JP2016201938A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型且つ高効率化した電力変換装置を提供する。
【解決手段】フライバックコンバータからなる単位コンバータ１０であって、入力端子が互いに直列に接続されているとともに、出力端子が互いに並列に接続されている複数の単位コンバータ１０と、単位コンバータ１０のそれぞれを、臨界電流モードで作動させる制御回路５０と、を備える。また、単位コンバータ１０の出力端子間の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出部３０と、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅である出力時間Ｔｏｕｔを検出する時間検出部１０と、を備える。制御回路５０は、単位コンバータ１０に含まれるスイッチング素子ＳＷのオン時間Ｔｉｎ、検出された出力電圧Ｖｏｕｔ、及び検出された出力時間Ｔｏｕｔに基づいて、単位コンバータ１０の入力端子間の入力電圧Ｖｉｎを算出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、多段化した電力変換装置に関する。

高電圧入力且つ大出力電流の要求に対応するため、単位コンバータを多段接続したコンバータが提案されている。このようなコンバータでは、単位コンバータの入力電圧に不均等が生じると、コンバータを構成するスイッチング素子等の故障につながる。

そこで、特許文献１に記載の電力変換装置は、単位コンバータとして、フルブリッジコンバータ、シングルフォワードコンバータ等を採用し、各単位コンバータの出力側の接続点を、最終出力ポイントであるチョーク入力型フィルタ回路の出力ではなく、上記フィルタ回路の入力で共通接続している。さらに、上記電力変換装置は、各単位コンバータの駆動信号に同一にオンオフさせる同一のパルス幅を用い、各単位コンバータの入力電圧が自動的に電圧平衡をとるようにしている。

特開２０１０−１９３６１４号公報

特許文献１に記載の電力変換装置は、各単位コンバータの入力電圧が自動的に電圧平衡をとるような構成としている。そのため、回路の２次側においてトランスの他にチョークコイルも必要であり、素子数が比較的多くなって大型化になりやすいという問題がある。

本発明は、上記実情に鑑み、小型且つ高効率化した電力変換装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、上記課題を解決するため、電力変換装置であって、フライバックコンバータからなる単位コンバータであって、入力端子が互いに直列に接続されているとともに、出力端子が互いに並列に接続されている複数の単位コンバータと、前記単位コンバータのそれぞれを、臨界電流モードで作動させる制御回路と、を備える。

本発明によれば、簡単な構成のフライバックコンバータである単位コンバータが多段接続され、単位コンバータのそれぞれは、臨界電流モードで作動される。よって、電力変換装置の小型且つ高効率化を実現することができる。

本実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。 単位コンバータの臨界モードによる動作を示す図。（ａ）スイッチング素子のオンオフ、（ｂ）トランスの１次電流、（ｃ）トランスの２次電流、（ｄ）出力電圧を示す図。 各単位コンバータの臨界モードによる動作を示す図。（ａ），（ｄ），（ｇ），（ｊ）各スイッチング素子のオンオフ、（ｂ），（ｅ），（ｈ），（ｋ），（ｍ）各トランスの１次電流、（ｃ），（ｆ），（ｉ），（ｌ），（ｎ）各トランスの２次電流、（о）各トランスの２次電流を合成した出力電流を示す図。 他の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。 他の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。

以下、電力変換装置を具現化した実施形態について、図面を参照して説明する。図１に、本実施形態に係る電力変換装置の構成を示す。本実施形態に係る電力変換装置１００は、４個の単位コンバータ１０（＃１）〜（＃４）、出力電圧検出部３０、及び制御回路５０を備える。

単位コンバータ１０（＃１）は、入力端子Ｔｉ１１，Ｔｉ１２及び出力端子Ｔｏ１１，Ｔｏ１２を備え、単位コンバータ１０（＃２）は、入力端子Ｔｉ２１，Ｔｉ２２及び出力端子Ｔｏ２１，Ｔｏ２２を備える。単位コンバータ１０（＃３）は、入力端子Ｔｉ３１，Ｔｉ３２及び出力端子Ｔｏ３１，Ｔｏ３２を備え、単位コンバータ１０（＃４）は、入力端子Ｔｉ４１，Ｔｉ４２及び出力端子Ｔｏ４１，Ｔｏ４２を備える。そして、単位コンバータ１０（＃１）〜（＃４）は、入力端子が互いに直列に接続されているとともに、出力端子が互いに並列に接続されている。詳しくは、入力端子Ｔｉ１２と入力端子Ｔｉ２１、入力端子Ｔｉ２２と入力端子Ｔｉ３１、入力端子Ｔｉ３２と入力端子Ｔｉ４１が接続されている。また、出力端子Ｔｏ１１，Ｔｏ２１，Ｔｏ３１及びＴｏ４１が接続されており、出力端子Ｔｏ１２，Ｔｏ２２，Ｔｏ３２及びＴｏ４２が接続されている。さらに、各単位コンバータ１０の出力端子間には、出力電圧検出部３０が接続されている。

出力電圧検出部３０（電圧検出手段）は、各単位コンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧センサである。各単位コンバータ１０の出力端子は互いに並列に接続されているため、各単位コンバータ１０の出力電圧は等しい値となる。

単位コンバータ１０（＃１）〜（＃４）の各入力端子間には、それぞれ入力コンデンサＣ１〜Ｃ４が接続される。そして、最上位の入力端子である入力端子Ｔｉ１１、及び最下位の入力端子である入力端子Ｔｉ４２が、電力変換装置１００の入力端子となり、入力端子Ｔｉ１１と入力端子Ｔｉ４２との間に、直流電源２０が接続される。

よって、４個の単位コンバータ１０の入力端子を直列に多段接続することにより、電力変換装置１００に入力された直流電源２０の電圧は分圧され、分圧電圧が各単位コンバータに入力される。そのため、各単位コンバータ１０は、電力変換装置１００を１個のコンバータで構成した場合のコンバータと比較して、低耐圧の素子を利用することができる。低耐圧の素子はオン抵抗が小さく高速駆動できるため、単位コンバータ１０を高効率化することができる。

そして、４個の単位コンバータ１０の出力端子を並列に接続することにより、各単位コンバータ１０の出力電流の合成出力が、電力変換装置１００から出力される。すなわち、各単位コンバータ１０を高効率化したまま、電力変換装置１００の出力電流を増加させることができる。したがって、電力変換装置１００は、各単位コンバータ１０を高効率化しつつ、入力電圧の大電圧化及び出力電流の大電流化を実現することができる。

ただし、各単位コンバータ１０の入力電圧が不均衡であると、各単位コンバータ１０の負荷分担に差が生じる。その結果、負荷が比較的大きい単位コンバータ１０に含まれる素子には、耐圧よりも大きな電圧がかかり、素子が故障するおそれがある。これに対して、各単位コンバータ１０の入力電圧の不均衡を考慮して、各単位コンバータ１０に含まれる素子の耐圧を大きくすると、コストが増加するとともに効率が低下する。

そのため、各単位コンバータ１０の入力電圧が電圧平衡を取るようにすることが望まれる。しかしながら、各単位コンバータ１０を、入力電圧が自動的に電圧平衡を取るような構成とすると、電力変換装置が大型化するおそれがある。また、各単位コンバータ１０の入力電圧を監視し、入力電圧が電圧平衡を取るように、各単位コンバータ１０の動作を調整することも考えられる。しかしながら、各単位コンバータ１０の入力電圧を電圧センサで検出する場合、各電圧センサの電位が異なるため、各電圧センサを絶縁回路とする必要があり、電力変換装置が大型化するおそれがある。

そこで、本実施形態に係る電力変換装置１００は、単位コンバータ１０としてフライバックコンバータを採用して、臨界電流モードで動作させることにした。フライバックコンバータを臨界電流モードで動作させることにより、出力状態を検出して、入力電圧を算出することができる。以下、単位コンバータ１０の構成及び動作について説明する。

各単位コンバータ１０は、ＮＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子ＳＷ、トランスＴｒ、ダイオードＤ、平滑コンデンサＣо及び時間検出部１１を備えた、同じ構成のフライバックコンバータである。トランスＴｒの１次側コイルの第１端は、各単位コンバータ１０の入力端子の一方に接続されており、１次側コイルの第２端は、スイッチング素子ＳＷのドレイン端子に接続されている。そして、スイッチング素子ＳＷのソース端子は、各単位コンバータ１０の入力端子の他方に接続されている。また、トランスＴｒの２次側コイルの第１端は、ダイオードＤのアノードに接続されており、２次側コイルの第２端は、出力端子に接続されている。ダイオードＤのカソードは時間検出部１１を介して出力端子の一方に接続されている。また、平滑コンデンサＣоが、ダイオードＤのカソードと出力端子の他方との間に接続されている。

単位コンバータ１０は、スイッチング素子ＳＷをオン状態にすると、トランスＴｒの１次側コイルに１次電流が流れ、トランスＴｒにエネルギが蓄積される。このとき、ダイオードＤの向きが逆なので、トランスＴｒの２次側コイルには電流が流れない。そして、スイッチング素子ＳＷをオフ状態にすると、トランスＴｒに蓄積されたエネルギが放出されて、ダイオードＤを通じて１次電流が出力される。

時間検出部１１（時間検出手段）は、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅である出力時間Ｔｏｕｔを検出する。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子ＳＷのオン操作ごとに、パルス（矩形波）として出力される。図２に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅は、スイッチング素子ＳＷのオン操作ごとに２次電流が流れる時間と等しい。そこで、時間検出部１１は、例えば電流センサから構成されており、２次電流及び２次電流が流れる時間を検出する。なお、各単位コンバータ１０の出力側に電流センサを設けた場合、各電流センサは同電位であるため、各単位コンバータ１０の入力側に電圧センサを設ける場合よりも、電力変換装置１００を簡易且つ小型な構成にすることができる。

制御回路５０は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、４個の単位コンバータ１０を制御する。詳しくは、制御回路５０は、各単位コンバータ１０のスイッチング素子ＳＷのオンオフを制御して、各単位コンバータ１０を臨界電流モードで作動させる。

図２に、各単位コンバータ１０を代表して、単位コンバータ１０（＃１）の動作態様を示す。スイッチング素子ＳＷがオフ状態からオン状態に切り替えると、１次電流が流れてトランスＴｒにエネルギが蓄積される。そして、スイッチング素子ＳＷをオフ状態からオン状態に切り替えると、１次電流の流れが止まるとともに、トランスＴｒに蓄積されたエネルギが放出されて、２次電流及び出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。そして、２次電流が零になった時点で、スイッチング素子ＳＷが再びオフ状態からオン状態に切り替えられる。

したがって、単位コンバータ１０を臨界電流モードで作動させることにより、トランスＴｒに溜められたエネルギが２次側から出力され、トランスＴｒに溜められたエネルギが零に戻された後、再度トランスＴｒにエネルギが溜められることが繰り返される。よって、単位コンバータ１０の入力エネルギと出力エネルギとは１対１で対応するため、出力側の検出値に基づいて、入力電圧Ｖｉｎを算出することができる。

具体的には、トランスＴｒの１次側コイルの巻数をＮ１、２次側コイルの巻数をＮ２、巻数比をＮ＝Ｎ２／Ｎ１、１次側コイルのインダクタンスをＬｉｎ、２次側コイルのインダクタンスをＬоｕｔとする。また、１次電流の実効値をＩｐ１、２次電流の実効値をＩｐ２、単位コンバータ１０の入力電圧をＶｉｎとする。１次側コイルのインダクタンスＬｉｎ、及び２次側コイルのインダクタンスＬоｕｔは、予め測定されている値である。また、スイッチング素子ＳＷのオン時間Ｔｉは、直流電源２０の電圧に応じて、設定される値である。

この場合、Ｉｐ１＝（Ｔｉｎ／Ｌｉｎ）×Ｖｉｎ＝Ｎ×Ｉｐ２、Ｉｐ２＝（Ｔｏｕｔ／Ｌоｕｔ）×Ｖｏｕｔとなる。よって、入力電圧Ｖｉｎは、Ｖｉｎ＝Ｎ×（Ｔｏｕｔ／Ｌоｕｔ）×（Ｌｉｎ／Ｔｉｎ）×Ｖｏｕｔとなる。

したがって、制御回路５０は、スイッチング素子ＳＷのオン時間Ｔｉｎ、出力電圧検出部３０により検出された出力電圧Ｖｏｕｔ、及び時間検出部１１により検出された出力時間Ｔｏｕｔに基づいて、入力電圧Ｖｉｎを算出する。さらに、制御回路５０は、時間検出部１１により検出された２次電流の実効値Ｉｐ２及び巻線比Ｎから、入力電流である１次電流の実効値Ｉｐ１を算出する。すなわち、制御回路５０は、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流を含む動作状態を算出し、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電流及び出力電流を監視する。

そして、制御回路５０は、各単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎをそれぞれ算出し、各単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎにばらつきがある場合には、ばらつきを解消するように、各単位コンバータ１０のスイッチング素子ＳＷのオン時間Ｔｉｎを調整する。すなわち、各単位コンバータ１０の回路特性にばらつきがある場合でも、ばらつきに応じてオン時間Ｔｉｎを個別に設定することにより、入力電圧Ｖｉｎをバランスさせることができる。

このように、各単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎをバランスさせることにより、各単位コンバータ１０に含まれるスイッチング素子ＳＷ等の素子の耐圧を、電力変換装置１００の入力電圧である直流電源２０の電圧、及び単位コンバータ１０の個数に応じた耐圧にできる。すなわち、各単位コンバータ１０に含まれる素子の耐圧を、入力電圧Ｖｉｎのばらつきを考慮した耐圧にしなくてもよい。

ここで、各単位コンバータ１０を臨界電流モードで制御する場合、連続モードで作動させる場合よりも、各単位コンバータ１０の２次電流である出力電流のリップルが大きくなる。電力変換装置１００の出力電流は、各単位コンバータ１０の出力電流を合成したものとなるため、各単位コンバータ１０の出力電流のリップルが重畳すると、電力変換装置１００の出力電流のリップルは増大するおそれがある。

よって、制御回路５０は、図３に示すように、各単位コンバータ１０のそれぞれを、均等な位相差をつけて順次作動させる。例えば、スイッチング素子ＳＷを、＃１から＃４まで、順番にオフからオンに切替え、＃４をオンにした後は、＃１に戻って同じことを繰り返す。このとき、一つ前のスイッチング素子ＳＷをオフからオンに切り替えたタイミングから、今回のスイッチング素子ＳＷをオフからオンに切り替えるタイミングまでの期間を、常に同じ期間にする。

このように、各単位コンバータ１０のそれぞれを均等な位相差をつけて順次作動させることにより、図３（ｎ）に示すように、各単位コンバータ１０の出力電流は、互いに流れ始めるタイミングがずれる。その結果、図３（ｏ）に示すように、電力変換装置１００の出力電流は、各単位コンバータ１０の出力電流のリップルが均等に分配されたものとなり、電力変換装置１００の出力電流のリップルが抑制される。なお、図３において、スイッチング素子ＳＷ（＃１）〜（＃４）のオン時間Ｔｉｎ（＃１）〜（＃４）は、単位コンバータ１０（＃１）〜（＃４）の特性のばらつきに応じて、異なる値に設定されている。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・簡易な構成のフライバックコンバータである単位コンバータ１０が多段接続され、単位コンバータ１０のそれぞれは、臨界電流モードで作動される。そのため、電力変換装置１００の小型且つ高効率化を実現することができる。

・フライバックコンバータである単位コンバータ１０と臨界電流モードとを組み合わせることにより、単位コンバータ１０の入力エネルギと出力エネルギとが１対１で対応する。そのため、スイッチング素子ＳＷのオン時間Ｔｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力時間Ｔｏｕｔから、単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎを算出することができる。これにより、複数の単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎにばらつきがあれば、バランスを取るように調整することができる。また、入力側の電圧センサが不要であるため、電力変換装置１００を小型化することができる。

・単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎに加えて、入力電流の実効値Ｉｐ２も算出することができる。よって、単位コンバータ１０の入力側に、電圧センサ及び電流センサを設けることなく、単位コンバータ１０の動作状態を取得し、監視することができる。

・複数の単位コンバータ１０のそれぞれを、均等な位相差をつけて順次作動させることにより、電力変換装置１００の出力電流は、各単位コンバータ１０の出力電流のリップルが均等に分配されたものとなる。そのため、電力変換装置１００の出力電流のリップルを抑制することができる。

・電力変換装置１００の入力される直流電源２０の電圧は、複数の単位コンバータ１０で分割して分担される。また、各単位コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎを算出して、入力電圧Ｖｉｎのバランスを取ることができる。よって、単位コンバータ１０に含まれるスイッチング素子ＳＷ等の素子は、入力電圧Ｖｉｎのばらつきを考慮せず、直流電源２０の電圧と単位コンバータ１０の個数に応じた耐圧の素子を採用できる。

（他の実施形態）
・電力変換装置１００に含まれる単位コンバータ１０の個数は４個に限らない。電力変換装置１００に要求される入力電圧、及び出力電流に応じた個数を多段接続して用いればよい。例えば、入力電圧３００Ｖ、出力電圧１２Ｖ、出力電流７５Ａの電力変換装置１００が要求される場合、図４に示すように、入力電圧１００Ｖ、出力電圧１２Ｖ、出力電流２５Ａの規格の単位コンバータ１０を３段接続して使用すればよい。また、入力電圧５００Ｖ、出力電圧１２Ｖ、出力電流１２５Ａの電力変換装置１００が要求される場合、図５に示すように、上記単位コンバータ１０を５段接続して使用すればよい。

・制御回路５０は、電力変換装置１００に含まれる全ての単位コンバータ１０を作動させなくてもよい。制御回路５０は、電力変換装置１００の入力電圧に応じて、作動させる単位コンバータ１０の個数を変更させるようにしてもよい。例えば、図５に示すように、５段の単位コンバータ１０が接続されている場合に、電力変換装置１００の入力電圧に応じて、作動させる単位コンバータ１０の個数を３個や４個等に変更してもよい。具体的には、作動させない単位コンバータ１０のスイッチング素子ＳＷをオン状態にしたままにして、作動させない単位コンバータ１０の入力端子間をショートさせる。

あるいは、図５に破線で示すように、多段接続されている単位コンバータ１０のうちの１つの単位コンバータを除いて、入力端子間にスイッチング素子ＳＷａ〜ＳＷｄを接続する。そして、スイッチング素子ＳＷａ〜ＳＷｄのうち、作動させない単位コンバータ１０の入力端子間に接続されているものをオン状態にして、作動させない単位コンバータ１０の入力端子間をショートさせる。このように、電力変換装置１００の入力電圧に応じて、作動させる単位コンバータ１０の個数を変更させることにより、複数の電力変換装置１００の入力電圧、すなわち複数の異なる電圧の直流電源２０に対応することができる。

・時間検出部１１は、電流センサに限らず、各単位コンバータ１０において、出力電流が流れる時間を検出できるものであればよく、出力電流は検出できなくてもよい。出力電流が検出できない場合でも、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力時間Ｔｏｕｔから算出することができる。

・スイッチング素子ＳＷは、ＮＭＯＳトランジスタに限らず、他のトランジスタでもよい。

１０…単位コンバータ、５０…制御回路、１００…電力変換装置。

Claims (6)

1. フライバックコンバータからなる単位コンバータ（１０）であって、入力端子（Ｔｉ１１〜Ｔｉ５１，Ｔｉ１２〜Ｔｉ５２）が互いに直列に接続されているとともに、出力端子（Ｔｏ１１〜Ｔｏ５１，Ｔｏ１２〜Ｔｏ５２）が互いに並列に接続されている複数の単位コンバータと、
   前記単位コンバータのそれぞれを、臨界電流モードで作動させる制御回路（５０）と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記単位コンバータの前記出力端子間の出力電圧を検出する電圧検出手段（３０）と、
   前記出力電圧のパルス幅である出力時間を検出する時間検出手段（１１）と、を備え、
   前記制御回路は、前記単位コンバータに含まれるスイッチング素子のオン時間、前記電圧検出手段により検出された前記出力電圧、及び前記時間検出手段により検出された前記出力時間に基づいて、前記単位コンバータの入力端子間の入力電圧を算出する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記単位コンバータの動作状態を算出する請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記複数の単位コンバータのそれぞれを、均等な位相差をつけて順次作動させる請求項２又は３に記載の電力変換装置。
5. 前記単位コンバータに含まれるスイッチング素子は、前記電力変換装置の入力電圧及び前記単位コンバータの個数に応じた耐圧のスイッチング素子である請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記電力変換装置の入力電圧に応じて、作動させる前記単位コンバータの個数を変更する請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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