CN1650589A

CN1650589A - 载频输出信号的限幅方法

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Publication number: CN1650589A
Application number: CNA038097265A
Authority: CN
Inventors: B·耶隆内克
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Nokia Solutions and Networks GmbH and Co KG
Priority date: 2002-04-30
Filing date: 2003-04-01
Publication date: 2005-08-03
Anticipated expiration: 2023-04-01
Also published as: US20050163269A1; CA2484952C; US7327804B2; ES2247557T3; JP2005530374A; CN100594703C; DE50301505D1; AU2003215681A1; WO2003094462A1; JP4185047B2; EP1500241A1; EP1500241B1; CA2484952A1

Abstract

本发明涉及一种从一个基频带的n个分信号中构成载频的输出信号的方法。n个分信号中每一单个的分信号作为输入信号都分别被分配给一个主支线。在主支线中，相应的分信号被限幅、滤波和转换成一个中频分信号。n个中频分信号作为主支线的输出信号被综合成一个共用的合成信号。该共用的合成信号被限幅、进行数/模变换并变换成载频输出信号。每个分信号都附加地到达一个分支线，借助该分支线，分信号所期望的信号高出量在相应的主支线中作为估计值被求出。借助该估计值在主支线中控制相应的分信号在那里分别进行的限幅。

Description

载频输出信号的限幅方法

本发明涉及一种从一个基频带的n个分信号中构成载频的输出信号的方法，其中n个分信号中每一单个的分信号作为输入信号都分别被分配给一个主支线。分信号在各自的主支线中被限幅、滤波和转换成一个中频分信号，其中n个中频分信号作为主支线的输出信号被综合成一个共用的合成信号。该共用的合成信号被限幅、进行数/模变换并变换成载频输出信号。

在按照EDGE或UMTS标准所构成的无线通信系统中，当采用所谓的“单载频方案”时，譬如对复合基带分信号进行线性调制和叠加以便产生载频分信号。在此，载频分信号不具有稳定的瞬时功率。

在各个载频分信号中，由于受线性调制作用，会出现最大幅度值或最大功率值，这些值明显超过载频分信号的功率平均值。于是得到所谓的“峰值对平均值”为PAR＞1。

该载频分信号被输送给一个HF输出放大器，其线性放大的放大器特性曲线必须具有适当的余量，以便在放大器输出信号时避免出现非线性失真。

这种类型的放大器，由于余量的要求在结构上很复杂，并且具有很高的功率损耗。附加地传输系统总效率降低。

在采用所谓的多载频方案时，多个基带分信号用不同载频调制被转换成中频范围。在那里，中频的分信号相关地被综合成一个合成信号。该合成信号被变换成一个载频输出信号并且到达HF输出放大器。还有在这里在载频输出信号中出现最大的幅度值或最大功率值，这些值明显超过载频输出信号的功率平均值。在采用HF输出放大器时，又必须有适当的余量。

不仅在采用单载频，而且在采用多载频方案时，在分信号中为了限幅，一方面在基带中，另一方面在中频范围都使用所谓的“限幅方法”。

在基带中使用限幅方法时，分信号在其频带中大大失真。借助所谓的“根-升余弦”滤波器(RRC滤波器)时，为了在相邻频段减少干扰，将在频谱上限制通过限幅引起的失真以及分信号本身。

RRC滤波器附加地构成由分信号过去的和当前的状态值组成的线性组合，因为借助RRC滤波器可实现分信号的内插法。这样一来，由限幅方法使得在幅度上受限制的分信号的最大幅度值再次明显地升高。

当在中频范围采用限幅方法时，最大的幅度值不升高，但是在相邻频带中却产生强干扰。

不仅在基本频带、而且在中频频带，作为替代方案有2种限幅方法可应用。在采用便于实现的“矩形限幅”时，不仅分信号的同相分量而且其正交分量都彼此无关地在幅度上受限制。在采用“圆形限幅”时，由复合分信号构成的量值不超过预定的最大值。

本发明的任务是如此在其幅度值中限制数字复合分信号，以致于该数字复合分信号可输送给有微小放大余量的放大器。

本发明的任务由权利要求1所述的特征解决。本发明优选的扩展方案在从属权利要求中给出。

通过本发明实现的确定在基带内所预期的信号高出量和通过构成用于影响基带限幅的控制信息，就可避免在基带分信号中幅度过高，和减少载频发射信号的干扰。

通过本发明所述的方法，在采用相同的“误差向量幅值”EVM时，可获得减少分信号中“峰值对平均值比”的值PAR。

下面就附图详细说明本发明的实施例。在此示出：

图1示出按现有技术构成由多个分信号组成的载频UMTS发射信号的简化方框图，

图2示出按本发明构成由多个分信号组成的载频UMTS发射信号的简化方框图，

图3示出构成在图2中所示信息信号的实施例，

图4示出一个RRC滤波器的频率特性，

图5至

图9示出图3所示分滤波器的信号序列，

图10示出按本发明构成由一个分信号组成的载频UMTS发射信号的另一个简化方框图，

图11示出构成在图10中所示信息信号的第一实施例以及

图12示出构成在图10中所示信息信号的第二实施例。

图1示出按现有技术构成由多个数字分信号BS1、BS2、BS3和BS4组成的载频UMTS发射信号TS的简化方框图。

在这里所示的“多载频装置”中，分信号BS1至BS4可变换成分别为不同的中频分信号ZS1、ZS2、ZS3和ZS4，并且可被综合成一个共用的合成信号SS。这个共用的合成信号SS变换成载频UMTS发射信号TS。

基频带的分信号BS1、BS2、BS3和BS4被分别分配给一个主支线HZ1、HZ2、HZ3和HZ4。

第一分信号BS1到达第一主支线HZ1，通过那里设置的部件BBC限制其振幅，借助一个根-升余弦滤波器RRC进行滤波，借助内插级IP进行内插以及借助第一混频器M1变换成第一中频分信号ZS1。

可与此相比，分信号BS2至BS4借助主支线HZ2至HZ4变换成其它中频分信号ZS2至ZS4，其中中频分信号ZS1至ZS4具有不同的载频。

中频分信号ZS1-ZS4到达一个加法装置并且在那里被综合成一个共用合成信号SS。合成信号SS又借助部件IPZ进行内插，借助装置ZFC进行限幅，并且变换成模拟信号以及最后借助调制器MS变换成载频UMTS发射信号TS。

在基带(基带限幅，BBC)中限幅以及在中频范围(ZFC)限幅的上述缺点都相应地适用。

图2示出按本发明由多个数字分信号BS1、BS2、BS3和BS4组成的载频UMTS发射信号TS的简化方框图。

与图1相比，各个分信号BS1至BS4作为输入信号不仅分别到达主支线HZ1、HZ2、HZ3和HZ4，而且也到达分支线NZ1、NZ2、NZ3和NZ4。

由此，譬如可给第一分信号BS1分配一条第一主支线HZ1和一条第一分支线NZ1。借助第一分支线NZ1，作为估计值SW1求出中频分信号ZS1的、在所分配的主支线HZ1中、通过限幅所预期的信号高出量，估计值SW1作为分支线NZ 1的输出信号到达共用组合器COMB。

在主支线HZ1中所预期的信号高出量可在分支线NZ1中借助部件APRRC1求出。优选地附加进行内插(IP)。

与此相比较，对于分信号BS2至BS4可求出在主支线HZ2、HZ3和HZ4中所预期的信号高出量相应的估计值SW2、SW3和SW4，其中这些估计值SW2至SW4同样可到达共用组合器COMB。

共用组合器COMB对每一单个分信号BS1至BS4都分别构成一专用的信息信号IS1、IS2、IS3或IS4，该专用的信息信号被用来在相应的主支线HZ1至HZ4中控制限幅。

图3示出构成在图2中所示的信息信号IS1、IS2、IS3和IS4的

实施例。

基频带的4个分信号BS1至BS4每一单个的分信号，作为输入信号到达一个多相滤波器PPF1、PPF2、PPF3及PPF4。第一多相滤波器PPF1在此包括4个彼此并行设置的分滤波器TF11、TF12、TF13和TF14。第二多相滤波器PPF2包括4个彼此并行设置的分滤波器TF21、TF22、TF23和TF24。对于多相滤波器PPF3或PPF4适用相应的分滤波器。

第一分信号BS1譬如到达第一多相滤波器PPF1或到达其4个分滤波器TF11至TF14。第一分滤波器TF11从第一输入信号BS1中构成第一信号序列KR11，该第一信号序列KR11具有一个相当于主支线HZ1的RRC滤波器的分布的幅频特性和具有一个与第一分信号BS1的取样时刻相比移位一个固定时差的取样值。

相应地信号序列KR12、KR13及KR14借助第一多相滤波器PPF1的分滤波器TF12、TF13及TF14构成，其中第一多相滤波器PPF1的信号序列KR11至KR14代表在图2中所示的估计值SW1。

相同的情况适用于到达相应的多相滤波器PPF2至PPF4的分信号BS2至BS3，其中对于分信号BS2至BS4又构成信号序列KR21、KR22、...、KR44。

用n＝1、2、3、4将多相滤波器PPF1至PPF4的各第一信号序列KRn1在数值上综合成第一数值和B1。由此，对于上述所要求的取样时刻可估计出内插的、调制的合成信号SS的、最大可能的值。

同样情况对其它的时差用第二、第三或第四个信号序列KRn2、KRn3或KRn4进行，这些信号序列在数值上综合成相应的数值和B2、B3或B4。根据各个分滤波器TFn1至TFn4的时差，一个在确切固定的时刻产生的信号值，譬如在BS1，可影响合成信号SS的多个值。借助下述的装置，可求出这些受影响的多个值的最大值。

代替被考虑的数值和B1至B4，为求出最大值，第一数值和B1一方面直接地，并且另一方面借助多个计时器z-1分别时延地到达第一最大值构成装置MWB1，借助该装置，构成第一最大值MW1。这个最大值包括关于在一定时延时合成信号SS出现最大幅度的信息。

其它最大值MW2、MW3或MW4都相应地由数值和B2、B3或B4构成。最大值MW1至MW4被输送给一个共用最大值比较级MWVS，并且含有在其它的时延中关于出现的最大幅度的信息。

借助最大值比较级MWVS，计算由最大值MW1至MW4构成的共用最大值GMW，该共用最大值GMW由此含有关于合成信号SS出现的最大值信息，相应的分信号BS1、BS2、BS3或BS4参预了该合成信号SS。该共用最大值GMW与系统限制的预定的“限幅值”c比较，并且这样对于每一单个主支线HZ1至HZ4来说，在基于比较情况下，构成相应的信息信号IS1至IS4，该相应的信息信号IS1至IS4为控制限幅分别输送给相应的主支线。

在此适用于(在此采用1≤x≤4)：

公式中c作为规定的限幅值。

在此，譬如使用一个共用限幅值c用于各个分信号BS1至BS4。或者是对每个分信号各使用一个专用的限幅值cx、也即限幅值c1用于分信号BS1，限幅值c2用于分信号BS2等等。

在现举的例子中，设c＝c1＝c2＝c3＝c4。

在这里以举例方式给出了主支线HZ1，其中一方面将第一信息信号IS1连接到部件BBC上以进行限幅，并且另一方面通过延迟节del以渡越时间延迟的方式连通第一分信号BS1。

借助一个乘法器MUL实现控制限幅，信息信号IS1作为预定的限幅值c1或作为最大值GMW输送给该乘法器MUL使与第一分信号BS1进行相乘。一个由乘法器MUL构成的乘法器输出信号可得到其它处理。

图4示出了一个RRC滤波器(余弦滚降滤波器)的频率特性。在此，在X轴上给出了以MHz为单位的与中心频率的频差，而在Y轴上给出了以dB为单位所属的衰减值。

图5至图9示出了图3中所示分滤波器的信号序列。

图5示出了在内插一个因数n＝4时，在图4中所示的频率特性的一个信号序列。在X轴上，时间t以划分成T＝1/3.84MHz的时间帧(Zeitraster)标出，在Y轴上将所属的系数作为信号序列的数据值标出。

在内插一个系数4时，在有用数据之间分别插入3个“0”值，这就导致在频率范围内周期性地重复相应的有用信号频谱。通过所插入的“0”值，在直接构成卷积和时产生与一个结果“0”相乘，由此无须做解释地实施这些乘法。在准确考察时，现在得到4个分滤波器，这4个分滤波器分别按照分信号BS1至BS4的取样时钟工作，并且共同构成一个RRC滤波器。

图6、图7、图8和图9在与图6相比较情况下示出，在Y轴上可读出的系数作为该4个分滤波器的信号序列的数据值。

图10示出按本发明用于构成由一个分信号BS1组成的载频UMTS发射信号TS的另一个简化方框图。

它可被看成是一个所谓的“单载频装置”。又是一个分信号BS1作为输入信号一方面到达主支线HZ1，并且另一方面到达分支线NZ1。

在主支线HZ1内，分信号BS1进行限幅(BBC)，滤波(RRC)和内插(IP)。在与图2相比较的情况下，在分支线NZ1中，借助部件APRRC1估计主支线中所期望的信号高出量，并且构成信息信号IS1，该信息信号IS1到达主支线HZ1以控制限幅。

在这里所示的“单载频装置”具有“多载频”能力，如果分信号BS1通过调制和合成从多个信号S11、S12、S13、...、S1k中产生(在此未画出)，并且RRC滤波器对应于在调制时所用的频率使相应的有用信号频带不衰减和使所有的其它分信号频带衰减地通过。

图11示出构成在图10中所示的信息信号IS1的第一实施例。

在分信号BS1上，首先在基频带内使用一个圆形限幅方法，在这里作为装置CIRC示出。该圆形限幅方法在此是可任选的，但特别是优选使用的，因为分信号BS1高出量可用标准的取样时间帧抑制。

然后，该分信号到达一个由4个分滤波器TF11、TF12、TF13及TF14组成的多相滤波器PPF以构成信号序列KR11至KR14。这些信号序列与图3相比，一方面是直接地，并且另一方面是借助多个计时器z-1分别以时延方式到达最大值构成装置MWB1至MWB4，其最大值MW1至MW4又到达最大值比较级MWVS。按照上述方法，又构成信息信号IS1，该信息信号IS1被输送到主支线HZ1以控制限幅。

图12示出构成在图10中所示的信息信号IS1的第二实施例。

在这个在实现费用方面最佳化的改进方案中，第一分信号BS1在圆形限幅方法(CIRC)之后通过内插装置IP到达最大值装置MW。设计内插装置IP作为具有内插系数2的半带滤波器，并借此只展示大致近似的RRC滤波器频率特性。

在此种类型的选择中，图11中第一分滤波器TF11简化成一个简单的时延，因而信号序列KR11根据前述的圆形限幅方法不超过预定的限幅阈值c。于是，超过限幅阈值c只还通过第二分滤波器TF12的信号序列KR12产生的，在这里作为内插装置IP标出。在这种情况下，分信号BS1在装置BBC中必须继续减少。这种减少譬如可实现的方式是通过在采用最大值装置MW时，构成信号序列KR12数值的倒数，并且这个数值倒数与限幅阈值c相乘。

现在，可获得一个标度因子IS1，用该标度因子IS1标度分信号BS1，以便按照数值归一化到限幅阈值c的值上。

如已述，在这里分信号BS1的信号值也可加入到信号序列KR12的多个值上。应用现在实施的最小值构成可如此确定最小的标度因子IS1，以致于也可将信号序列KR12的最大值，在数值上最大地归一化到限幅阈值c的值上。

为避免在采用分信号BS1时升高信号幅度，标度因子IS1在数值上限制到“1”的值。

Claims

1、从一个基频带的n个分信号(BS1、BS2、BS3、BS4)中构成载频输出信号(TS)的方法，

-其中n个分信号(BS1，...，BS4)中每一单个的分信号作为输入信号分别分配给一个主支线(HZ1、HZ2、HZ3、HZ4)，并且在相应的主支线(HZ1，...，HZ4)中对分信号(BS1，...，BS4)进行限幅、滤波和变换成中频分信号(ZS1、ZS2、ZS3、ZS4)，

-其中中频的n个分信号(ZS1，...，ZS4)综合成一个合成信号(SS)，并且

-其中合成信号(SS)被限幅，并且以数模变换方式变换成载频输出信号(TS)，

其特征在于，

-在基频带中，与主支线(HZ1，...，HZ4)平行n个分信号(BS1，...，BS4)的每一单个的分信号分别作为输入信号分配给一个分支线(NZ1、NZ2、NZ3、NZ4)，

-在所分配的分支线(NZ1，...，NZ4)中，对每个分信号(BS1，...，BS4)来说，作为估计值(SW1、SW2、SW3、SW4)求出在相应的所分配的主支线(HZ1，...，HZ4)中分别所期待的分信号(BS1，...，BS4)的信号高出量，

-从n个分支线(NZ1，...，NZ4)的n个估计值(SW1，...，SW4)，为每个主支线(HZ1，...，HZ4)各构成一个信息信号(IS1、IS2、IS3、IS4)，

-借助信息信号(IS1，...，IS4)如此控制在相应的主支线(HZ1，...，HZ4)中的限幅，以致于对载频输出信号(TS)限幅和使其无失真。

2、按照权利要求2所述的方法，其特征在于，在主支线(HZ1，...，HZ4)中所分配的分信号(BS1，...，BS4)输送给根-升余弦滤波器(RRC)。

3、按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，用1≤i≤n在第i个分支线(NZ1，...，NZ4)中为了求出第i个估计值(SW1，...，SW4)，将分配给第i个分支线的第i个分信号(BS1，...，BS4)对应于所有n个分信号的数目经多次滤波(TFi1、TFi2、TFi3、TFi4)，并且从经所有滤波得到的最大值中构成一个信号序列(KRi1、KRi2、KRi3、KRi4)，该信号序列(KRi1、KRi2、KRi3、KRi4)构成第i个分支线(NZ1，...，NZ4)的估计值(SWi)。

4、按照权利要求3所述的方法，其特征在于，在采用n个分支线(NZ1，...，NZ4)时，由分别进行滤波所使用的第i个分滤波器(TFi1，...，TFi4)的信号序列(KRi1，...，KRi4)在数值上被加成第i个数值和(BS1、BS2、BS3、BS4)，并且从第i个数值和(BS1，...，BS4)构成第i个最大值(MW1、MW2、MW3、MW4)。

5、按照权利要求4所述的方法，其特征在于，从m个最大值(MW1，...，MW4)中构成一个共用的最大值(GMW)，与给定的限幅值(c)比较，并且根据这种比较构成分配给主支线(HZ1，...，HZ4)的信息信号(IS1，...，IS4)。

6、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在主支线(HZ1，...，HZ4)中将所分配的信息信号(IS1，...，IS4)与时延分信号(BS1，...，BS4)相乘。

7、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，通过调制和合并各个信号产生第i个分信号(BS1)，并且使用RRC滤波器，该RRC滤波器使符合调制频率的有用信号频带不明显衰减，但却可使其它分信号频带显著衰减。