JP2007088699A - 電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路 - Google Patents
電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007088699A JP2007088699A JP2005273595A JP2005273595A JP2007088699A JP 2007088699 A JP2007088699 A JP 2007088699A JP 2005273595 A JP2005273595 A JP 2005273595A JP 2005273595 A JP2005273595 A JP 2005273595A JP 2007088699 A JP2007088699 A JP 2007088699A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- output
- transistor
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】寄生容量を変化させずに出力電流を停止する。
【解決手段】所定の定電流を供給する第1(12,14)及び第2電流源(11,13)と、前記第1電流源と直列に接続され、制御電極に第1入力電圧(Vin−)が印加される第1トランジスタ(18)と、前記第2電流源と直列に接続され、制御電極に第2入力電圧(Vin+)が印加される第2トランジスタ(17)とを有し、前記第1入力電圧及び前記第2入力電圧に応じて動作する差動回路と、を備え、前記第1電流源と前記第1トランジスタとの間から、前記第1電流源から供給される前記定電流と、前記第1トランジスタを流れる電流とに応じた第1出力電流(Iout+)を出力する電圧電流変換回路であって、前記第1トランジスタの入力電極と、前記第2トランジスタの入力電極とを電気的に接続することにより前記第1出力電流を停止するスイッチ回路を、更に備える。
【選択図】図2
【解決手段】所定の定電流を供給する第1(12,14)及び第2電流源(11,13)と、前記第1電流源と直列に接続され、制御電極に第1入力電圧(Vin−)が印加される第1トランジスタ(18)と、前記第2電流源と直列に接続され、制御電極に第2入力電圧(Vin+)が印加される第2トランジスタ(17)とを有し、前記第1入力電圧及び前記第2入力電圧に応じて動作する差動回路と、を備え、前記第1電流源と前記第1トランジスタとの間から、前記第1電流源から供給される前記定電流と、前記第1トランジスタを流れる電流とに応じた第1出力電流(Iout+)を出力する電圧電流変換回路であって、前記第1トランジスタの入力電極と、前記第2トランジスタの入力電極とを電気的に接続することにより前記第1出力電流を停止するスイッチ回路を、更に備える。
【選択図】図2
Description
本発明は、電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路に関する。
低電圧、低消費電力のアナログフィルタ回路として、電圧電流変換回路であるOTA(Operational Transconductance Amplifier)とキャパシタとを組み合わせたgm−Cフィルタが一般的に知られている(例えば、特許文献1)。gm−Cフィルタにおけるカットオフ周波数fcは、OTAのトランスコンダクタンスをgm、キャパシタの容量をCとすると、fc=gm/2πCとなる。そして、gm−Cフィルタでは、複数のOTAを並列に接続することにより、カットオフ周波数fcを変更する制御が一般的に行われている。
図7は、並列に接続された複数のOTAを用いたgm−Cフィルタの一般的な構成を示す図である。gm−Cフィルタ100は、並列に接続されたOTA110,111と、キャパシタ112とを備えている。OTA110,111には入力電圧Vinが印加され、OTA110,111から出力される電流がキャパシタ112に流れ込み、出力電圧Voutとして出力される。
そして、gm−Cフィルタ100は、カットオフ周波数fcを切り替えるためのスイッチ回路121〜124を備えている。OTA110のトランスコンダクタンスをgm1、OTA111のトランスコンダクタンスをgm2、キャパシタ112の容量をCとすると、全てのスイッチ回路121〜124がオンの状態では、gm−Cフィルタ100のカットオフ周波数fcは、fc=(gm1+gm2)/2πCとなる。そして、例えば、スイッチ回路123またはスイッチ回路124がオフの状態では、OTA111からキャパシタ112に対して電流が流れ込まなくなるため、gm−Cフィルタ100のカットオフ周波数fcは、fc=gm1/2πCとなる。また、例えば、スイッチ回路121またはスイッチ回路122がオフの状態では、OTA110からキャパシタ112に対して電流が流れ込まなくなるため、gm−Cフィルタ100のカットオフ周波数fcは、fc=gm2/2πCとなる。
このように、gm−Cフィルタ100では、並列に接続されたOTA110,111の出力電流をスイッチ回路121〜124を用いて停止することにより、カットオフ周波数fcを変更することができる。
特開平7−212185号公報
ところで、gm−Cフィルタ100には、様々な寄生容量が存在しており、この寄生容量もカットオフ周波数fcを決定するための容量Cに加えられることとなる。図8は、OTA110の一般的な構成例を示す図である。なお、OTA110は、図7ではシングルエンドで表したが、図8に示すように全差動構成であることとする。
OTA110は、P型MOSFET141〜144、N型MOSFET145〜148を備えている。P型MOSFET141,142のゲートには所定のバイアス電圧BIAS1が印加され、P型MOSFET143,144のゲートには所定のバイアス電圧BIAS2が印加され、これらのP型MOSFET141〜144によって定電流源が構成されている。また、N型MOSFET145,146のゲートには、可変のバイアス電圧BIAS3が印加されており、バイアス電圧BIAS3を調整することにより、OTA110におけるトランスコンダクタンスgm1を変更することができる。
N型MOSFET147,148は差動回路を構成しており、差動入力Vin+,Vin−が入力される。そして、出力端子151,152からは、差動入力Vin+,Vin−に応じた差動出力Iout+,Iout−が出力される。例えば、入力電圧Vin+が入力電圧Vin−より大きくなったとする。これにより、N型MOSFET147のドレイン電流がΔIだけ増加し、N型MOSFET148のドレイン電流がΔIだけ減少したとすると、出力電流Iout+は+ΔI、出力電流Iout−は−ΔIとなる。このようにして、出力端子151,152からは、入力電圧Vin+,Vin−に応じた出力電流Iout+,Iout−が出力される。
このようなOTA110では、図7に示したスイッチ回路122に該当するスイッチ回路122a,122bのオンオフにより、出力電流Iout+,Iout−の出力・停止を制御することができる。このスイッチ回路122a,122bは、例えばMOSFETを用いて実現することができるが、その両端には寄生容量131〜134が存在することとなる。したがって、スイッチ回路122a,122bがオンのときは、寄生容量131〜134が、カットオフ周波数fcを決定するための容量Cに加えられることとなる。
一方、図9に示すように、スイッチ回路122a,122bがオフのときは、スイッチ回路122a,122bの寄生容量のうち、出力側にある寄生容量132,134のみがカットオフ周波数fcを決定するための容量Cに加えられることとなる。つまり、スイッチ回路122a,122bのオンオフにより、カットオフ周波数fcに影響する寄生容量が変化することとなり、gm−Cフィルタ100において所望のカットオフ周波数fcを精度良く得ることが困難となってしまう。
また、OTA110では、スイッチ回路122a,122bによらず、スイッチ回路121のオンオフにより、出力電流Iout+,Iout−の出力・停止を制御することもできる。しかし、スイッチ回路121をオフにすると、P型MOSFET141〜144で構成される定電流源がオフとなり、N型MOSFET145〜148もオフとなる。したがって、スイッチ回路121をオフにすると、N型MOSFET145,146の出力端子側にある寄生容量161,162及びN型MOSFET147,148の寄生容量163,164が小さくなってしまう。この寄生容量161〜164も、カットオフ周波数fcに影響するものであるため、スイッチ回路121のオンオフにより寄生容量が変化すると、gm−Cフィルタ100において所望のカットオフ周波数fcを精度良く得ることが困難となってしまう。
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、寄生容量を変化させずに出力電流を停止することができる電圧電流変換回路、及び精度の良いカットオフ周波数を得ることができるアナログフィルタ回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の電圧電流変換回路は、所定の定電流を供給する第1及び第2電流源と、前記第1電流源と直列に接続され、制御電極に第1入力電圧が印加される第1トランジスタと、前記第2電流源と直列に接続され、制御電極に第2入力電圧が印加される第2トランジスタとを有し、前記第1入力電圧及び前記第2入力電圧に応じて動作する差動回路と、を備え、前記第1電流源と前記第1トランジスタとの間から、前記第1電流源から供給される前記定電流と、前記第1トランジスタを流れる電流とに応じた第1出力電流を出力する電圧電流変換回路であって、前記第1トランジスタの入力電極と、前記第2トランジスタの入力電極とを電気的に接続することにより前記第1出力電流を停止するスイッチ回路を、更に備えることとする。
さらに、前記電圧電流変換回路は、前記第2電流源と前記第2トランジスタとの間から、前記第2電流源から供給される前記定電流と、前記第2トランジスタを流れる電流とに応じた第2出力電流を出力し、前記スイッチ回路は、前記第1トランジスタの入力電極と、前記第2トランジスタの入力電極とを電気的に接続することにより前記第1及び第2出力電流を停止することとしてもよい。
また、前記電圧電流変換回路は、前記第1電流源と前記第1トランジスタとの間に直列に接続された第3トランジスタと、前記第2電流源と前記第2トランジスタとの間に直列に接続された第4トランジスタと、を更に備え、前記第3及び第4トランジスタの制御電極に前記第1及び第2出力電流を調整するための電圧が印加されてなることとしてもよい。
そして、本発明のアナログフィルタ回路は、前記電圧電流変換回路であり、並列接続される第1及び第2電圧電流変換回路と、前記第1及び第2電圧電流変換回路から出力される前記第1出力電流が入力され、前記第1及び第2電圧電流変換回路の夫々の前記スイッチ回路のオンオフに応じて、前記第1及び第2電圧電流変換回路の少なくとも何れか一方から出力される前記第1出力電流に応じた出力電圧を出力するキャパシタと、を備えることとする。
寄生容量を変化させずに出力電流を停止することができる電圧電流変換回路、及び精度の良いカットオフ周波数を得ることができるアナログフィルタ回路を提供することができる。
==OTA==
図1は、本発明の電圧電流変換回路の一実施形態であるOTA(Operational Transconductance Amplifier)の構成を示す図である。OTA1は、P型MOSFET11〜14、N型MOSFET15〜18、及びスイッチ回路19を備えている。P型MOSFET11,12のソースには、電源電圧Vddが印加され、ゲートには所定のバイアス電圧BIAS1が印加されている。そして、P型MOSFET13は、ソースがP型MOSFET11のドレインと接続され、ゲートに所定のバイアス電圧BIAS2が印加されている。また、P型MOSFET14は、ソースがP型MOSFET12のドレインと接続され、ゲートにバイアス電圧BIAS2が印加されている。つまり、P型MOSFET11〜14は、定電流Iを生成する電流源となっている。なお、P型MOSFET12,14が本発明の第1電流源に該当し、P型MOSFET11,13が本発明の第2電流源に該当する。
図1は、本発明の電圧電流変換回路の一実施形態であるOTA(Operational Transconductance Amplifier)の構成を示す図である。OTA1は、P型MOSFET11〜14、N型MOSFET15〜18、及びスイッチ回路19を備えている。P型MOSFET11,12のソースには、電源電圧Vddが印加され、ゲートには所定のバイアス電圧BIAS1が印加されている。そして、P型MOSFET13は、ソースがP型MOSFET11のドレインと接続され、ゲートに所定のバイアス電圧BIAS2が印加されている。また、P型MOSFET14は、ソースがP型MOSFET12のドレインと接続され、ゲートにバイアス電圧BIAS2が印加されている。つまり、P型MOSFET11〜14は、定電流Iを生成する電流源となっている。なお、P型MOSFET12,14が本発明の第1電流源に該当し、P型MOSFET11,13が本発明の第2電流源に該当する。
N型MOSFET15(第4トランジスタ)は、ドレインがP型MOSFET13のドレインと接続され、可変のバイアス電圧BIAS3がゲートに印加されている。また、N型MOSFET16(第3トランジスタ)は、ドレインがP型MOSFET14のドレインと接続され、ゲートに可変のバイアス電圧BIAS3が印加されている。このバイアス電圧BIAS3を調整することにより、OTA1におけるトランスコンダクタンスを変更することができる。
N型MOSFET17,18は差動の入力電圧Vin+(第2入力電圧),Vin−(第1入力電圧)に応じて動作する差動回路となっている。N型MOSFET17(第2トランジスタ)は、ドレインがN型MOSFET15のソースと接続され、ソースが接地され、ゲートに入力電圧Vin+が印加されている。また、N型MOSFET18(第1トランジスタ)は、ドレインがN型MOSFET16のソースと接続され、ソースが接地され、ゲートに入力電圧Vin−が印加されている。そして、スイッチ回路19は、例えばMOSFET等のトランジスタ回路で構成されるものであり、制御信号に応じてオンオフすることにより、N型MOSFET17,18のドレイン間を電気的に接続・開放することができる。
そして、P型MOSFET14とN型MOSFET16との間に、出力端子21が設けられ、P型MOSFET13とN型MOSFET15との間に、出力端子22が設けられている。出力端子21からは、差動出力の一方である出力電流Iout+(第1出力電流)が出力され、出力端子22からは、差動出力の他方である出力電流Iout−(第2出力電流)が出力される。
このようなOTA1において、出力電流Iout+,Iout−を出力する場合は、スイッチ回路19はオフとなっている。そして、スイッチ回路19がオフの状態で、入力電圧Vin+が入力電圧Vin−より大きくなったとする。これにより、N型MOSFET17のドレイン電流がΔIだけ増加し、N型MOSFET18のドレイン電流がΔIだけ減少したとすると、出力電流Iout+は+ΔI、出力電流Iout−は−ΔIとなる。このようにして、出力端子21,22からは、入力電圧Vin+,Vin−に応じた出力電流Iout+,Iout−が出力される。なお、OTA1におけるトランスコンダクタンスをgmとすると、Iout+=gm(Vin+−Vin−)となる。
図2は、OTA1の出力電流を停止した状態を示す図である。図2では、スイッチ回路19がオンとなっている。この状態において、図1の場合と同様に、入力電圧Vin+が入力電圧Vin−より大きくなり、N型MOSFET17のドレイン電流がΔIだけ増加し、N型MOSFET18のドレイン電流がΔIだけ減少したとする。このとき、N型MOSFET18のドレイン電流の減少分ΔIは、スイッチ回路19を介してN型MOSFET17のドレインに流れ込むこととなる。つまり、スイッチ回路19がオンの状態では、入力電圧Vin+,Vin−の差により生じる電流変化は、N型MOSFET17,18及びスイッチ回路19で構成されるループ内で吸収され、出力電流Iout+,Iout−は出力されない。
また、スイッチ回路19のオンオフにかかわらず、P型MOSFET11〜14で構成される定電流源は動作しており、N型MOSFET15〜18もオンとなっている。そのため、出力電流Iout+,Iout−の出力時及び停止時においてN型MOSFET15,16の出力端子21,22側にある寄生容量31,32及びN型MOSFET17,18の寄生容量33,34は変化しない。つまり、OTA1では、寄生容量を変化させずに出力電流を停止することができる。
なお、本実施形態においては、OTA1は完全差動構成としたが、シングルエンド構成とすることも可能である。また、OTA1は、トランスコンダクタンスを調整するためのN型MOSFET15,16を備えることとしたが、このようなトランジスタを備えないこととしてもよい。N型MOSFET15,16を備えない場合においても、N型MOSFET17,18の寄生容量33,34が出力電流Iout+,Iout−の出力時及び停止時において変化しないため、寄生容量を変化させずに出力電流を停止することができる。
==gm−Cフィルタ==
図3は、本発明のアナログフィルタ回路の一実施形態であるgm−Cフィルタの構成を示す図である。図3(a)は、差動構成のgm−Cフィルタ40であり、OTA1と同一構成のOTA1a,1bと、キャパシタ41,42とを備えている。OTA1a,1bは並列接続されており、夫々の非反転入力端子(N型MOSFET17のゲート)に入力電圧Vin+が印加され、夫々の反転入力端子(N型MOSFET18のゲート)に入力電圧Vin−が印加されている。そして、夫々の非反転出力端子(出力端子21)とキャパシタ42の一端とが接続され、夫々の反転出力端子(出力端子22)とキャパシタ41の一端とが接続されている。OTA1a,1bの非反転出力端子から出力される出力電流によりキャパシタ42が充電され、キャパシタ42の電圧が出力電圧Vout+となっている。そして、OTA1a,1bの反転出力端子から出力される出力電流によりキャパシタ41が充電され、キャパシタ41の電圧が出力電圧Vout−となっている。なお、OTA1a,1bをシングル構成とする場合は、図3(b)に示すようにgm−Cフィルタ40を構成することができる。
図3は、本発明のアナログフィルタ回路の一実施形態であるgm−Cフィルタの構成を示す図である。図3(a)は、差動構成のgm−Cフィルタ40であり、OTA1と同一構成のOTA1a,1bと、キャパシタ41,42とを備えている。OTA1a,1bは並列接続されており、夫々の非反転入力端子(N型MOSFET17のゲート)に入力電圧Vin+が印加され、夫々の反転入力端子(N型MOSFET18のゲート)に入力電圧Vin−が印加されている。そして、夫々の非反転出力端子(出力端子21)とキャパシタ42の一端とが接続され、夫々の反転出力端子(出力端子22)とキャパシタ41の一端とが接続されている。OTA1a,1bの非反転出力端子から出力される出力電流によりキャパシタ42が充電され、キャパシタ42の電圧が出力電圧Vout+となっている。そして、OTA1a,1bの反転出力端子から出力される出力電流によりキャパシタ41が充電され、キャパシタ41の電圧が出力電圧Vout−となっている。なお、OTA1a,1bをシングル構成とする場合は、図3(b)に示すようにgm−Cフィルタ40を構成することができる。
このようなgm−Cフィルタ40では、OTA1a,1bの夫々のスイッチ回路19のオンオフにより、カットオフ周波数fcを切り替えることができる。例えば、OTA1a,1bの夫々のスイッチ回路19がオフのとき、キャパシタ41の容量及びOTA1a,1bの寄生容量を合わせた容量をC、OTA1aのトランスコンダクタンスをgm1、OTA1bのトランスコンダクタンスをgm2とすると、カットオフ周波数fcは、fc=(gm1+gm2)/2πCとなる。
そして、例えば、OTA1aのスイッチ回路19をオフ、OTA1bのスイッチ回路19をオンとすると、OTA1bの出力電流は停止される。このとき、前述したように、OTA1bの寄生容量32は変化しないため、キャパシタ41の容量及びOTA1a,1bの寄生容量を合わせた容量はCのままである。したがって、カットオフ周波数fcは、fc=gm1/2πCとなる。同様に、OTA1aのスイッチ回路19をオン、OTA1bのスイッチ回路19をオフとした場合も、OTA1aの寄生容量32は変化しないため、カットオフ周波数fcは、fc=gm2/2πCとなる。
このように、OTA1a,1bを用いたgm−Cフィルタ40では、出力電流の出力時及び停止時で寄生容量が変化しないため、精度の良いカットオフ周波数を得ることができる。
==AGC回路==
図4は、本発明の電圧電流変換回路を用いて構成される自動利得調整回路(以後「AGC回路」と称する)の一例を示す図である。AGC(Auto Gain Control)回路50は、出力電圧Voutが所定の信号レベルとなるようにゲイン(利得)を自動調整する回路であり、可変ゲインアンプ51、信号レベル検出回路52、OTA53,54、及びキャパシタ55を備えている。
図4は、本発明の電圧電流変換回路を用いて構成される自動利得調整回路(以後「AGC回路」と称する)の一例を示す図である。AGC(Auto Gain Control)回路50は、出力電圧Voutが所定の信号レベルとなるようにゲイン(利得)を自動調整する回路であり、可変ゲインアンプ51、信号レベル検出回路52、OTA53,54、及びキャパシタ55を備えている。
可変ゲインアンプ51は、OTA54から出力される電流に応じたゲインで入力電圧Vinを増幅して出力する。本例においては、OTA54から出力される電流が大きくなるほど可変ゲインアンプ51におけるゲインが大きくなることとする。信号レベル検出回路52は、出力電圧Voutの信号レベルを検出して出力する。
OTA53は、信号レベル検出回路52から出力される信号レベルと、所定の信号レベルを示す基準電圧Vrefとの誤差に応じた電流を出力する。なお、本例においては、信号レベル検出回路から出力される信号レベルをVd、OTA53のトランスコンダクタンスをgm1とすると、OTA53から出力される電流Ioutは、Iout=gm1(Vref−Vd)となっている。したがって、出力電圧Voutの信号レベルが所定の信号レベルより小さい場合は、OTA53の出力電流Ioutは正の電流となり、その電流量に応じてキャパシタ55の電圧が上昇する。一方、出力電圧Voutの信号レベルが所定の信号レベルより大きい場合は、OTA53の出力電流Ioutは負の電流となり、その電流量に応じてキャパシタ55の電圧が下降する。
OTA54は、キャパシタ55の電圧を電流に変換して可変ゲインアンプ51に出力する。つまり、出力電圧Voutの信号レベルが所定の信号レベルより小さい場合は、キャパシタ55の電圧が上昇し、OTA54の出力電流が大きくなる。そして、OTA54の出力電流が大きくなると、可変ゲインアンプ51におけるゲインが大きくなり、出力電圧Voutの信号レベルが大きくなる。一方、出力電圧Voutの信号レベルが所定の信号レベルより大きい場合は、キャパシタ55の電圧が下降し、OTA54の出力電流が小さくなる。そして、OTA54の出力電流が小さくなると、可変ゲインアンプ51におけるゲインが小さくなり、出力電圧Voutの信号レベルが小さくなる。
このように、AGC回路50では、入力電圧Vinの信号レベルが変化しても、出力電圧Voutの信号レベルが一定となるように、可変ゲインアンプ51におけるゲインの調整が行われている。図5は、入力電圧Vin及び出力電圧Voutの変化の一例を示す図である。時刻t1に、入力電圧Vinが大きくなると、その入力電圧Vinが時刻t1までのゲインで増幅されるため、出力電圧Voutが所定の信号レベルより大きくなる。これにより、AGC回路50では、時刻t1からゲインが徐々に小さくなり、時刻t2に出力電圧Voutが所定の信号レベルとなる。
ここで、OTA53のトランスコンダクタンスをgm1、キャパシタ55の容量及びOTA53の寄生容量を合わせた容量をCとすると、時刻t1から時刻t2までの時間Tは、gm1/Cにより定まることとなる。そして、AGC回路50が用いられるアプリケーションの動作モード等により、OTA53のトランスコンダクタンスを調整し、この時間Tを変更する場合がある。そこで、トランスコンダクタンスを調整可能とするため、複数のOTAを並列に接続することにより、OTA53を構成する場合がある。
図6は、本発明の電圧電流変換回路を並列接続したOTAの一例を示す図である。OTA53は、OTA1と同一構成のOTA1c,1dが並列接続された構成となっている。OTA1c,1dの夫々の反転入力端子(N型MOSFET18のゲート)には、信号レベル検出回路52から出力される電圧Vdが印加され、OTA1c,1dの夫々の非反転入力端子(N型MOSFET17のゲート)には、基準電圧Vrefが印加されている。そして、OTA1c,1dの夫々の非反転出力端子(出力端子21)とキャパシタ55の一端とが接続されている。
このようなOTA53を用いたAGC回路50では、OTA1c,1dの夫々のスイッチ回路19のオンオフにより、出力電圧Voutが安定するまでの時間Tを調整することができる。例えば、OTA1c,1dの夫々のスイッチ回路19がオフのとき、キャパシタ55の容量及びOTA1c,1dの寄生容量を合わせた容量をC、OTA1cのトランスコンダクタンスをgm11、OTA1dのトランスコンダクタンスをgm12とすると、時間Tは、(gm11+gm12)/Cにより定まることとなる。
そして、例えば、OTA1cのスイッチ回路19をオフ、OTA1dのスイッチ回路19をオンとすると、OTA1dの出力電流は停止される。このとき、前述したように、OTA1dの寄生容量32は変化しないため、キャパシタ55の容量及びOTA1c,1dの寄生容量を合わせた容量はCのままである。したがって、時間Tは、gm11/Cにより定まる。同様に、OTA1cのスイッチ回路19をオン、OTA1dのスイッチ回路19をオフとした場合も、OTA1cの寄生容量32は変化しないため、時間Tは、gm12/Cにより定まることとなる。
このように、OTA53を用いたAGC回路50では、出力電流の出力時及び停止時で寄生容量が変化しないため、入力電圧Vinが変化してから出力電圧Voutの信号レベルが安定するまでの時間Tを、精度良く調整することが可能となる。
以上、本実施形態のOTA1、OTA1を用いて構成されるgm−Cフィルタ40及びAGC回路50について説明した。前述したように、OTA1は、寄生容量を変化させずに出力電流を停止することができる。
そして、このようなOTA1を用いることにより、gm−Cフィルタ40において、精度の良いカットオフ周波数fcを得ることができる。また、このようなOTA1を用いることにより、AGC回路50において出力電圧が安定するまでの時間を精度良く調整することができる。
なお、上記実施形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。
1,1a,1b,1c,1d,53,54 OTA
11〜14 P型MOSFET
15〜18 N型MOSFET
19 スイッチ回路
21,22 出力端子
31〜34 寄生容量
40 gm−Cフィルタ
41,42,55 キャパシタ
50 AGC回路
51 可変ゲインアンプ
52 信号レベル検出回路
11〜14 P型MOSFET
15〜18 N型MOSFET
19 スイッチ回路
21,22 出力端子
31〜34 寄生容量
40 gm−Cフィルタ
41,42,55 キャパシタ
50 AGC回路
51 可変ゲインアンプ
52 信号レベル検出回路
Claims (4)
- 所定の定電流を供給する第1及び第2電流源と、
前記第1電流源と直列に接続され、制御電極に第1入力電圧が印加される第1トランジスタと、前記第2電流源と直列に接続され、制御電極に第2入力電圧が印加される第2トランジスタとを有し、前記第1入力電圧及び前記第2入力電圧に応じて動作する差動回路と、を備え、
前記第1電流源と前記第1トランジスタとの間から、前記第1電流源から供給される前記定電流と、前記第1トランジスタを流れる電流とに応じた第1出力電流を出力する電圧電流変換回路であって、
前記第1トランジスタの入力電極と、前記第2トランジスタの入力電極とを電気的に接続することにより前記第1出力電流を停止するスイッチ回路を、
更に備えることを特徴とする電圧電流変換回路。 - 請求項1に記載の電圧電流変換回路であって、
前記第2電流源と前記第2トランジスタとの間から、前記第2電流源から供給される前記定電流と、前記第2トランジスタを流れる電流とに応じた第2出力電流を出力し、
前記スイッチ回路は、
前記第1トランジスタの入力電極と、前記第2トランジスタの入力電極とを電気的に接続することにより前記第1及び第2出力電流を停止すること、
を特徴とする電圧電流変換回路。 - 請求項2に記載の電圧電流変換回路であって、
前記第1電流源と前記第1トランジスタとの間に直列に接続された第3トランジスタと、
前記第2電流源と前記第2トランジスタとの間に直列に接続された第4トランジスタと、
を更に備え、
前記第3及び第4トランジスタの制御電極に前記第1及び第2出力電流を調整するための電圧が印加されてなることを特徴とする電圧電流変換回路。 - 請求項1〜3の何れか一項に記載の電圧電流変換回路であり、並列接続される第1及び第2電圧電流変換回路と、
前記第1及び第2電圧電流変換回路から出力される前記第1出力電流が入力され、前記第1及び第2電圧電流変換回路の夫々の前記スイッチ回路のオンオフに応じて、前記第1及び第2電圧電流変換回路の少なくとも何れか一方から出力される前記第1出力電流に応じた出力電圧を出力するキャパシタと、
を備えることを特徴とするアナログフィルタ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005273595A JP2007088699A (ja) | 2005-09-21 | 2005-09-21 | 電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005273595A JP2007088699A (ja) | 2005-09-21 | 2005-09-21 | 電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007088699A true JP2007088699A (ja) | 2007-04-05 |
Family
ID=37975258
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005273595A Pending JP2007088699A (ja) | 2005-09-21 | 2005-09-21 | 電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007088699A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2008149881A1 (ja) * | 2007-06-05 | 2008-12-11 | Nec Corporation | 電圧電流変換器およびこれを用いたフィルタ回路 |
JP2013520101A (ja) * | 2010-02-12 | 2013-05-30 | ニューランズ・インコーポレーテッド | 広帯域アナログ無線周波数を処理する構成要素 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6088616U (ja) * | 1983-11-19 | 1985-06-18 | パイオニア株式会社 | 差動増幅器のミユ−テイング回路 |
JPH08204504A (ja) * | 1995-01-27 | 1996-08-09 | Asahi Kasei Micro Syst Kk | Gm−Cフィルタ |
JPH0951233A (ja) * | 1995-07-31 | 1997-02-18 | At & T Corp | 増幅器 |
JPH11150427A (ja) * | 1997-08-05 | 1999-06-02 | Toshiba Corp | 増幅回路及びこれを用いた液晶ディスプレイ装置 |
JP2002111445A (ja) * | 2000-09-28 | 2002-04-12 | Asahi Kasei Microsystems Kk | gm−Cフィルタ |
JP2002330058A (ja) * | 2001-04-26 | 2002-11-15 | Asahi Kasei Microsystems Kk | Gm−Cフィルタ |
-
2005
- 2005-09-21 JP JP2005273595A patent/JP2007088699A/ja active Pending
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6088616U (ja) * | 1983-11-19 | 1985-06-18 | パイオニア株式会社 | 差動増幅器のミユ−テイング回路 |
JPH08204504A (ja) * | 1995-01-27 | 1996-08-09 | Asahi Kasei Micro Syst Kk | Gm−Cフィルタ |
JPH0951233A (ja) * | 1995-07-31 | 1997-02-18 | At & T Corp | 増幅器 |
JPH11150427A (ja) * | 1997-08-05 | 1999-06-02 | Toshiba Corp | 増幅回路及びこれを用いた液晶ディスプレイ装置 |
JP2002111445A (ja) * | 2000-09-28 | 2002-04-12 | Asahi Kasei Microsystems Kk | gm−Cフィルタ |
JP2002330058A (ja) * | 2001-04-26 | 2002-11-15 | Asahi Kasei Microsystems Kk | Gm−Cフィルタ |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2008149881A1 (ja) * | 2007-06-05 | 2008-12-11 | Nec Corporation | 電圧電流変換器およびこれを用いたフィルタ回路 |
US7982506B2 (en) | 2007-06-05 | 2011-07-19 | Nec Corporation | Voltage-current converter and filter circuit using same |
JP5240193B2 (ja) * | 2007-06-05 | 2013-07-17 | 日本電気株式会社 | 電圧電流変換器およびこれを用いたフィルタ回路 |
JP2013520101A (ja) * | 2010-02-12 | 2013-05-30 | ニューランズ・インコーポレーテッド | 広帯域アナログ無線周波数を処理する構成要素 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6259321B1 (en) | CMOS variable gain amplifier and control method therefor | |
US7576610B2 (en) | Operational amplifier of class AB | |
US8395448B2 (en) | Apparatus and method for miller compensation for multi-stage amplifier | |
US8854125B2 (en) | Linear amplifier that perform level shift and method of level shifting | |
JP5490549B2 (ja) | 半導体集積回路およびそれを用いた差動増幅器およびバッファアンプ | |
US7636015B2 (en) | Differential amplifier and sampling and holding circuit | |
US8390379B2 (en) | Amplifier input stage and slew boost circuit | |
US20130127536A1 (en) | Fully differential operational amplifier with common-mode feedback circuit | |
CN101951236A (zh) | 一种数字可变增益放大器 | |
US9225351B2 (en) | Current amplifier circuit, integrator, and ad converter | |
SE519691C2 (sv) | Operationsförstärkare med hög hastighet och hög förstärkning | |
CN201846315U (zh) | 一种数字可变增益放大器 | |
JP4820810B2 (ja) | 全差動増幅装置 | |
KR100662517B1 (ko) | 전류싱크를 이용한 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기 | |
CN210351102U (zh) | 一种麦克风可编程增益放大器集成电路 | |
JP4907395B2 (ja) | 可変利得増幅回路 | |
US7358813B2 (en) | Differential operational amplifier | |
JP3696590B2 (ja) | 定電圧電源 | |
JP2011061611A (ja) | 演算増幅器 | |
JP2007088699A (ja) | 電圧電流変換回路及びアナログフィルタ回路 | |
US9231540B2 (en) | High performance class AB operational amplifier | |
US20180152157A1 (en) | Programmable gain amplifier | |
JP4867066B2 (ja) | 増幅回路 | |
CN110601670A (zh) | 一种麦克风可编程增益放大器集成电路 | |
JP2005354172A (ja) | コモンモードフィードバック回路、相互コンダクタンス増幅器及びgmCフィルタ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080903 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100608 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100615 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20101019 |