脉冲响应的图形表示。

图12是图11的校正滤波器脉冲响应在时间上对校正信号样本点的图形应用，并说明在与通信信号相加之前经滤波的校正信号的增益的计算。

图13是图表，说明在信号消除圆周界限中增加校正信号增益对信号功率降低的作用，以及说明增加校正信号增益对增益调整后的校正信号引起的干扰的作用。

图14是利用了使用根据本发明的另一个实施例的包络消除和恢复的信号过零减少和放大的单载波通信系统的示意框图。

图15是利用根据本发明的另一个实施例的信号过零减少的单载波通信系统的示意框图。

图16是利用根据本发明的另一个实施例的信号过零减少的多载波通信系统的示意框图。

本发明的详细说明

参照图4，说明根据本发明、采用过零减少或消除的通信系统的一个优选实施例。图4所示的具体实施例是采用包络消除和恢复放大器系统的多载波通信系统，但本发明同样可用于单载波通信系统中，以及用于没有采用包络消除和恢复放大器的通信系统中。下面结合图14-16来描述这类通信系统的具体实施例。

如图4所示，合成器40的输出表示通信系统的复合信号流，并且由同相分量流A和正交分量流B组成。这个数字采样信号流可表示一个或多个发送载波，这些发送载波中每一个提供通过信号发生器10、滤波器20、变频器30以及合成器40所产生的一个或多个通信信道。因此，同相和正交信号流是具有来自多个信道的用户数据的经调制的通信信号，以及信号幅度在合成器40上进行结合之后将随机改变，而与调制方案无关。因此，信号幅度将随机地接近零或跨过零。包含同相和正交信号流A和B的经调制的通信信号被输入到过零消除单元90。过零消除单元90输出包含由同相分量流A’和正交分量流B’表示的数字采样信号流的经修改的通信信号，其中接近零或跨过零的信号幅度已被减少或消除。在理论上，接近零或跨过零的信号幅度被消除，但实际上，接近零或跨过零的一些信号幅度可能保留在经修改的通信信号中。因此，过零消除单元90在本文中又可称作过零减少单元。这个经修改的通信信号则被提供给图4表示为直角-极坐标转换器电路110的包络消除电路。电路110输出相位信号分量和增益信号分量。相位信号分量的各时间样本是单位幅度相量，其相位角由从过零消除单元90输出的已调制信号的瞬时相位来确定。然后，相位分量经过数/模转换(DAC)50、变频器60所调制的RF上变频以及功率放大70。例如，变频器60可包括混频器，它接收高频载波信号与相位分量信号并将它们混频，如本领域的技术人员所知的那样。或者，从直角-极转换器110输出的相位分量信号可表示从过零消除单元90输出的已调制信号的瞬时相位关于时间(频率)的导数。这个替代信号则经过数/模转换(DAC)50、通过施加到压控振荡器60转换成RF信号以及经过功率放大70。然后，通过从电路110提供的增益分量来恢复信号包络。这个包络恢复或增益分量经过数/模转换器(DAC)120的数/模转换，以及通过DAC 120的输出采用电源调制电路130调制到功率放大器电源上。从功率放大器输出的信号则通过天线80发送。

参照图5，说明图4的过零消除单元90的详细实施例。过零消除单元将同相和正交分量流A和B作为单一复信号流S来处理。输入信号S被延迟块140和150延迟，并与选择用于消除零幅度信号和接近零幅度的信号的校正信号E_F结合。零消除信号E_F在并行信号处理通路中创建。并行信号处理通路包括：两个信号处理器(170和190)；以及一组一个或多个限带滤波器220，其中的每个可通过增益调整电路210采用独立增益值g₁-g_N、根据性能要求来进行增益调整，下面将更详细地描述。第一信号处理器170根据输入信号S和信号消除常数L来计算校正信号E₁。第二信号处理器190根据作为输入信号S的延迟形式的信号E₁以及信号消除常数L来计算校正信号E₂。延迟电路140提供选择用于匹配第一信号处理器170的计算时间的延迟。两个校正信号E₁和E₂在合成器200上结合，从而创建校正信号E_C。信号E₁通过延迟电路230延迟，从而匹配第二信号处理器190的计算时间。如果校正信号E_c在由延迟电路150提供的适当延迟之后、在合成器160上与输入信号结合、而没有经过校正滤波器组，则在信号消除常数L的半径内接近零的所有信号幅度将被消除。但是，输出信号S’的带宽将超过发射系统的带宽要求。为了避免发射过大的带宽，包含了校正滤波器组220。

并行校正滤波器220的带宽和频率相关增益应当设置成满足发射系统的政府分配的频谱发射要求。存在若干校正滤波器选择。第一种选择是，只对各载波创建一个校正滤波器通路和一个独立校正滤波器220。各校正滤波器通路的频率相关增益将匹配用于图4所示多载波生成中的相应滤波器20的性能。由于图4所示各滤波器的输出在频率上被转换到不同频带，因此相应的校正通路滤波器应该是图4中所见的带通等效物。从基带转换到带通等效滤波器对于本领域的技术人员是显然的。通过使用准确的带通等效滤波器，保证运营商符合频谱分配和频谱发射要求。但是，在需要时，也可使用具有较窄带宽性能的带通滤波器。较窄带通滤波器可要求较少计算。

不同的校正通路滤波器实施例可用于载波以最小频率间隔均等地分隔的情况中。在这种最小频率间隔情况下，可使用一个校正滤波器。校正滤波器带宽应当设置成覆盖全部发送载波。当使用这种滤波器时，校正信号E_F的带宽将覆盖发送载波，但不超过组合载波的带宽。在另一情况下，可能存在若干组最小间隔的载波。但是，各组载波的间隔可能大于最小间隔。在这种情况下，可对各组最小间隔的载波提供一个校正通路滤波器220。所用的各校正滤波器的频率相关增益则应该设置成覆盖各最小间隔载波组的带宽。

政府可为某个运营商分配超过满足当前通信传输需求所需的频谱。在这种情况下，运营商可选择采用E_C经滤波的部分来填充这个未使用的频谱空间。通过在这个已分配但未使用的频谱中传送一部分E_C，可为实际工作载波减少零消除的负荷。上述单个或多个校正滤波器实例中的任一个均能够用于在已分配但未使用的频谱部分中操作E_C的一部分。

信号处理器170采用等式(1)来计算S各样本的校正矢量E₁。这个等式在图6中以几何方式导出。图6表示复输入信号流S的时间轨迹段以及对于落入零消除界限L中的各样本点的矢量E₁的计算。E₁矢量使波形点向外偏移到零消除界限。但是，应该知道，即使通过样本点偏移，连接样本点的线可能仍然进入零消除界限。这些线将在转换到模拟信号之后变为信号电压。这些连接线界限扰乱通过第二信号处理器190来校正。

$E_1=(L\frac{S}{\left|S\right|}-S)---\left(1\right)$

图7表示第一信号处理器170的框图。在块250中对输入信号S执行等式1。块250的输出提供E₁矢量偏移，它们将把所有信号点置于零消除界限L上。由于仅仅零消除界限内的信号点才需要矢量偏移，因此提供了条件块260和开关270。每当输入信号处于零消除界限内时，条件块260使开关270选择E₁矢量偏移。否则，开关270为E₁矢量偏移选择零值。或者，开关270可被乘法器取代。

再参照图5，第一信号处理器的E₁输出提供给两个并行信号通路。一个通路在合成器180上与延迟电路140提供的输入信号S的延迟样本结合，从而产生到第二信号处理器的输入S^*。另一通路通过延迟电路230延迟，并与第二信号处理器190的输出结合。延迟电路140的延迟设置成匹配第一信号处理器170的计算时间。延迟电路230的延迟设置成匹配第二信号处理器190的计算时间。

第二信号处理器190计算处于零消除界限上或者刚好在其外部、但具有进入零消除界限的连接线段的信号点对的偏移矢量。图8和图9表示这些矢量的计算的图形推导。

图8表示信号S^*的两个相继的样本点。这些点以矢量C来连接。矢量C的尾部可通过矢量A连接到原点。可从原点到矢量C的尾部以及零消除界限L的半径得出直角三角形。对于此直角三角形，图8所示的角度θ可利用等式(2)来计算。

$\mathrm{\θ}={\sin }^{-1}\left(\frac{L}{\left|A\right|}\right)---\left(2\right)$

矢量A与C之间的角度可利用下式(3)来计算。等式(3)的分子表示矢量A与矢量C的矢量点积。

对于连接S^*的两点而违反零消除界限的线段，必须满足两个不等式。这些不等式在公式(4)和(5)中给出。

＜θ                  (4)

|A|cos(θ)＜|C|         (5)

对于图8，应用于S^*的两个样本点的偏移矢量则可根据等式(6)来计算。

E₂＝iu_C(L-|A|sin())        (6)

等式(6)中给出的iu_C项是虚算子“i”乘以指向矢量C的方向的单位矢量。单位矢量u_C的公式在式(7)中给出。

$u_C=\frac{C}{\left|C\right|}---\left(7\right)$

图9表示类似于等式2到5给出的量的推导，但其中矢量C的方向相反。对于图9，应用于S^*的两个样本点的偏移矢量将根据等式(8)来计算。

E₂＝-iu_C(L-|A|sin())       (8)

图8和图9都表示连接到信号S^*的相继点的矢量C。矢量C的方向将跟随信号S^*的随机变化。当矢量C在零消除界限圆周上的投影指向顺时针方向时，等式(6)适用。当矢量C在零消除界限圆周上的投影指向逆时针方向时，等式(8)适用。确定何时将等式(6)与负一相乘以得到等式(8)的一种更简便方法是确定下列不等式是否为真。

‖A|sin()iu_C+A|＞‖A|sin()iu_C-A|    (9)

每当满足式(9)时，E₂将利用式(8)来计算，否则将使用式(6)。

图10表示在图5的块190中执行的信号处理的框图实现。输入存储移位寄存器280保持信号S^*中的当前点。存储移位寄存器300保持信号S^*的前一点加上存储在存储寄存器280和300中对于前一对数据点所计算的前一偏移校正值。存储寄存器300的输出在310与负一相乘，从而创建图8和图9所示的矢量A。乘法器310的输出还通过加法器320与存储移位寄存器280的输出相加，从而产生图8和图9所示的矢量C。根据这两个矢量以及零消除界限半径常数L，可计算当前校正常数E₂。块300按照式(7)所给出的计算矢量C的方向的单位矢量。块340按照式(3)给出的计算角度。块350按照式(2)给出的计算角度θ。块360和420应用式(9)给出的不等式，它在乘法器425处改变iu_C的方向。存储寄存器280和300中当前数据点所需的偏移量在块390中计算。块400和乘法器440确定及应用式(4)给出的不等式。块410、370、430和乘法器460确定及应用式(5)给出的不等式。乘法器460的输出是存储寄存器280和300中当前数据点所需的矢量偏移。该偏移在480与存储在存储寄存器470中对前一对数据点所计算的偏移相加。图10的输出在图5中的合成器160与输入信号S的延迟形式结合。延迟电路140的延迟设置成匹配第二信号处理器190的延迟以及由部件210、220和240组成的校正滤波器组的延迟。

在通过校正滤波器之前，根据常数增益值g_n来调整各校正滤波器通路，如图5所示。这些常数用于两个目的。第一，常数用于防止过度信号偏移。当校正信号E_C由并行校正滤波器220进行频带限制时，就会产生这种过度偏移。下面给出一个实例来说明这种过度抑制。第二，增益值用于把零消除的负荷分布到各个所分配的发送频带。这种分布一般基于分配给输入到图5的信号S的各载波或发送频带的平均功率。例如，如果对S的发送频带中的各载波分配了相同的发送功率，并且各载波具有相应的校正滤波器，则各增益常数g_n会是相同的值，只用于防止S中的过度零偏移。在这种示例情况下，可在创建并行校正滤波器通路之前提供增益的单一应用。在另一个实例中，输入信号S可由分别具有平均相对功率电平1、1和0.25的三个载波组成。如果各载波具有相应的校正通路，则增益常数可分别设置为g₁＝g*(1/2.5)、g₂＝g*(1/2.5)以及g₃＝g*(0.5/2.5)(sqrt(1)+sqrt(1)+sqrt(0.25)＝2.5)。然后设置剩余常数g以防止S中的过度零偏移。在最后的实例中，运营者可选择将更大的零偏移负荷放置在其中一些校正滤波器带宽上。这些带宽可能是为使用而分配的，但当前未被发送载波占用。通过将较大(或整个)负荷放置在频谱的这些已分配但未使用的部分，在频谱的已使用部分将有改善的通信。运营商也可选择将较大的负荷放置在能够容许较高通信差错的载波上。例如，传送数据通信的载波比传送语音通信的载波对误差的容限更低。通过调整增益常数g_n，能够在应用零偏移校正的同时优化整体通信性能。

为了说明通过对校正信号E_C进行频带限制所导致的过度零偏移的一个实例，考虑以下情况：过零点将从由若干最小间隔载波组成的信号中消除，以及仅使用一个校正滤波器。输入到校正滤波器的E_C的各样本会产生通过输入E_C样本进行增益调整的校正滤波器脉冲响应函数的输出再现。结合这些再现以产生校正滤波器输出。图11表示可通过校正滤波器220实现的典型脉冲响应函数。所示的这个脉冲响应函数仅用作示例。用于实际运行系统的一个或多个校正滤波器通路中的脉冲响应函数将根据系统需求来确定。根据几个简单示例E_C信号流来检查校正滤波器输出是有益的。

考虑产生由两个时间序列中相等幅度的校正样本组成的校正信号E_C的信号流S中的短持续时间过零。根据图5的输出合成器200，这两个校正样本之前和之后会有零值样本。本例的校正滤波器输入和输出信号E_C和E_F均如图12所示。E_C的两个非零输入样本的幅度刚好超过0.6。该图表明校正滤波器的脉冲响应函数如何对E_C作用以创建E_F。经滤波的校正信号幅度F对应于图6中的输入信号校正幅度C。为了防止过度偏移，增益调整g必须在与图5中的信号S结合之前应用于校正信号生成通路。对于图12所示的实例，这个增益g仅通过取C与F之比来计算。

图12的实例中的增益计算是所述的示例E_C样本流特定的。如果校正滤波器输入信号流正好是一个前、后为零值样本的校正样本，则滤波器输入和输出幅度在所需校正时刻已经是相同的。在此第二实例中，所计算的增益g为一。

用于估算增益常数g的两个实例对不同的校正信号输入实例提供了不同的增益。任何实际校正信号E_C将产生无穷数量的相似类型实例。所用的增益常数g最好应该对E_C中所有可能的变化提供最佳可能的信号偏移。可通过采用代表性的固定时间长度复输入信号S和零消除常数L进行试验来确定E_C的典型变化。对于所产生的典型E_C信号，可采用不同的增益常数g来执行一系列检查试验。根据这些试验，能够绘制零消除圆周中剩余的S’功率对增益g的曲线以及E_F信号功率对增益g的曲线，以便确定产生增益g值的最佳性能。

图13表示特定测试情况下的这些曲线的示例集合。测试情况的确切细节并不重要。这些曲线表示为关于如何选择最佳表现的增益常数g的实例。图13中的一条曲线表示在与S结合之前相对S中的功率测量的E_F的功率。另一条曲线表示相对于S中出现的功率、在输出信号S’的零消除界限中剩余的功率。E_F信号功率表示对预期输出信号S的失真。E_F信号功率应该保持最小，以避免降低整体系统通信质量。图13表明，较低增益产生较低E_F信号功率，但增加零消除界限内出现的功率的量。表示零消除界限中剩余功率的曲线在增益g等于0.4时具有功率降低拐点。对于本例，增益g应该设置为大于0.4。将增益g增加到远远超过0.6表明对E_F导致的不断增加的失真量的边际改善。对于本例，增益g应该小于0.6，以免过度失真。

上述增益g的选择仅仅是为示范目的而说明的。在实际系统中，需要确定若干增益常数。这些增益常数将在两级过程中来确定。首先确定分布的方法。根据载波功率分布和载波通信误差要求给出若干实例。上述一个实例用于基于功率加权的分布。这个方法对各载波提供相同的信噪比效果。根据特定应用可能存在其它有益的分布方法。通过分布设置的方法，采用以上对单校正通路实例所述的方法来设置公共增益常数g。

通过以串联方式级联多个图4所示的过零消除单元90，可实现进一步的零消除。通过级联零消除单元，较低增益值可用于初始级，提供低于在单级过程中选择较大增益值时的信号失真。图13所示的方法应该用于确定各级的增益常数g。由于对各连续级的输入已经部分经过零消除，因此增益常数g应该对各级优化为不同的值。对各连续级执行检查试验时，所用的输入信号应该是来自前一级的经零消除的信号，其中增益g先前已经过优化。如果零消除界限常数L对于各连续级都相同，则输出信号最小信号在两个或三个连续级内会极为接近极限常数L。

以上论述详细说明了本发明在采用如图4所示的包络消除和恢复放大器系统的多载波通信系统中的实现。本发明也可在采用如图14所示的包络消除和恢复放大器系统的单载波通信系统实施例中实现。本发明也可在一些单载波和多载波通信系统实施例中实现，它们没有采用包络消除和恢复放大器，因而在从数字到模拟信号的转换之前不创建分开的增益和相位信号通路。图15说明本发明在这种单载波通信系统实施例中的实现，以及图16说明这种多载波通信系统实施例。在这些图中，过零消除单元的相同标号90表示过零消除单元可按照上述方式来实现，但是，所述的其它通信系统部件则可通过本领域的技术人员已知的各种方式来实现。因此，功率放大器70可能包括、也可能不包括内部电路以便与输入信号幅度一致地调整电源电压。本发明仍然可对这类系统提供性能好处，因为许多放大器类型提供低信号幅度的非线性增益。另外，如果输入信号幅度不接近零或跨过零，则许多放大器类型也可经调整以达到更高的工作效率。

还可实现本发明的上述实施例的其它变化。具体来讲，上述实施例表明，过零消除单元90配置在滤波器20之后，但是，它也可配置在滤波器20之前。在这种实现中，将经修改的通信信号(其中过零点已消除)保持在允许的频谱带范围(或波段)内的需要可通过滤波器20来执行，而不需要过零消除单元90中的校正滤波器220。但是，滤波器20的作用可能创建新的过零点，或者使得对于某些信号不需要校正(即，滤波器20的作用是消除原始输入信号的过零，使得不需要调整)。因此，在这种实施例中，过零消除单元90最好采用滤波预测器，用于预测滤波之后的信号值。然后，可根据这个处理、结合(延迟的)输入通信信号，对预测信号值和校正值利用上述过零消除算法。适当的滤波预测器的实现在授予Matthew Hunton的美国专利No.6449302中进行了详细说明，其公开通过引用完整地结合到本文中。在多载波实现中，可对各载波使用独立的滤波预测器，从而预测图4和图16所示的上述独立的多个滤波器20的效果，以及组合的预测值用来计算零消除校正值。在授予Matthew Hunton的美国专利No.6449303中详细公开了预测对多载波信号进行滤波和组合的效果的并行的多个滤波预测器的实现，其公开通过引用完整地结合到本文中。因此，根据这些公开，这种经修改的过零消除单元90以及经修改的通信系统的实现对于本领域的技术人员是很清楚的，以及这些实现同样结合到本文中。另外，把这类滤波预测器和/或用于过零消除的算法处理器的使用与上述专利所公开的峰值降低结合，可能是有利的，以及提供过零消除以及峰值降低的这种组合系统也通过对那些专利的引用结合到本文中。此外，过零消除单元90与后滤波峰值降低单元(例如授予Matthew Hunton的2002年3月20日提交的美国专利申请序号10/102493或者2002年4月22日提交的美国专利申请序号10/127164中所述)的组合实现也可能是有利的，这种组合系统也通过对那些专利申请的引用结合到本文中。

因此，本发明提供一种系统和方法，用于在发送因多个用户信道的组合而以随机方式接近零或跨过零的调制信号的通信系统中消除信号过零点。这样做，提供了许多优点。例如，可提供待放大和发送的信号的带宽的减小。这降低了对于放大器及其它各种系统部件的性能要求，对于给定的性能等级允许降低系统成本。另外，本发明还使包络消除和恢复技术能够用于多信道通信系统、如扩频和多载波通信系统，从而提供关于这种方法的效率优势。本领域的技术人员会了解本发明的其它特征和优点。

已经结合各个附图对本发明的许多不同实施例进行了说明。但本领域的技术人员应当了解，在本发明的理论范围之内，各种其它实施例也是可行的。例如，采用本发明的理论可提供各种特定的电路实现以及各种特定的处理器实现，由于空间限制，无法列举所有可能的电路实现的详细清单或者所有可能的处理器算法。各种其它可能的修改和其它实施例显然是可行的，且属于本发明的范围。因此，所述特定实施例和实现在任何意义上都不应视为实质性限定，它们只是对本发明的举例说明。

Claims (48)

1.一种无线通信系统，包括：

通信信号源，它提供经调制的通信信号，所述通信信号的信号幅度和轨迹不断变化，以致于以随机方式跨过预定幅度以下；

过零减少电路，它接收所述经调制的通信信号，减少或消除跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹，以及提供经修改的通信信号，其中跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹被减少或消除；

功率放大器，接收和放大所述经修改的通信信号；以及

发射机，接收和发送所述经放大和修改的通信信号。

2.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，所述经调制的通信信号包括结合在一起的多个独立用户信道。

3.如权利要求2所述的无线通信系统，其特征在于，所述通信信号源是多载波通信信号源。

4.如权利要求2所述的无线通信系统，其特征在于，所述通信信号源是扩频通信信号源。

5.如权利要求4所述的无线通信系统，其特征在于，所述经调制的通信信号包括CDMA信号。

6.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，所述经调制的通信信号和所述经修改的通信信号是信号样本流，以及所述通信系统还包括数/模转换器，它耦合在所述过零减少电路与所述放大器之间，用于把所述经修改的通信信号转换为模拟信号。

7.一种适合用于通信系统的过零减少单元，所述过零减少单元包括：

第一信号通路，它接收经调制的输入信号，该信号的信号幅度和轨迹不断变化，以致于以随机方式跨过预定幅度以下，所述第一信号通路包括用于使所述输入信号延迟的延迟电路；

第二并行信号通路，它接收所述输入信号，并且包括校正计算单元，用于计算跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹的校正值；以及

合成器，结合所述校正值与经延迟的输入信号，以及提供经调整的输出信号，其中跨过预定幅度以下的信号幅度和轨迹被减少或消除。

8.如权利要求7所述的过零减少单元，其特征在于，所述校正计算单元包括：信号幅度调整器，它计算加性信号校正值，以便把低于预定极限值的信号幅度移动到所述极限值；以及信号轨迹调整器，它计算额外的加性信号校正值，以便调整信号幅度，使得信号轨迹不经过所述极限值。

9.如权利要求8所述的过零减少单元，其特征在于，所述信号幅度调整器还包括：信号幅度检测器；比较器，用于把所述信号幅度与预定极限值进行比较；以及开关，耦合到所述比较器的输出端以及所述校正计算单元，用于在所述信号幅度低于所述预定极限值时向所述合成器提供所述校正值。

10.如权利要求8所述的过零减少单元，其特征在于，所述信号轨迹调整器首先识别与经过预定极限值以下的轨迹连接的信号对，然后再计算对于所述信号对的加性校正值，使得所述信号轨迹不再经过所述极限值以下。

11.如权利要求7所述的过零减少单元，其特征在于，所述第二信号通路还包括校正滤波器，所述校正滤波器耦合在所述合成器之前，并在所述校正值与所述经延迟的输入信号结合之前对所述校正值提供滤波操作。

12.如权利要求11所述的过零减少单元，其特征在于，所述输入信号经过限带，以及所述滤波器提供滤波操作，将所述校正信号限制到相当于所述经限带的输入信号的频谱带的频带。

13.如权利要求7所述的过零减少单元，其特征在于，所述第二信号通路还包括并行耦合在所述合成器之前的多个校正滤波器，这些滤波器在所述校正值与所述经延迟的输入信号结合之前对所述校正值提供多个不同的滤波操作。

14.如权利要求13所述的过零减少单元，其特征在于，所述输入信号是被限制到多个频带的多载波信号，以及所述多个校正滤波器中的每个提供滤波操作，把所述校正信号限制到相当于一个载波的频谱带的频带。

15.如权利要求7所述的过零减少单元，其特征在于，所述第二信号通路还包括增益电路，用于根据增益值来调整所述校正值的幅度。

16.如权利要求13所述的过零减少单元，其特征在于，所述第二信号通路还包括多个增益电路，所述多个增益电路耦合到相应的校正滤波器通路，用于根据多个不同的增益值来调整所述校正值的幅度。

17.如权利要求8所述的过零减少单元，其特征在于，所述输入信号包括复矢量表示的数字样本；所述信号幅度调整器包括第一处理器，所述第一处理器对所述输入样本执行复矢量计算，从而确定校正复矢量，所述校正复矢量与所述输入样本相加时产生在所述预定极限值或其以外的信号幅度；以及所述信号轨迹调整器包括第二处理器，所述第二处理器对所述输入样本执行复矢量计算，从而确定校正复矢量，所述校正复矢量与所述输入样本相加时产生不经过所述预定极限值的信号轨迹。

18.一种用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，包括：

接收经调制的输入通信信号，该信号具有在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹；

确定所述输入通信信号的幅度；以及

调整其幅度低于预定值的输入信号，以及提供经幅度调整的信号，其中低于所述预定值的信号幅度被减少或消除；

确定所述经幅度调整的信号的轨迹；以及

调整其轨迹低于预定值的所述经幅度调整的信号，使得低于所述预定值的信号轨迹被减少或消除。

19.如权利要求18所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，调整所述输入信号包括将校正信号与所述输入信号结合。

20.如权利要求18所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，所述经调制的输入通信信号包括多信道信号，其中包含结合在一起的多个独立用户信道。

21.如权利要求20所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，所述经调制的输入通信信号包括多载波通信信号。

22.如权利要求20所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，所述经调制的输入通信信号包括扩频通信信号。

23.如权利要求20所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，所述经调制的输入通信信号包括CDMA信号。

24.如权利要求19所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于还包括在把所述校正信号与所述输入信号结合之前对所述校正信号进行滤波。

25.如权利要求19所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于还包括在所述校正值与所述输入信号结合之前对所述校正值提供多个不同的滤波操作。

26.如权利要求25所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，所述输入信号包括被限制到多个频带的多载波输入信号，以及所述多个不同的滤波操作包括在把所述校正信号与所述输入信号结合之前对所述校正信号进行滤波，将其限制到对应于所述多个载波的所述频谱带的多个频带。

27.如权利要求19所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于还包括在把所述校正信号与所述输入信号结合之前使所述输入信号延迟。

28.如权利要求18所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度的方法，其特征在于，所述输入信号包括复矢量，以及调整所述输入信号包括添加校正复矢量，所述校正复矢量与所述输入信号相加时产生所述预定值或其以外的信号幅度。

29.如权利要求28所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于，所述输入信号包括离散信号样本流，以及所述调整轨迹包括当连续信号样本对具有穿过所述预定值以内的连接矢量时调整所述信号样本。

30.如权利要求19所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于还包括在把所述校正信号与所述输入信号结合之前根据增益值调整所述校正值的幅度。

31.如权利要求25所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于还包括在所述多个滤波操作之前根据多个不同的增益值调整所述校正值的幅度。

32.如权利要求18所述的用于调整低于预定极限值的信号幅度和轨迹的方法，其特征在于还包括多次重复对所述信号幅度和轨迹的所述调整，从而进一步减少或消除低于预定极限值的信号幅度和轨迹。

33.一种包络消除和恢复放大器系统，包括：

输入端，用于接收具有低于预定极限值的信号幅度和轨迹的经调制的输入通信信号；

过零减少单元，接收所述经调制的输入通信信号，修改低于预定极限值的信号幅度和轨迹，以及提供一种经修改的通信信号，其中低于预定极限值的信号幅度和轨迹被减少或消除；

包络消除电路，用于接收所述经修改的通信信号，以及把所述经修改的通信信号转换为独立的增益和相位分量；以及

功率放大器，具有接收所述相位分量信号的信号输入端以及接收所述增益分量信号的电源输入端。

34.如权利要求33所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于还包括电源调制电路，所述电源调制电路接收所述增益分量信号，以及提供所述增益分量信号，作为所述功率放大器的经调制的电源输入。

35.如权利要求33所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于还包括变频器，所述变频器接收所述相位分量信号，以及向所述功率放大器的所述信号输入端提供所述经变频的相位分量信号。

36.如权利要求35所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于，所述变频器包括混频器，所述混频器接收高频载波信号与所述相位分量信号并将它们混频。

37.如权利要求35所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于，所述变频器包括压控振荡器，所述压控振荡器接收所述相位分量信号，并输出经相位调制的高频载波信号。

38.如权利要求33所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于，所述输入通信信号和所述经修改的通信信号包括复合正交调制信号，以及所述包络消除电路包括直角-极坐标转换器电路。

39.如权利要求33所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于还包括第一和第二数/模转换器，所述数/模转换器耦合到从所述包络消除电路输出的所述相位和增益分量信号。

40.如权利要求33所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于，所述过零减少单元包括：处理器，用于计算校正信号；以及合成器，用于结合所述输入通信信号与所述校正信号，从而提供所述经修改的通信信号，该信号跨过预定极限值以下的幅度和轨迹被减少或消除。

41.如权利要求40所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于，所述输入通信信号经频带限制到某个频带，以及所述过零减少电路还包括用于对所述校正信号进行频带限制的滤波器。

42.如权利要求40所述的包络消除和恢复放大器系统，其特征在于，所述输入通信信号是经频带限制到多个频带的多载波通信信号，以及所述过零减少电路还包括用于将所述校正信号进行频带限制到相应的多个频带的多个滤波器。

43.一种用于放大具有在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹的经调制的通信信号的方法，包括：

接收具有在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹的通信信号；

调整低于预定极限值的所述经调制的通信信号的信号幅度和轨迹，从而提供经修改的通信信号，该信号在预定极限值以下变化的信号幅度和轨迹被减少或消除；

将所述经修改的通信信号转换为独立的增益和相位分量；

对所述相位分量进行变频，从而提供经相位调制的载波信号；以及

采用所述增益分量控制的可变增益来放大所述经相位调制的载波信号。

44.如权利要求43所述的用于放大经调制的通信信号的方法，其特征在于，所述经调制的通信信号是经复合正交调制的通信信号，以及把所述经修改的通信信号转换成独立的增益和相位分量的步骤包括把所述复合正交修改后的通信信号转换为极坐标。

45.如权利要求43所述的用于放大经调制的通信信号的方法，其特征在于，所述经调制的通信信号是经复合正交调制的通信信号，其中包含各具有同相和正交值的信号样本流；以及逐个样本进行所述调整。

46.如权利要求43所述的用于放大经调制的通信信号的方法，其特征在于，所述经调制的通信信号是经复合正交调制的通信信号，其中包含各具有同相和正交值的信号样本流，所述同相和正交值对照多个时间样本绘制时形成包含零幅度的二维区域；以及所述经修改的通信信号包括各具有同相和正交值的信号样本流，所述同相和正交值对照多个时间样本绘制时形成二维区域，其中低于预定极限值的幅度和轨迹被减少或消除。

47.如权利要求43所述的用于放大经调制的通信信号的方法，其特征在于，所述调整包括计算校正值，以及结合所述输入通信信号与所述校正信号，从而提供所述经修改的通信信号，其中低于预定极限值的幅度和轨迹被减少或消除。

48.如权利要求47所述的用于放大经调制的通信信号的方法，其特征在于，所述输入通信信号包括复矢量样本值流，以及所述校正信号包括复矢量，所述复矢量与样本相加时调整所述样本值，从而避免低于预定极限值的幅度和轨迹。

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