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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bildung eines trägerfrequenten
Ausgangssignals aus n Teilsignalen eines Basisfrequenzbands, bei
dem jedes einzelne der n Teilsignale jeweils einem Hauptzweig als
Eingangssignal zugeordnet wird. Im jeweiligen Hauptzweig wird das
Teilsignal amplitudenbegrenzt, gefiltert und in ein zwischenfrequentes Teilsignal
umgewandelt, wobei die zwischenfrequenten n Teilsignale als Ausgangssignale
der Hauptzweige zu einem gemeinsamen Summensignal zusammengefasst
werden. Das gemeinsame Summensignal wird amplitudenbegrenzt, digital-analog-gewandelt
und in das trägerfrequente
Ausgangssignal umgewandelt.
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Bei
Funkkommunikationssystemen, die gemäß dem EDGE- oder dem UMTS-Standard
ausgeprägt
sind, werden beim sogenannten „Singlecarrier-Ansatz" beispielsweise komplexe
Basisband-Teilsignale
zur Erzeugung von trägerfrequenten
Teilsignalen linear moduliert und überlagert. Dabei weisen die
trägerfrequenten
Teilsignale keine konstanten Momentanleistungen auf.
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Beim
einzelnen trägerfrequenten
Teilsignal treten, bedingt durch die lineare Modulation, maximale
Amplitudenwerte bzw. maximale Leistungswerte auf, die wesentlich über dem
Leistungsmittelwert des trägerfrequenten
Teilsignals liegen. Es ergibt sich ein sogenannter "peak-to-average"-Wert PAR>1.
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Das
trägerfrequente
Teilsignal wird einem HF-Ausgangsverstärker zugeführt, dessen Verstärkerkennlinie
für eine
lineare Verstärkung
entsprechende Reserven aufweisen muss, um nichtlineare Verzerrungen
beim Verstärker-Ausgangssignal
zu vermeiden.
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Ein
derartiger Verstärker
wird durch die Reserve-Anforderung sehr komplex im Aufbau und weist
einen erhöhten
Leistungsverbrauch auf. Zusätzlich
ergeben sich Verringerungen beim Gesamtwirkungsgrad des Übertragungssystems.
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Beim
sogenannten Multicarrier-Ansatz werden mehrere Basisband-Teilsignale
mit sich unterscheidenden Trägerfrequenzen
moduliert in einen Zwischenfrequenzbereich überführt. Dort werden die zwischenfrequenten
Teilsignale kohärent
zu einem Summensignal zusammengefasst. Das Summensignal wird in
ein trägerfrequentes
Ausgangssignal überführt und
gelangt an den HF-Ausgangsverstärker.
Auch hier treten beim trägerfrequenten
Ausgangssignal maximale Amplitudenwerte bzw. maximale Leistungswerte
auf, die wesentlich über
dem Leistungs-Mittelwert des trägerfrequenten
Ausgangssignals liegen. Wieder müssen
beim HF-Ausgangsverstärker
entsprechende Reserven vorhanden sein.
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Sowohl
beim Singlecarrier- als auch beim Multicarrier-Ansatz werden bei
den Teilsignalen zur Amplitudenbegrenzung einerseits im Basisband
und andererseits im Zwischenfrequenzbereich sogenannte "Clipping-Verfahren" angewendet.
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Bei
den in Basisband angewendeten Clipping-Verfahren wird das Teilsignal
in seinem Frequenzband stark verzerrt. Mit Hilfe sogenannter "root-raised-cosine"-Filtern (RRC-Filter)
werden zur Reduzierung von Störungen
in Nachbarfrequenzbändern
die durch Clipping verursachten Verzerrungen sowie das Teilsignal
selbst spektral begrenzt.
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Die
RRC-Filter bilden zusätzlich
lineare Kombinationen aus vergangenen und gegenwärtigen Zustandswerten des Teilsignals,
da mit Hilfe der RRC-Filter eine Interpolation des Teilsignals erfolgt. Dadurch
wird der maximale Amplitudenwert des durch die Clipping-Verfahren
in der Amplitude begrenzten Teilsignals wiederum deutlich erhöht.
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Bei
Clipping-Verfahren im Zwischenfrequenzbereich werden die maximalen
Amplitudenwerte nicht erhöht,
jedoch werden starke Störungen
in benachbarten Frequenzbändern
erzeugt.
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Sowohl
im Basisfrequenzband als auch im Zwischenfrequenzband kommen alternativ
zwei Clipping-Verfahren zur Anwendung. Beim leicht realisierbaren "Rechteck-Clipping" werden sowohl Inphasekomponente
als auch Quadraturkomponente des Teilsignals unabhängig voneinander
in der Amplitude begrenzt.
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Beim "zirkularen Clipping" überschreitet ein aus dem komplexen
Teilsignal gebildeter Betrag einen vorbestimmten Maximalwert nicht.
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Aus
US 6,282,184 B1 ist
eine Anordnung mit einer gemeinsamen Digitalisierungsrate für eine Anzahl
so genannter „Air
Interfaces" bekannt.
Ein Sender verfügt über eine
Mehrzahl so genannter "Baseband
DSP". Jedem einzelnen "Baseband DSP" ist jeweils eine
so genannte "Channelizer
Bank" mit individuellem
Funkübertragungsverfahren
(CDMA, TDMA, GSM) zugeordnet. Die "Channelizer Banks" für
GSM, TDMA und CDMA sind ausgangsseitig derart verbunden, dass ein
GSM-Sendesignal der GSM-"Channelizer Bank" einem Eingang der
TDMA-"Channelizer Bank" zugeführt wird.
Ein TDMA-Sendesignal der TDMA-"Channelizer
Bank" wird wiederum
einem Eingang der CDMA-"Channelizer
Bank" zugeführt. Dessen
Ausgangssignal gelangt über
einen D/A-Wandler und
einem "Wideband-Transmitter" zur Abstrahlung.
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Aus „Power
Amplifiers and Transmitters for RF and Microwave", von Raab et al., IEEE Transactions
on Mircrowave Theory and Techniques, Vol. 50, No. 3, March 2002,
Seiten 814 bis 826, sind Verstärkerarchitekturen
mit Vorverzerrung bekannt.
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Aus
WO 01/99293 A2 ist ein Verfahren zur Reduzierung einer Spitzenleistung
in einem so genannten "multiple
carrier communications systems" bekannt.
Dabei werden Eingangssymbole gefiltert, um eine Reduzierung von
individuellen Trägerbandbreiten
zu erreichen. Nachfolgend werden die einzelnen Eingangssymbole einer
so genannten "multiple carrier
peak reduction unit" zugeführt, die
die Symbole derart umformt, dass ein Ausgangssignal einen vorgegebenen
Leistungsspitzenwert nicht überschreitet.
Mit Hilfe der "multiple
carrier peak reduction unit" werden
Auswirkungen einzelner Kanalfilter vorhergesagt und entsprechend
korrigierte Symbole gebildet.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, digitale komplexe Teilsignale
derart in ihren Amplitudenwerten zu begrenzen, dass sie einem Verstärker mit
geringen Verstärkungsreserven
zuführbar
sind.
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Die
Aufgabe der Erfindung wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Durch
die erfindungsgemäß erfolgende
Bestimmung der zu erwartenden Signalüberhöhungen innerhalb des Basisbands
und durch die Bildung von Steuerinformationen zur Beeinflussung
des Basisband-Clippings werden Amplitudenüberhöhungen beim Basis band-Teilsignal
vermieden und Störungen des
trägerfrequenten
Sendesignals verringert.
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Durch
das erfindungsgemäße Verfahren
wird bei einem gleichen "error-vector-magnitude"-Wert EVM eine Verringerung
des "peak-to-average-ratio"-Werts PAR beim Teilsignal
erzielt.
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Im
Folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der
Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigt:
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1 ein vereinfachtes Blockschaltbild
zur Bildung eines trägerfrequenten
UMTS-Sendesignals aus mehreren Teilsignalen gemäß dem Stand der Technik,
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2 ein vereinfachtes Blockschaltbild
zur Bildung eines trägerfrequenten
UMTS-Sendesignals aus mehreren Teilsignalen gemäß der Erfindung,
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3 ein Ausführungsbeispiel
zur Bildung von in 2 dargestellten
Informationssignalen,
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4 einen Frequenzgang eines
RRC-Filters,
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5 bis 9 Signalfolgen von in 3 dargestellten Teilfiltern,
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10 ein weiteres vereinfachtes
Blockschaltbild zur Bildung eines trägerfrequenten UMTS-Sendesignals
aus einem Teilsignal gemäß der Erfindung,
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11 ein erstes Ausführungsbeispiel
zur Bildung eines in 10 dargestellten
Informationssignals, und
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12 ein zweites Ausführungsbeispiel
zur Bildung des in 10 dargestellten
Informationssignals.
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1 zeigt ein vereinfachtes
Blockschaltbild zur Bildung eines trägerfrequenten UMTS-Sendesignals
TS aus mehreren digi talen Teilsignalen BS1, BS2, BS3 und BS4, gemäß dem Stand
der Technik.
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Bei
einer hier dargestellten "Multicarrier-Anordnung" werden die Teilsignale
BS1 bis BS4 in jeweils verschiedene zwischenfrequente Teilsignale ZS1,
ZS2, ZS3 und ZS4 transformiert und zu einem gemeinsamen Summensignal
SS zusammengefasst. Dieses gemeinsame Summensignal SS wird in das trägerfrequente
UMTS-Sendesignal TS transformiert.
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Die
Teilsignale BS1, BS2, BS3 und BS4 eines Basisfrequenzbandes sind
jeweils einem Hauptzweig HZ1, HZ2, HZ3 und HZ4 zugeordnet.
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Ein
erstes Teilsignal BS1 gelangt an einen ersten Hauptzweig HZ1, wird
durch eine dort angeordnete Baugruppe BBC in seiner Amplitude begrenzt,
mit Hilfe eines Root-Raised-Cosine Filters RRC gefiltert, mit Hilfe
einer Interpolationsstufe IP interpoliert und mit Hilfe eines ersten
Mischers M1 in ein erstes zwischenfrequentes Teilsignal ZS1 umgewandelt.
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Vergleichbar
dazu werden die Teilsignale BS2 bis BS4 mit Hilfe der Hauptzweige
HZ2 bis HZ4 in weitere zwischenfrequente Teilsignale ZS2 bis ZS4 transformiert,
wobei die zwischenfrequenten Teilsignale ZS1 bis ZS4 verschiedene
Trägerfrequenzen aufweisen.
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Die
zwischenfrequenten Teilsignale ZS1 bis ZS4 gelangen an eine Summationseinrichtung
und werden dort zu einem gemeinsamen Summensignal SS zusammengefasst.
Das Summensignal SS wird wiederum mit Hilfe einer Baugruppe IPZ
interpoliert, mit Hilfe einer Einrichtung ZFC amplitudenbegrenzt und
in ein analoges Signal umgewandelt und wird abschließend mit
Hilfe eines Modulators MS in das trägerfrequente UMTS-Sendesignal
TS umgewandelt.
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Die
oben beschriebenen Nachteile der Amplitudenbegrenzung im Basisband
(Baseband-Clipping, BBC) sowie im Zwischenfrequenzbereich (ZFC) gelten
entsprechend.
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2 zeigt ein vereinfachtes
Blockschaltbild zur Bildung eines trägerfrequenten UMTS-Sendesignals
TS aus mehreren digitalen Teilsignalen BS1, BS2, BS3 und BS4, gemäß der Erfindung.
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Vergleichend
mit 1 gelangen die einzelnen
Teilsignale BS1 bis BS4 als Eingangssignale sowohl an jeweils einen
Hauptzweig HZ1, HZ2, HZ3 und HZ4 als auch jeweils an einen Nebenzweig
NZ1, NZ2, NZ3 und NZ4.
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Somit
ist beispielsweise dem ersten Teilsignal BS1 der erste Hauptzweig
HZ1 und ein erstes Nebenzweig NZ1 zuordenbar. Mit Hilfe des ersten
Nebenzweiges NZ1 werden die im zugeordneten Hauptzweig HZ1 durch
die Amplitudenbegrenzung zu erwartenden Signalüberhöhungen des zwischenfrequenten
Teilsignals ZS1 als Schätzwert
SW1 ermittelt, der als Ausgangssignal des Nebenzweigs NZ1 an einen
gemeinsamen Kombinierer COMB gelangt.
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Die
zu erwartende Signalüberhöhung im Hauptzweig
HZ1 wird im Nebenzweig NZ1 mit Hilfe einer Baugruppe APRRC1 ermittelt.
Vorteilhafterweise erfolgt zusätzlich
eine Interpolation (IP).
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Vergleichend
dazu werden für
die Teilsignale BS2 bis BS4 entsprechende Schätzwerte SW2, SW3 und SW4 für die zu
erwartenden Signalüberhöhungen in
den Hauptzweigen HZ2, HZ3 und HZ4 ermittelt, wobei diese Schätzwerte
SW2 bis SW4 ebenfalls an den gemeinsamen Kombinierer COMB gelangen.
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Der
gemeinsame Kombinierer COMB bildet für jedes einzelne Teilsignal
BS1 bis BS4 jeweils ein spezielles Informationssignal IS1, IS2,
IS3 bzw. IS4, das zur Steuerung der Amplitudenbegrenzung im jeweiligen
Hauptzweig HZ1 bis HZ4 verwendet wird.
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3 zeigt ein Ausführungsbeispiel
zur Bildung von in 2 dargestellten
Informationssignalen IS1, IS2, IS3 und IS4.
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Jedes
einzelne der vier Teilsignale BS1 bis BS4 des Basisfrequenzbands
gelangt als Eingangssignal an ein Polyphasenfilter PPF1, PPF2, PPF3 bzw.
PPF4. Ein erstes Polyphasenfilter PPF1 beinhaltet dabei vier parallel
zueinander angeordnete Teilfilter TF11, TF12, TF13 und TF14. Ein
zweites Polyphasenfilter PPF2 beinhaltet vier parallel zueinander
angeordnete Teilfilter TF21, TF22, TF23 und TF24. Für die Polyphasenfilter
PPF3 bzw. PPF4 gilt entsprechendes.
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Das
erste Teilsignal BS1 gelangt beispielsweise an das erstes Polyphasenfilter
PPF1, bzw. an dessen vier Teilfilter TF11 bis TF14. Ein erstes Teilfilter
TF11 bildet aus dem ersten Eingangssignal BS1 eine erste Signalfolge
KR11 mit einem entsprechend dem RRC-Filter des Hauptzweigs HZ1 verlaufenden Amplitudenfrequenzgang
und um eine feste Zeitdifferenz gegenüber den Abtastzeitpunkten vom
ersten Teilsignal BS1 versetzten Abtastwerten.
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Entsprechend
werden Signalfolgen KR12, KR13 bzw. KR14 mit Hilfe der Teilfilter
TF12, TF13 bzw. TF14 des ersten Polyphasenfilters PPF1 gebildet,
wobei die Signalfolgen KR11 bis KR14 des ersten Polyphasenfilters
PPF1 den in 2 dargestellten
Schätzwert
SW1 repräsentieren.
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Gleiches
gilt für
die Teilsignale BS2 bis BS3, die an entsprechende Polyphasenfilter
PPF2 bis PPF4 gelangen, wobei für
die Teilsignale BS2 bis BS4 wieder Signalfolgen KR21, KR22, ...,
KR44 gebildet werden.
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Mit
n=1,2,3,4 werden die jeweils ersten Signalfolgen KRn1 der Polyphasenfilter
PPF1 bis PPF4 betragsmäßig zu einer
ersten Betragssumme B1 zusammengefasst. Damit wird für die oben
angesprochenen Abtastzeitpunkte die maximal möglichen Werte des interpolierten,
modulierten Summensignals SS abgeschätzt.
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Gleiches
erfolgt für
andere Zeitdifferenzen mit den zweiten, dritten bzw. vierten Signalfolgen KRn2,
KRn3 bzw. KRn4, die betragsmäßig zur
jeweiligen Betragssumme B2, B3 bzw. B4 zusammengefasst werden. Aufgrund
der Zeitdifferenzen bei den einzelnen Teilfiltern TFn1 bis TFn4
beeinflusst ein zu einem bestimmten festen Zeitpunkt auftretender
Signalwert – beispielsweise
bei BS1 – mehrere
Werte des Summensignals SS. Mit Hilfe der nachfolgend beschriebenen
Anordnung wird der maximale Wert dieser beeinflussten mehreren Werte
ermittelt.
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Stellvertretend
für die
Betragssummen B1 bis B4 betrachtet gelangt zur Ermittlung des Maximalwerts
die erste Betragssumme B1 einerseits direkt und andererseits mit
Hilfe von mehreren Zeitgliedern z–1 jeweils
zeitverzögert
an eine erste Maximalwertbildungseinrichtung MWB1, mit deren Hilfe
ein erster Maximalwert MW1 gebildet wird. Dieser Maximalwert enthält eine
Information über
eine maximal auftretende Amplitude beim Summensignal SS bei einer
bestimmten Zeitverzögerung.
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Weitere
Maximalwerte MW2, MW3 bzw. MW4 werden entsprechend aus den Betragssummen
B2, B3 bzw. B4 gebildet. Die Maximalwerte MW1 bis MW4 werden einer
gemeinsamen Maximalwertvergleicherstufe MWVS zugeführt und
beinhalten Informationen über
die maximal auftretenden Amplituden bei weiteren Zeitverzögerungen.
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Mit
Hilfe der Maximalwertvergleicherstufe MWVS wird ein aus den Maximalwerten
MW1 bis MW4 gebildeter gemeinsamer Maximalwert GMW berechnet, der
somit Informationen über
den maximal auftretenden Wert des Summensignals SS beinhaltet, an
dem das jeweilige Teilsignal BS1, BS2, BS3 bzw. BS4 beteiligt ist.
Der gemeinsame Maximalwert GMW wird mit einem systembedingt vorgegebenen "Clippingwert" c verglichen und
so für
jeden einzelnen Hauptzweig HZ1 bis HZ4, basierend auf dem Vergleich,
das entsprechende Informationssignal IS1 bis IS4 gebildet, das jeweils
zur Steuerung der Amplitudenbegrenzung dem entsprechenden Hauptzweig zugeführt wird.
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Dabei
gilt (hier mit 1≤x≤4):
mit c als vorgegebenen Clippingwert.
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Dabei
wird beispielsweise ein gemeinsamer Clippingwert c für alle Teilsignale
BS1 bis BS4 verwendet. Oder aber es wird für jedes Teilsignal ein spezifischer
Clippingwert cx verwendet, also ein Clippingwert c1 für das Teilsignal
BS1, ein Clippingwert c2 für
das Teilsignal BS2, usw.
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Im
vorliegenden Beispiel sei c=c1=c2=c3=c4.
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Beispielhaft
ist hier der Hauptzweig HZ1 gezeigt, bei dem einerseits das erste
Informationssignal IS1 an die Baugruppe BBC zur Amplitudenbegrenzung
und andererseits über
ein Laufzeitglied de1 das erste Teilsignal BS1 laufzeitverzögert angeschaltet ist.
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Die
Steuerung der Amplitudenbegrenzung erfolgt mit Hilfe eines Multiplikators
MUL, dem das Informationssignal IS1 als vorgegebener Clippingwert c1
bzw. als Maximalwert GMW zur Multiplikation mit dem ersten Teilsignal
BS1 zugeführt
wird. Ein vom Multiplikator MUL gebildetes Multiplikator-Ausgangssignal gelangt
zur weiteren Verarbeitung.
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4 zeigt einen Frequenzgang
eines RRC-Filters (Cosinus-Roll-Off-Filter).
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Dabei
ist auf der X-Achse eine Frequenzabweichung von einer Mittenfrequenz
in MHz angegeben, während
auf der Y-Achse zugehörige
Dämpfungswerte
in dB angegeben sind.
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5 bis 9 zeigen Signalfolgen von in 3 dargestellten Teilfiltern.
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5 zeigt eine Signalfolge
des in 4 dargestellten
Frequenzganges bei einer Interpolation um einen Faktor n=4.
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Auf
der X-Achse ist eine Zeit t in einem Zeitraster von T=1/3,84MHz
unterteilt aufgetragen, auf der Y-Achse sind zugehörige Koeffizienten
als Datenwerte der Signalfolge aufgetragen.
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Bei
einer Interpolation um einen Faktor 4 werden jeweils drei "0"-Werte zwischen Nutzdaten eingefügt, was
zu einer periodischen Wiederholung des jeweiligen Nutzsignalspektrums
im Frequenzbereich führt.
Durch die eingefügten „0"-Werte treten bei einer
direkten Bildung einer Faltungssumme Multiplikationen mit einem
Ergebnis „0" auf, die somit nicht explizit
durchgeführt
werden müssen.
Bei genauer Betrachtung erhält
man nun vier Teilfilter, die jeweils im Abtasttakt der Teilsignale
BS1 bis BS4 arbeiten und zusammen ein RRC-Filter ergeben.
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6, 7, 8 und 9 zeigen, vergleichend mit 6, an der Y-Achse abzulesende Koeffizienten
als Datenwerte von Signalfolgen der vier Teilfilter.
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10 zeigt ein weiteres vereinfachtes Blockschaltbild
zur Bildung eines trägerfrequenten UMTS-Sendesignals
TS aus einem Teilsignal BS1, gemäß der Erfindung.
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Es
wird eine sogenannte "Single-Carrier-Anordnung" betrachtet. Wieder
gelangt ein Teilsignal BS1 einerseits an den Hauptzweig HZ1 und
andererseits an den Nebenzweig NZ1 als Eingangssignal.
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Innerhalb
des Hauptzweiges HZ1 wird das Teilsignal BS1 amplitudenbegrenzt
(BBC), gefiltert (RRC) und interpoliert (IP). Vergleichend mit 2 wird im Nebenzweig NZ1
eine zu erwartende Signalüberhöhung im
Hauptzweig mit Hilfe einer Baugruppe APRRCI geschätzt und
ein Informationssignal IS1 gebildet, das zur Steuerung der Amplitudenbegrenzung
an den Hauptzweig HZ1 gelangt.
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Die
hier gezeigte „Single-Carrier-Anordnung" wird „Multi-Carrier"-fähig, wenn
das Teilsignal BS1 aus mehreren Signalen S11, S12, S13, ..., S1k
(hier nicht gezeigt) durch Modulation und Kombination hervorgeht
und das RRC-Filter entsprechend der bei der Modulation verwendeten
Frequenzen entsprechende Nutzsignalbänder ungedämpft und alle weiteren Teilsignalbänder gedämpft passieren
lässt.
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11 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel zur
Bildung des in 10 dargestellten
Informationssignals IS1.
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Am
Teilsignal BS1 wird zuerst im Basisfrequenzband ein zirkulares Clipping-Verfahren
angewendet – hier
als Einrichtung CIRC dargestellt. Das zirkulare Clipping-Verfahren
ist hier optional, jedoch besonders vorteilhaft, da Überhöhungen des
Teilsignals BS1 im normalen Abtastzeitraster unterdrückt werden.
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Danach
gelangt es an ein Polyphasenfilter PPF, bestehend aus vier Teilfiltern
TF11, TF12, TF13 bzw. TF14 zur Bildung von Signalfolgen KR11 bis KR14.
Diese gelangen, vergleichend mit 3,
einerseits direkt und andererseits mit Hilfe mehrerer Zeitglieder
z–1 jeweils
zeitlich verzögert
an Maximalwertbildungseinrichtungen MWB1 bis MWB4, deren Maximalwerte
MW1 bis MW4 wieder an eine Maximalwertvergleichsstufe MWVS gelangen.
Wieder wird nach dem oben beschriebenen Verfahren ein Informationssignal
IS1 gebildet, das zur Steuerung der Amplitudenbegrenzung dem Hauptzweig
HZ1 zugeführt
wird.
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12 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel
zur Bildung des in 10 dargestellten
Informationssignals IS1.
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In
dieser hinsichtlich des Implementierungsaufwands optimierten Variante
gelangt das erste Teilsignal BS1 nach einem zirkularen Clipping-Verfahren (CIRC) über eine
Interpolationseinrichtung IP an eine Maximalwerteinrichtung MW.
Die Interpolationseinrichtung IP ist als Halbbandfilter mit einem
In terpolationsfaktor 2 ausgelegt und stellt damit nur eine
grobe Näherung
des RRC-Filterfrequenzganges dar.
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Bei
einer derartigen Wahl entartet das erste Teilfilter TF11 aus 11 zu einer einfachen Zeitverzögerung,
wodurch die Signalfolge KR11 aufgrund des vorhergehenden zirkularen
Clipping-Verfahrens eine vorgegebene Clippingschwelle c nicht überschreitet. Überschreitungen
der Clippingschwelle c können
also nur noch durch die Signalfolge KR12 des zweiten Teilfilters
TF12 auftreten – hier
als Interpolationseinrichtung IP gekennzeichnet. In diesem Fall
muss das Teilsignal BS1 im der Einrichtung BBC weiter reduziert
werden. Diese Reduzierung erfolgt beispielsweise, indem bei der
Maximalwerteinrichtung MW ein Betragskehrwert der Signalfolge KR12 gebildet
und dieser mit der Clippingschwelle c multipliziert wird.
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Man
erhält
nun einen Skalierungsfaktor IS1, mit dem das Teilsignal BS1 skaliert
werden muss, um es betragsmäßig auf
den Wert der Clippingschwelle c zu normieren.
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Wie
bereits beschrieben, ist auch hier der Signalwert des Teilsignals
BS1 an mehreren Werten der Signalfolge KR12 beteiligt. Mit der nun
durchgeführten
Minimumbildung wird ein kleinster Skalierungsfaktor IS1 derart bestimmt,
dass auch ein größter Wert
der Signalfolge KR12 betragsmäßig maximal auf
den Wert der Clippingschwelle c normiert wird.
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Um
eine Anhebung von Signalamplituden beim Teilsignal BS1 zu vermeiden,
wird der Skalierungsfaktor IS1 auf einen Wert von „1" betragsmäßig begrenzt.
