JPH066972A - ゼロ電流スイッチングdc−dcコンバータ - Google Patents
ゼロ電流スイッチングdc−dcコンバータInfo
- Publication number
- JPH066972A JPH066972A JP15686792A JP15686792A JPH066972A JP H066972 A JPH066972 A JP H066972A JP 15686792 A JP15686792 A JP 15686792A JP 15686792 A JP15686792 A JP 15686792A JP H066972 A JPH066972 A JP H066972A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 DC−DCコンバータの小形・軽量化を図る
には、コンデンサの動作周波数を高める必要があるが、
本発明は共振回路を用いることによってスナバレスで素
子のスイッチング損失を低減し、高周波化を実現する。 【構成】 補助スイッチング素子7,7′とインダクタ
ー4とコンデンサ3とで構成された共振回路2を主スイ
ッチング素子5,5′に接続することにより、主スイッ
チング素子をスナバレスでゼロ電流スイッチングし、主
スイッチング素子のスイッチング損失を低減することが
できる。従って、DC−DCコンバータの動作周波数を
高め、コンバータの小形・軽量化を図ることができる。
には、コンデンサの動作周波数を高める必要があるが、
本発明は共振回路を用いることによってスナバレスで素
子のスイッチング損失を低減し、高周波化を実現する。 【構成】 補助スイッチング素子7,7′とインダクタ
ー4とコンデンサ3とで構成された共振回路2を主スイ
ッチング素子5,5′に接続することにより、主スイッ
チング素子をスナバレスでゼロ電流スイッチングし、主
スイッチング素子のスイッチング損失を低減することが
できる。従って、DC−DCコンバータの動作周波数を
高め、コンバータの小形・軽量化を図ることができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はDC−DCコンバータに
おいて、主スイッチイグ素子のスイッチング損失の低減
やスナバ回路損失を低減することにより、コンバータの
動作周波数や効率を上げることができる。従って、本発
明はDC−DCコンバータを使用している産業機器、家
電製品などの分野で効用し得るものである。
おいて、主スイッチイグ素子のスイッチング損失の低減
やスナバ回路損失を低減することにより、コンバータの
動作周波数や効率を上げることができる。従って、本発
明はDC−DCコンバータを使用している産業機器、家
電製品などの分野で効用し得るものである。
【0002】
【従来の技術】図2は従来より使用されているフライバ
ックDC−DCコンバータの回路例である。
ックDC−DCコンバータの回路例である。
【0003】ダイオード6、6′を逆並列接続された主
スイッチング素子5、5′をオン・オフすることによ
り、それぞれ電圧Es を有する直流電源1、1′から、
変圧器8、8′を介して負荷に所要の定電圧直流電力を
供給する。漏れインダクタンスや配線インダクタンスな
どの存在により、主スイッチング素子5、5′をオフす
ると高圧の電圧ストレスが発生する。これを防ぐために
主スイッチング素子5、5′と並列に図示のようなスナ
バ回路12、12′を接続する。結局は、配線インダクタン
スなどに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路12、12′
内の抵抗13、13′の損失になってしまう。
スイッチング素子5、5′をオン・オフすることによ
り、それぞれ電圧Es を有する直流電源1、1′から、
変圧器8、8′を介して負荷に所要の定電圧直流電力を
供給する。漏れインダクタンスや配線インダクタンスな
どの存在により、主スイッチング素子5、5′をオフす
ると高圧の電圧ストレスが発生する。これを防ぐために
主スイッチング素子5、5′と並列に図示のようなスナ
バ回路12、12′を接続する。結局は、配線インダクタン
スなどに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路12、12′
内の抵抗13、13′の損失になってしまう。
【0004】一方、機器の寸法と重量とを減らすために
は、コンバータの動作周波数を高める必要がある。この
ような場合、スナバ回路の損失が極めて大きく、また、
主スイッチング素子のオン・オフ時間があるため、大き
なスイッチング損失が発生して熱放散が問題になる。
は、コンバータの動作周波数を高める必要がある。この
ような場合、スナバ回路の損失が極めて大きく、また、
主スイッチング素子のオン・オフ時間があるため、大き
なスイッチング損失が発生して熱放散が問題になる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】DC−DCコンバータ
の効率と主スイッチング素子のスイッチング周波数を上
げるためには、主スイッチング素子のスイッチング損失
やスナバ回路の損失を低減する必要がある。
の効率と主スイッチング素子のスイッチング周波数を上
げるためには、主スイッチング素子のスイッチング損失
やスナバ回路の損失を低減する必要がある。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明は補助スイッチン
グ素子とインダクターとコンデンサとで構成された共振
回路を用いて主スイッチング素子のスナバ回路を無く
し、また、主スイッチング素子をゼロ電流でオフするこ
とにより、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を
図る。主スイッチング素子にスナバ回路がないため、オ
ン損失はある程度抑えられるが、オン損失をさらに低減
するには主スイッチング素子と直列にインダクターを接
続し、di/dtを抑えることにより実現できる。
グ素子とインダクターとコンデンサとで構成された共振
回路を用いて主スイッチング素子のスナバ回路を無く
し、また、主スイッチング素子をゼロ電流でオフするこ
とにより、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を
図る。主スイッチング素子にスナバ回路がないため、オ
ン損失はある程度抑えられるが、オン損失をさらに低減
するには主スイッチング素子と直列にインダクターを接
続し、di/dtを抑えることにより実現できる。
【0007】図1は本発明のDC−DCコンバータのモ
デルである。図1(a) はフライバック形DC−DCコン
バータのモデルで、図1(b) はフォワード形DC−DC
コンバータのモデルである。いずれの回路も補助スイッ
チング素子7、7′と、Lrのインダクタンスを有する
インダクター4と、容量Cr を有するコンデンサ3とで
構成された共振回路2を用いて主スイッチング素子5、
5′のスナバ回路12、12′を無くしている。図1(b) を
例にし、その原理を説明する。
デルである。図1(a) はフライバック形DC−DCコン
バータのモデルで、図1(b) はフォワード形DC−DC
コンバータのモデルである。いずれの回路も補助スイッ
チング素子7、7′と、Lrのインダクタンスを有する
インダクター4と、容量Cr を有するコンデンサ3とで
構成された共振回路2を用いて主スイッチング素子5、
5′のスナバ回路12、12′を無くしている。図1(b) を
例にし、その原理を説明する。
【0008】動作前にコンデンサ3の初期電圧を図示の
極性でV0 とする。主スイッチング素子5をオンする
と、メイン電流i1 が流れ、負荷に供給する。主スイッ
チング素子5をオフする前に、補助スイッチング素子7
を先にオンすると、コンデンサ3は放電し、共振電流i
r は補助スイッチング素子7、インダクター4、コンデ
ンサ3を通って流れる。共振電流ir がメイン電流i1
と等しくなると、主スイッチング素子5はゼロ電流の状
態で自然にターンオフし、共振電流はダイオード6を通
して流れる。その後、共振電流は一旦上昇してから減少
し、再びメイン電流と等しくなると、ダイオード6もオ
フして、メイン電流は共振回路に流れ込む。コンデンサ
3の電圧が電源電圧Es よりも大きくなると、二次側の
ダイオード13が導通し、一次側の電流はやがてゼロにな
る。
極性でV0 とする。主スイッチング素子5をオンする
と、メイン電流i1 が流れ、負荷に供給する。主スイッ
チング素子5をオフする前に、補助スイッチング素子7
を先にオンすると、コンデンサ3は放電し、共振電流i
r は補助スイッチング素子7、インダクター4、コンデ
ンサ3を通って流れる。共振電流ir がメイン電流i1
と等しくなると、主スイッチング素子5はゼロ電流の状
態で自然にターンオフし、共振電流はダイオード6を通
して流れる。その後、共振電流は一旦上昇してから減少
し、再びメイン電流と等しくなると、ダイオード6もオ
フして、メイン電流は共振回路に流れ込む。コンデンサ
3の電圧が電源電圧Es よりも大きくなると、二次側の
ダイオード13が導通し、一次側の電流はやがてゼロにな
る。
【0009】主スイッチング素子5′の動作も同様に考
えられる。
えられる。
【0010】主スイッチング素子がゼロ電流ターンオフ
するため、スナバ回路は不要となって、スイッチング損
失も大幅に減少できる。
するため、スナバ回路は不要となって、スイッチング損
失も大幅に減少できる。
【0011】
【作用】補助スイッチング素子とインダクターとコンデ
ンサとで構成された共振回路をスナバ回路の代わりにD
C−DCコンバータの主スイッチング素子に接続し、補
助スイッチング素子を制御することにより、主スイッチ
ング素子をゼロ電流でターンオフすることができる。従
って、スナバ回路をなくし、主スイッチング素子のスイ
ッチング損失を低減してDC−DCコンバータの高効率
・高周波運転を実現できる。
ンサとで構成された共振回路をスナバ回路の代わりにD
C−DCコンバータの主スイッチング素子に接続し、補
助スイッチング素子を制御することにより、主スイッチ
ング素子をゼロ電流でターンオフすることができる。従
って、スナバ回路をなくし、主スイッチング素子のスイ
ッチング損失を低減してDC−DCコンバータの高効率
・高周波運転を実現できる。
【0012】
【実施例】本発明の原理をフライバックDC−DCコン
バータに応用した一実施例を図3に示す。図中の変圧器
は一次側と二次側とを絶縁し、漏れインダクタンスの存
在により、スイッチング素子5、5′をオンする時に発
生するdi/dtを抑えることにより、スイッチング損失を
低減できる。動作説明を簡潔にするため、コンデンサ1
0、11の容量をCr1=Cr2=Cr で等価とする。図4は
各モードの電流パスであり、図5はその関連波形であ
る。以下に各モードの動作を説明する。主スイッチング
素子5がオンする前のコンデンサの初期電圧をV0 と仮
定する。
バータに応用した一実施例を図3に示す。図中の変圧器
は一次側と二次側とを絶縁し、漏れインダクタンスの存
在により、スイッチング素子5、5′をオンする時に発
生するdi/dtを抑えることにより、スイッチング損失を
低減できる。動作説明を簡潔にするため、コンデンサ1
0、11の容量をCr1=Cr2=Cr で等価とする。図4は
各モードの電流パスであり、図5はその関連波形であ
る。以下に各モードの動作を説明する。主スイッチング
素子5がオンする前のコンデンサの初期電圧をV0 と仮
定する。
【0013】A.電流帰還モード[t0 ,t1 ] 時刻t0 において主スイッチング素子5をオンすると、
電流のパスは図4(a)のようになる。メイン電流は
電流のパスは図4(a)のようになる。メイン電流は
【数1】 di1 /dt=(Es +VF )/lσ (1) ここで、lσは変圧器の漏れインダクタンスであり、V
F はフライバック電圧である。二次側に流れる電流が一
次側に帰還される。もし、二次側の電流がゼロであれ
ば、このモードは存在しない。
F はフライバック電圧である。二次側に流れる電流が一
次側に帰還される。もし、二次側の電流がゼロであれ
ば、このモードは存在しない。
【0014】B.電流線形モード[t1 ,t2 ] 二次側の電流がゼロになると、電流のパスは図4(b) の
ように変わる。一次側の電流は次式のように増加する。
ように変わる。一次側の電流は次式のように増加する。
【数2】 di1 /dt=Es /(Lm +lσ) (2) ここで、Lm は変圧器の励磁インダクタンスである。上
式によれば、電流増加分はこの帰還の時間に比例するた
め、出力はこの帰還の時間を制限すれば制限できる。
式によれば、電流増加分はこの帰還の時間に比例するた
め、出力はこの帰還の時間を制限すれば制限できる。
【0015】C.共振モード[t2 ,t3 ] 主スイッチング素子5をターンオフするため、補助スイ
ッチング素子7を先にターンオンし、電流パスは図4
(c) のようになる。コンデンサ10, 11は放電し、共振電
流は補助スイッチング素子7、インダクター4、コンデ
ンサ10、11を通って流れる。コンデンサの電圧と共振電
流は次式のようになる。
ッチング素子7を先にターンオンし、電流パスは図4
(c) のようになる。コンデンサ10, 11は放電し、共振電
流は補助スイッチング素子7、インダクター4、コンデ
ンサ10、11を通って流れる。コンデンサの電圧と共振電
流は次式のようになる。
【数3】 ここで、ω=(Lr Cr )-1/2であり、共振電流ir が
メイン電流i1 と等しくなると、主スイッチング素子5
は自然にオフし、共振電流はダイオード6を通って流れ
る。その後、共振電流は一旦上昇してから減少する。
メイン電流i1 と等しくなると、主スイッチング素子5
は自然にオフし、共振電流はダイオード6を通って流れ
る。その後、共振電流は一旦上昇してから減少する。
【0016】D.電流保持モード[t3 ,t4 ] 主スイッチング素子5とダイオード6とが両方オフした
時に、コンデンサ10、11はさらに充電を続ける。電流パ
スは図4(d) である。変圧器の励磁インダクタンスLm
が大きいため、充電電流i1 は一定となり、i1 =I0
である。もし、|vc |≧Es +VF ならば、このモー
ドはない。
時に、コンデンサ10、11はさらに充電を続ける。電流パ
スは図4(d) である。変圧器の励磁インダクタンスLm
が大きいため、充電電流i1 は一定となり、i1 =I0
である。もし、|vc |≧Es +VF ならば、このモー
ドはない。
【0017】E.エネルギー転送期間 |vc |=Es +VF となると、電流パスは図4(e) の
ようになり、一次側のエネルギーは二次側に転送し始め
る。電流電圧方程式は次のようになる。
ようになり、一次側のエネルギーは二次側に転送し始め
る。電流電圧方程式は次のようになる。
【数4】 i1 =0となると、一次側のエネルギーは完全に二次側
に転送される。コンデンサの最後の電圧は
に転送される。コンデンサの最後の電圧は
【数5】 vc =−(Es +VF )−{(Lr +lσ)/Cr }1/2 I0 (5) である。これで動作半周期が終了する。主スイッチング
素子5′のオンオフも同様に考えられる。
素子5′のオンオフも同様に考えられる。
【0018】今まで、図3のクランプダイオード9、
9′の存在を無視していたが、次にその作用について述
べる。式(5) を見るとわかるように、変圧器の漏れイン
ダクタンスlσの存在で、動作半周期が終了すると、コ
ンデンサ10、11の電圧が大きい値となり、スイッチング
素子の耐圧が問題になりかねない。そこで、図3のよう
にクランプダイオードを設け、コンデンサの電圧が
9′の存在を無視していたが、次にその作用について述
べる。式(5) を見るとわかるように、変圧器の漏れイン
ダクタンスlσの存在で、動作半周期が終了すると、コ
ンデンサ10、11の電圧が大きい値となり、スイッチング
素子の耐圧が問題になりかねない。そこで、図3のよう
にクランプダイオードを設け、コンデンサの電圧が
【数6】 vc =−(Es +VF )−{(Lr +lσ)/Cr2}1/2 I0 (6) となるようにする。Cr2>Cr のため、vc を小さくで
きる。
きる。
【0019】図3のDC−DCコンバータを通常のハー
ドスイッチングDC−DCコンバータと比較すると、ス
ナバ損失がなく、スイッチング損失も少ない。また、共
振電流が負荷電流と重なることがないため、導通損失は
小さく、電圧あるいは電流ストレスが少ないと言う特徴
がある。さらに、図3のDC−DCコンバータは定周波
で動作できるため、負荷フィルタ設計が容易になる。
ドスイッチングDC−DCコンバータと比較すると、ス
ナバ損失がなく、スイッチング損失も少ない。また、共
振電流が負荷電流と重なることがないため、導通損失は
小さく、電圧あるいは電流ストレスが少ないと言う特徴
がある。さらに、図3のDC−DCコンバータは定周波
で動作できるため、負荷フィルタ設計が容易になる。
【0020】本発明の原理を用いた電圧形インバータの
特徴をまとめると、以下のようになる。 ◎ 本発明は共振回路を用いることにより、従来のスナ
バ回路をなくし、また導通損失を増加することなく、主
スイッチング素子のスイッチング損失の低減を実現し
た。従って、高効率、高周波運転ができる。 ◎ 実施例に示しように、コンバータの回路構成は極め
て簡単である。また、負荷制御を除けば、その他の検出
信号の必要はなく、制御回路も簡単になる。
特徴をまとめると、以下のようになる。 ◎ 本発明は共振回路を用いることにより、従来のスナ
バ回路をなくし、また導通損失を増加することなく、主
スイッチング素子のスイッチング損失の低減を実現し
た。従って、高効率、高周波運転ができる。 ◎ 実施例に示しように、コンバータの回路構成は極め
て簡単である。また、負荷制御を除けば、その他の検出
信号の必要はなく、制御回路も簡単になる。
【0021】
【発明の効果】本発明は、共振回路を用いることによ
り、スナバレスでスイッチング損失を低減することがで
きる。従って、DC−DCコンバータの損失を大幅に低
減し、動作周波数を高めることができるため、機器の小
型・軽量化を実現できる。
り、スナバレスでスイッチング損失を低減することがで
きる。従って、DC−DCコンバータの損失を大幅に低
減し、動作周波数を高めることができるため、機器の小
型・軽量化を実現できる。
【図1】本発明による回路の構成を示す図で、(a) はフ
ライバック形の場合のモデルであり、(b) はフォワード
形の場合のモデルである。
ライバック形の場合のモデルであり、(b) はフォワード
形の場合のモデルである。
【図2】従来回路の構成を示す図である。
【図3】フライバックDC−DCコンバータに応用した
一実施例を示す図。
一実施例を示す図。
【図4】図3の各動作モードの電流パスを示す図であ
る。
る。
【図5】図3の実施例の動作波形図である。
1,1′直流電源 2 共振回路 3 コンデンサ 4 インダクター 5,5′主スイッチング素子 6,6′ダイオード 7,7′補助スイッチング素子 8,8′変圧器 9,9′ダイオード 10, 11 コンデンサ 12, 12′スナバ回路 13, 13′抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 永渕 澄夫 東京都中央区八重洲2丁目7番2号 東洋 電機製造株式会社内
Claims (2)
- 【請求項1】対称の2台のフライバックDC−DCコン
バータの一次側を直列に接続し、二次側を並列に接続し
て構成されたDC−DCコンバータにおいて、 該DC−DCコンバータの主スイッチング素子の両端に
補助スイッチング素子とインダクターとコンデンサとで
構成された共振回路を接続することにより、前記主スイ
ッチング素子をゼロ電流でターンオフすることを特徴と
するDC−DCコンバータ。 - 【請求項2】対称の2台のフォワードDC−DCコンバ
ータの一次側を直列に接続し、二次側を並列に接続して
構成されたDC−DCコンバータにおいて、 該DC−DCコンバータの主スイッチング素子の両端に
補助スイッチング素子とインダクターとコンデンサとで
構成された共振回路を接続することにより、前記主スイ
ッチング素子をゼロ電流でターンオフすることを特徴と
するDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15686792A JPH066972A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | ゼロ電流スイッチングdc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15686792A JPH066972A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | ゼロ電流スイッチングdc−dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH066972A true JPH066972A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=15637126
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15686792A Pending JPH066972A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | ゼロ電流スイッチングdc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH066972A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013226002A (ja) * | 2012-04-23 | 2013-10-31 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
JP2016201938A (ja) * | 2015-04-13 | 2016-12-01 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
JP2021141744A (ja) * | 2020-03-06 | 2021-09-16 | 新電元工業株式会社 | 電源装置 |
-
1992
- 1992-06-16 JP JP15686792A patent/JPH066972A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013226002A (ja) * | 2012-04-23 | 2013-10-31 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電力変換装置 |
JP2016201938A (ja) * | 2015-04-13 | 2016-12-01 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
JP2021141744A (ja) * | 2020-03-06 | 2021-09-16 | 新電元工業株式会社 | 電源装置 |
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