JPH10271810A - 高電圧コンバータ回路 - Google Patents
高電圧コンバータ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直列に接続されたターンオフ形の複数の電力
半導体装置（１）と、各電力半導体装置に対して設けら
れ、そのゲート（９）に接続されかつその電力半導体装
置をオンおよびオフとなるように制御する駆動ユニット
（６）と、駆動ユニットの電力供給装置とを備えた形式
の高電圧コンバータ回路において、駆動ユニットの電力
供給装置が構成が簡単でかつ廉価で、信頼性ある機能を
行なう。 【解決手段】 電力供給装置が第１のコンデンサ（２
２）とこのコンデンサ間の電圧を調整するレギュレータ
（２１）とを有し、コンデンサおよびレギュレータが電
力半導体装置と並列に接続され、電力半導体装置が導通
する時にコンデンサが駆動ユニットの電力供給装置のた
めに十分な電気的エネルギーを蓄積し、コンデンサは電
力半導体装置と関連した駆動ユニットに電力供給をす
る。
半導体装置（１）と、各電力半導体装置に対して設けら
れ、そのゲート（９）に接続されかつその電力半導体装
置をオンおよびオフとなるように制御する駆動ユニット
（６）と、駆動ユニットの電力供給装置とを備えた形式
の高電圧コンバータ回路において、駆動ユニットの電力
供給装置が構成が簡単でかつ廉価で、信頼性ある機能を
行なう。 【解決手段】 電力供給装置が第１のコンデンサ（２
２）とこのコンデンサ間の電圧を調整するレギュレータ
（２１）とを有し、コンデンサおよびレギュレータが電
力半導体装置と並列に接続され、電力半導体装置が導通
する時にコンデンサが駆動ユニットの電力供給装置のた
めに十分な電気的エネルギーを蓄積し、コンデンサは電
力半導体装置と関連した駆動ユニットに電力供給をす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直列に接続された
ターンオフ形の複数の電力半導体装置と、各上記電力半
導体装置に対して設けられ、そのゲートに接続されかつ
その電力半導体装置をオンおよびオフとなるように制御
するようになっている駆動ユニットと、上記駆動ユニッ
トの電力供給装置とを具備した高電圧コンバータ回路に
関する。
ターンオフ形の複数の電力半導体装置と、各上記電力半
導体装置に対して設けられ、そのゲートに接続されかつ
その電力半導体装置をオンおよびオフとなるように制御
するようになっている駆動ユニットと、上記駆動ユニッ
トの電力供給装置とを具備した高電圧コンバータ回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】「コンバータ回路」は高電圧を変換する
ための１対の装置からなる回路と定義され、その際に電
圧レベルに関してあるいは１つの周波数から他の周波数
への上向き方向あるいは下向き方向への直流電圧から交
流電圧への変換、あるいはその逆、または直流電圧から
直流電圧への変換、あるいは交流電圧から交流電圧への
変換が問題となることがある。
ための１対の装置からなる回路と定義され、その際に電
圧レベルに関してあるいは１つの周波数から他の周波数
への上向き方向あるいは下向き方向への直流電圧から交
流電圧への変換、あるいはその逆、または直流電圧から
直流電圧への変換、あるいは交流電圧から交流電圧への
変換が問題となることがある。
【０００３】このような回路は、例えば、直流電圧から
交流電圧への、あるいはその逆の変換のための高電圧直
流（ＨＶＤＣ）による電力の伝送を行なう電圧固定コン
バータ（ｖｏｌｔａｇｅ−ｓｔｉｆｆ ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒ）に使用されてもよい。無効電力消費（ＲＰＣ）の
ための施設もまたこのようなコンバータを用いてもよ
い。これらコンバータは、このような施設においては、
典型的に１０〜５００ｋＶの範囲内の電圧（他の電圧も
考えられるが）を保持する必要があり、これは電圧を分
散するために比較的に多くのこのような電力半導体装置
を直列に接続する（それらそれぞれは通常１〜５ｋＶだ
けを保持する）必要がある。ターンオフ形のこのような
電力半導体装置の例はゲートターンオフサイリスタ（Ｇ
ＴＯ）、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタ）であり、このうちでＩＧＢＴは多
くの点で好適である。ＩＧＢＴは電力取扱能力が良好で
あるばかりかコンバータのいわゆるＩＧＢＴ弁において
それらを直列に接続する上でふさわしい特性を有してい
る（それらはまた同時にオンおよびオフを容易に行なわ
れ得る）ためである。
交流電圧への、あるいはその逆の変換のための高電圧直
流（ＨＶＤＣ）による電力の伝送を行なう電圧固定コン
バータ（ｖｏｌｔａｇｅ−ｓｔｉｆｆ ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒ）に使用されてもよい。無効電力消費（ＲＰＣ）の
ための施設もまたこのようなコンバータを用いてもよ
い。これらコンバータは、このような施設においては、
典型的に１０〜５００ｋＶの範囲内の電圧（他の電圧も
考えられるが）を保持する必要があり、これは電圧を分
散するために比較的に多くのこのような電力半導体装置
を直列に接続する（それらそれぞれは通常１〜５ｋＶだ
けを保持する）必要がある。ターンオフ形のこのような
電力半導体装置の例はゲートターンオフサイリスタ（Ｇ
ＴＯ）、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタ）であり、このうちでＩＧＢＴは多
くの点で好適である。ＩＧＢＴは電力取扱能力が良好で
あるばかりかコンバータのいわゆるＩＧＢＴ弁において
それらを直列に接続する上でふさわしい特性を有してい
る（それらはまた同時にオンおよびオフを容易に行なわ
れ得る）ためである。
【０００４】「発明の属する技術分野」で定義した形式
の高電圧コンバータ回路において直列に接続された多く
の電力半導体装置を使用する時には、個々の駆動ユニッ
トにエネルギーを供給する上で問題がある。個別のトラ
ンス（１個が各駆動ユニットに対応する）を用いて例え
ば接地電位からエネルギーを個々の駆動ユニットに与え
ることが実現可能性あるが、この解決法は、特に接地と
種々の駆動ユニットとの間の電位差が高い（例えば、数
十ｋＶあるいはそれ以上）ような高電圧コンバータ回路
においては、極めて高価格となってしまう。
の高電圧コンバータ回路において直列に接続された多く
の電力半導体装置を使用する時には、個々の駆動ユニッ
トにエネルギーを供給する上で問題がある。個別のトラ
ンス（１個が各駆動ユニットに対応する）を用いて例え
ば接地電位からエネルギーを個々の駆動ユニットに与え
ることが実現可能性あるが、この解決法は、特に接地と
種々の駆動ユニットとの間の電位差が高い（例えば、数
十ｋＶあるいはそれ以上）ような高電圧コンバータ回路
においては、極めて高価格となってしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、「発
明の属する技術分野」で定義された形式の高電圧コンバ
ータ回路であって、駆動ユニットの電力供給装置が上述
した別形式のものよりも構成が簡単でかつかなり廉価で
あり、その上極めて信頼性ある機能を行なうことができ
る高電圧コンバータ回路を与えることである。
明の属する技術分野」で定義された形式の高電圧コンバ
ータ回路であって、駆動ユニットの電力供給装置が上述
した別形式のものよりも構成が簡単でかつかなり廉価で
あり、その上極めて信頼性ある機能を行なうことができ
る高電圧コンバータ回路を与えることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的は、本発明によ
り、直列に接続されたターンオフ形の複数の電力半導体
装置と、各上記電力半導体装置に対して設けられ、その
ゲートに接続されかつその電力半導体装置をオンおよび
オフとなるように制御するようになっている駆動ユニッ
トと、上記駆動ユニットの電力供給装置とを具備した高
電圧コンバータ回路において、上記電力供給装置が第１
のコンデンサとこのコンデンサ間の電圧を調整するよう
になったレギュレータとを具備しており、上記コンデン
サおよび上記レギュレータが上記電力半導体装置と並列
に接続されており、上記電力半導体装置が導通している
時に上記コンデンサが上記駆動ユニットの上記電力供給
装置のために十分な電気的エネルギーを蓄積するように
なっており、上記コンデンサは上記電力半導体装置と関
連した駆動ユニットにその電力供給のために接続されて
いることを特徴とする高電圧コンバータ回路を与えるこ
とによって達成される。
り、直列に接続されたターンオフ形の複数の電力半導体
装置と、各上記電力半導体装置に対して設けられ、その
ゲートに接続されかつその電力半導体装置をオンおよび
オフとなるように制御するようになっている駆動ユニッ
トと、上記駆動ユニットの電力供給装置とを具備した高
電圧コンバータ回路において、上記電力供給装置が第１
のコンデンサとこのコンデンサ間の電圧を調整するよう
になったレギュレータとを具備しており、上記コンデン
サおよび上記レギュレータが上記電力半導体装置と並列
に接続されており、上記電力半導体装置が導通している
時に上記コンデンサが上記駆動ユニットの上記電力供給
装置のために十分な電気的エネルギーを蓄積するように
なっており、上記コンデンサは上記電力半導体装置と関
連した駆動ユニットにその電力供給のために接続されて
いることを特徴とする高電圧コンバータ回路を与えるこ
とによって達成される。
【０００７】第１のコンデンサは、この回路において、
レギュレータがこのコンデンサ間の電圧を所望のレベル
に確実に保持するために駆動ユニットが必要とする電圧
を有する電気的エネルギーを駆動ユニットに与えること
ができる。この形式の電力供給装置の長所は従来の電力
供給装置のように高絶縁トランスを使用する必要がない
ことである。これはコストを節約できることを意味す
る。また、駆動ユニットと接地間の浮遊容量を低くする
ことができ、これはスイッチング事象時に駆動ユニット
と接地との間に極めて大きな電圧時間微分係数（これは
重大なＥＭＣの問題を生じさせる可能性がある）が生じ
るような高電圧コンバータ回路においては重要な長所と
なる。
レギュレータがこのコンデンサ間の電圧を所望のレベル
に確実に保持するために駆動ユニットが必要とする電圧
を有する電気的エネルギーを駆動ユニットに与えること
ができる。この形式の電力供給装置の長所は従来の電力
供給装置のように高絶縁トランスを使用する必要がない
ことである。これはコストを節約できることを意味す
る。また、駆動ユニットと接地間の浮遊容量を低くする
ことができ、これはスイッチング事象時に駆動ユニット
と接地との間に極めて大きな電圧時間微分係数（これは
重大なＥＭＣの問題を生じさせる可能性がある）が生じ
るような高電圧コンバータ回路においては重要な長所と
なる。
【０００８】本発明の好適実施例によれば、このレギュ
レータは第１のコンデンサと並列に接続したシャントレ
ギュレータであり、電力供給装置は電力半導体装置と並
列に接続した静的分圧器からなり、かつシャントレギュ
レータおよび第１のコンデンサの並列接続構成と直列に
接続した第１の抵抗を少なくとも有している。上記レギ
ュレータとしてこのようなシャントレギュレータの使用
により、駆動ユニットは所定の制限電圧を越えない電圧
を低コストで確実に与えることができるようになる。シ
ャントレギュレータはそのレギュレータ間の電圧、従っ
てこの場合にはまた第１のコンデンサ間の電圧が確実に
所定のレベルを越えないように、余分な電流を流すよう
に設計された装置として通常の態様で定義される。それ
は過度の電流を流れさせる。例えば、ツェナーダイオー
ドがシャントレギュレータとして使用されてもよく、こ
れは本発明の他の好適で経済的に魅力的な実施例を構成
する。
レータは第１のコンデンサと並列に接続したシャントレ
ギュレータであり、電力供給装置は電力半導体装置と並
列に接続した静的分圧器からなり、かつシャントレギュ
レータおよび第１のコンデンサの並列接続構成と直列に
接続した第１の抵抗を少なくとも有している。上記レギ
ュレータとしてこのようなシャントレギュレータの使用
により、駆動ユニットは所定の制限電圧を越えない電圧
を低コストで確実に与えることができるようになる。シ
ャントレギュレータはそのレギュレータ間の電圧、従っ
てこの場合にはまた第１のコンデンサ間の電圧が確実に
所定のレベルを越えないように、余分な電流を流すよう
に設計された装置として通常の態様で定義される。それ
は過度の電流を流れさせる。例えば、ツェナーダイオー
ドがシャントレギュレータとして使用されてもよく、こ
れは本発明の他の好適で経済的に魅力的な実施例を構成
する。
【０００９】本発明の他の好適実施例によれば、このレ
ギュレータはコンデンサと直列に接続した直列レギュレ
ータである。この実施例で、直列レギュレータは、それ
を流れる電流を調整して第１のコンデンサ間の電圧が実
質的に一定に保持されるようにする可変抵抗値を有する
装置として通常の態様で定義される。直列レギュレータ
は高電圧スイッチを使用する必要があるためかなり高価
なものとなってしまうという点でシャントレギュレータ
の代わりに直列レギュレータを使用することは欠点とな
ることは事実であるが、電力半導体装置間の電圧が大き
く変わる場合には、シャントレギュレータでは上述した
抵抗を極めて低いオーミックのものとして十分な電力供
給を低電圧で得るようにする必要がある（この結果、高
電圧ではこの抵抗に極めて大きな電力損失が生じてしま
う）ため、直列レギュレータは長所を有することにな
る。
ギュレータはコンデンサと直列に接続した直列レギュレ
ータである。この実施例で、直列レギュレータは、それ
を流れる電流を調整して第１のコンデンサ間の電圧が実
質的に一定に保持されるようにする可変抵抗値を有する
装置として通常の態様で定義される。直列レギュレータ
は高電圧スイッチを使用する必要があるためかなり高価
なものとなってしまうという点でシャントレギュレータ
の代わりに直列レギュレータを使用することは欠点とな
ることは事実であるが、電力半導体装置間の電圧が大き
く変わる場合には、シャントレギュレータでは上述した
抵抗を極めて低いオーミックのものとして十分な電力供
給を低電圧で得るようにする必要がある（この結果、高
電圧ではこの抵抗に極めて大きな電力損失が生じてしま
う）ため、直列レギュレータは長所を有することにな
る。
【００１０】本発明の他の好適実施例によれば、電力供
給装置はＤＣ／ＤＣコンバータからなり、その入力には
第１のコンデンサが接続され、その出力は駆動ユニット
に接続され、駆動ユニットに選択自由の正負電圧を与え
るようにしている。第１のコンデンサおよび駆動ユニッ
ト間のこのようなコンバータの構成は、制御されるべき
電力半導体装置が負の電圧をそのゲートに与えることが
できる可能性を必要とする（多くの電力半導体装置が該
当する）時には必要な構成となる。更にまた、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの入力電圧が出力電圧よりも実質的に高
く、この結果抵抗およびシャントレギュレータでの電力
損失が低くなるという事実により、効率を高めることが
可能である。
給装置はＤＣ／ＤＣコンバータからなり、その入力には
第１のコンデンサが接続され、その出力は駆動ユニット
に接続され、駆動ユニットに選択自由の正負電圧を与え
るようにしている。第１のコンデンサおよび駆動ユニッ
ト間のこのようなコンバータの構成は、制御されるべき
電力半導体装置が負の電圧をそのゲートに与えることが
できる可能性を必要とする（多くの電力半導体装置が該
当する）時には必要な構成となる。更にまた、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの入力電圧が出力電圧よりも実質的に高
く、この結果抵抗およびシャントレギュレータでの電力
損失が低くなるという事実により、効率を高めることが
可能である。
【００１１】本発明の他の好適実施例によれば、ＤＣ／
ＤＣコンバータは、その入力において、駆動ユニットが
必要とするレベルよりも実質的に高いレベルの電圧を使
用するように構成化されて、第１のコンデンサからの電
流消費量が駆動ユニットの全体の電力消費量よりも実質
的に低くなるようにされている。これにより、レギュレ
ータが第１のコンデンサ間の電圧を確実にこのような低
レベルに保持する必要なしに、上記コンバータが実際駆
動ユニットによって要求される電圧レベルを得るために
使用され得るようにし、それにより電力供給装置の電力
損失は低く保持されることができるようになる。
ＤＣコンバータは、その入力において、駆動ユニットが
必要とするレベルよりも実質的に高いレベルの電圧を使
用するように構成化されて、第１のコンデンサからの電
流消費量が駆動ユニットの全体の電力消費量よりも実質
的に低くなるようにされている。これにより、レギュレ
ータが第１のコンデンサ間の電圧を確実にこのような低
レベルに保持する必要なしに、上記コンバータが実際駆
動ユニットによって要求される電圧レベルを得るために
使用され得るようにし、それにより電力供給装置の電力
損失は低く保持されることができるようになる。
【００１２】本発明の他の好適実施例によれば、電気的
エネルギーを蓄積するようにコンデンサがＤＣ／ＤＣコ
ンバータの各出力間に接続される。これにより、駆動ユ
ニットは、常に、コンデンサの好ましい端子間のタップ
電圧がその時に必要とする電圧を正確に与えることがで
きるようにする。
エネルギーを蓄積するようにコンデンサがＤＣ／ＤＣコ
ンバータの各出力間に接続される。これにより、駆動ユ
ニットは、常に、コンデンサの好ましい端子間のタップ
電圧がその時に必要とする電圧を正確に与えることがで
きるようにする。
【００１３】シャントレギュレータを設けている回路の
他の好適実施例によれば、これはシャントレギュレータ
と並列に接続した第２の抵抗を具備し、この第２の抵抗
は、電力半導体装置間の閉塞電圧がシャントレギュレー
タの制限電圧よりも低い状態において上記静的分圧器に
よる良好な分圧を得るようにされている。これにより、
各電力半導体装置の電力供給装置の良好な分圧が種々の
電力半導体装置間の任意の変化する漏れ電流特性と無関
係に、また低電圧で確保される。
他の好適実施例によれば、これはシャントレギュレータ
と並列に接続した第２の抵抗を具備し、この第２の抵抗
は、電力半導体装置間の閉塞電圧がシャントレギュレー
タの制限電圧よりも低い状態において上記静的分圧器に
よる良好な分圧を得るようにされている。これにより、
各電力半導体装置の電力供給装置の良好な分圧が種々の
電力半導体装置間の任意の変化する漏れ電流特性と無関
係に、また低電圧で確保される。
【００１４】本発明の他の好適実施例によれば、当該回
路はレギュレータと第１のコンデンサとの間に接続され
ていて電力半導体装置の導通方向に関して上流に配置さ
れて第１のダイオードを具備し、この第１のダイオード
はこのコンデンサが上記駆動ユニット以外によっては放
電しないようにするために上記第１のコンデンサに向う
導通方向を有している。これは駆動ユニットの電流供給
を永続的に確保する長所を有する。
路はレギュレータと第１のコンデンサとの間に接続され
ていて電力半導体装置の導通方向に関して上流に配置さ
れて第１のダイオードを具備し、この第１のダイオード
はこのコンデンサが上記駆動ユニット以外によっては放
電しないようにするために上記第１のコンデンサに向う
導通方向を有している。これは駆動ユニットの電流供給
を永続的に確保する長所を有する。
【００１５】本発明の他の好適実施例によれば、シャン
トレギュレータの形態のレギュレータを有する上述した
実施例における電力供給装置は第１の抵抗およびシャン
トレギュレータの直列接続構成と並列に接続された第４
のコンデンサを具備し、この第４のコンデンサは電力半
導体装置が閉塞される時に充電されかつ第１の抵抗を介
して放電され、それにより電力半導体装置がオンにされ
る時の電気的エネルギーで第１のコンデンサを充電する
ようにされている。この態様で、電力半導体装置の閉塞
時並びにそのオン時に、第１のコンデンサの充電および
それへのエネルギー蓄積が行なわれ、これは駆動ユニッ
トの電力供給装置を極めて高信頼性のものとする。
トレギュレータの形態のレギュレータを有する上述した
実施例における電力供給装置は第１の抵抗およびシャン
トレギュレータの直列接続構成と並列に接続された第４
のコンデンサを具備し、この第４のコンデンサは電力半
導体装置が閉塞される時に充電されかつ第１の抵抗を介
して放電され、それにより電力半導体装置がオンにされ
る時の電気的エネルギーで第１のコンデンサを充電する
ようにされている。この態様で、電力半導体装置の閉塞
時並びにそのオン時に、第１のコンデンサの充電および
それへのエネルギー蓄積が行なわれ、これは駆動ユニッ
トの電力供給装置を極めて高信頼性のものとする。
【００１６】直列レギュレータの形態のレギュレータを
有する上述した実施例の一層の発展したものを構成する
本発明の他の好適実施例によれば、電力供給装置は、直
列レギュレータおよび第１のコンデンサの直列接続構成
と並列に接続された第４のコンデンサを具備し、この第
４のコンデンサは電力半導体装置が閉塞される時に充電
されかつ直列レギュレータを介して放電され、それによ
り電力半導体装置がオンにされる時の電気的エネルギー
で第１のコンデンサを充電するようにされている。この
実施例の長所はすぐ上に記載した実施例のものと同じで
ある。
有する上述した実施例の一層の発展したものを構成する
本発明の他の好適実施例によれば、電力供給装置は、直
列レギュレータおよび第１のコンデンサの直列接続構成
と並列に接続された第４のコンデンサを具備し、この第
４のコンデンサは電力半導体装置が閉塞される時に充電
されかつ直列レギュレータを介して放電され、それによ
り電力半導体装置がオンにされる時の電気的エネルギー
で第１のコンデンサを充電するようにされている。この
実施例の長所はすぐ上に記載した実施例のものと同じで
ある。
【００１７】本発明の他の好適実施例によれば、第２の
ダイオードが第４のコンデンサおよびレギュレータと直
列に接続され、この第４のコンデンサが電力半導体装置
によっては放電されないように構成されている。これに
よって、第４のコンデンサに蓄積されたエネルギーが電
力半導体装置の導通状態の間にその電力半導体装置を介
して放電されるのが防止される。
ダイオードが第４のコンデンサおよびレギュレータと直
列に接続され、この第４のコンデンサが電力半導体装置
によっては放電されないように構成されている。これに
よって、第４のコンデンサに蓄積されたエネルギーが電
力半導体装置の導通状態の間にその電力半導体装置を介
して放電されるのが防止される。
【００１８】シャントレギュレータの形態のレギュレー
タを有する上述した実施例の一層の発展したものを構成
する本発明の他の好適実施例によれば、第１の抵抗は制
御可能な抵抗値を有するように構成される。従って、こ
の第１の抵抗は原理的には直列レギュレータによって形
成される。この長所は、この抵抗の抵抗値が電力損失を
低く保持しかつ駆動ユニットを確実に安全な電力供給装
置とするような優先条件に従って制御され得るようにす
ることである。第１の抵抗の抵抗値は、例えば、駆動ユ
ニットのために必要な電力を電力半導体装置に対して低
電圧でタップすることが必要とされる場合には減少され
てもよい。その場合において、回路の種々の電力半導体
装置の特性の大きな開きの結果として、第４のコンデン
サに対する電圧が余りにも高くなる場合には、第１の抵
抗の抵抗値は第１のコンデンサに対する電圧を減少する
ようにその際に減少されてもよい。これら２つの生じ得
る可能性は本発明の他の好適実施例の目的である。
タを有する上述した実施例の一層の発展したものを構成
する本発明の他の好適実施例によれば、第１の抵抗は制
御可能な抵抗値を有するように構成される。従って、こ
の第１の抵抗は原理的には直列レギュレータによって形
成される。この長所は、この抵抗の抵抗値が電力損失を
低く保持しかつ駆動ユニットを確実に安全な電力供給装
置とするような優先条件に従って制御され得るようにす
ることである。第１の抵抗の抵抗値は、例えば、駆動ユ
ニットのために必要な電力を電力半導体装置に対して低
電圧でタップすることが必要とされる場合には減少され
てもよい。その場合において、回路の種々の電力半導体
装置の特性の大きな開きの結果として、第４のコンデン
サに対する電圧が余りにも高くなる場合には、第１の抵
抗の抵抗値は第１のコンデンサに対する電圧を減少する
ようにその際に減少されてもよい。これら２つの生じ得
る可能性は本発明の他の好適実施例の目的である。
【００１９】本発明の他の好適実施例によれば、第１の
抵抗は固定抵抗と、この第１の抵抗の抵抗値を制御する
ように制御可能な分岐との並列接続構成によって形成さ
れる。これは第１の抵抗の制御可能性を実現する有益な
態様である。これにより、そこに含まれる抵抗によって
与えられる最大の可能な抵抗値（好ましくは、通常の状
況下で最もふさわしい抵抗値である）から始まる第１の
抵抗値の抵抗を減少することができるためである。
抵抗は固定抵抗と、この第１の抵抗の抵抗値を制御する
ように制御可能な分岐との並列接続構成によって形成さ
れる。これは第１の抵抗の制御可能性を実現する有益な
態様である。これにより、そこに含まれる抵抗によって
与えられる最大の可能な抵抗値（好ましくは、通常の状
況下で最もふさわしい抵抗値である）から始まる第１の
抵抗値の抵抗を減少することができるためである。
【００２０】直前に述べた実施例の一層の発展したもの
を構成する本発明の他の好適実施例によれば、上記分岐
は上記固定抵抗の抵抗値よりも実質的に低い抵抗値を有
する抵抗とそれと直列に接続したトランジスタスイッチ
とを有している。このトランジスタはバイポーラトラン
ジスタ、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴであってもよ
い。これによって、優先条件に実質的に従って異なった
第１の抵抗の抵抗値の２つの値間で変化させることが可
能となる。
を構成する本発明の他の好適実施例によれば、上記分岐
は上記固定抵抗の抵抗値よりも実質的に低い抵抗値を有
する抵抗とそれと直列に接続したトランジスタスイッチ
とを有している。このトランジスタはバイポーラトラン
ジスタ、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴであってもよ
い。これによって、優先条件に実質的に従って異なった
第１の抵抗の抵抗値の２つの値間で変化させることが可
能となる。
【００２１】制御可能な抵抗値の形態の第１の抵抗を有
する実施例の一層の発展したものを構成する本発明の他
の好適実施例によれば、第１の抵抗は固定抵抗および他
の抵抗の直列接続構成と上記他の抵抗と並列に接続した
分岐とによって形成され、上記分岐は上記制御可能な抵
抗値を実質的に上記固定抵抗の抵抗値によって形成する
ように上記他の抵抗を短絡回路にしかつそれと交互に上
記制御可能な抵抗値をこれら２つの抵抗の抵抗値の和に
するために上記分岐を接続解除するように制御可能に構
成されたトランジスタスイッチを有するように構成され
る。これによって、この制御可能な抵抗値は上記固定抵
抗の抵抗値よりも大きくされることができ、トランジス
タスイッチ間の電圧はそれにより余り高くはなり得ない
という長所が得られる。
する実施例の一層の発展したものを構成する本発明の他
の好適実施例によれば、第１の抵抗は固定抵抗および他
の抵抗の直列接続構成と上記他の抵抗と並列に接続した
分岐とによって形成され、上記分岐は上記制御可能な抵
抗値を実質的に上記固定抵抗の抵抗値によって形成する
ように上記他の抵抗を短絡回路にしかつそれと交互に上
記制御可能な抵抗値をこれら２つの抵抗の抵抗値の和に
するために上記分岐を接続解除するように制御可能に構
成されたトランジスタスイッチを有するように構成され
る。これによって、この制御可能な抵抗値は上記固定抵
抗の抵抗値よりも大きくされることができ、トランジス
タスイッチ間の電圧はそれにより余り高くはなり得ない
という長所が得られる。
【００２２】本発明の一層の長所および有利な特徴は添
付図面に関連して本発明の好適実施例を例として述べる
以下の記載並びに他の特許請求の範囲から明白となる。
付図面に関連して本発明の好適実施例を例として述べる
以下の記載並びに他の特許請求の範囲から明白となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１には、本発明が適用可能な高
電圧コンバータ回路の１つの位相脚が概略的に示されて
いる。通常、３相交流回路網に接続される施設に共通の
直流コンデンサ３を有する３つの位相脚が存在してい
る。この回路は、通常の態様で、直列に接続した複数の
電力半導体装置１（ここでは、ＩＧＢＴの形態となって
いる）と、各このようなＩＧＢＴと逆並列に接続したい
わゆるフリーホイーリング・ダイオード２とを備えてい
る。直列に接続した電力半導体装置の数は実際上図１に
示されたものよりもかなり多くなるであろう。電力半導
体装置の直列接続構成は直流コンデンサ３に接続される
が、この際に電力半導体装置間の位相端子４は位相リア
クタ５を介して例えば交流回路網の１つの位相に接続さ
れる。図１において位相端子４の上方に配列されたダイ
オードを有する電力半導体装置はこの態様でＩＧＢＴ弁
を形成し、かつその下方に配置されたものも他のＩＧＢ
Ｔ弁を形成し、ＩＧＢＴ弁の全ての電力半導体装置はそ
れぞれが図３に略示された駆動ユニット６からの信号に
より同時にオンにされ、そのため位相端子４で正の電位
が所望される時には第１のＩＧＢＴ弁の電力半導体装置
が導通し、位相端子４で負の電位が所望される時には第
２のＩＧＢＴ弁の電力半導体装置が導通することにな
る。決定されたパルス幅変調（ＰＷＭ）パターンに従っ
て電力半導体装置を制御することによって、直流電圧コ
ンデンサ３間の直流電圧は位相端子４で電圧を発生する
ために使用可能となる。その基本成分は所望の振幅、周
波数および位相位置を有する交流電圧である。
電圧コンバータ回路の１つの位相脚が概略的に示されて
いる。通常、３相交流回路網に接続される施設に共通の
直流コンデンサ３を有する３つの位相脚が存在してい
る。この回路は、通常の態様で、直列に接続した複数の
電力半導体装置１（ここでは、ＩＧＢＴの形態となって
いる）と、各このようなＩＧＢＴと逆並列に接続したい
わゆるフリーホイーリング・ダイオード２とを備えてい
る。直列に接続した電力半導体装置の数は実際上図１に
示されたものよりもかなり多くなるであろう。電力半導
体装置の直列接続構成は直流コンデンサ３に接続される
が、この際に電力半導体装置間の位相端子４は位相リア
クタ５を介して例えば交流回路網の１つの位相に接続さ
れる。図１において位相端子４の上方に配列されたダイ
オードを有する電力半導体装置はこの態様でＩＧＢＴ弁
を形成し、かつその下方に配置されたものも他のＩＧＢ
Ｔ弁を形成し、ＩＧＢＴ弁の全ての電力半導体装置はそ
れぞれが図３に略示された駆動ユニット６からの信号に
より同時にオンにされ、そのため位相端子４で正の電位
が所望される時には第１のＩＧＢＴ弁の電力半導体装置
が導通し、位相端子４で負の電位が所望される時には第
２のＩＧＢＴ弁の電力半導体装置が導通することにな
る。決定されたパルス幅変調（ＰＷＭ）パターンに従っ
て電力半導体装置を制御することによって、直流電圧コ
ンデンサ３間の直流電圧は位相端子４で電圧を発生する
ために使用可能となる。その基本成分は所望の振幅、周
波数および位相位置を有する交流電圧である。
【００２４】図２は、個々の電力半導体装置を駆動する
駆動ユニット６がどのようにして構成され得るかを示
す。ＩＧＢＴ弁内の各駆動ユニットは好ましくは光ファ
イバ手段を介して制御信号を同時に受け、制御信号を所
望のパターンに従って送り出すようにされた制御装置か
らの入力７において、電気的絶縁を与えかつ電力半導体
装置と接地との間の浮遊容量を低く維持するようにして
いる。その際に、入力７で論理１の時には、スイッチ８
はＩＧＢＴのゲート９を電圧源１０の正の端子に接続す
るように制御され、その時にインバータ１１により、第
２のスイッチ１２は論理０を受けて確実にそれを開くよ
うに構成されている。ゲート９はその際にエミッタ１３
に関して正の電圧を受けることになる。電力半導体装置
はそれによりオンにされる。それをオフにする際には、
論理０が入力７に与えられ、スイッチ８が開いてスイッ
チ１２が閉じ、そのためゲート９は負の電圧を受けてＩ
ＧＢＴはオフになる。これは従来技術である。
駆動ユニット６がどのようにして構成され得るかを示
す。ＩＧＢＴ弁内の各駆動ユニットは好ましくは光ファ
イバ手段を介して制御信号を同時に受け、制御信号を所
望のパターンに従って送り出すようにされた制御装置か
らの入力７において、電気的絶縁を与えかつ電力半導体
装置と接地との間の浮遊容量を低く維持するようにして
いる。その際に、入力７で論理１の時には、スイッチ８
はＩＧＢＴのゲート９を電圧源１０の正の端子に接続す
るように制御され、その時にインバータ１１により、第
２のスイッチ１２は論理０を受けて確実にそれを開くよ
うに構成されている。ゲート９はその際にエミッタ１３
に関して正の電圧を受けることになる。電力半導体装置
はそれによりオンにされる。それをオフにする際には、
論理０が入力７に与えられ、スイッチ８が開いてスイッ
チ１２が閉じ、そのためゲート９は負の電圧を受けてＩ
ＧＢＴはオフになる。これは従来技術である。
【００２５】図３では、従来の態様ではまたどのように
して第２のダイオード１７および第４のコンデンサ１８
と直列に接続した抵抗１５が電力半導体装置のコレクタ
１６およびエミッタ１３間で電力半導体装置と並列に接
続されるかが示されている。第１の抵抗１９は第４のコ
ンデンサ１８と並列に接続される。これまで記載された
構成要素は直列に接続した電力半導体装置のためのある
形式の静的および動的分圧器を構成し、その際に第１の
抵抗１９はこのコンデンサの２つの端子に直接接続さ
れ、クランピングダイオードとして働くダイオード１
７、電流制限抵抗として働く抵抗１５、クランピングコ
ンデンサとして働くコンデンサ１８および分圧抵抗とし
て働く抵抗１９で分圧回路が構成される。ダイオード１
７およびコンデンサ１８は、ＩＧＢＴがオフになる時の
後端電流充電の開き（分散）並びにダイオード２がオフ
になる時の逆回復充電における開き（分散）の結果とし
ての種々のＩＧＢＴ間の電圧差を取り除くようにスイッ
チの動的分圧のために使用される。抵抗１９は、漏れ電
流の開き（分散）の結果として種々のＩＧＢＴ間の電圧
差を取り除くことによる静的分圧のため、並びに抵抗１
９の抵抗値とコンデンサ１８の容量値を掛け合わせたも
のに等しい時定数Ｔでのコンデンサ１８のこの充電を達
成することによる動的分圧のために必要である。これは
従来技術を構成し、本発明の特徴を次に説明する。
して第２のダイオード１７および第４のコンデンサ１８
と直列に接続した抵抗１５が電力半導体装置のコレクタ
１６およびエミッタ１３間で電力半導体装置と並列に接
続されるかが示されている。第１の抵抗１９は第４のコ
ンデンサ１８と並列に接続される。これまで記載された
構成要素は直列に接続した電力半導体装置のためのある
形式の静的および動的分圧器を構成し、その際に第１の
抵抗１９はこのコンデンサの２つの端子に直接接続さ
れ、クランピングダイオードとして働くダイオード１
７、電流制限抵抗として働く抵抗１５、クランピングコ
ンデンサとして働くコンデンサ１８および分圧抵抗とし
て働く抵抗１９で分圧回路が構成される。ダイオード１
７およびコンデンサ１８は、ＩＧＢＴがオフになる時の
後端電流充電の開き（分散）並びにダイオード２がオフ
になる時の逆回復充電における開き（分散）の結果とし
ての種々のＩＧＢＴ間の電圧差を取り除くようにスイッ
チの動的分圧のために使用される。抵抗１９は、漏れ電
流の開き（分散）の結果として種々のＩＧＢＴ間の電圧
差を取り除くことによる静的分圧のため、並びに抵抗１
９の抵抗値とコンデンサ１８の容量値を掛け合わせたも
のに等しい時定数Ｔでのコンデンサ１８のこの充電を達
成することによる動的分圧のために必要である。これは
従来技術を構成し、本発明の特徴を次に説明する。
【００２６】第２の抵抗２０、ツェナーダイオードのよ
うなシャントレギュレータ２１、第１のコンデンサ２２
の並列接続構成は第１の抵抗１９と直列に接続される。
シャントレギュレータ２１と、抵抗１９および２０間の
中点に接続した第１のコンデンサとの間には、第１のダ
イオード２３が第１のコンデンサに向う導通方向で接続
されている。第１のコンデンサ２２の端子はＤＣ／ＤＣ
コンバータ２４の入力に接続され、そのそれぞれの出力
には第２のコンデンサ２５および第３のコンデンサ２６
が接続されており、その際に＋および０は１つの出力を
構成し、−および０は他の出力を構成する。これら２つ
のコンデンサ２５、２６の端子はそれぞれの電力半導体
装置の駆動ユニット６に接続されて、そのための電圧源
１０および１４を構成するようになっている。
うなシャントレギュレータ２１、第１のコンデンサ２２
の並列接続構成は第１の抵抗１９と直列に接続される。
シャントレギュレータ２１と、抵抗１９および２０間の
中点に接続した第１のコンデンサとの間には、第１のダ
イオード２３が第１のコンデンサに向う導通方向で接続
されている。第１のコンデンサ２２の端子はＤＣ／ＤＣ
コンバータ２４の入力に接続され、そのそれぞれの出力
には第２のコンデンサ２５および第３のコンデンサ２６
が接続されており、その際に＋および０は１つの出力を
構成し、−および０は他の出力を構成する。これら２つ
のコンデンサ２５、２６の端子はそれぞれの電力半導体
装置の駆動ユニット６に接続されて、そのための電圧源
１０および１４を構成するようになっている。
【００２７】この回路の機能は次の通りである。電力半
導体装置が閉塞状態になると、シャントレギュレータ２
１はコンデンサ上の電圧が例えば３００Ｖの制限電圧ま
でに増加するようにし、第１のコンデンサ２２は充電さ
れてこのような閉塞状態での電気エネルギーを蓄積す
る。また、第４のコンデンサ１８も充電される。電力半
導体装置がオンになると、第４のコンデンサ１８は第１
の抵抗１９を介して放電され、この態様で第１のコンデ
ンサ２２の充電状態を保持するように働く。第１の抵抗
１９を通る以外の第４のコンデンサ１８の放電はダイオ
ード１７により阻止され、またダイオード２３はＤＣ／
ＤＣコンバータを通る以外の第１のコンデンサ２２の放
電を阻止する。ＤＣ／ＤＣコンバータの入力には、この
態様で第１のコンデンサ２２間の直流電圧が与えられ、
この直流電圧はＤＣ／ＤＣコンバータによってより低い
電圧に変換されてその出力に生じ、例えば＋１５Ｖが第
２のコンデンサ２５の１つの端子に得られ、０Ｖが両コ
ンデンサの端子間に得られ、−１５Ｖが第３のコンデン
サ２６の他の端子で得られる。コンデンサ２５、２６は
このエネルギーを蓄積し、駆動ユニット６の入力での制
御信号７の要求に応じて駆動ユニット６に供給されるこ
とができ、この際これらコンデンサの端子は図２で電圧
源１０および１４と記号化されたものを形成すると看做
すことができる。第２の抵抗２０を設けることにより、
電力半導体装置間の良好な分圧がシャントレギュレータ
の制限電圧以下の低い電圧で達成されることができ、こ
れは、また、電力半導体装置が漏れ電流の差を有してい
る場合には、直列に接続されたユニット間で不同の電圧
分布を与える結果となる。
導体装置が閉塞状態になると、シャントレギュレータ２
１はコンデンサ上の電圧が例えば３００Ｖの制限電圧ま
でに増加するようにし、第１のコンデンサ２２は充電さ
れてこのような閉塞状態での電気エネルギーを蓄積す
る。また、第４のコンデンサ１８も充電される。電力半
導体装置がオンになると、第４のコンデンサ１８は第１
の抵抗１９を介して放電され、この態様で第１のコンデ
ンサ２２の充電状態を保持するように働く。第１の抵抗
１９を通る以外の第４のコンデンサ１８の放電はダイオ
ード１７により阻止され、またダイオード２３はＤＣ／
ＤＣコンバータを通る以外の第１のコンデンサ２２の放
電を阻止する。ＤＣ／ＤＣコンバータの入力には、この
態様で第１のコンデンサ２２間の直流電圧が与えられ、
この直流電圧はＤＣ／ＤＣコンバータによってより低い
電圧に変換されてその出力に生じ、例えば＋１５Ｖが第
２のコンデンサ２５の１つの端子に得られ、０Ｖが両コ
ンデンサの端子間に得られ、−１５Ｖが第３のコンデン
サ２６の他の端子で得られる。コンデンサ２５、２６は
このエネルギーを蓄積し、駆動ユニット６の入力での制
御信号７の要求に応じて駆動ユニット６に供給されるこ
とができ、この際これらコンデンサの端子は図２で電圧
源１０および１４と記号化されたものを形成すると看做
すことができる。第２の抵抗２０を設けることにより、
電力半導体装置間の良好な分圧がシャントレギュレータ
の制限電圧以下の低い電圧で達成されることができ、こ
れは、また、電力半導体装置が漏れ電流の差を有してい
る場合には、直列に接続されたユニット間で不同の電圧
分布を与える結果となる。
【００２８】図４には、本発明の第２の好適実施例によ
る高電圧コンバータ回路の一部が示されており、この実
施例は、図３に示されたものとは、第３の抵抗１５およ
び第２のダイオード１７が取り去られ、かつ第２のコン
デンサ１８が抵抗２８と直列に接続したコンデンサ２７
の形態の動的分圧器によって置換されている点が異な
る。第１の抵抗１９、第２の抵抗２０およびシャントレ
ギュレータ２１はこの実施例で静的分圧器として働いて
いる。第１のコンデンサ２２は、この実施例において、
高電圧が電力半導体装置間に付与される時、すなわちこ
れが閉塞状態にある時にのみ充電される。これは、電力
半導体装置がオン状態の時に第１のコンデンサ２２間の
電圧がシャントレギュレータの制限電圧以下に減少する
ことを意味し、この際に、ＤＣ／ＤＣコンバータが駆動
ユニットにその適切な機能を行なうために十分な電圧お
よび電流を与えることができるために必要なレベル以下
に電力半導体装置の端子間の電圧が下落しない程コンデ
ンサ２２が電力半導体装置のスイッチング周波数に関し
て大きくされることが重要である。
る高電圧コンバータ回路の一部が示されており、この実
施例は、図３に示されたものとは、第３の抵抗１５およ
び第２のダイオード１７が取り去られ、かつ第２のコン
デンサ１８が抵抗２８と直列に接続したコンデンサ２７
の形態の動的分圧器によって置換されている点が異な
る。第１の抵抗１９、第２の抵抗２０およびシャントレ
ギュレータ２１はこの実施例で静的分圧器として働いて
いる。第１のコンデンサ２２は、この実施例において、
高電圧が電力半導体装置間に付与される時、すなわちこ
れが閉塞状態にある時にのみ充電される。これは、電力
半導体装置がオン状態の時に第１のコンデンサ２２間の
電圧がシャントレギュレータの制限電圧以下に減少する
ことを意味し、この際に、ＤＣ／ＤＣコンバータが駆動
ユニットにその適切な機能を行なうために十分な電圧お
よび電流を与えることができるために必要なレベル以下
に電力半導体装置の端子間の電圧が下落しない程コンデ
ンサ２２が電力半導体装置のスイッチング周波数に関し
て大きくされることが重要である。
【００２９】図５には、本発明の第３の好適実施例によ
る高電圧コンバータ回路の一部が略示されており、この
実施例は、図３に示されたものとは、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ２４並びにそれに接続したコンデンサ２５および２
６が取り除かれ、かつ第１のコンデンサ２２の端子２
９、３０が駆動ユニットにその電力供給のため直接接続
されるだけが異なる。この実施例は、負および正の両電
圧を電力半導体装置のゲートに対して与えることが必要
ない場合並びにシャントレギュレータの制限電圧が駆動
ユニットの電力供給のための所望の電圧に一致し得る場
合に使用可能である。
る高電圧コンバータ回路の一部が略示されており、この
実施例は、図３に示されたものとは、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ２４並びにそれに接続したコンデンサ２５および２
６が取り除かれ、かつ第１のコンデンサ２２の端子２
９、３０が駆動ユニットにその電力供給のため直接接続
されるだけが異なる。この実施例は、負および正の両電
圧を電力半導体装置のゲートに対して与えることが必要
ない場合並びにシャントレギュレータの制限電圧が駆動
ユニットの電力供給のための所望の電圧に一致し得る場
合に使用可能である。
【００３０】図６には、本発明の第４の極めて簡略化し
た実施例による高電圧コンバータ回路のための駆動ユニ
ット用電力供給装置が示されており、この実施例では、
直列レギュレータ３１が第１のコンデンサ２２と直列に
電力半導体装置とそのコレクタおよびエミッタ間で並列
に接続され、上記第１のコンデンサの端子は駆動ユニッ
ト６にその電力供給のために接続されるように意図され
ている。直列レギュレータ３１は原理的には可変抵抗と
して機能し、それに流れる電流を調整し、コンデンサ２
２間の電圧が一定に維持されるようにする。電力半導体
装置が閉塞状態にある時には、これによりコンデンサ２
２は所望の電圧に充電される。また、この実施例には、
各電力半導体装置と並列に接続した第１の抵抗１９を備
えた静的分圧器が設けられている。勿論、この実施例は
本発明に従って第４のコンデンサ、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ等のような他の実施例の他の構成要素で補充されても
よく、その際この実施例の主たる相違は第１のコンデン
サの両端子間で最大電圧レベルを確保することにある
（最初の３つの実施例ではこれがシャントレギュレータ
により確保される）。
た実施例による高電圧コンバータ回路のための駆動ユニ
ット用電力供給装置が示されており、この実施例では、
直列レギュレータ３１が第１のコンデンサ２２と直列に
電力半導体装置とそのコレクタおよびエミッタ間で並列
に接続され、上記第１のコンデンサの端子は駆動ユニッ
ト６にその電力供給のために接続されるように意図され
ている。直列レギュレータ３１は原理的には可変抵抗と
して機能し、それに流れる電流を調整し、コンデンサ２
２間の電圧が一定に維持されるようにする。電力半導体
装置が閉塞状態にある時には、これによりコンデンサ２
２は所望の電圧に充電される。また、この実施例には、
各電力半導体装置と並列に接続した第１の抵抗１９を備
えた静的分圧器が設けられている。勿論、この実施例は
本発明に従って第４のコンデンサ、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ等のような他の実施例の他の構成要素で補充されても
よく、その際この実施例の主たる相違は第１のコンデン
サの両端子間で最大電圧レベルを確保することにある
（最初の３つの実施例ではこれがシャントレギュレータ
により確保される）。
【００３１】これまでに述べた実施例による電力供給回
路は好ましく働くが、第１の抵抗によって形成される電
圧分圧器並びにそれと第２の抵抗およびシャントレギュ
レータとの直列接続構成の損失はある応用においては極
めて大きくなる。特に、これは、駆動ユニットが電力半
導体装置間に極めて低い直流電圧の電力を与える必要が
ある時、並びに分圧器が種々の電力半導体装置の静的お
よび動的特性の大きな開きの結果として漏れ電流の大き
な開きに対処する必要がある場合である。これらの両方
の場合において、第１の抵抗が極めて低い抵抗値を持つ
こと（この結果、高電圧が生じる時にはこの抵抗には極
めて大きな電力が発生する）が重要である。第１の抵抗
は可変抵抗値を有するように構成され、すなわち、実際
上第１の抵抗はその対策のため直列レギュレータで置換
されており、図７に示される実施例では、これは抵抗１
９’を、抵抗１９よりも実質的により低い抵抗値を有す
る追加の抵抗３２および手段３４によって制御可能なト
ランジスタスイッチ３３の直列接続構成と並列に接続す
ることによって達成されている。手段３４は、例えば、
第４のコンデンサ１８間の電圧に応動するものであって
もよく、この電圧が所定の値を越えると閉じて抵抗１
９’の両端子間の抵抗値を減少させてこのコンデンサ間
の電圧を減少させるようにしてもよい。別態様として、
制御手段３４は第１のコンデンサ２２間の電圧が所定値
以下に低下することに応じて、トランジスタスイッチ３
３を閉じて十分な電圧をＤＣ／ＤＣコンバータに供給で
きるようにしてもよい。トランジスタスイッチ３３はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを始動させるように通常オンの形式
のものでなければならないことに留意すべきである。
路は好ましく働くが、第１の抵抗によって形成される電
圧分圧器並びにそれと第２の抵抗およびシャントレギュ
レータとの直列接続構成の損失はある応用においては極
めて大きくなる。特に、これは、駆動ユニットが電力半
導体装置間に極めて低い直流電圧の電力を与える必要が
ある時、並びに分圧器が種々の電力半導体装置の静的お
よび動的特性の大きな開きの結果として漏れ電流の大き
な開きに対処する必要がある場合である。これらの両方
の場合において、第１の抵抗が極めて低い抵抗値を持つ
こと（この結果、高電圧が生じる時にはこの抵抗には極
めて大きな電力が発生する）が重要である。第１の抵抗
は可変抵抗値を有するように構成され、すなわち、実際
上第１の抵抗はその対策のため直列レギュレータで置換
されており、図７に示される実施例では、これは抵抗１
９’を、抵抗１９よりも実質的により低い抵抗値を有す
る追加の抵抗３２および手段３４によって制御可能なト
ランジスタスイッチ３３の直列接続構成と並列に接続す
ることによって達成されている。手段３４は、例えば、
第４のコンデンサ１８間の電圧に応動するものであって
もよく、この電圧が所定の値を越えると閉じて抵抗１
９’の両端子間の抵抗値を減少させてこのコンデンサ間
の電圧を減少させるようにしてもよい。別態様として、
制御手段３４は第１のコンデンサ２２間の電圧が所定値
以下に低下することに応じて、トランジスタスイッチ３
３を閉じて十分な電圧をＤＣ／ＤＣコンバータに供給で
きるようにしてもよい。トランジスタスイッチ３３はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを始動させるように通常オンの形式
のものでなければならないことに留意すべきである。
【００３２】図８には他の実施例による回路が示されて
おり、これは、図７に示されるものとは、この実施例の
第１の抵抗の制御可能な抵抗値が固定抵抗３２’と他の
抵抗１９’との直列接続構成並びに後者の抵抗１９’と
並列に接続される分岐によって形成されることが異な
る。この分岐は手段３４により制御可能なトランジスタ
スイッチ３３を有し、抵抗１９’を交互に短絡回路とし
て実質的に固定抵抗の抵抗値によって制御可能な抵抗値
を形成し、かつ分岐を中断して制御可能な抵抗値が２つ
の抵抗１９’、３２’の抵抗値の和となるようにする。
これにより、上記制御可能な抵抗値は固定抵抗３２’の
抵抗値よりは決して低くはならず、トランジスタスイッ
チ３３間の電圧は図７による実施例の場合ほどは決して
高くはならないという効果が得られる。
おり、これは、図７に示されるものとは、この実施例の
第１の抵抗の制御可能な抵抗値が固定抵抗３２’と他の
抵抗１９’との直列接続構成並びに後者の抵抗１９’と
並列に接続される分岐によって形成されることが異な
る。この分岐は手段３４により制御可能なトランジスタ
スイッチ３３を有し、抵抗１９’を交互に短絡回路とし
て実質的に固定抵抗の抵抗値によって制御可能な抵抗値
を形成し、かつ分岐を中断して制御可能な抵抗値が２つ
の抵抗１９’、３２’の抵抗値の和となるようにする。
これにより、上記制御可能な抵抗値は固定抵抗３２’の
抵抗値よりは決して低くはならず、トランジスタスイッ
チ３３間の電圧は図７による実施例の場合ほどは決して
高くはならないという効果が得られる。
【００３３】図９による実施例は、図７による実施例と
は、抵抗３２およびトランジスタスイッチ３３の直列接
続構成が可変電流源３５によって置換される点が異な
る。これは図７におけるトランジスタスイッチ３３と同
一の原理によって制御されるように意図される。
は、抵抗３２およびトランジスタスイッチ３３の直列接
続構成が可変電流源３５によって置換される点が異な
る。これは図７におけるトランジスタスイッチ３３と同
一の原理によって制御されるように意図される。
【００３４】最後に、図１０のグラフにおいて、第４の
コンデンサ１８間の電圧Ｖを分圧器を通る電流Ｉの関数
としてプロットすることにより、図７、図８および図９
による実施例が良好なＩＶ特性を得るためにどのように
して使用され得るかが示される。制御可能な抵抗値のた
めの問題の接続構成の最大全抵抗値の生成が点線３６に
よって示される。シャントレギュレータの制限電圧３８
も表されている。線３９により、第１の抵抗の抵抗値が
電力半導体装置間の低電圧状態においてどのようにして
より低いレベルに調整され得るのか、並びにＤＣ／ＤＣ
コンバータがどのようにして依然として始動され得るの
か（これは、例えば点４０で行なわれてもよい）が示さ
れている。しかしながら、電力半導体装置間の電圧がよ
り高くなると、トランジスタスイッチ３３が開かれて、
線３６に追従するようにされる。より高い電圧でさえ
も、直列に接続した電力半導体装置間で電圧分布を改善
するように抵抗値の差を低くするという長所を持つこと
ができる。この際に、トランジスタスイッチ３３は好ま
しいＰＷＭに従って制御されて、コンデンサ１８を放電
する電流の平均が例えば線４１で表されるように与えら
れ得る。その長所は、静的分圧器の電力消費量を不必要
に大きくせずに電力半導体装置間の高電圧状態において
抵抗値の差を小さくできることである。
コンデンサ１８間の電圧Ｖを分圧器を通る電流Ｉの関数
としてプロットすることにより、図７、図８および図９
による実施例が良好なＩＶ特性を得るためにどのように
して使用され得るかが示される。制御可能な抵抗値のた
めの問題の接続構成の最大全抵抗値の生成が点線３６に
よって示される。シャントレギュレータの制限電圧３８
も表されている。線３９により、第１の抵抗の抵抗値が
電力半導体装置間の低電圧状態においてどのようにして
より低いレベルに調整され得るのか、並びにＤＣ／ＤＣ
コンバータがどのようにして依然として始動され得るの
か（これは、例えば点４０で行なわれてもよい）が示さ
れている。しかしながら、電力半導体装置間の電圧がよ
り高くなると、トランジスタスイッチ３３が開かれて、
線３６に追従するようにされる。より高い電圧でさえ
も、直列に接続した電力半導体装置間で電圧分布を改善
するように抵抗値の差を低くするという長所を持つこと
ができる。この際に、トランジスタスイッチ３３は好ま
しいＰＷＭに従って制御されて、コンデンサ１８を放電
する電流の平均が例えば線４１で表されるように与えら
れ得る。その長所は、静的分圧器の電力消費量を不必要
に大きくせずに電力半導体装置間の高電圧状態において
抵抗値の差を小さくできることである。
【００３５】勿論、本発明はどのような態様ででも上述
した好適実施例には制限されず、当業者にとって、特許
請求の範囲に定めているような本発明の基本的なアイデ
アを逸脱せずにその複数の可能な変更が明白となろう。
した好適実施例には制限されず、当業者にとって、特許
請求の範囲に定めているような本発明の基本的なアイデ
アを逸脱せずにその複数の可能な変更が明白となろう。
【００３６】図に示された好適実施例に、例えば追加の
要素が加えられても、例えば第２の抵抗といったあるも
のが取り除かれてもよく、回路はある条件の下で依然と
して機能し得る。
要素が加えられても、例えば第２の抵抗といったあるも
のが取り除かれてもよく、回路はある条件の下で依然と
して機能し得る。
【図１】本発明が適用され得る高電圧コンバータ回路の
概略図である。
概略図である。
【図２】高電圧コンバータ回路のそれぞれの電力半導体
装置を制御するための駆動ユニットの可能な構成を示す
図である。
装置を制御するための駆動ユニットの可能な構成を示す
図である。
【図３】本発明の第１の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第４の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第５の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図８】本発明の第６の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図９】本発明の第７の好適実施例による高電圧コンバ
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
ータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニット
の電力供給構成を示す回路図である。
【図１０】図７、図８および図９による高電圧コンバー
タ回路の駆動ユニットのための電力供給構成の第４のコ
ンデンサ間の電圧が第１の抵抗を流れる電流にどのよう
に依存するかを示すグラフである。
タ回路の駆動ユニットのための電力供給構成の第４のコ
ンデンサ間の電圧が第１の抵抗を流れる電流にどのよう
に依存するかを示すグラフである。
１ 電力半導体装置 ６ 駆動ユニット ２１ シャントレギュレータ ２２ 第１のコンデンサ ３１ 直列レギュレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 レンナルト ズダンスキイ スウェーデン国 ベステルオース，ベガガ タン ６ デイ
Claims (23)
- 【請求項１】 直列に接続されたターンオフ形の複数の
電力半導体装置（１）と、それぞれの上記電力半導体装
置に対して設けられ、それらのゲートに接続されかつ上
記電力半導体装置をオンおよびオフとなるように制御す
る駆動ユニット（６）と、上記駆動ユニットの電力供給
装置とを具備した高電圧コンバータ回路において、上記
電力供給装置は第１のコンデンサ（２２）と該第１コン
デンサの電圧を調整するレギュレータ（２１、３１）と
を具備しており、上記第１のコンデンサおよび上記レギ
ュレータは上記電力半導体装置と並列に接続されてお
り、上記電力半導体装置が導通している時に上記第１の
コンデンサは上記駆動ユニットの上記電力供給装置のた
めに十分な電気的エネルギーを蓄積し、上記第１のコン
デンサは上記電力半導体装置と関連した上記駆動ユニッ
トに電力供給するように接続されていることを特徴とす
る高電圧コンバータ回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の高電圧コンバータ回路に
おいて、上記レギュレータは上記第１のコンデンサ（２
２）と並列に接続したシャントレギュレータ（２１）で
あり、上記駆動ユニットの上記電力供給装置は上記電力
半導体装置と並列に接続されかつ上記シャントレギュレ
ータおよび上記第１のコンデンサの並列接続構成と直列
に接続した少なくとも第１の抵抗（１９）を有する静的
分圧器を具備していることを特徴とする高電圧コンバー
タ回路。 - 【請求項３】 請求項１記載の高電圧コンバータ回路に
おいて、上記レギュレータは上記第１のコンデンサ（２
２）と直列に接続した直列レギュレータ（３１）である
ことを特徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項４】 請求項１から３のいずれかに記載の高電
圧コンバータ回路において、上記電力供給装置はＤＣ／
ＤＣコンバータ（２４）を具備し、その入力には上記第
１のコンデンサ（２２）が接続され、その出力には上記
駆動ユニット（６）が接続され、上記ＤＣ／ＤＣコンバ
ータは上記駆動ユニットに選択自由に正負の電圧を与え
ることを特徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項５】 請求項４記載の高電圧コンバータ回路に
おいて、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ（２４）は、その入
力において、上記駆動ユニットが必要とするレベルより
も実質的に高いレベルの電圧を使用するように構成し、
上記第１のコンデンサ（２２）からの電流の消費量が上
記駆動ユニットの全体の電力消費量よりも実質的に低く
なることを特徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項６】 請求項４あるいは５記載の高電圧コンバ
ータ回路において、電気的エネルギーを蓄積するように
コンデンサ（２５、２６）が上記ＤＣ／ＤＣコンバータ
の各出力間に接続されたことを特徴とする高電圧コンバ
ータ回路。 - 【請求項７】 請求項４から６項のいずれかに記載の高
電圧コンバータ回路において、上記ＤＣ／ＤＣコンバー
タの出力の少なくとも１つは上記電力半導体装置のカソ
ード（１３）に関して負の電圧を供給することを特徴と
する高電圧コンバータ回路。 - 【請求項８】 請求項２記載の高電圧コンバータ回路に
おいて、上記シャントレギュレータ（２１）と並列に接
続した第２の抵抗（２０）が具備され、この第２の抵抗
は、上記電力半導体装置（１）間の閉塞電圧が上記シャ
ントレギュレータの制限電圧よりも低い状態において上
記静的分圧器による良好な分圧を得ることを特徴とする
高電圧コンバータ回路。 - 【請求項９】 請求項１から８のいずれかに記載の高電
圧コンバータ回路において、上記レギュレータ（２１、
３１）と上記第１のコンデンサ（２２）との間に接続さ
れた上記電力半導体装置の導通方向に関して上流に配置
されて第１のダイオード（２３）が具備され、この第１
のダイオードは上記第１のコンデンサが上記駆動ユニッ
ト以外によって放電しないようにするために上記第１の
コンデンサに向う導通方向を有することを特徴とする高
電圧コンバータ回路。 - 【請求項１０】 請求項２あるいは８記載の高電圧コン
バータ回路において、上記第１の抵抗（１９）および上
記シャントレギュレータ（２１）の直列接続構成と並列
に接続された第４のコンデンサ（１８）が具備され、上
記第４のコンデンサは上記電力半導体装置が閉塞される
時に充電されかつ上記第１の抵抗を介して放電され、そ
れにより上記電力半導体装置がオンにされる時の電気的
エネルギーで上記第１のコンデンサを充電することを特
徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項１１】 請求項３記載の高電圧コンバータ回路
において、上記直列レギュレータ（３１）および上記第
１のコンデンサの直列接続構成と並列に接続された第４
のコンデンサ（１８）が具備され、上記第４のコンデン
サは上記電力半導体装置が閉塞される時に充電されかつ
上記直列レギュレータを介して放電され、それにより上
記電力半導体装置がオンにされる時の電気的エネルギー
で上記第１のコンデンサを充電することを特徴とする高
電圧コンバータ回路。 - 【請求項１２】 請求項１０あるいは１１記載の高電圧
コンバータ回路において、第２のダイオード（１７）が
上記第４のコンデンサ（１８）と上記レギュレータ（２
１、３１）と直列に接続され、上記第４のコンデンサが
上記電力半導体装置によっては放電されないことを特徴
とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項１３】 請求項１２記載の高電圧コンバータ回
路において、第３の抵抗（１５）が上記第２のダイオー
ド（１７）と直列に接続されることを特徴とする高電圧
コンバータ回路。 - 【請求項１４】 請求項２あるいは８記載の高電圧コン
バータ回路において、上記シャントレギュレータ（２
１）はツェナーダイオードであることを特徴とする高電
圧コンバータ回路。 - 【請求項１５】 請求項２、８、１０あるいは１４記載
の高電圧コンバータ回路において、上記第１の抵抗（１
９）は制御可能な抵抗値を有することを特徴とする高電
圧コンバータ回路。 - 【請求項１６】 請求項１５記載の高電圧コンバータ回
路において、上記第１の抵抗（１９）は固定抵抗（１
９’）と、この第１の抵抗の抵抗値を制御するように制
御可能な分岐との並列接続構成によって形成されること
を特徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項１７】 請求項１６記載の高電圧コンバータ回
路において、上記分岐は上記第６の抵抗（１６’）の抵
抗値よりも実質的に低い抵抗値を有する抵抗（３２）と
それと直列に接続したトランジスタスイッチ（３３）と
を有することを特徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項１８】 請求項１５記載の高電圧コンバータ回
路において、上記第１の抵抗（１９）は固定抵抗（３
２’）および他の抵抗（１９’）の直列接続構成と上記
他の抵抗と並列に接続した分岐とによって形成され、上
記分岐は上記制御可能な抵抗値を実質的に上記固定抵抗
の抵抗値によって形成するように上記他の抵抗を短絡回
路にしかつそれと交互に上記制御可能な抵抗値をこれら
２つの抵抗の抵抗値の和にするために上記分岐を接続解
除するように制御可能に構成されたトランジスタスイッ
チ（３３）を有することを特徴とする高電圧コンバータ
回路。 - 【請求項１９】 請求項１６記載の高電圧コンバータ回
路において、上記分岐は制御可能な電流源（３５）を有
することを特徴とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項２０】 請求項１５から１９のいずれかに記載
の高電圧コンバータ回路において、上記電力半導体装置
の閉塞電圧が所定値よりも低い状態においてこの値を越
える閉塞電圧の場合より低くなるように上記第１の抵抗
の抵抗値を制御する手段（３４）を具備したことを特徴
とする高電圧コンバータ回路。 - 【請求項２１】 請求項１０および１５、また１５から
２０のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路におい
て、上記第４のコンデンサの電圧が所定値を越える状態
においてこのような電圧がこの値よりも低い場合より低
くなるように上記第１の抵抗の抵抗値を制御する手段
（３４）を具備したことを特徴とする高電圧コンバータ
回路。 - 【請求項２２】 請求項１から２１のいずれかに記載の
高電圧コンバータ回路において、上記電力供給装置は数
十ボルトの程度の電圧を上記駆動ユニットに供給するよ
うに設計されたことを特徴とする高電圧コンバータ回
路。 - 【請求項２３】 請求項１から２２のいずれかに記載の
高電圧コンバータ回路において、上記電力半導体装置は
それぞれその間で１ｋＶを越える電圧を閉塞するように
設計されたことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9701070-6 | 1997-03-24 | ||
| SE9701070A SE521139C2 (sv) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | Högspänningsomriktarkrets |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271810A true JPH10271810A (ja) | 1998-10-09 |
| JP4070295B2 JP4070295B2 (ja) | 2008-04-02 |
Family
ID=20406288
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07461498A Expired - Lifetime JP4070295B2 (ja) | 1997-03-24 | 1998-03-23 | 高電圧コンバータ回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5920472A (ja) |
| EP (1) | EP0868014B1 (ja) |
| JP (1) | JP4070295B2 (ja) |
| CA (1) | CA2219343C (ja) |
| DE (1) | DE69839932D1 (ja) |
| SE (1) | SE521139C2 (ja) |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0868014A1 (en) | 1998-09-30 |
| DE69839932D1 (de) | 2008-10-09 |
| SE9701070L (sv) | 1998-09-25 |
| SE521139C2 (sv) | 2003-10-07 |
| JP4070295B2 (ja) | 2008-04-02 |
| EP0868014B1 (en) | 2008-08-27 |
| CA2219343C (en) | 2003-09-23 |
| SE9701070D0 (sv) | 1997-03-24 |
| CA2219343A1 (en) | 1998-09-24 |
| US5920472A (en) | 1999-07-06 |
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| A601 | Written request for extension of time |
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| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
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| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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