JPH1065571A - スペクトル拡散無線通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 クロック位相ずれが生じてもその影響が積分
ダンプフィルタの処理に悪影響を及ぼさないようにし
て、トーン干渉波等に対する受信品質を高く保持する。 【解決手段】 データ復調部１０においてスペクトル逆
拡散用の乗算器１２の前段にゲート回路１１およびゲー
ト信号発生回路１４を設け、ゲート信号発生回路１４に
おいてＰＮ符号の各チップ期間ごとにその両端部が１サ
ンプリングクロック分だけ“Ｌ”レベルとなり他の期間
が“Ｈ”レベルとなるゲート信号を発生する。そして、
このゲート信号により上記ゲート回路１１をゲート制御
することで、受信信号中の位相ずれの影響を受ける部分
を除去し、このゲート処理後の受信信号を乗算器１２で
ＰＮ符号によりスペクトル逆拡散したのち積分ダンプフ
ィルタ１３に入力して積分加算処理するようにしたもの
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば自動車・
携帯電話システムやコードレス電話システム、無線ＬＡ
Ｎシステム等の無線通信システムで使用される無線通信
装置に係わり、特にスペクトラム拡散通信方式を使用し
て符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access ）通信を可能としたシステムで使用されるス
ペクトル拡散無線通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動通信システムで使用する通信
方式の一つとして、干渉や妨害に強いスペクトラム拡散
通信方式が注目されている。スペクトラム拡散通信方式
を使用した無線通信システムは、例えば送信側の装置に
おいて、ディジタル化された音声データや画像データに
対し先ず拡散符号を用いて広帯域のベースバンド信号に
変換する。拡散符号としては、疑似雑音符号（ＰＮコー
ド；pseudorandom noise code ）やＧｏｌｄ符号が使用
される。次に、この変換された送信ベースバンド信号に
より無線搬送波をディジタル変調し、しかるのちこの被
変調波信号をバンドパスフィルタでフィルタリングした
のちアンテナから送信する。ディジタル変調方式には例
えばＢＰＳＫやＱＰＳＫ変調方式が用いられる。

【０００３】これに対し受信側の装置においては、受信
された無線周波信号を局部発振信号とミキシングしてベ
ースバンド帯の信号に周波数変換したのち、この受信ベ
ースバンド信号をローパスフィルタに通して不要波成分
を除去し、しかるのちディジタル信号に変換してデータ
復調部に入力する。そして、このデータ復調部におい
て、上記ディジタル受信信号に対し送信側の装置で使用
した拡散符号と同じ符号を用いて逆拡散を行なったの
ち、その出力信号を積分ダンプフィルタで受信データの
１シンボル長ごとに積分し、その積分出力を判定部で判
定することにより受信データを復元するように構成され
ている。

【０００４】ところで、逆拡散後のディジタル受信信号
を上記積分ダンプフィルタでシンボル積分する方式に
は、拡散符号の１チップごとに受信信号レベルを１回サ
ンプリングしてこれを受信信号の１シンボル長に渡って
加算するものがある。この方式では、例えば受信信号の
シンボルレートを１９．２ＫＨｚ、拡散符号のチップレ
ートを１．２３ＭＨｚとすると、６４個の受信信号レベ
ルのサンプル値が相互に加算される。しかしこの方式
は、無線部に設けられている受信フィルタのカットオフ
特性が急峻でない場合に、トーン干渉波の影響を受けて
受信品質の劣化を生じ易い。

【０００５】一方、積分ダンプフィルタの別の方式とし
て、拡散符号の１チップごとに例えばチップレートの４
〜８倍のサンプリング周期で受信信号レベルをサンプリ
ングし、これらのサンプリングデータを受信信号の１シ
ンボル長にわたって加算するものがある。この方式で
は、例えば受信信号のシンボルレートを１９．２ＫＨ
ｚ、拡散符号のチップレートを１．２３ＭＨｚ、サンプ
ルレートを９．８４ＭＨｚ（チップレートの８倍）とす
ると、６４×８＝５１２個の受信信号レベルのサンプル
値が相互に加算される。この方式は、先に述べた１チッ
プ１サンプルの方式に比べサンプルデータ数を多くでき
るため、上記トーン干渉波の影響を低減することが可能
である。

【０００６】いま例えば図８に示すように、１，２５Ｍ
Ｈｚの帯域幅を有する無線周波数信号に９００ＫＨｚの
トーン干渉波が加わり、無線部にこのトーン干渉波を除
去する受信フィルタが設けられていない場合には、トー
ン干渉波の周波数に対する受信Ｓ／Ｎの関係は図９に示
すようになる。この特性から明らかなように、１チップ
８サンプルの方式によるＳ／Ｎ特性（Ａ）は、１チップ
１サンプルの方式によるＳ／Ｎ特性（Ｂ）に比べ、受信
Ｓ／Ｎが約９ｄＢ高くなる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この様
な１チップ複数サンプル方式を適用した積分ダンプフィ
ルタには、次のような解決すべき課題があった。すなわ
ち、クロック追尾部においてクロック位相ずれが生じ、
その影響により受信信号と受信拡散符号との間のタイミ
ングがずれると、このタイミングずれの期間における受
信信号のサンプリングデータが積分ダンプフィルタにノ
イズとして入力されて積分値に加算され、この結果受信
品質の劣化を生じる。

【０００８】この発明は上記事情に着目してなされたも
ので、その目的とするところは、クロック位相ずれが生
じてもその影響が積分ダンプフィルタの処理に悪影響を
及ぼさないようにし、これによりトーン干渉波等に対す
る受信品質を高く保持し得るスペクトル拡散無線通信装
置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明は、スペクトル拡散された無線信号を受信し
てこの受信無線信号をベースバンド帯の信号に周波数変
換したのち拡散符号の符号レートの整数倍の周期でサン
プリングし、このサンプリングされた受信信号を拡散符
号によりスペクトル逆拡散したのち積分ダンプフィルタ
で積分してその積分出力を判定部でレベル判定すること
により情報データを再生するスペクトル拡散無線通信装
置において、上記積分ダンプフィルタの前段側にデータ
選択手段を設け、このデータ選択手段により、上記拡散
符号の１符号長期間ごとに、当該期間に対応する上記受
信信号の複数のサンプリングデータのうち、上記拡散符
号の１符号長期間中の所定の両端部分を除いた中央部分
のサンプルデータのみを選択し、この選択したサンプリ
ングデータを上記積分ダンプフィルタで積分処理させる
ようにしたものである。

【００１０】データ選択手段としては、ゲート信号発生
手段と、受信信号ゲート手段とを備え、ゲート信号発生
手段により、拡散符号の１符号長期間のうち上記サンプ
リング周期に応じて定めた両端部分をもしくはこの両端
部分を除いた中央部分を表わすゲート信号を発生し、こ
のゲート信号発生手段により発生されたゲート信号を基
に、受信信号ゲート手段において上記受信信号をゲート
処理して、このゲート処理後の受信信号を上記積分ダン
プフィルタによる積分処理に供するようにするものが考
えられる。

【００１１】また他のデータ選択手段としては、上記し
たゲート信号発生手段に加え、拡散符号ゲート手段とを
備え、ゲート信号発生手段により発生されたゲート信号
を基に、上記拡散符号ゲート手段において上記拡散符号
をゲート処理して、このゲート処理後の拡散符号を受信
信号のスペクトル逆拡散処理に供し、このスペクトル逆
拡散処理後の受信信号を積分ダンプフィルタによる積分
処理に供するようにするものが考えられる。

【００１２】この結果本発明によれば、例えばクロック
追尾部のクロック位相がずれ、その影響により受信信号
と受信拡散符号との間のタイミングがずれたとしても、
このタイミングずれの期間における受信信号のサンプリ
ングデータはデータ選択手段により除去され、積分ダン
プフィルタには上記タイミングずれの影響のないサンプ
リングデータのみが入力されることになる。このため、
積分ダンプフィルタでは上記タイミングずれの影響を受
けずに受信サンプリングデータの積分処理を行なうこと
ができ、これにより情報データの判定を高精度に行なえ
るようになって受信品質を高く保持することが可能とな
る。

【００１３】またデータ選択処理を、積分ダンプフィル
タの前段において受信信号もしくは拡散符号のゲート処
理により行なうようにしたことで、既存の積分ダンプフ
ィルタをそのまま使用することができ、これにより積分
ダンプフィルタ内においてゲート処理を行なう場合に比
べて回路構成もしくは積分処理を簡単化することが可能
となる。

【００１４】

【発明の実施の形態】

（第１の実施形態）図１は、この発明の第１の実施形態
に係わるスペクトル拡散無線通信装置の受信系の構成を
示す回路ブロック図である。

【００１５】同図おいて、アンテナ１で受信された無線
信号は、アナログ・フロントエンド２において低雑音増
幅されるとともにベースバンド帯に周波数変換されたの
ち、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３で所定の
サンプリングレートでサンプリングされる。このときサ
ンプリングレートは例えばＰＮ符号のチップレートの８
倍に設定される。上記Ａ／Ｄ変換器３でサンプリングさ
れた受信信号は、フィンガ回路と呼ばれる３個のデータ
復調器４，５，６およびサーチ受信機７にそれぞれ入力
される。

【００１６】データ復調器４，５，６は、上記サーチ受
信機７により捕捉されたＰＮ同期情報に応じて、基地局
から送信された伝送データをスペクトラム拡散して復調
する。これらのデータ復調器４，５，６により復調され
た各シンボルデータは、同期情報とともにシンボル合成
器８に入力される。シンボル合成器８は、上記各データ
復調器４，５，６から出力された受信信号の積分出力を
合成してデータ成分を再生し、この再生データ成分をデ
ータ判定部９に供給する。データ判定部９は、上記再生
データ成分のレベル判定などを行なうことにより受信デ
ータを再生する。

【００１７】なお、データ復調器４，５，６を３個設け
た理由は、マルチパス受信信号をパスダイバーシチ効果
を用いて高いＳＮ比で受信するためと、通信中に接続先
の基地局を無線チャネルを切断せずに切り替える、いわ
ゆるソフトハンドオフを行なうためである。

【００１８】サーチ受信機７は、基地局から放送されて
いるパイロット信号に対しＰＮサーチを行なうもので、
基本的に上記データ復調器４，５，６と同じ構成を有し
ている。このサーチ受信機７のＰＮサーチ動作により得
られる電力制御データは図示しないマイクロプロセッサ
へ通知される。マイクロプロセッサは、移動局の動作に
係わる通常の種々制御機能に加えてＰＮサーチ制御機能
を備え、上記電力制御データをもとにＰＮサーチ制御を
行なう。

【００１９】ところで、上記データ復調器４，５，６
は、前記Ａ／Ｄ変換器３のサンプリングクロックを基準
クロックとして独自クロックを生成し、この独自クロッ
クにより互いに独立して動作するもので、それぞれ次の
ように構成される。

【００２０】図２はその構成を示す回路ブロック図であ
る。すなわち、データ復調器４，５，６はそれぞれ、デ
ータ復調部１０と、初期捕捉部２０と、クロック追尾部
３０と、ＰＮ符号発生器４０と、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）５０とを備えている。

【００２１】このうち先ず初期捕捉部２０は、例えばス
ライディング相関法によりＰＮ符号同期の初期捕捉動作
を行なうもので、受信信号の所定のシンボル分の積分値
を求めるごとにＰＮ符号の発生位相を１／４〜１チップ
ずつずらしていき、所定レベル以上の受信電力レベルが
観測された時点で同期捕捉動作をクロック追尾部３０に
移行させる。

【００２２】すなわち、受信信号は乗算器２１において
ＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号と乗算され
て逆拡散されたのち、その出力信号の所定シンボル分が
積分ダンプフィルタ２２で積分される。そして、その積
分値つまり上記受信信号とＰＮ符号との相関出力は、自
乗器２３で自乗されることで電力値に変換されたのちし
きい値比較部２４に入力され、このしきい値比較部２４
でしきい値と比較される。モード設定部２５は、上記し
きい値比較部２４においてしきい値以上の受信電力値が
検出されるまでの期間では、初期捕捉モードに設定して
切替スイッチ２６を初期捕捉部２０側に設定する。これ
に対し、しきい値以上の受信電力値が検出されると、モ
ードを初期捕捉モードからクロック追尾モードに移行さ
せ、切替スイッチ２６をクロック追尾部３０側に切り替
える。

【００２３】クロック追尾部３０は、ＰＮ符号発生器４
０からＰＮ符号とは別に発生されるＰＮ符号Early およ
びＰＮ符号Lateを用いて、次のようにクロック追尾動作
を行なう。

【００２４】すなわち、ＰＮ符号発生器４０からは、初
期捕捉部２０に供給しているＰＮ符号に対し位相が１／
２チップ進んだＰＮ符号Early と、位相が１／２チップ
遅れたＰＮ符号Lateが出力される。図３はこれらのＰＮ
符号の位相関係を示すものである。受信信号は乗算器３
１，３２でそれぞれ上記ＰＮ符号Early およびＰＮ符号
Lateと乗算されて逆拡散されたのち、その各出力信号の
所定シンボル分が積分ダンプフィルタ３３，３４でそれ
ぞれ積分される。そして、その各積分値つまり上記受信
信号と上記ＰＮ符号Early およびＰＮ符号Lateとの相関
出力は、それぞれ自乗器３５，３６で自乗されることに
より電力値に変換されたのち加算器３７で相互に加算さ
れる。そして、その加算出力信号はループフィルタ３８
で平滑されたのち、クロック位相の可変指示信号として
上記切替スイッチ２６を介して電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）５０に供給される。

【００２５】図４は、上記初期捕捉部２０およびクロッ
ク追尾部３０において得られる信号波形の一例を示すも
ので、（ａ）はＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ
符号の位相が受信信号のＰＮ符号の位相と一致している
ときに初期捕捉部２０の自乗器２３から出力されるＰＮ
符号相関出力の電力値である。これに対し（ｂ），
（ｃ）は、それぞれＰＮ符号Early およびＰＮ符号Late
の位相が受信信号のＰＮ符号の位相と一致しているとき
にクロック追尾部３０の自乗器３５，３６から出力され
るＰＮ符号相関出力の電力値であり、（ｄ）はクロック
追尾部３０の加算器３７から出力される相関出力の電力
値である。

【００２６】したがって、例えばいまクロック追尾部３
０の加算器３７から出力された相関出力の電力値が図４
（ｄ）のＡの位置にあったとすれば、クロック追尾部３
０からＶＣＯ５０へはクロック位相を遅らせるための指
示信号が供給される。このため、ＰＮ符号発生器４０か
ら発生されるＰＮ符号の位相は遅れ方向に変化し、これ
により上記加算器３７の相関出力レベルはＡの位置から
Ｂの位置へ移動する。これに対し、加算器３７の相関出
力の電力値が図４（ｄ）のＣの位置にあった場合には、
クロック追尾部３０からＶＣＯ５０へはクロック位相を
進ませるための指示信号が供給される。このため、ＰＮ
符号発生器４０から発生されるＰＮ符号の位相は進み方
向に変化し、これにより上記加算器３７の相関出力レベ
ルはＣの位置からＢの位置へ移動する。

【００２７】Ｂの位置は、図４（ａ）から明らかなよう
に後述するデータ復調部１０の積分ダンプフィルタ１３
から出力される復調データ成分の出力レベルが最大とな
る位置であり、クロック追尾部３０は加算器３７の相関
出力レベルのピークがこのＢの位置に近付くようにＶＣ
Ｏ５０を介してＰＮ符号発生器４０のＰＮ符号発生位相
を制御する。

【００２８】ところで、データ復調部１０は、ゲート回
路１１と、乗算器１２と、積分ダンプフィルタ１３と、
ゲート信号発生回路１４とから構成される。ゲート信号
発生回路１４は、ＰＮ符号発生器４０から発生されたＰ
Ｎ符号と、Ａ／Ｄ変換器３から出力されたサンプリング
クロックとを基に、ゲート信号を発生する。ゲート信号
は、ＰＮ符号の１チップ長ごとに、その両端部をそれぞ
れサンプリングクロックの１クロック長分だけ除いて、
残りの中央部分の期間のみ“Ｈ”レベルとなる信号であ
る。すなわち、サンプリングクロックのレートを先に述
べたようにＰＮ符号のチップレートの８倍に設定してあ
る場合には、ゲート信号発生回路１４からは、図５
（ｄ）に示すようにＰＮ符号の１チップ長ごとにその両
端部がそれぞれ１／８チップ長だけ“Ｌ”レベルとな
り、残りの中央部分が“Ｈ”レベルとなるゲート信号が
発生される。

【００２９】ゲート回路１１は例えばアンドゲートから
なり、上記ゲート信号が“Ｌ”レベルの期間に非導通状
態、“Ｈ”レベルの期間に導通状態となる。そして、こ
の“Ｈ”レベル期間に入力された受信信号を通過させ
る。乗算器１２は、上記ゲート回路１１を通過した受信
信号をＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号と乗
算してスペクトル逆拡散を行ない、その出力を積分ダン
プフィルタ１３に入力する。積分ダンプフィルタ１３
は、上記入力された逆拡散後のサンプリングデータを１
シンボル期間にわたって積分加算するもので、その積分
加算値をシンボル合成器８へ出力する。

【００３０】次に、以上のように構成されたスペクトル
拡散無線通信装置におけるデータ復調部１０の動作を説
明する。なお、ここでは、説明の簡単のため、伝送する
情報データをオール“１”とし、送信側の基地局がこの
情報データを“１”と“０”とが交互に表れているＰＮ
符号によりスペクトル拡散処理して送信した場合を例に
とって説明する。このとき基地局から送信された送信信
号波形は、図５（ａ）に示すようになる。

【００３１】上記送信信号がアンテナ１を介してアナロ
グ・フロントエンド２で受信されると、その受信信号は
Ａ／Ｄ変換器３でＰＮ符号のチップレートの８倍のサン
プリングレートでサンプリングされる。図５（ｂ）はそ
のサンプリングされた受信信号（受信サンプリングデー
タ）を示すものである。一方、このときＰＮ符号発生器
４０からは、図５（ｃ）に示すように上記受信信号に同
期してＰＮ符号が発生される。

【００３２】そうするとデータ復調部１０では、ゲート
信号発生回路１４において、上記ＰＮ符号と前記Ａ／Ｄ
変換器３のサンプリングクロックとに基づいて、図５
（ｄ）に示すように受信ＰＮ符号の各チップ期間ごとに
その両端部が１サンプリングクロック分だけ“Ｌ”レベ
ルとなり他の期間が“Ｈ”レベルとなるゲート信号が発
生され、ゲート回路１１に与えられる。このため、ゲー
ト回路１１では、上記ゲート信号に応じて、その“Ｈ”
レベルの期間のみ導通状態となり、この期間に入力され
た受信サンプリングデータが通過して乗算器１２に入力
される。図５（ｅ）はそのゲート後の受信を示すもので
ある。

【００３３】乗算器１２では、上記ゲート後の受信信号
がＰＮ符号と乗算されてこれによりスペクトル逆拡散さ
れ、この逆拡散後の受信信号が積分ダンプフィルタ１３
に入力される。積分ダンプフィルタ１３では、上記入力
された受信信号（受信サンプリングデータ）が１シンボ
ル期間にわたって積分加算される。そして、その積分加
算値は復調データ成分としてシンボル合成器８に入力さ
れ、ここで他のデータ復調器から同様に出力された積分
加算値と合成されてデータ判定部９に供給され、レベル
判定される。

【００３４】ところで、このような状態で、例えば無線
伝送路の変動の影響によりクロック追尾部３０において
クロック位相ずれが発生し、これにしたがって受信信号
に対するＰＮ符号の位相が例えば図５（ｆ）または図５
（ｇ）に示すように遅れ方向または進み方向にずれたと
する。そうすると、乗算器１２で受信信号をＰＮ符号と
乗算してスペクトル逆変換した際に、上記受信信号とＰ
Ｎ符号との位相ずれ区間（図５（ｆ），（ｇ）の斜線区
間）に受信サンプリングデータが存在すると、スペクト
ル逆変換後の受信信号の上記斜線区間に相当する期間に
ノイズが発生し、このノイズが積分ダンプフィルタ１３
で積分加算され、受信品質劣化の原因になる。

【００３５】しかしながらこの実施形態の構成では、先
に述べたようにゲート回路１１において、受信信号中の
上記位相ずれの影響を受ける部分が予めゲーティングさ
れて除去され、残りの位相ずれの影響を受けない部分の
みが乗算器１２でスペクトル逆拡散されたのち積分ダン
プフィルタ１３に入力されて積分加算処理される。この
ため、たとえ上記のような受信信号とＰＮ符号との位相
ずれが生じても、その影響を排除して受信品質を高く保
つことができる。

【００３６】以上のようにこの実施形態では、データ復
調部１０においてスペクトル逆拡散用の乗算器１２の前
段にゲート回路１１およびゲート信号発生回路１４を設
け、ゲート信号発生回路１４においてＰＮ符号の各チッ
プ期間ごとにその両端部が１サンプリングクロック分だ
け“Ｌ”レベルとなり他の期間が“Ｈ”レベルとなるゲ
ート信号を発生する。そして、このゲート信号により上
記ゲート回路１１をゲート制御することで、受信信号中
の位相ずれの影響を受ける部分を除去し、このゲート処
理後の受信信号を乗算器１２でＰＮ符号によりスペクト
ル逆拡散したのち積分ダンプフィルタ１３に入力して積
分加算処理するようにしている。

【００３７】したがって、クロック追尾部３０のクロッ
ク位相ずれに伴い受信信号に対するＰＮ符号の位相ずれ
が生じても、その影響を排除して受信品質を高く保つこ
とができる。また、この実施形態では、データ復調部１
０にゲート回路１１およびゲート信号発生回路１４を新
たに付加することでこの発明を実現したので、乗算器１
２や積分ダンプフィルタ１３については既存のものをそ
のまま使用することができ、これにより比較的簡単な回
路構成で実現することができる。

【００３８】（第２の実施形態）この発明の第２の実施
形態は、ＰＮ符号に対しゲート処理を施し、ゲート処理
されたＰＮ符号を用いて受信信号をスペクトル拡散処理
し、その出力信号を積分ダンプフィルタに入力して積分
加算処理するようにしたものである。

【００３９】図６は、この実施形態に係わるデータ復調
部１００の構成を示す回路ブロック図である。なお、同
図において前記図２と同一部分には同一符号を付して詳
しい説明は省略する。

【００４０】ＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符
号は、乗算器１２に入力される前にゲート回路１５に入
力される。このゲート回路１５はアンドゲートからな
り、ゲート信号発生回路１４から発生されたゲート信号
に応じて導通し、これにより上記ＰＮ符号をゲート制御
して上記乗算器１２に入力する。ゲート信号は、前記実
施形態と同様にＰＮ符号とＡ／Ｄ変換器３のサンプリン
グクロックとに基づいて生成されるもので、図７（ｄ）
に示すように受信ＰＮ符号の各チップ期間ごとにその両
端部が１サンプリングクロック分だけ“Ｌ”レベルとな
り、他の期間が“Ｈ”レベルとなる信号である。

【００４１】このような構成であるから、ＰＮ符号発生
器４０から発生されたＰＮ符号（図７（ｃ））は、乗算
器１２に入力される前に、ゲート回路１５でゲート信号
（図７（ｄ））に従ってゲート処理され、これにより受
信信号（図７（ｂ））に対してＰＮ符号の位相ずれの影
響を及ぼす部分が予め除去される。図７（ｅ）はこのゲ
ート後のＰＮ符号の信号波形を示すものである。このた
め、乗算器１２でスペクトル逆拡散された後の受信信号
は、上記位相ずれによるノイズを含まないものとなり、
したがって積分ダンプフィルタ１３においても上記ノイ
ズを含まない積分加算処理が行なわれることになる。

【００４２】このため本実施形態においても、クロック
追尾部３０のクロック位相ずれに伴い受信信号に対する
ＰＮ符号の位相ずれが生じても、その影響を排除して受
信品質の劣化がなく高Ｓ／Ｎの受信を行なうことが可能
となる。

【００４３】なお、この発明は上記各実施形態に限定さ
れるものではない。例えば、上記各実施形態では、簡単
な回路構成で実現するためにスペクトル逆拡散用の乗算
器１２の前段側にゲート回路１１，１５を設け、このゲ
ート回路１１，１５で受信信号またはＰＮ符号をゲート
処理するように構成したが、ゲート信号を積分ダンプフ
ィルタ１３に供給し、積分ダンプフィルタ１３内におい
てゲート処理を含む積分加算処理を行なうように構成し
てもよい。

【００４４】その他、ゲート回路およびゲート信号発生
回路の構成、ゲート回路の挿入位置、データ復調部、初
期捕捉部およびクロック追尾部の構成等についても、こ
の発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施でき
ることは勿論である。

【００４５】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
積分ダンプフィルタの前段側にデータ選択手段を設け、
このデータ選択手段により、上記拡散符号の１符号長期
間ごとに、当該期間に対応する上記受信信号の複数のサ
ンプリングデータのうち、上記拡散符号の１符号長期間
中の所定の両端部分を除いた中央部分のサンプルデータ
のみを選択し、この選択したサンプリングデータを上記
積分ダンプフィルタで積分処理させるようにしたことに
よって、クロック位相ずれが生じてもその影響が積分ダ
ンプフィルタの処理に悪影響を及ぼさないようにするこ
とができ、これによりトーン干渉波等に対する受信品質
を高く保持し得るスペクトル拡散無線通信装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施形態に係わるスペクトル
拡散無線通信装置の受信系の構成を示す回路ブロック
図。

【図２】図１に示した装置のデータ復調器の構成を示す
回路ブロック図。

【図３】図２に示したＰＮ符号発生器から発生される３
種類のＰＮ符号の位相関係を示す図。

【図４】図２に示したデータ復調器によるクロック追尾
動作を説明するための信号波形図。

【図５】図２に示したデータ復調部の動作説明に使用す
る信号波形図。

【図６】この発明の第２の実施形態に係わるスペクトル
拡散無線通信装置のデータ復調部の構成を示す回路ブロ
ック図。

【図７】図６に示したデータ復調部の動作説明に使用す
る信号波形図。

【図８】無線送信波およびトーン干渉波のスペクトルを
示す図。

【図９】１チップ８サンプル方式および１チップ１サン
プル方式のＳ／Ｎ特性を示す図。

【符号の説明】

１…アンテナ ２…アナログ・フロントエンド ３…アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） ４，５，６…データ復調器 ７…サーチ受信機 ８…シンボル合成器 ９…データ判定部 １０，１００…データ復調部 １１，１５…ゲート回路 １２…乗算器 １３…積分ダンプフィルタ １４…ゲート信号発生回路 ２０…初期捕捉部 ２１…乗算器 ２２…積分ダンプフィルタ ２３…自乗器 ２４…しきい値比較部 ２５…モード設定部 ２６…切替スイッチ ３０…クロック追尾部 ３１，３２…乗算器 ３３，３４…積分ダンプフィルタ ３５，３６…自乗器 ３７…加算器 ３８…ループフィルタ ４０…ＰＮ符号発生器 ５０…電圧制御発振器（ＶＣＯ）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトル拡散された無線信号を受信し
   てこの受信無線信号をベースバンド帯の信号に周波数変
   換したのち拡散符号の符号レートの整数倍の周期でサン
   プリングし、このサンプリングされた受信信号を拡散符
   号によりスペクトル逆拡散したのち積分ダンプフィルタ
   で積分してその積分出力を判定部でレベル判定すること
   により情報データを再生するスペクトル拡散無線通信装
   置において、 前記拡散符号の１符号長期間ごとに、当該期間に対応す
   る前記受信信号の複数のサンプリングデータのうち、前
   記１符号長期間中の所定の両端部分を除いた中央部分の
   サンプルデータのみを選択し、この選択したサンプリン
   グデータを前記積分ダンプフィルタで積分処理させるデ
   ータ選択手段を具備したことを特徴とするスペクトル拡
   散無線通信装置。
2. 【請求項２】 データ選択手段は、 前記拡散符号の１符号長期間のうち前記サンプリング周
   期に応じて定めた両端部分もしくはこの両端部分を除い
   た中央部分を表わすゲート信号を発生するためのゲート
   信号発生手段と、 このゲート信号発生手段により発生されたゲート信号を
   基に前記受信信号をゲート処理して、このゲート処理後
   の受信信号を前記積分ダンプフィルタによる積分処理に
   供する受信信号ゲート手段とを備えたことを特徴とする
   請求項１記載のスペクトル拡散無線通信装置。
3. 【請求項３】 データ選択手段は、 前記拡散符号の１符号長期間のうち前記サンプリング周
   期に応じて定めた両端部分もしくはこの両端部分を除い
   た中央部分を表わすゲート信号を発生するためのゲート
   信号発生手段と、 このゲート信号発生手段により発生されたゲート信号を
   基に前記拡散符号をゲート処理し、このゲート処理後の
   拡散符号を前記受信信号のスペクトル逆拡散処理に供す
   る拡散符号ゲート手段とを備えたことを特徴とする請求
   項１記載のスペクトル拡散無線通信装置。