JPH066972A - ゼロ電流スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
ゼロ電流スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH066972A JPH066972A JP15686792A JP15686792A JPH066972A JP H066972 A JPH066972 A JP H066972A JP 15686792 A JP15686792 A JP 15686792A JP 15686792 A JP15686792 A JP 15686792A JP H066972 A JPH066972 A JP H066972A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータの小形・軽量化を図る
には、コンデンサの動作周波数を高める必要があるが、
本発明は共振回路を用いることによってスナバレスで素
子のスイッチング損失を低減し、高周波化を実現する。 【構成】 補助スイッチング素子７，７′とインダクタ
ー４とコンデンサ３とで構成された共振回路２を主スイ
ッチング素子５，５′に接続することにより、主スイッ
チング素子をスナバレスでゼロ電流スイッチングし、主
スイッチング素子のスイッチング損失を低減することが
できる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数を
高め、コンバータの小形・軽量化を図ることができる。
には、コンデンサの動作周波数を高める必要があるが、
本発明は共振回路を用いることによってスナバレスで素
子のスイッチング損失を低減し、高周波化を実現する。 【構成】 補助スイッチング素子７，７′とインダクタ
ー４とコンデンサ３とで構成された共振回路２を主スイ
ッチング素子５，５′に接続することにより、主スイッ
チング素子をスナバレスでゼロ電流スイッチングし、主
スイッチング素子のスイッチング損失を低減することが
できる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数を
高め、コンバータの小形・軽量化を図ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、主スイッチイグ素子のスイッチング損失の低減
やスナバ回路損失を低減することにより、コンバータの
動作周波数や効率を上げることができる。従って、本発
明はＤＣ−ＤＣコンバータを使用している産業機器、家
電製品などの分野で効用し得るものである。
おいて、主スイッチイグ素子のスイッチング損失の低減
やスナバ回路損失を低減することにより、コンバータの
動作周波数や効率を上げることができる。従って、本発
明はＤＣ−ＤＣコンバータを使用している産業機器、家
電製品などの分野で効用し得るものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来より使用されているフライバ
ックＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
ックＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
【０００３】ダイオード６、６′を逆並列接続された主
スイッチング素子５、５′をオン・オフすることによ
り、それぞれ電圧Ｅs を有する直流電源１、１′から、
変圧器８、８′を介して負荷に所要の定電圧直流電力を
供給する。漏れインダクタンスや配線インダクタンスな
どの存在により、主スイッチング素子５、５′をオフす
ると高圧の電圧ストレスが発生する。これを防ぐために
主スイッチング素子５、５′と並列に図示のようなスナ
バ回路12、12′を接続する。結局は、配線インダクタン
スなどに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路12、12′
内の抵抗13、13′の損失になってしまう。
スイッチング素子５、５′をオン・オフすることによ
り、それぞれ電圧Ｅs を有する直流電源１、１′から、
変圧器８、８′を介して負荷に所要の定電圧直流電力を
供給する。漏れインダクタンスや配線インダクタンスな
どの存在により、主スイッチング素子５、５′をオフす
ると高圧の電圧ストレスが発生する。これを防ぐために
主スイッチング素子５、５′と並列に図示のようなスナ
バ回路12、12′を接続する。結局は、配線インダクタン
スなどに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路12、12′
内の抵抗13、13′の損失になってしまう。
【０００４】一方、機器の寸法と重量とを減らすために
は、コンバータの動作周波数を高める必要がある。この
ような場合、スナバ回路の損失が極めて大きく、また、
主スイッチング素子のオン・オフ時間があるため、大き
なスイッチング損失が発生して熱放散が問題になる。
は、コンバータの動作周波数を高める必要がある。この
ような場合、スナバ回路の損失が極めて大きく、また、
主スイッチング素子のオン・オフ時間があるため、大き
なスイッチング損失が発生して熱放散が問題になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ＤＣ−ＤＣコンバータ
の効率と主スイッチング素子のスイッチング周波数を上
げるためには、主スイッチング素子のスイッチング損失
やスナバ回路の損失を低減する必要がある。
の効率と主スイッチング素子のスイッチング周波数を上
げるためには、主スイッチング素子のスイッチング損失
やスナバ回路の損失を低減する必要がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は補助スイッチン
グ素子とインダクターとコンデンサとで構成された共振
回路を用いて主スイッチング素子のスナバ回路を無く
し、また、主スイッチング素子をゼロ電流でオフするこ
とにより、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を
図る。主スイッチング素子にスナバ回路がないため、オ
ン損失はある程度抑えられるが、オン損失をさらに低減
するには主スイッチング素子と直列にインダクターを接
続し、di／dtを抑えることにより実現できる。
グ素子とインダクターとコンデンサとで構成された共振
回路を用いて主スイッチング素子のスナバ回路を無く
し、また、主スイッチング素子をゼロ電流でオフするこ
とにより、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を
図る。主スイッチング素子にスナバ回路がないため、オ
ン損失はある程度抑えられるが、オン損失をさらに低減
するには主スイッチング素子と直列にインダクターを接
続し、di／dtを抑えることにより実現できる。
【０００７】図１は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのモ
デルである。図１(a) はフライバック形ＤＣ−ＤＣコン
バータのモデルで、図１(b) はフォワード形ＤＣ−ＤＣ
コンバータのモデルである。いずれの回路も補助スイッ
チング素子７、７′と、Ｌrのインダクタンスを有する
インダクター４と、容量Ｃr を有するコンデンサ３とで
構成された共振回路２を用いて主スイッチング素子５、
５′のスナバ回路12、12′を無くしている。図１(b) を
例にし、その原理を説明する。
デルである。図１(a) はフライバック形ＤＣ−ＤＣコン
バータのモデルで、図１(b) はフォワード形ＤＣ−ＤＣ
コンバータのモデルである。いずれの回路も補助スイッ
チング素子７、７′と、Ｌrのインダクタンスを有する
インダクター４と、容量Ｃr を有するコンデンサ３とで
構成された共振回路２を用いて主スイッチング素子５、
５′のスナバ回路12、12′を無くしている。図１(b) を
例にし、その原理を説明する。
【０００８】動作前にコンデンサ３の初期電圧を図示の
極性でＶ0 とする。主スイッチング素子５をオンする
と、メイン電流ｉ1 が流れ、負荷に供給する。主スイッ
チング素子５をオフする前に、補助スイッチング素子７
を先にオンすると、コンデンサ３は放電し、共振電流ｉ
r は補助スイッチング素子７、インダクター４、コンデ
ンサ３を通って流れる。共振電流ｉr がメイン電流ｉ1
と等しくなると、主スイッチング素子５はゼロ電流の状
態で自然にターンオフし、共振電流はダイオード６を通
して流れる。その後、共振電流は一旦上昇してから減少
し、再びメイン電流と等しくなると、ダイオード６もオ
フして、メイン電流は共振回路に流れ込む。コンデンサ
３の電圧が電源電圧Ｅs よりも大きくなると、二次側の
ダイオード13が導通し、一次側の電流はやがてゼロにな
る。
極性でＶ0 とする。主スイッチング素子５をオンする
と、メイン電流ｉ1 が流れ、負荷に供給する。主スイッ
チング素子５をオフする前に、補助スイッチング素子７
を先にオンすると、コンデンサ３は放電し、共振電流ｉ
r は補助スイッチング素子７、インダクター４、コンデ
ンサ３を通って流れる。共振電流ｉr がメイン電流ｉ1
と等しくなると、主スイッチング素子５はゼロ電流の状
態で自然にターンオフし、共振電流はダイオード６を通
して流れる。その後、共振電流は一旦上昇してから減少
し、再びメイン電流と等しくなると、ダイオード６もオ
フして、メイン電流は共振回路に流れ込む。コンデンサ
３の電圧が電源電圧Ｅs よりも大きくなると、二次側の
ダイオード13が導通し、一次側の電流はやがてゼロにな
る。
【０００９】主スイッチング素子５′の動作も同様に考
えられる。
えられる。
【００１０】主スイッチング素子がゼロ電流ターンオフ
するため、スナバ回路は不要となって、スイッチング損
失も大幅に減少できる。
するため、スナバ回路は不要となって、スイッチング損
失も大幅に減少できる。
【００１１】
【作用】補助スイッチング素子とインダクターとコンデ
ンサとで構成された共振回路をスナバ回路の代わりにＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの主スイッチング素子に接続し、補
助スイッチング素子を制御することにより、主スイッチ
ング素子をゼロ電流でターンオフすることができる。従
って、スナバ回路をなくし、主スイッチング素子のスイ
ッチング損失を低減してＤＣ−ＤＣコンバータの高効率
・高周波運転を実現できる。
ンサとで構成された共振回路をスナバ回路の代わりにＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの主スイッチング素子に接続し、補
助スイッチング素子を制御することにより、主スイッチ
ング素子をゼロ電流でターンオフすることができる。従
って、スナバ回路をなくし、主スイッチング素子のスイ
ッチング損失を低減してＤＣ−ＤＣコンバータの高効率
・高周波運転を実現できる。
【００１２】
【実施例】本発明の原理をフライバックＤＣ−ＤＣコン
バータに応用した一実施例を図３に示す。図中の変圧器
は一次側と二次側とを絶縁し、漏れインダクタンスの存
在により、スイッチング素子５、５′をオンする時に発
生するdi／dtを抑えることにより、スイッチング損失を
低減できる。動作説明を簡潔にするため、コンデンサ1
0、11の容量をＣr1＝Ｃr2＝Ｃr で等価とする。図４は
各モードの電流パスであり、図５はその関連波形であ
る。以下に各モードの動作を説明する。主スイッチング
素子５がオンする前のコンデンサの初期電圧をＶ0 と仮
定する。
バータに応用した一実施例を図３に示す。図中の変圧器
は一次側と二次側とを絶縁し、漏れインダクタンスの存
在により、スイッチング素子５、５′をオンする時に発
生するdi／dtを抑えることにより、スイッチング損失を
低減できる。動作説明を簡潔にするため、コンデンサ1
0、11の容量をＣr1＝Ｃr2＝Ｃr で等価とする。図４は
各モードの電流パスであり、図５はその関連波形であ
る。以下に各モードの動作を説明する。主スイッチング
素子５がオンする前のコンデンサの初期電圧をＶ0 と仮
定する。
【００１３】Ａ．電流帰還モード［ｔ0 ，ｔ1 ］ 時刻ｔ0 において主スイッチング素子５をオンすると、
電流のパスは図４(a)のようになる。メイン電流は
電流のパスは図４(a)のようになる。メイン電流は
【数１】 dｉ1 ／dt＝（Ｅs ＋ＶF ）／ｌσ (1) ここで、ｌσは変圧器の漏れインダクタンスであり、Ｖ
F はフライバック電圧である。二次側に流れる電流が一
次側に帰還される。もし、二次側の電流がゼロであれ
ば、このモードは存在しない。
F はフライバック電圧である。二次側に流れる電流が一
次側に帰還される。もし、二次側の電流がゼロであれ
ば、このモードは存在しない。
【００１４】Ｂ．電流線形モード［ｔ1 ，ｔ2 ］ 二次側の電流がゼロになると、電流のパスは図４(b) の
ように変わる。一次側の電流は次式のように増加する。
ように変わる。一次側の電流は次式のように増加する。
【数２】 dｉ1 ／dt＝Ｅs ／（Ｌm ＋ｌσ） (2) ここで、Ｌm は変圧器の励磁インダクタンスである。上
式によれば、電流増加分はこの帰還の時間に比例するた
め、出力はこの帰還の時間を制限すれば制限できる。
式によれば、電流増加分はこの帰還の時間に比例するた
め、出力はこの帰還の時間を制限すれば制限できる。
【００１５】Ｃ．共振モード［ｔ2 ，ｔ3 ］ 主スイッチング素子５をターンオフするため、補助スイ
ッチング素子７を先にターンオンし、電流パスは図４
(c) のようになる。コンデンサ10, 11は放電し、共振電
流は補助スイッチング素子７、インダクター４、コンデ
ンサ10、11を通って流れる。コンデンサの電圧と共振電
流は次式のようになる。
ッチング素子７を先にターンオンし、電流パスは図４
(c) のようになる。コンデンサ10, 11は放電し、共振電
流は補助スイッチング素子７、インダクター４、コンデ
ンサ10、11を通って流れる。コンデンサの電圧と共振電
流は次式のようになる。
【数３】 ここで、ω＝（Ｌr Ｃr ）-1/2であり、共振電流ｉr が
メイン電流ｉ1 と等しくなると、主スイッチング素子５
は自然にオフし、共振電流はダイオード６を通って流れ
る。その後、共振電流は一旦上昇してから減少する。
メイン電流ｉ1 と等しくなると、主スイッチング素子５
は自然にオフし、共振電流はダイオード６を通って流れ
る。その後、共振電流は一旦上昇してから減少する。
【００１６】Ｄ．電流保持モード［ｔ3 ，ｔ4 ］ 主スイッチング素子５とダイオード６とが両方オフした
時に、コンデンサ10、11はさらに充電を続ける。電流パ
スは図４(d) である。変圧器の励磁インダクタンスＬm
が大きいため、充電電流ｉ1 は一定となり、ｉ1 ＝Ｉ0
である。もし、｜ｖc ｜≧Ｅs ＋ＶF ならば、このモー
ドはない。
時に、コンデンサ10、11はさらに充電を続ける。電流パ
スは図４(d) である。変圧器の励磁インダクタンスＬm
が大きいため、充電電流ｉ1 は一定となり、ｉ1 ＝Ｉ0
である。もし、｜ｖc ｜≧Ｅs ＋ＶF ならば、このモー
ドはない。
【００１７】Ｅ．エネルギー転送期間 ｜ｖc ｜＝Ｅs ＋ＶF となると、電流パスは図４(e) の
ようになり、一次側のエネルギーは二次側に転送し始め
る。電流電圧方程式は次のようになる。
ようになり、一次側のエネルギーは二次側に転送し始め
る。電流電圧方程式は次のようになる。
【数４】 ｉ1 ＝０となると、一次側のエネルギーは完全に二次側
に転送される。コンデンサの最後の電圧は
に転送される。コンデンサの最後の電圧は
【数５】 ｖc ＝−（Ｅs ＋ＶF ）−｛（Ｌr ＋ｌσ）／Ｃr ｝1/2 Ｉ0 (5) である。これで動作半周期が終了する。主スイッチング
素子５′のオンオフも同様に考えられる。
素子５′のオンオフも同様に考えられる。
【００１８】今まで、図３のクランプダイオード９、
９′の存在を無視していたが、次にその作用について述
べる。式(5) を見るとわかるように、変圧器の漏れイン
ダクタンスｌσの存在で、動作半周期が終了すると、コ
ンデンサ10、11の電圧が大きい値となり、スイッチング
素子の耐圧が問題になりかねない。そこで、図３のよう
にクランプダイオードを設け、コンデンサの電圧が
９′の存在を無視していたが、次にその作用について述
べる。式(5) を見るとわかるように、変圧器の漏れイン
ダクタンスｌσの存在で、動作半周期が終了すると、コ
ンデンサ10、11の電圧が大きい値となり、スイッチング
素子の耐圧が問題になりかねない。そこで、図３のよう
にクランプダイオードを設け、コンデンサの電圧が
【数６】 ｖc ＝−（Ｅs ＋ＶF ）−｛（Ｌr ＋ｌσ）／Ｃr2｝1/2 Ｉ0 (6) となるようにする。Ｃr2＞Ｃr のため、ｖc を小さくで
きる。
きる。
【００１９】図３のＤＣ−ＤＣコンバータを通常のハー
ドスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータと比較すると、ス
ナバ損失がなく、スイッチング損失も少ない。また、共
振電流が負荷電流と重なることがないため、導通損失は
小さく、電圧あるいは電流ストレスが少ないと言う特徴
がある。さらに、図３のＤＣ−ＤＣコンバータは定周波
で動作できるため、負荷フィルタ設計が容易になる。
ドスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータと比較すると、ス
ナバ損失がなく、スイッチング損失も少ない。また、共
振電流が負荷電流と重なることがないため、導通損失は
小さく、電圧あるいは電流ストレスが少ないと言う特徴
がある。さらに、図３のＤＣ−ＤＣコンバータは定周波
で動作できるため、負荷フィルタ設計が容易になる。
【００２０】本発明の原理を用いた電圧形インバータの
特徴をまとめると、以下のようになる。 ◎ 本発明は共振回路を用いることにより、従来のスナ
バ回路をなくし、また導通損失を増加することなく、主
スイッチング素子のスイッチング損失の低減を実現し
た。従って、高効率、高周波運転ができる。 ◎ 実施例に示しように、コンバータの回路構成は極め
て簡単である。また、負荷制御を除けば、その他の検出
信号の必要はなく、制御回路も簡単になる。
特徴をまとめると、以下のようになる。 ◎ 本発明は共振回路を用いることにより、従来のスナ
バ回路をなくし、また導通損失を増加することなく、主
スイッチング素子のスイッチング損失の低減を実現し
た。従って、高効率、高周波運転ができる。 ◎ 実施例に示しように、コンバータの回路構成は極め
て簡単である。また、負荷制御を除けば、その他の検出
信号の必要はなく、制御回路も簡単になる。
【００２１】
【発明の効果】本発明は、共振回路を用いることによ
り、スナバレスでスイッチング損失を低減することがで
きる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの損失を大幅に低
減し、動作周波数を高めることができるため、機器の小
型・軽量化を実現できる。
り、スナバレスでスイッチング損失を低減することがで
きる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの損失を大幅に低
減し、動作周波数を高めることができるため、機器の小
型・軽量化を実現できる。
【図１】本発明による回路の構成を示す図で、(a) はフ
ライバック形の場合のモデルであり、(b) はフォワード
形の場合のモデルである。
ライバック形の場合のモデルであり、(b) はフォワード
形の場合のモデルである。
【図２】従来回路の構成を示す図である。
【図３】フライバックＤＣ−ＤＣコンバータに応用した
一実施例を示す図。
一実施例を示す図。
【図４】図３の各動作モードの電流パスを示す図であ
る。
る。
【図５】図３の実施例の動作波形図である。
１，１′直流電源 ２ 共振回路 ３ コンデンサ ４ インダクター ５，５′主スイッチング素子 ６，６′ダイオード ７，７′補助スイッチング素子 ８，８′変圧器 ９，９′ダイオード 10, 11 コンデンサ 12, 12′スナバ回路 13, 13′抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 永渕 澄夫 東京都中央区八重洲２丁目７番２号 東洋 電機製造株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】対称の２台のフライバックＤＣ−ＤＣコン
バータの一次側を直列に接続し、二次側を並列に接続し
て構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 該ＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチング素子の両端に
補助スイッチング素子とインダクターとコンデンサとで
構成された共振回路を接続することにより、前記主スイ
ッチング素子をゼロ電流でターンオフすることを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】対称の２台のフォワードＤＣ−ＤＣコンバ
ータの一次側を直列に接続し、二次側を並列に接続して
構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 該ＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチング素子の両端に
補助スイッチング素子とインダクターとコンデンサとで
構成された共振回路を接続することにより、前記主スイ
ッチング素子をゼロ電流でターンオフすることを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15686792A JPH066972A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | ゼロ電流スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15686792A JPH066972A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | ゼロ電流スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066972A true JPH066972A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=15637126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15686792A Pending JPH066972A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | ゼロ電流スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066972A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013226002A (ja) * | 2012-04-23 | 2013-10-31 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2016201938A (ja) * | 2015-04-13 | 2016-12-01 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
-
1992
- 1992-06-16 JP JP15686792A patent/JPH066972A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013226002A (ja) * | 2012-04-23 | 2013-10-31 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2016201938A (ja) * | 2015-04-13 | 2016-12-01 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
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