JP4651824B2 - Ｄｃ電圧をａｃ電圧に変換する方法および装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
（発明の分野）
本発明の実施形態は、一般的には、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する方法および装置に関する。より詳細には、本発明の実施形態は、無停電電源装置等のデバイス中の共振ブリッジインバータ回路を用いてＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する方法および装置に関する。
【０００２】
（発明の背景）
バッテリバックアップシステムを備える無停電電源装置（ＵＰＳ）の用途が、調節され、かつ無停電電力を高感度かつ／または重要な負荷（例えば、コンピュータシステムおよび他のデータ処理システム）に提供することであることは周知である。図１は、調整されかつ無停電電力を提供するために用いられる従来技術のＵＰＳ１０の典型例を示す。ＵＰＳ１０は、入力フィルタ／サージプロテクタ１２と、切換えスイッチ１４と、コントローラ１６と、バッテリ１８と、バッテリ充電器１９と、インバータ２０と、ＤＣ−ＤＣ変換器２３とを含む。また、このＵＰＳはまた、ＡＣ電源に結合する入力２４と、負荷に結合するアウトレット２６を含む。
【０００３】
ＵＰＳ１０は以下のように動作する。フィルタ／サージプロテクタ１２が、ＡＣ電源から入力２４を通じて入力ＡＣ電力を受け取り、入力ＡＣ電力をフィルタリングし、フィルタリングされたＡＣ電力を、切換えスイッチおよびバッテリ充電器に提供する。切換えスイッチ１４は、フィルタ／サージプロテクタ１２からＡＣ電力を受け取り、また、インバータ２０からもＡＣ電力を受け取る。コントローラ１６は、フィルタ／サージプロテクタから利用可能なＡＣ電力が所定の許容範囲内に収まるか否かを判定し、フィルタ／サージプロテクタから利用可能なＡＣ電力が所定の許容範囲内に収まる場合、切換えスイッチを制御して、フィルタ／サージプロテクタからのＡＣ電力をアウトレット２６に提供する。この整流器からのＡＣ電力が所定の許容範囲内に収まらない場合（このような事態は、「電圧低下」、「ハイライン」または「ブラックアウト」の状態かまたは電力サージによって発生し得る）、コントローラは、切換えスイッチを制御して、インバータ２０からＡＣ電力を提供する。ＤＣ−ＤＣ変換器２３は、任意の構成要素であり、バッテリの出力をインバータに適合する電圧に変換する。使用される特定のインバータおよびバッテリに応じて、インバータは、直接またはＤＣ−ＤＣ変換器を介してのいずれかでバッテリに動作可能に結合され得る。
【０００４】
従来技術のＵＰＳ１０のインバータ２０は、ＤＣ−ＤＣ変換器２３からＤＣ電力を受け取り、そのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、そのＡＣ電圧を所定の仕様（ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ）に調整する。インバータ２０は、調整されたＡＣ電圧を切換えスイッチに提供する。バッテリの容量と負荷の電力要件とに応じて、ＵＰＳ１０は、短時間の電源「ドロップアウト」または長時間の電力停止の間、電力を負荷に提供することができる。
【０００５】
典型的な中程度の電力、低コストのインバータ（例えば、ＵＰＳ１０のインバータ２０）において、ＡＣ電圧の波形は、正弦波の形状ではなく、矩形波の形状を有する。典型的な従来技術インバータ回路１００を図２中に示す。インバータ回路１００は、ＤＣ電圧源１８ａに結合され、負荷抵抗器１２８および負荷キャパシタ１３０を含む典型的な負荷１２６に結合される。ＤＣ電圧源１８ａはバッテリであり得、または、図２Ａに示すようなＤＣ−ＤＣ変換器２３およびキャパシタ２５に結合されたバッテリ１８を含み得る。負荷中にＥＭＩフィルタが存在するため、典型的な負荷は、容量性の構成要素を有する。インバータ回路１００は、４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を含む。これらのスイッチはそれぞれ、電力ＭＯＳＦＥＴデバイスを用いてインプリメントされる。電力ＭＯＳＦＥＴデバイスは、真性ダイオード１０４、１１０、１１６および１２２を有するトランジスタ１０６、１１２、１１８、１２４からなる。これらのトランジスタ１０６、１１２、１１８および１２４はそれぞれ、ゲート１０７、１０９、１１１および１１３を有する。当業者には理解されるように、スイッチＳ１〜Ｓ４はそれぞれ、自身のゲートに対する制御信号入力を用いて制御され得る。図３は、スイッチ用のタイミング波形を提供し、これにより、キャパシタ１３０および抵抗器１２８にわたる出力ＡＣ電圧波形Ｖｏｕｔ（これは、図３にも図示されている）が生成される。
【０００６】
従来技術のインバータ回路１００の主な欠点は、負荷が容量性の構成要素を有する場合、負荷容量が充電されるにつれて有意な量の電力が放散し、また、ＡＣ波形の各半サイクルの間に放電される点である。この電力は、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４によって吸収され、この吸収を行うためには、典型的には、これらのスイッチを比較的大型のヒートシンクに取り付ける必要がある。この電力放散に関する問題は、高電圧システムになるほど大きくなり、負荷容量を充電するために必要なエネルギーも大きくなる。スイッチ中の電力の放散は、インバータの効率を激減させるため、ＵＰＳ１０中のバッテリ１８の動作時間を低減させる。スイッチの温度上昇も、大きな問題となっている。
【０００７】
（発明の要旨）
本発明の実施形態において、共振回路をインバータ中に設けてキャパシタの充電および放電を行うことにより、キャパシタ充電によるインバータ中の電力放散に関連する問題を解消する。
【０００８】
１つの一般的な局面において、本発明は、ＡＣ電力を負荷に提供する無停電電源装置を特徴とする。上記無停電電源装置は、ＡＣ電源からＡＣ電力を受け取る入力と、ＡＣ電力を提供する出力と、ＤＣ電力を提供するＤＣ電圧源であって、エネルギー格納デバイスを有するＤＣ電圧源と、ＤＣ電力を受け取り、ＡＣ電力を提供するように上記ＤＣ電圧源に動作可能に結合されるインバータとを含む。上記インバータは、ＡＣ電力を上記負荷に提供する第１の出力ノードおよび第２の出力ノードと、上記ＤＣ電圧源からＤＣ電力を受け取る第１の入力ノードおよび第２の入力ノードと、第１の端子および第２の端子を有する共振素子であって、上記第２の端子は上記第１の出力ノードに電気的に結合される、共振素子と、上記共振素子の上記第１の端子と上記第１の入力ノードとの間で電気的に結合された第１のスイッチと、上記第１の出力ノードおよび第２の出力ノードと上記第１の入力ノードおよび第２の入力ノードとの間で動作可能に結合され、かつ、上記ＤＣ電力からＡＣ電力を生成するように制御される、１組のスイッチと、を含む。上記無停電電源装置は、上記ＡＣラインまたはインバータ電源のいずれかを上記無停電電源装置用の出力電源として選択するように構築および構成された切換えスイッチをさらに含む。
【０００９】
上記インバータ中の上記１組のスイッチは、上記第２の出力ノードと上記第２の入力ノードとの間で電気的に結合された第２のスイッチと、上記第２の出力ノードと上記第１の入力ノードとの間で電気的に結合された第３のスイッチと、上記第１の出力ノードと上記第１の入力ノードとの間で電気的に結合された第４のスイッチと、上記第１の出力ノードと上記第２の入力ノードとの間で電気的に結合された第５のスイッチとを含み得る。上記インバータは、上記共振素子の上記第１の端子と上記第２の入力ノードとの間で電気的に結合された第６のスイッチをさらに含み得る。
【００１０】
上記インバータ中の上記共振素子は、インダクタを含み得る。上記スイッチはそれぞれトランジスタを含み得る。上記エネルギー格納デバイスはバッテリを含み得る。上記切換えスイッチは、上記入力から上記ＡＣ電力を受け取り、上記インバータから上記ＡＣ電力を受け取り、かつ、上記入力からの上記ＡＣ電力および上記インバータからの上記ＡＣ電力のいずれかを上記負荷に提供するように構築および構成され得る。
【００１１】
別の一般的な局面において、本発明は、容量性素子を有する負荷にＡＣ電力を提供する無停電電源装置を特徴とする。上記無停電電源装置は、ＡＣ電源からＡＣ電力を受け取る入力と、ＡＣ電力を提供する出力と、ＤＣ電力を提供する電圧源であって、エネルギー格納デバイスを有する電圧源と、ＤＣ電力を受け取るように上記電圧源に動作可能に結合され、かつ、ＡＣ電力を提供する出力を有するインバータと、を含む。上記インバータは、共振素子を通じて上記インバータからの電流を上記負荷に供給することにより上記容量性素子を充電する手段と、上記容量性素子が所定の電圧まで充電された後に上記インバータから負荷電流を供給する手段と、上記共振素子を通じて上記容量性素子を放電させる手段と、エネルギーを上記共振素子から上記エネルギー格納デバイスに切り換える手段と、を含む。上記無停電電源装置は、上記ＡＣ電源および上記電圧源のうちのいずれかを上記無停電電源装置用の出力電源として選択するように構築および構成された切換えスイッチをさらに含む。
【００１２】
別の一般的な局面において、本発明は、エネルギー格納デバイスを備えるＤＣ電圧源を有する無停電電源装置を用いて、容量性素子を有する負荷に無停電ＡＣ電圧を供給する方法を特徴とする。上記方法は、上記無停電電源装置内の共振素子を通じて上記ＤＣ電圧源からの電流を上記負荷に供給することにより、上記容量性素子を充電する工程と、上記容量性素子が所定の電圧まで充電された後に上記ＤＣ電圧源からの負荷電流を上記負荷に供給する工程と、上記共振素子を通じて上記容量性素子を放電させる工程と、上記共振素子から上記ＤＣ電圧源内の上記エネルギー格納デバイスにエネルギーを切り換える工程とを包含する。
【００１３】
上記方法は、ＡＣ電源からＡＣ電圧を受け取る工程と、上記ＡＣ電源および上記ＤＣ電圧源のうちのいずれかを上記無停電電源装置用の出力電源として選択する工程とをさらに包含し得る。
【００１４】
（詳細な説明）
本発明のより深い理解のために、図面には参照符号が付してある。本明細書中、これらの図面を参考のため援用する。
【００１５】
ここで、本発明によるインバータ２００の１つの実施形態を、図４を参照して説明する。図４は、電圧源１８ａおよび負荷１２６に結合されたインバータ２００の模式図を示す。インバータ２００は、従来技術のインバータ１００のＭＯＳＦＥＴスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を含み、また、２つのさらなるＭＯＳＦＥＴスイッチＳ５およびＳ６ならびにインダクタ１４０を含む。１つの実施形態において、スイッチＳ５およびＳ６は、スイッチＳ１〜Ｓ４と類似し、真性ダイオード１３２、１３６を有するトランジスタ１３４、１３８を含む。トランジスタ１３４および１３８はそれぞれ、トランジスタの状態を制御するために用いられるゲート１１５および１１７を有する。
【００１６】
１つの実施形態において、入力から負荷へ出力された１２０ＶＡＣ、４００ＶＡ、２５アンペアのピーク電流を、約１７０ＶＤＣのインバータに提供し、スイッチＳ１〜Ｓ６を、Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ，ＣＡのＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒから市販されている部品番号ＩＲＦ６４０を用いてインプリメントする。２２０ＶＡＣ用途の場合、これらのスイッチは、やはりＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒから市販されている部品番号ＩＲＦ７３０を用いてもインプリメントされ得る。１２０ＶＡＣの実施形態において、インダクタ１４０は、非常に高いＢｓａｔ値を持つ１．５ｍＨのインダクタを用いてインプリメントされ、これにより、飽和無しに高ピーク電流に耐えることを可能にする。１つの実施形態において、インダクタは、Ｍ−１９、１８．５ミルの鋼からなるＥＩ積層構造から構成され、この構造は、Ｅ積層とＩ積層との間に大きな空隙を有する。所望のピーク切換え電流およびインダクタの物理的サイズに応じて、他の値のインダクタを本発明の実施形態と共に用いてもよい。使用するインダクタを選択する際、遷移時間、すなわち負荷容量の充電または放電を行うために必要な時間も考慮して、遷移時間が短くなり過ぎたりまたは長くなり過ぎたりしないようにする必要がある。遷移時間が長過ぎると、出力波形のパルス幅は長くなり過ぎ得る。遷移時間が短過ぎると、ピーク切換え電流が大きくなる。
【００１７】
ここで、インバータ２００がＡＣ電力を負荷に提供する動作について、図５〜９を参照して説明する。図５は、インバータ２００のスイッチＳ１〜Ｓ６の動作のタイミング図を提供し、また、負荷１２６にわたる出力電圧波形も提供する。図５のタイミング図において、スイッチＳ１〜Ｓ６それぞれに対して、対応する波形が高い状態である場合、当該スイッチはオンになり（導電状態）、対応する波形が低い状態になると、スイッチはオフになる（非導電状態）。
【００１８】
インバータ２００において、これらのスイッチがＮＭＯＳデバイスを用いてインプリメントされている様子が示されている。当業者にとって公知であるように、ＮＭＯＳデバイスの場合、正の状態の制御信号がデバイスのゲートに供給されると、デバイスはオン（導電）となる。一方、ローの（ｌｏｗ）状態の制御信号がゲートに供給されると、デバイスはオフ（非導電）となる。従って、これらのスイッチの各々のタイミング図は、対応するトランジスタのゲートに提供される制御信号の状態も示す。本発明の実施形態において、インバータがＵＰＳにおいて用いられる場合、制御信号は、例えば、図１のＵＰＳのコントローラ１６から提供され得る。あるいは、制御信号は、当該分野において公知のインバータそのものの中に常駐するタイミング論理回路を用いても供給可能である。
【００１９】
図５中のｔ０からｔ１までの第１の時間期間の間、スイッチＳ４およびＳ５はオンにされ、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ６はオフにされ、これにより、インバータ２００を通じて図６中に示すような矢印１５０の方向に電流経路が生成される。第１の時間期間の間に電流経路中に生成されるインバータ２００の構成要素のみを、図６中に示す。図６に示すように、スイッチＳ４およびＳ５がオンにされると、インダクタ１４０および負荷１２６は、電圧源１８ａを介して直列接続される。第１の期間の間、負荷Ｖｏｕｔにわたる出力電圧が共振して、ゼロボルトから電圧源１８ａの電圧になる。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチＳ１のダイオード１０４（図７）によって、電圧源の電圧を越えて立ち上がることができなくなる。ダイオード１０４は、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧源の電圧に制限するように電流を流す。
【００２０】
出力電圧Ｖｏｕｔが電圧源の電圧に達した時（または到達のすぐ）、時間ｔ１において、スイッチＳ１はオンになり、スイッチＳ５はオフになる。スイッチＳ１およびＳ４は、時間ｔ１から時間ｔ２までの第２の期間の間、オンのままである。この第２の期間の間、負荷は電圧源１８ａにわたって結合される。図７は、第２の時間期間の間にインバータを通る電流経路を示す。図７中に示すように、第２の期間の間、負荷電流は矢印１５４に進む。また、第２の時間期間の間、第１の時間期間の間にインダクタ中に格納されたエネルギーは、インダクタにわたる電圧を反転させ、インダクタ中のエネルギーが、電圧源中の格納デバイス（例えば、バッテリまたはキャパシタ）に解放される。この際のエネルギーは、矢印１５６を沿ってスイッチ１のダイオード１０４およびスイッチ６のダイオード１３６を通過する経路に進む電流による。加えて、負荷インピーダンスに応じて、インダクタ中に格納されたエネルギーからの電流も、負荷を通過する経路を進み得る。
【００２１】
時間ｔ２から時間ｔ３までの第３の時間期間の間、負荷にわたる電圧はゼロに戻る。時間ｔ２において、スイッチＳ１およびＳ４はオフにされ、これにより、負荷が電圧源から切断され、スイッチＳ６がオンにされ、これにより、図８中に示す負荷にわたって、効果的にインダクタを配置する。第３の時間期間の間、負荷キャパシタ１３０中に格納されたエネルギーがインダクタ１４０に切り換えられ、負荷にわたる電圧はゼロに低減する。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチＳ２のダイオード１１０（図９）により、負になることができなくなる。ダイオード１１０は出力電圧をゼロに制限するように電流を流す。
【００２２】
時間ｔ３において、スイッチＳ６はオフにされ、ｔ３からｔ４までの第４の時間期間の間、全てのスイッチはオフのままである。第４の時間期間の間、インバータ２００を通過する電流経路は、図９中に示す矢印１６０に進む。第４の時間期間の間、インダクタ１４０中のエネルギーは、Ｓ２およびＳ５のダイオード１１０および１３２を通じて電圧源１８ａにフリーホイール（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌ）し、負荷にわたる電圧は典型的にはゼロのままである。ｔ３からｔ４までの時間は通常は、全てのインダクタエネルギーが電圧源１８ａに切り換わることを可能にするのに十分長いように選択される。
【００２３】
ｔ４からｔ５までの第５の時間期間の間、スイッチＳ１およびＳ３はオンにされ、負荷にわたってローのインピーダンスを維持し、これにより、いかなる外部エネルギーも、出力を非ゼロ電圧まで充電しないようにする。これは、「クランプ」期間と呼ばれる。時間ｔ５において、全てのスイッチは再度オフにされ、時間ｔ６までの第６の時間期間の間、オフのままである。
【００２４】
時間ｔ６で開始して時間ｔ９まで継続する負の半サイクルのＡＣ波形が生成される。負の半サイクルは、スイッチＳ４の代わりにスイッチＳ３を用い、Ｓ５の代わりにスイッチＳ６を用い、Ｓ１の代わりにスイッチＳ２を用いる点以外は、上述した正の半サイクルと実質的に同じ様式で生成される。次いで、正の半サイクルおよび負の半サイクルは別の様式で生成され続け、これにより、ＡＣ出力電圧の波形が生成される。
【００２５】
本発明の１つの実施形態において、６０Ｈｚの電圧波形を生成するように設計されたインバータにおいて、ｔ０からｔ１までの第１の時間期間は約１３０マイクロ秒であり、ｔ１からｔ２までの第２の時間期間は約４ミリ秒であり、ｔ２からｔ３までの第３の時間期間は約１３０マイクロ秒であり、ｔ３からｔ４までの第４の時間期間は約１００マイクロ秒であり、時間ｔ４からｔ５までの時間期間は約４．２ミリ秒であり、ｔ５からｔ６までの時間期間は約１０マイクロ秒である。この実施形態において、負の半サイクルの波形は正の半サイクルと対称であるため、負の半サイクルの立ち上がり時間、立ち下り時間および継続時間は、正の半サイクルのものとほぼ等しい。
【００２６】
上記の実施形態において、正の半サイクルの後のｔ４からｔ５までのクランプ期間の間および負の半サイクルの後のｔ１０からｔ１１までのクランプ期間の間、スイッチＳ１およびＳ３はオンにされ、ローのインピーダンスに対する出力がクランプされる。本発明の別の実施形態において、正の半サイクルの後のｔ４からｔ５までのクランプ期間の間、スイッチＳ１およびＳ３ではなくスイッチＳ２およびＳ４がオンにされる。この実施形態において、上記の実施形態と同様に、ｔ１０からｔ１１までのクランプ期間の間、スイッチＳ１およびＳ３がオンにされる。しかし、スイッチＳ１およびＳ３の代わりにスイッチＳ２およびＳ４をオンにしてもよい。正の半サイクルの後にＳ１の代わりにＳ２をオンにすると、Ｓ２にわたる電圧降下が低減する点において有益であり、スイッチＳ２はインダクタ１４０用のエネルギー回復経路中にあるため、電圧降下が低減すると、回路効率が向上する。
【００２７】
本発明の実施形態において、インバータ２００を上記の様式で用いて、共振回路を用いて、入力ＤＣ電圧から、図５に示す波形を有する出力ＡＣ電圧を生成する。共振回路を用いると、電力損失を最低限に抑えて負荷容量の充電および放電を行うことが可能となる。インバータ２００中に生じる電力損失のみが、インバータ構成要素（例えば、インダクタのＥＳＲ）およびスイッチがオン状態であるときの各スイッチの直列抵抗に起因して発生する。従って、本発明の実施形態によるインバータは、従来技術のインバータとは違ってかさばるヒートシンクを必要とせず、従来技術のインバータよりも効率が良い。本発明の実施形態によってインバータの効率が向上するため、本発明のインバータは、無停電電源装置用途に特に望ましく、バッテリモードのＵＰＳの動作時間を延長し、ＵＰＳのサイズおよび重量を低減し、ＵＰＳからの電磁放出を低減することが可能とする。
【００２８】
上記の本発明の実施形態において、（例えば、図１のＵＰＳ１０中のインバータ２０の代わりに）インバータを無停電電源装置と共に用いるものとして説明した。当業者には理解されるように、本発明のインバータは、他の種類の無停電電源装置とも用いることが可能である。例えば、インバータは、入力ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換し、変換されたＤＣ電圧およびバッテリによって電源装置されるＤＣ電圧源から提供されるＤＣ電圧のいずれか１つをインバータの入力に提供して、ＵＰＳのＡＣ出力電圧を生成するようなＵＰＳと用いることが可能である。加えて、当業者には理解されるように、本発明の実施形態によるインバータは、無停電電源装置以外のシステムおよびデバイスにおいても用いられ得る。
【００２９】
上記のインバータ２００において、ＭＯＳＦＥＴデバイスはスイッチＳ１〜Ｓ６として用いられる。当業者には理解されるように、複数の他の電気的スイッチまたは機械的スイッチ（例えば、一体型整流器を備えるＩＧＢＴ、またはＣ−Ｅ接合部にわたってダイオードを有するバイポーラトランジスタ）を用いて、スイッチ機能を提供してもよい。さらに、本発明の実施形態において、スイッチＳ１〜Ｓ６の各々を同じ種類のスイッチを用いてインプリメントする必要はない。
【００３０】
上記の本発明の実施形態において、インダクタをインバータ回路中の共振素子として用いる。当業者には理解されるように、インダクタの代わりに複素インピーダンスを持つ他のデバイスを用いてもよいが、任意のこのようなデバイスは主に本質的に誘導性であることが望ましい。
【００３１】
上記の本発明の実施形態において、負荷容量を放電した後、エネルギーは、インダクタから電圧源へと戻る。当業者には理解されるように、電圧源はインダクタからエネルギーを受け取るバッテリを含み得、または、電圧源はエネルギーを受け取る電圧源にわたって並列接続されたバッテリ以外の格納デバイス（例えば、キャパシタ）も含み得る。
【００３２】
上記のように本発明の少なくとも１つの例示的な実施形態を説明してきたが、当業者であれば、様々な変更例、改変例および改良例を容易に想起する。このような変更例、改変例および改良例は、本発明の範囲および趣旨内であることが意図される。従って、上記の説明は例示目的のみのために記載したものであり、限定的なものとして意図していない。本発明の制限は、本明細書の特許請求の範囲およびその均等物のみによって規定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、典型的な無停電電源装置のブロック図である。
【図２】 図２は、典型的な従来技術のインバータ回路の模式図である。
【図２Ａ】 図２Ａは、図２のインバータ回路と共に用いられる電圧源のブロック図を示す。
【図３】 図３は、図２中に示すインバータ回路用のタイミング波形を示す。
【図４】 図４は、本発明の１つの実施形態によるインバータ回路の模式図を示す。
【図５】 図５は、図４中に示すインバータ回路用のタイミング波形を示す。
【図６】 図６は、出力電圧波形の正の半サイクルの開始ポイントに対応するインバータが充電モードである間の、図４のインバータを通過する電流経路を示す。
【図７】 図７は、出力電圧波形の正の半サイクルの間の、図４のインバータを通過する電流経路を示す。
【図８】 図８は、出力電圧波形の正の半サイクルの終端部における、インバータが放電モードである間の図４のインバータを通過する電流経路を示す。
【図９】 図９は、インバータがエネルギー回復モードである間のインバータを通過する電流経路を示す。
（発明の分野）
本発明の実施形態は、一般的には、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する方法および装置に関する。より詳細には、本発明の実施形態は、無停電電源装置等のデバイス中の共振ブリッジインバータ回路を用いてＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する方法および装置に関する。
【０００２】
（発明の背景）
バッテリバックアップシステムを備える無停電電源装置（ＵＰＳ）の用途が、調節され、かつ無停電電力を高感度かつ／または重要な負荷（例えば、コンピュータシステムおよび他のデータ処理システム）に提供することであることは周知である。図１は、調整されかつ無停電電力を提供するために用いられる従来技術のＵＰＳ１０の典型例を示す。ＵＰＳ１０は、入力フィルタ／サージプロテクタ１２と、切換えスイッチ１４と、コントローラ１６と、バッテリ１８と、バッテリ充電器１９と、インバータ２０と、ＤＣ−ＤＣ変換器２３とを含む。また、このＵＰＳはまた、ＡＣ電源に結合する入力２４と、負荷に結合するアウトレット２６を含む。
【０００３】
ＵＰＳ１０は以下のように動作する。フィルタ／サージプロテクタ１２が、ＡＣ電源から入力２４を通じて入力ＡＣ電力を受け取り、入力ＡＣ電力をフィルタリングし、フィルタリングされたＡＣ電力を、切換えスイッチおよびバッテリ充電器に提供する。切換えスイッチ１４は、フィルタ／サージプロテクタ１２からＡＣ電力を受け取り、また、インバータ２０からもＡＣ電力を受け取る。コントローラ１６は、フィルタ／サージプロテクタから利用可能なＡＣ電力が所定の許容範囲内に収まるか否かを判定し、フィルタ／サージプロテクタから利用可能なＡＣ電力が所定の許容範囲内に収まる場合、切換えスイッチを制御して、フィルタ／サージプロテクタからのＡＣ電力をアウトレット２６に提供する。この整流器からのＡＣ電力が所定の許容範囲内に収まらない場合（このような事態は、「電圧低下」、「ハイライン」または「ブラックアウト」の状態かまたは電力サージによって発生し得る）、コントローラは、切換えスイッチを制御して、インバータ２０からＡＣ電力を提供する。ＤＣ−ＤＣ変換器２３は、任意の構成要素であり、バッテリの出力をインバータに適合する電圧に変換する。使用される特定のインバータおよびバッテリに応じて、インバータは、直接またはＤＣ−ＤＣ変換器を介してのいずれかでバッテリに動作可能に結合され得る。
【０００４】
従来技術のＵＰＳ１０のインバータ２０は、ＤＣ−ＤＣ変換器２３からＤＣ電力を受け取り、そのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、そのＡＣ電圧を所定の仕様（ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ）に調整する。インバータ２０は、調整されたＡＣ電圧を切換えスイッチに提供する。バッテリの容量と負荷の電力要件とに応じて、ＵＰＳ１０は、短時間の電源「ドロップアウト」または長時間の電力停止の間、電力を負荷に提供することができる。
【０００５】
典型的な中程度の電力、低コストのインバータ（例えば、ＵＰＳ１０のインバータ２０）において、ＡＣ電圧の波形は、正弦波の形状ではなく、矩形波の形状を有する。典型的な従来技術インバータ回路１００を図２中に示す。インバータ回路１００は、ＤＣ電圧源１８ａに結合され、負荷抵抗器１２８および負荷キャパシタ１３０を含む典型的な負荷１２６に結合される。ＤＣ電圧源１８ａはバッテリであり得、または、図２Ａに示すようなＤＣ−ＤＣ変換器２３およびキャパシタ２５に結合されたバッテリ１８を含み得る。負荷中にＥＭＩフィルタが存在するため、典型的な負荷は、容量性の構成要素を有する。インバータ回路１００は、４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を含む。これらのスイッチはそれぞれ、電力ＭＯＳＦＥＴデバイスを用いてインプリメントされる。電力ＭＯＳＦＥＴデバイスは、真性ダイオード１０４、１１０、１１６および１２２を有するトランジスタ１０６、１１２、１１８、１２４からなる。これらのトランジスタ１０６、１１２、１１８および１２４はそれぞれ、ゲート１０７、１０９、１１１および１１３を有する。当業者には理解されるように、スイッチＳ１〜Ｓ４はそれぞれ、自身のゲートに対する制御信号入力を用いて制御され得る。図３は、スイッチ用のタイミング波形を提供し、これにより、キャパシタ１３０および抵抗器１２８にわたる出力ＡＣ電圧波形Ｖｏｕｔ（これは、図３にも図示されている）が生成される。
【０００６】
従来技術のインバータ回路１００の主な欠点は、負荷が容量性の構成要素を有する場合、負荷容量が充電されるにつれて有意な量の電力が放散し、また、ＡＣ波形の各半サイクルの間に放電される点である。この電力は、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４によって吸収され、この吸収を行うためには、典型的には、これらのスイッチを比較的大型のヒートシンクに取り付ける必要がある。この電力放散に関する問題は、高電圧システムになるほど大きくなり、負荷容量を充電するために必要なエネルギーも大きくなる。スイッチ中の電力の放散は、インバータの効率を激減させるため、ＵＰＳ１０中のバッテリ１８の動作時間を低減させる。スイッチの温度上昇も、大きな問題となっている。
【０００７】
（発明の要旨）
本発明の実施形態において、共振回路をインバータ中に設けてキャパシタの充電および放電を行うことにより、キャパシタ充電によるインバータ中の電力放散に関連する問題を解消する。
【０００８】
１つの一般的な局面において、本発明は、ＡＣ電力を負荷に提供する無停電電源装置を特徴とする。上記無停電電源装置は、ＡＣ電源からＡＣ電力を受け取る入力と、ＡＣ電力を提供する出力と、ＤＣ電力を提供するＤＣ電圧源であって、エネルギー格納デバイスを有するＤＣ電圧源と、ＤＣ電力を受け取り、ＡＣ電力を提供するように上記ＤＣ電圧源に動作可能に結合されるインバータとを含む。上記インバータは、ＡＣ電力を上記負荷に提供する第１の出力ノードおよび第２の出力ノードと、上記ＤＣ電圧源からＤＣ電力を受け取る第１の入力ノードおよび第２の入力ノードと、第１の端子および第２の端子を有する共振素子であって、上記第２の端子は上記第１の出力ノードに電気的に結合される、共振素子と、上記共振素子の上記第１の端子と上記第１の入力ノードとの間で電気的に結合された第１のスイッチと、上記第１の出力ノードおよび第２の出力ノードと上記第１の入力ノードおよび第２の入力ノードとの間で動作可能に結合され、かつ、上記ＤＣ電力からＡＣ電力を生成するように制御される、１組のスイッチと、を含む。上記無停電電源装置は、上記ＡＣラインまたはインバータ電源のいずれかを上記無停電電源装置用の出力電源として選択するように構築および構成された切換えスイッチをさらに含む。
【０００９】
上記インバータ中の上記１組のスイッチは、上記第２の出力ノードと上記第２の入力ノードとの間で電気的に結合された第２のスイッチと、上記第２の出力ノードと上記第１の入力ノードとの間で電気的に結合された第３のスイッチと、上記第１の出力ノードと上記第１の入力ノードとの間で電気的に結合された第４のスイッチと、上記第１の出力ノードと上記第２の入力ノードとの間で電気的に結合された第５のスイッチとを含み得る。上記インバータは、上記共振素子の上記第１の端子と上記第２の入力ノードとの間で電気的に結合された第６のスイッチをさらに含み得る。
【００１０】
上記インバータ中の上記共振素子は、インダクタを含み得る。上記スイッチはそれぞれトランジスタを含み得る。上記エネルギー格納デバイスはバッテリを含み得る。上記切換えスイッチは、上記入力から上記ＡＣ電力を受け取り、上記インバータから上記ＡＣ電力を受け取り、かつ、上記入力からの上記ＡＣ電力および上記インバータからの上記ＡＣ電力のいずれかを上記負荷に提供するように構築および構成され得る。
【００１１】
別の一般的な局面において、本発明は、容量性素子を有する負荷にＡＣ電力を提供する無停電電源装置を特徴とする。上記無停電電源装置は、ＡＣ電源からＡＣ電力を受け取る入力と、ＡＣ電力を提供する出力と、ＤＣ電力を提供する電圧源であって、エネルギー格納デバイスを有する電圧源と、ＤＣ電力を受け取るように上記電圧源に動作可能に結合され、かつ、ＡＣ電力を提供する出力を有するインバータと、を含む。上記インバータは、共振素子を通じて上記インバータからの電流を上記負荷に供給することにより上記容量性素子を充電する手段と、上記容量性素子が所定の電圧まで充電された後に上記インバータから負荷電流を供給する手段と、上記共振素子を通じて上記容量性素子を放電させる手段と、エネルギーを上記共振素子から上記エネルギー格納デバイスに切り換える手段と、を含む。上記無停電電源装置は、上記ＡＣ電源および上記電圧源のうちのいずれかを上記無停電電源装置用の出力電源として選択するように構築および構成された切換えスイッチをさらに含む。
【００１２】
別の一般的な局面において、本発明は、エネルギー格納デバイスを備えるＤＣ電圧源を有する無停電電源装置を用いて、容量性素子を有する負荷に無停電ＡＣ電圧を供給する方法を特徴とする。上記方法は、上記無停電電源装置内の共振素子を通じて上記ＤＣ電圧源からの電流を上記負荷に供給することにより、上記容量性素子を充電する工程と、上記容量性素子が所定の電圧まで充電された後に上記ＤＣ電圧源からの負荷電流を上記負荷に供給する工程と、上記共振素子を通じて上記容量性素子を放電させる工程と、上記共振素子から上記ＤＣ電圧源内の上記エネルギー格納デバイスにエネルギーを切り換える工程とを包含する。
【００１３】
上記方法は、ＡＣ電源からＡＣ電圧を受け取る工程と、上記ＡＣ電源および上記ＤＣ電圧源のうちのいずれかを上記無停電電源装置用の出力電源として選択する工程とをさらに包含し得る。
【００１４】
（詳細な説明）
本発明のより深い理解のために、図面には参照符号が付してある。本明細書中、これらの図面を参考のため援用する。
【００１５】
ここで、本発明によるインバータ２００の１つの実施形態を、図４を参照して説明する。図４は、電圧源１８ａおよび負荷１２６に結合されたインバータ２００の模式図を示す。インバータ２００は、従来技術のインバータ１００のＭＯＳＦＥＴスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を含み、また、２つのさらなるＭＯＳＦＥＴスイッチＳ５およびＳ６ならびにインダクタ１４０を含む。１つの実施形態において、スイッチＳ５およびＳ６は、スイッチＳ１〜Ｓ４と類似し、真性ダイオード１３２、１３６を有するトランジスタ１３４、１３８を含む。トランジスタ１３４および１３８はそれぞれ、トランジスタの状態を制御するために用いられるゲート１１５および１１７を有する。
【００１６】
１つの実施形態において、入力から負荷へ出力された１２０ＶＡＣ、４００ＶＡ、２５アンペアのピーク電流を、約１７０ＶＤＣのインバータに提供し、スイッチＳ１〜Ｓ６を、Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ，ＣＡのＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒから市販されている部品番号ＩＲＦ６４０を用いてインプリメントする。２２０ＶＡＣ用途の場合、これらのスイッチは、やはりＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒから市販されている部品番号ＩＲＦ７３０を用いてもインプリメントされ得る。１２０ＶＡＣの実施形態において、インダクタ１４０は、非常に高いＢｓａｔ値を持つ１．５ｍＨのインダクタを用いてインプリメントされ、これにより、飽和無しに高ピーク電流に耐えることを可能にする。１つの実施形態において、インダクタは、Ｍ−１９、１８．５ミルの鋼からなるＥＩ積層構造から構成され、この構造は、Ｅ積層とＩ積層との間に大きな空隙を有する。所望のピーク切換え電流およびインダクタの物理的サイズに応じて、他の値のインダクタを本発明の実施形態と共に用いてもよい。使用するインダクタを選択する際、遷移時間、すなわち負荷容量の充電または放電を行うために必要な時間も考慮して、遷移時間が短くなり過ぎたりまたは長くなり過ぎたりしないようにする必要がある。遷移時間が長過ぎると、出力波形のパルス幅は長くなり過ぎ得る。遷移時間が短過ぎると、ピーク切換え電流が大きくなる。
【００１７】
ここで、インバータ２００がＡＣ電力を負荷に提供する動作について、図５〜９を参照して説明する。図５は、インバータ２００のスイッチＳ１〜Ｓ６の動作のタイミング図を提供し、また、負荷１２６にわたる出力電圧波形も提供する。図５のタイミング図において、スイッチＳ１〜Ｓ６それぞれに対して、対応する波形が高い状態である場合、当該スイッチはオンになり（導電状態）、対応する波形が低い状態になると、スイッチはオフになる（非導電状態）。
【００１８】
インバータ２００において、これらのスイッチがＮＭＯＳデバイスを用いてインプリメントされている様子が示されている。当業者にとって公知であるように、ＮＭＯＳデバイスの場合、正の状態の制御信号がデバイスのゲートに供給されると、デバイスはオン（導電）となる。一方、ローの（ｌｏｗ）状態の制御信号がゲートに供給されると、デバイスはオフ（非導電）となる。従って、これらのスイッチの各々のタイミング図は、対応するトランジスタのゲートに提供される制御信号の状態も示す。本発明の実施形態において、インバータがＵＰＳにおいて用いられる場合、制御信号は、例えば、図１のＵＰＳのコントローラ１６から提供され得る。あるいは、制御信号は、当該分野において公知のインバータそのものの中に常駐するタイミング論理回路を用いても供給可能である。
【００１９】
図５中のｔ０からｔ１までの第１の時間期間の間、スイッチＳ４およびＳ５はオンにされ、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ６はオフにされ、これにより、インバータ２００を通じて図６中に示すような矢印１５０の方向に電流経路が生成される。第１の時間期間の間に電流経路中に生成されるインバータ２００の構成要素のみを、図６中に示す。図６に示すように、スイッチＳ４およびＳ５がオンにされると、インダクタ１４０および負荷１２６は、電圧源１８ａを介して直列接続される。第１の期間の間、負荷Ｖｏｕｔにわたる出力電圧が共振して、ゼロボルトから電圧源１８ａの電圧になる。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチＳ１のダイオード１０４（図７）によって、電圧源の電圧を越えて立ち上がることができなくなる。ダイオード１０４は、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧源の電圧に制限するように電流を流す。
【００２０】
出力電圧Ｖｏｕｔが電圧源の電圧に達した時（または到達のすぐ）、時間ｔ１において、スイッチＳ１はオンになり、スイッチＳ５はオフになる。スイッチＳ１およびＳ４は、時間ｔ１から時間ｔ２までの第２の期間の間、オンのままである。この第２の期間の間、負荷は電圧源１８ａにわたって結合される。図７は、第２の時間期間の間にインバータを通る電流経路を示す。図７中に示すように、第２の期間の間、負荷電流は矢印１５４に進む。また、第２の時間期間の間、第１の時間期間の間にインダクタ中に格納されたエネルギーは、インダクタにわたる電圧を反転させ、インダクタ中のエネルギーが、電圧源中の格納デバイス（例えば、バッテリまたはキャパシタ）に解放される。この際のエネルギーは、矢印１５６を沿ってスイッチ１のダイオード１０４およびスイッチ６のダイオード１３６を通過する経路に進む電流による。加えて、負荷インピーダンスに応じて、インダクタ中に格納されたエネルギーからの電流も、負荷を通過する経路を進み得る。
【００２１】
時間ｔ２から時間ｔ３までの第３の時間期間の間、負荷にわたる電圧はゼロに戻る。時間ｔ２において、スイッチＳ１およびＳ４はオフにされ、これにより、負荷が電圧源から切断され、スイッチＳ６がオンにされ、これにより、図８中に示す負荷にわたって、効果的にインダクタを配置する。第３の時間期間の間、負荷キャパシタ１３０中に格納されたエネルギーがインダクタ１４０に切り換えられ、負荷にわたる電圧はゼロに低減する。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチＳ２のダイオード１１０（図９）により、負になることができなくなる。ダイオード１１０は出力電圧をゼロに制限するように電流を流す。
【００２２】
時間ｔ３において、スイッチＳ６はオフにされ、ｔ３からｔ４までの第４の時間期間の間、全てのスイッチはオフのままである。第４の時間期間の間、インバータ２００を通過する電流経路は、図９中に示す矢印１６０に進む。第４の時間期間の間、インダクタ１４０中のエネルギーは、Ｓ２およびＳ５のダイオード１１０および１３２を通じて電圧源１８ａにフリーホイール（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌ）し、負荷にわたる電圧は典型的にはゼロのままである。ｔ３からｔ４までの時間は通常は、全てのインダクタエネルギーが電圧源１８ａに切り換わることを可能にするのに十分長いように選択される。
【００２３】
ｔ４からｔ５までの第５の時間期間の間、スイッチＳ１およびＳ３はオンにされ、負荷にわたってローのインピーダンスを維持し、これにより、いかなる外部エネルギーも、出力を非ゼロ電圧まで充電しないようにする。これは、「クランプ」期間と呼ばれる。時間ｔ５において、全てのスイッチは再度オフにされ、時間ｔ６までの第６の時間期間の間、オフのままである。
【００２４】
時間ｔ６で開始して時間ｔ９まで継続する負の半サイクルのＡＣ波形が生成される。負の半サイクルは、スイッチＳ４の代わりにスイッチＳ３を用い、Ｓ５の代わりにスイッチＳ６を用い、Ｓ１の代わりにスイッチＳ２を用いる点以外は、上述した正の半サイクルと実質的に同じ様式で生成される。次いで、正の半サイクルおよび負の半サイクルは別の様式で生成され続け、これにより、ＡＣ出力電圧の波形が生成される。
【００２５】
本発明の１つの実施形態において、６０Ｈｚの電圧波形を生成するように設計されたインバータにおいて、ｔ０からｔ１までの第１の時間期間は約１３０マイクロ秒であり、ｔ１からｔ２までの第２の時間期間は約４ミリ秒であり、ｔ２からｔ３までの第３の時間期間は約１３０マイクロ秒であり、ｔ３からｔ４までの第４の時間期間は約１００マイクロ秒であり、時間ｔ４からｔ５までの時間期間は約４．２ミリ秒であり、ｔ５からｔ６までの時間期間は約１０マイクロ秒である。この実施形態において、負の半サイクルの波形は正の半サイクルと対称であるため、負の半サイクルの立ち上がり時間、立ち下り時間および継続時間は、正の半サイクルのものとほぼ等しい。
【００２６】
上記の実施形態において、正の半サイクルの後のｔ４からｔ５までのクランプ期間の間および負の半サイクルの後のｔ１０からｔ１１までのクランプ期間の間、スイッチＳ１およびＳ３はオンにされ、ローのインピーダンスに対する出力がクランプされる。本発明の別の実施形態において、正の半サイクルの後のｔ４からｔ５までのクランプ期間の間、スイッチＳ１およびＳ３ではなくスイッチＳ２およびＳ４がオンにされる。この実施形態において、上記の実施形態と同様に、ｔ１０からｔ１１までのクランプ期間の間、スイッチＳ１およびＳ３がオンにされる。しかし、スイッチＳ１およびＳ３の代わりにスイッチＳ２およびＳ４をオンにしてもよい。正の半サイクルの後にＳ１の代わりにＳ２をオンにすると、Ｓ２にわたる電圧降下が低減する点において有益であり、スイッチＳ２はインダクタ１４０用のエネルギー回復経路中にあるため、電圧降下が低減すると、回路効率が向上する。
【００２７】
本発明の実施形態において、インバータ２００を上記の様式で用いて、共振回路を用いて、入力ＤＣ電圧から、図５に示す波形を有する出力ＡＣ電圧を生成する。共振回路を用いると、電力損失を最低限に抑えて負荷容量の充電および放電を行うことが可能となる。インバータ２００中に生じる電力損失のみが、インバータ構成要素（例えば、インダクタのＥＳＲ）およびスイッチがオン状態であるときの各スイッチの直列抵抗に起因して発生する。従って、本発明の実施形態によるインバータは、従来技術のインバータとは違ってかさばるヒートシンクを必要とせず、従来技術のインバータよりも効率が良い。本発明の実施形態によってインバータの効率が向上するため、本発明のインバータは、無停電電源装置用途に特に望ましく、バッテリモードのＵＰＳの動作時間を延長し、ＵＰＳのサイズおよび重量を低減し、ＵＰＳからの電磁放出を低減することが可能とする。
【００２８】
上記の本発明の実施形態において、（例えば、図１のＵＰＳ１０中のインバータ２０の代わりに）インバータを無停電電源装置と共に用いるものとして説明した。当業者には理解されるように、本発明のインバータは、他の種類の無停電電源装置とも用いることが可能である。例えば、インバータは、入力ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換し、変換されたＤＣ電圧およびバッテリによって電源装置されるＤＣ電圧源から提供されるＤＣ電圧のいずれか１つをインバータの入力に提供して、ＵＰＳのＡＣ出力電圧を生成するようなＵＰＳと用いることが可能である。加えて、当業者には理解されるように、本発明の実施形態によるインバータは、無停電電源装置以外のシステムおよびデバイスにおいても用いられ得る。
【００２９】
上記のインバータ２００において、ＭＯＳＦＥＴデバイスはスイッチＳ１〜Ｓ６として用いられる。当業者には理解されるように、複数の他の電気的スイッチまたは機械的スイッチ（例えば、一体型整流器を備えるＩＧＢＴ、またはＣ−Ｅ接合部にわたってダイオードを有するバイポーラトランジスタ）を用いて、スイッチ機能を提供してもよい。さらに、本発明の実施形態において、スイッチＳ１〜Ｓ６の各々を同じ種類のスイッチを用いてインプリメントする必要はない。
【００３０】
上記の本発明の実施形態において、インダクタをインバータ回路中の共振素子として用いる。当業者には理解されるように、インダクタの代わりに複素インピーダンスを持つ他のデバイスを用いてもよいが、任意のこのようなデバイスは主に本質的に誘導性であることが望ましい。
【００３１】
上記の本発明の実施形態において、負荷容量を放電した後、エネルギーは、インダクタから電圧源へと戻る。当業者には理解されるように、電圧源はインダクタからエネルギーを受け取るバッテリを含み得、または、電圧源はエネルギーを受け取る電圧源にわたって並列接続されたバッテリ以外の格納デバイス（例えば、キャパシタ）も含み得る。
【００３２】
上記のように本発明の少なくとも１つの例示的な実施形態を説明してきたが、当業者であれば、様々な変更例、改変例および改良例を容易に想起する。このような変更例、改変例および改良例は、本発明の範囲および趣旨内であることが意図される。従って、上記の説明は例示目的のみのために記載したものであり、限定的なものとして意図していない。本発明の制限は、本明細書の特許請求の範囲およびその均等物のみによって規定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、典型的な無停電電源装置のブロック図である。
【図２】 図２は、典型的な従来技術のインバータ回路の模式図である。
【図２Ａ】 図２Ａは、図２のインバータ回路と共に用いられる電圧源のブロック図を示す。
【図３】 図３は、図２中に示すインバータ回路用のタイミング波形を示す。
【図４】 図４は、本発明の１つの実施形態によるインバータ回路の模式図を示す。
【図５】 図５は、図４中に示すインバータ回路用のタイミング波形を示す。
【図６】 図６は、出力電圧波形の正の半サイクルの開始ポイントに対応するインバータが充電モードである間の、図４のインバータを通過する電流経路を示す。
【図７】 図７は、出力電圧波形の正の半サイクルの間の、図４のインバータを通過する電流経路を示す。
【図８】 図８は、出力電圧波形の正の半サイクルの終端部における、インバータが放電モードである間の図４のインバータを通過する電流経路を示す。
【図９】 図９は、インバータがエネルギー回復モードである間のインバータを通過する電流経路を示す。
Claims (10)
- 容量性素子を有する負荷にＡＣ電力を提供するインバータであって、
該インバータは、
第１の入力ノードおよび第２の入力ノードであって、該第１の入力ノードと該第２の入力ノードとの間に結合されたＤＣ電圧源からＤＣ電力を受け取る第１の入力ノードおよび第２の入力ノードと、
第１の出力ノードおよび第２の出力ノードであって、該第１の出力ノードと該第２の出力ノードとの間に結合された該負荷にＡＣ電力を提供する第１の出力ノードおよび第２の出力ノードと、
該第１の出力ノードと該第１の入力ノードとの間に電気的に結合された第１のスイッチ、該第１の出力ノードと該第２の入力ノードとの間に電気的に結合された第２のスイッチ、該第２の出力ノードと該第１の入力ノードとの間に電気的に結合された第３のスイッチ、および該第２の出力ノードと該第２の入力ノードとの間に電気的に結合された第４のスイッチであって、該第１のスイッチ、該第２のスイッチ、該第３のスイッチおよび該第４のスイッチは、該ＤＣ電力からＡＣ電力を生成するように所定の様式で使用時に作動される、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第３のスイッチおよび第４のスイッチと
を備え、
第１の端子および第２の端子を有する誘導性素子であって、該第２の端子は該第１の出力ノードに電気的に結合されている、誘導性素子と、
該誘導性素子の該第１の端子と該第１の入力ノードとの間に電気的に結合された第１の制御スイッチと、
該誘導性素子の該第１の端子と該第２の入力ノードとの間に電気的に結合された第２の制御スイッチであって、該第１の制御スイッチおよび該第２の制御スイッチは、該容量性素子に格納されたエネルギーを該誘導性素子に伝達し、該誘導性素子に格納されたエネルギーを、該容量性素子に、かつ、該ＤＣ電圧源に該エネルギーを伝達するために該第１の入力ノードおよび該第２の入力ノードに伝達するように、該第１のスイッチ、該第２のスイッチ、該第３のスイッチおよび該第４のスイッチと協働して作動可能である、第２の制御スイッチと
を特徴とする、インバータ。 - 前記ＤＣ電圧源は、エネルギー格納デバイスを含み、
前記インバータは、
前記第４のスイッチおよび前記第１の制御スイッチを閉じ、他の全てのスイッチを開くことによって、前記誘導性素子を介して前記負荷に電流を供給することによって前記容量性素子を充電し、
前記第１のスイッチおよび該第４のスイッチを閉じ、他の全てのスイッチを開くことによって、所定の電圧まで該容量性素子を充電した後に、負荷電流を供給し、
前記第２の制御スイッチを閉じ、他の全てのスイッチを開くことによって、該誘導性素子を介して該容量性素子を放電し、
全てのスイッチを開くことによって、該誘導性素子から該エネルギー格納デバイスにエネルギーを伝達する、請求項１に記載のインバータ。 - 前記エネルギー格納デバイスは、バッテリを含む、請求項２に記載のインバータ。
- 前記スイッチの各々は、トランジスタを含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載のインバータ。
- 前記誘導性素子は、インダクタを含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載にインバータ。
- 前記容量性素子は、キャパシタを含む、請求項５に記載のインバータ。
- 複素インピーダンス素子を有する負荷にＡＣ電力を提供する無停電電源装置であって、
該無停電電源装置は、
ＡＣ電源からＡＣ電力を受け取る入力と、
ＡＣ電力を提供する出力と、
ＤＣ電力を提供するＤＣ電圧源であって、エネルギー格納デバイスを有するＤＣ電圧源と、
該ＤＣ電圧源に結合された請求項１〜６のいずれか一項に記載のインバータの第１の入力ノードおよび第２の入力ノードと、
該出力に電気的に結合された出力端子と、入力端子とを有する伝達スイッチであって、該入力端子は、該ＡＣ電源および該インバータのうちの１つを該無停電電源装置のための出力電源として選択するように、該インバータの前記出力ノードのうちの少なくとも１つと、該ＡＣ電源に電気的に結合された該入力のうちの１つとの間を切換え可能である、伝達スイッチと
を備える、無停電電源装置。 - エネルギー格納デバイスを有するＤＣ電圧源とインバータとを有する無停電電源装置を用いて、容量性素子を有する負荷に無停電ＡＣ電圧を供給する方法であって、
該インバータは、
第１の入力ノードおよび第２の入力ノードであって、該第１の入力ノードと該第２の入力ノードとの間に該ＤＣ電圧源が結合されている、第１の入力ノードおよび第２の入力ノードと、
第１の出力ノードおよび第２の出力ノードであって、該第１の出力ノードと該第２の出力ノードとの間に該負荷が結合されている、第１の出力ノードおよび第２の出力ノードと、
該第１の出力ノードと該第１の入力ノードとの間に電気的に結合された第１のスイッチ、該第１の出力ノードと該第２の入力ノードとの間に電気的に結合された第２のスイッチ、該第２の出力ノードと該第１の入力ノードとの間に電気的に結合された第３のスイッチ、および該第２の出力ノードと該第２の入力ノードとの間に電気的に結合された第４のスイッチと
第１の端子および第２の端子を有する誘導性素子であって、該第２の端子は該第１の出力ノードに電気的に結合されている、誘導性素子と、
該誘導性素子の該第１の端子と該第１の入力ノードとの間に電気的に結合された第１の制御スイッチと、
該誘導性素子の該第１の端子と該第２の入力ノードとの間に電気的に結合された第２の制御スイッチと
を備え、
該方法は、
該第４のスイッチおよび該第１の制御スイッチを閉じ、他の全てのスイッチを開くことによって、該誘導性素子を介して該負荷に該ＤＣ電圧源からの電流を供給することによって該容量性素子を充電するステップと、
該第１のスイッチおよび該第４のスイッチを閉じ、他の全てのスイッチを開くことによって、所定の電圧まで該容量性素子を充電した後に、該ＤＣ電圧源から該負荷に負荷電流を供給するステップと、
該第２の制御スイッチを閉じ、他の全てのスイッチを開くことによって、該誘導性素子を介して該容量性素子を放電するステップと、
全てのスイッチを開くことによって、該容量性素子の放電の間に該誘導性素子からエネルギーを伝達するステップと、
全てのスイッチを開くことによって、該誘導性素子から該エネルギー格納デバイスにエネルギーを伝達するステップと
を含む、方法。 - 前記無停電電源装置は、
入力と、
出力と、
該出力に電気的に結合された出力端子と、入力端子とを有する伝達スイッチであって、該入力端子は、前記インバータの前記出力ノードのうちの少なくとも１つと該入力のうちの１つとの間を切換え可能である、伝達スイッチと
をさらに備え、
前記方法は、
ＡＣ電源から該入力においてＡＣ電圧を受け取るステップと、
該伝達スイッチを用いて、該ＡＣ電源および該インバータのうちの１つを該無停電電源装置のための出力電源として選択するステップと
をさらに含む、請求項８に記載の方法。 - 前記容量性素子は、キャパシタを含み、前記誘導性素子は、インダクタを含む、請求項８または９に記載の方法。
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