JP4647823B2

JP4647823B2 - Ｇｍ−Ｃフィルタ

Info

Publication number: JP4647823B2
Application number: JP2001130090A
Authority: JP
Inventors: 太斎藤
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2001-04-26
Filing date: 2001-04-26
Publication date: 2011-03-09
Anticipated expiration: 2021-04-26
Also published as: JP2002330058A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスコンダクタンス増幅器（以下、Ｇｍ増幅器という）と、コンデンサと組み合わせたＧｍ−Ｃフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、このようなＧｍ−Ｃフィルタを用いて、例えば無線受信機の４５０ＫＨｚの中間周波数用のバンドパスフィルタを実現するような場合には、そのＧｍ−Ｃフィルタの位相特性がバンドパスフィルタの形状（特性）に大きく影響することになる。
【０００３】
このＧｍ−Ｃフィルタは、図３に示すように、Ｇｍ増幅器１とコンデンサ２とを組み合わせたものであり、これが理想モデルの場合における伝達関数Ｈ（ｓ）は、次の（１）式のようになる。
Ｈ（ｓ）＝Ｖｏ／Ｖｉｎ＝Ｇｍ／（ｓＣ）（１）
ここで、ＧｍはＧｍ増幅器１のトランスコンダクタンスであり、Ｃはコンデンサ２の静電容量値である。
【０００４】
このように、Ｇｍ−Ｃフィルタが理想モデルの場合には、その伝達関数Ｈ（ｓ）は、図４に示すように１次の極（ポール）が周波数の０にあるだけの特性となる。
しかし、実際には、図３に示すＧｍ−Ｃフィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）は、Ｇｍ増幅器１を構成する入力トランジスタのドレインコンダクタンスＧｄｓが関与し、次の（２）式のようになる。
【０００５】
Ｈ（ｓ）＝Ｖｏ／Ｖｉｎ＝Ｇｍ／（ｓＣ＋Ｇｄｓ）（２）
従って、図３に示すＧｍ−Ｃフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、図５に示すように、１次の極がＧｄｓ／Ｃという有限の数値をとるようになる。
このような伝達特性からなるＧｍ−Ｃフィルタを用いてバンドパスフィルタを構成する場合に、その１次の極がバンドパスフィルタの中心周波数の近傍にあると、位相が９０度からずれることになり、その位相ずれが０．５度以内でないと、バンドパスフィルタは、その形状が崩れて特性が悪くなる。
【０００６】
１次の極をバンドパスフィルタの中心周波数から離す方法として、Ｇｍ増幅器１を構成する入力トランジスタのチャネル長Ｌのサイズを長くしてドレインコンダクタンスＧｄｓを下げることが考えられる。しかし、この場合には、同時にＭＯＳトランジスタのチャネル内にできる２次の極が低周波側に寄ってくるので、位相を９０度に保つのが困難であり、上記の不都合を解消することはできない。
【０００７】
ところで、図３で示すようなＧｍ−Ｃフィルタは、具体的には図６に示すような構成からなるので、これについて説明する。
このＧｍ−Ｃフィルタは、図６に示すように、Ｇｍ増幅器１と、コンデンサ２と、コモンモードフィードバック回路３とを備えている。
Ｇｍ増幅器１は、差動入力信号に応じた出力信号を生成する差動対のＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２を備えている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲートには＋入力信号Ｐｉｎが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のゲートには−入力信号Ｎｉｎが入力されるようになっている。
【０００８】
ＮＭＯＳトランジスタＱ１のソースは接地され、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレインはＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ５を介して電源電圧ＶＤＤが印加されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のソースは接地され、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のドレインはＰＭＯＳトランジスタＱ４、Ｑ６を介して電源電圧が印加されている。
【０００９】
Ｇｍ増幅器１の出力電圧は、コンデンサ２の両端に印加されるとともに、＋出力端子４と−出力端子５から取り出せるようになっている。コモンモードフィードバック回路３は、Ｇｍ増幅器１の出力電圧に基づき、フィードバック電圧を生成し、この生成したフィードバック電圧をＰＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６の各ゲートにそれぞれ印加するようになっている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４の各ゲートには、所定のバイアス電圧Ｖ１がそれぞれ印加されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような構成からなる従来からのＧｍ−Ｃフィルタを用いてバンドパスフィルタを実現しようとすると、上記と同様の理由により、バンドパスフィルタはその特性が悪くなる。
そこで、その不都合を上記と同様に、Ｇｍ増幅器１を構成する入力差動対のＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のチャネル長Ｌのサイズを長くして解決しようとすると、上記と同様に新たな不都合が発生する。このため、図６に示すようなＧｍ−Ｃフィルタを用いてバンドパスフィルタを実現しようとすると、バンドパスフィルタの特性の悪化を招くので、その解決が望まれていた。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、上記の点に鑑み、バンドパスフィルタに構成する場合に、そのバンドパスフィルタの理想的な特性を実現可能なＧｍ−Ｃフィルタを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、請求項１〜請求項２に記載の各発明は、以下のように構成した。
すなわち、請求項１に記載の発明は、差動入力信号に応じた出力信号を生成する差動対のトランジスタ、前記差動対の各トランジスタの出力側にそれぞれ直列接続される一対のカスコードトランジスタ、および前記各カスコードトランジスタにそれぞれ直列接続されるコモンモードフィードバック用の一対のトランジスタを含むＧｍ増幅器と、前記Ｇｍ増幅器の出力端子間に接続される容量素子と、前記Ｇｍ増幅器の出力端子の直流電位をレベルシフトするレベルシフタと、前記レベルシフタの出力信号に基づいて前記Ｇｍ増幅器の動作を安定化するためにフィードバック信号を生成し、このフィードバック信号を前記コモンモードフィードバック用の一対の各トランジスタの入力端子に供給するコモンモードフィードバック回路と、を備えていることを特徴とするものである。
【００１３】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＧｍ−Ｃフィルタにおいて、前記レベルシフタは、前記Ｇｍ増幅器の出力端子の直流電位をレベルシフトするソースフォロワ回路からなり、前記ソースフォロワ回路は少なくとも２つのトランジスタで構成され、前記２つのトランジスタは、各ゲートが前記Ｇｍ増幅器の各出力端子に接続され、各ソースにバイアス電流が夫々供給され、前記各ソースから前記コモンモードフィードバック回路へ出力信号を出力するようになっており、かつ、前記２つのトランジスタは、ゲートとソースとの間に容量素子が夫々接続されていることを特徴とするものである。
【００１４】
このように本発明では、Ｇｍ増幅器の出力端子の直流電位をレベルシフトするレベルシフタを設けるようにしたので、そのレベルシフタで低下させる直流電位の分だけ、Ｇｍ増幅器の出力コモンレベルを高くできる。このため、Ｇｍ増幅器は、入力差動対の各トランジスタの出力側に一対のカスコードトランジスタをそれぞれ直列接続できるようになった。
【００１５】
従って、本発明では、Ｇｍ増幅器を構成する入力差動対の各トランジスタの出力側にカスコードトランジスタを設けることができるので、本発明を用いてバンドパスフィルタを構成する場合に、１次の極がそのバンドパスフィルタの中心周波数から十分に離れて、バンドパスフィルタは理想的な特性が得られるようになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
本発明のＧｍ−Ｃフィルタの実施形態は、図１に示すように、Ｇｍ増幅器１１と、容量素子としてのコンデンサ１２と、レベルシフタ１３と、コモンモードフィードバック回路１４とを備えている。
【００１７】
Ｇｍ増幅器１１は、＋入力端子１５に入力される入力電圧Ｐｉｎと、−入力端子１６に入力される入力電圧Ｎｉｎに応じた出力信号を生成し、この生成された出力信号を出力するようになっている。
このために、Ｇｍ増幅器１１は、図１に示すように、入力差動対を構成するＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２と、この各ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２の各ドレイン側に直列接続される一対のカスコード用のＮＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８と、このカスコード用のＮＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８のドレイン側にそれぞれ直列に接続されるＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４と、このＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のソース側にそれぞれ接続されるコモンモードフィードバック用のＰＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６とを備えている。
【００１８】
さらに詳述すると、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲートには＋入力信号Ｐｉｎが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のゲートには−入力信号Ｎｉｎが入力されるようになっている。
ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２の各ソースは共通接続されて接地され、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２の各ドレインは、ＮＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８の対応する各ソースにそれぞれに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８の各ゲートには、所定のバイアス電圧Ｖ２が印加されている。
【００１９】
ＮＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８の各ドレインは、レベルシフタ１３の入力側に接続されるとともに、その両ドレイン間にコンデンサ１２が接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ７，Ｑ８の各ドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４の対応する各ドレインにそれぞれ接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４の各ゲートには、所定のバイアス電圧Ｖ１が印加されている。
【００２０】
ＰＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４の各ソースは、ＰＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６の対応する各ドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６の各ゲートには、コモンモードフィードバック回路１４からのフィードバック電圧が印加されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６の各ソースは共通接続され、この共通接続部に電源電圧が印加されている。
【００２１】
レベルシフタ１３は、Ｇｍ増幅器１１の出力端子の直流電位を所定電位（例えば０．７Ｖ）だけレベルシフト（低下）させるものである。このレベルシフタ１３は、Ｇｍ増幅器１１の出力コモンレベルの上昇分に応じた値の分だけ、直流電位を低下できるようになっている。
コモンモードフィードバック回路１４は、レベルシフタ１３の出力に基づいてフィードバック電圧を生成し、この生成したフィードバック電圧をＰＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６の各ゲートにそれぞれ印加するようになっている。これにより、Ｇｍ増幅器１１は安定な動作ができる。
【００２２】
次に、上記のレベルシフタ１３の具体的な構成について、図２を参照して説明する。
このレベルシフタ１３は、図１３に示すように、Ｇｍ増幅器１１の出力端子の直流電位を所定のレベルだけ低下させるＮＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２と、このＮＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２に一定のバイアス電流を供給するためのＮＭＯＳトランジスタＱ１３、Ｑ１４とを備えている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２は、それぞれソースフォロワとして機能するように接続されている。
【００２３】
さらに詳述すると、ＮＭＯＳトランジスタＱ１１のゲートには、Ｇｍ増幅器１１におけるＮＭＯＳトランジスタＱ７のドレイン電圧ＧｍＮｏｕｔが印加されるようになっている。またＮＭＯＳトランジスタＱ１２のゲートには、ＮＭＯＳトランジスタＱ８のドレイン電圧ＧｍＰｏｕｔが印加されるようになっている。
ＮＭＯＳトランジスタＱ１１のゲートとソースとの間に、フィードフォワード用のコンデンサ２１が接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ１２のゲートとソースとの間に、フィードフォワード用のコンデンサ２２が接続されている。
【００２４】
さらに、ＮＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２の各ドレインは共通接続され、この共通接続部に電源電圧が印加されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２の各ソースは、対応するＮＭＯＳトランジスタＱ１３、Ｑ１４を介してそれぞれ接地されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３、Ｑ１４の各ゲートには、所定のバイアス電圧Ｖが印加されている。
【００２５】
次に、図２に示すように、レベルシフタ１３においてフィードフォワード用のコンデンサ２１、２２を設けた理由について、以下に説明する。
レベルシフタ１３においては、レベルスフタ用のＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２の寄生容量などに起因して、Ｇｍ増幅器１１の位相特性を悪化させる原因になる。
【００２６】
これを回避するためには、ＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２のトランジスタサイズを大きくして周波数帯域を広くする必要があるが、このようにすると消費電力が増大する結果を招く。
一方、レベルシフタ１３は、カスコード用のＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８の追加に伴ってＧｍ増幅器１１に追加されたものである。さらに、バンドパスフィルタを構成する場合には、例えばＧｍ増幅器１１を１８個というように多数使用し、これに伴ってレベルシフタ１３も同数だけ使用する。このため、消費電力が非常に多くなるので、その消費電力をできるだけ抑制することが望まれる。
【００２７】
そこで、このレベルシフタ１３では、上記の不都合を解決するために、フィードフォワード用のコンデンサ２１、２２を設けるようにした。
従って、この実施形態によれば、Ｇｍ増幅器１１本体がフィードフォワード用のコンデンサ２１、２２を通じて出力をドライブするので、レベルシフタ１３は直流レベルを決める程度に動作していれば良く、消費電力を低減することができる。
【００２８】
レベルシフタ１３の出力の位相角は、フィードフォワード用のコンデンサ２１、２２に依存するため、そのコンデンサ２１、２２の静電容量値を適正に調整することにより、位相角を９０度に保つことができる。
従って、この実施形態を用いてバンドパスフィルタを構成する場合には、最終的なフィルタの形状（特性）の微調整において、フィードフォワード用のコンデンサ２１、２２の静電容量値を調整することにより、理想的な特性のバンドパスフィルタを得ることができる。
【００２９】
以上説明したように、この実施形態によれば、Ｇｍ増幅器１１の出力端子の直流電位を所定電位だけレベルシフトするレベルシフタ１３を設けるようにしたので、そのレベルシフタ１３で低下させる直流電位の分だけ、Ｇｍ増幅器１１の出力コモンレベルを高くできる。このため、Ｇｍ増幅器１１は、入力差動対のＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２の出力側に、一対のカスコード用のＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８をそれぞれ直列接続できるようになった。
【００３０】
このように、この実施形態では、Ｇｍ増幅器を構成する入力差動対のＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のドレイン側（出力側）にカスコードトランジスタＱ７、Ｑ８を設けるようにしたので、この実施形態を用いてバンドパスフィルタを構成する場合に、１次の極がそのバンドパスフィルタの中心周波数から十分に離れて、その位相が９０±０．５度以内に入るようになり、バンドパスフィルタは理想的な特性が得られるようになる。
【００３１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明では、Ｇｍ増幅器を構成する入力差動対の各トランジスタの出力側にカスコードトランジスタを直列に設けるようにしたので、本発明を用いてバンドパスフィルタを構成する場合に、理想的な特性が得られるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の実施形態の構成を示す回路図（ブロック図）である。
【図２】レベルシフタの具体的な構成例を示す回路図である。
【図３】従来のＧｍ−Ｃフィルタの構成例を示す図である。
【図４】図３のＧｍ−Ｃフィルタが理想的な場合における利得特性と位相特性の一例を示す図である。
【図５】図３のＧｍ−Ｃフィルタが理想的でない場合における利得特性と位相特性の一例を示す図である。
【図６】従来のＧｍ−Ｃフィルタの具体的な構成例を示す図である。
【符号の説明】
Ｑ１、Ｑ２入力差動対用のＭＯＳトランジスタ
Ｑ７、Ｑ８カスコード用のＭＯＳトランジスタ
１１Ｇｍ増幅器
１２コンデンサ（容量素子）
１３レベルシフタ
１４コモンモードフィードバック回路

Claims

差動入力信号に応じた出力信号を生成する差動対のトランジスタ、前記差動対の各トランジスタの出力側にそれぞれ直列接続される一対のカスコードトランジスタ、および前記各カスコードトランジスタにそれぞれ直列接続されるコモンモードフィードバック用の一対のトランジスタを含むＧｍ増幅器と、
前記Ｇｍ増幅器の出力端子間に接続される容量素子と、
前記Ｇｍ増幅器の出力端子の直流電位をレベルシフトするレベルシフタと、
前記レベルシフタの出力信号に基づいて前記Ｇｍ増幅器の動作を安定化するためにフィードバック信号を生成し、このフィードバック信号を前記コモンモードフィードバック用の一対の各トランジスタの入力端子に供給するコモンモードフィードバック回路と、
を備えていることを特徴とするＧｍ−Ｃフィルタ。
前記レベルシフタは、前記Ｇｍ増幅器の出力端子の直流電位をレベルシフトするソースフォロワ回路からなり、
前記ソースフォロワ回路は少なくとも２つのトランジスタで構成され、
前記２つのトランジスタは、各ゲートが前記Ｇｍ増幅器の各出力端子に接続され、各ソースにバイアス電流が夫々供給され、前記各ソースから前記コモンモードフィードバック回路へ出力信号を出力するようになっており、
かつ、前記２つのトランジスタは、ゲートとソースとの間に容量素子が夫々接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＧｍ−Ｃフィルタ。