JP4623289B2 - 電流センサ - Google Patents

Description

本発明は、ハイブリッドカー、ＥＶ車等のバッテリー電流や電気モータの駆動電流等（例えば、３相交流）を高精度に計測する電流センサに係り、特に、比較的低電圧の単電源（例えば、＋５Ｖ）の供給を受けて作動し、１つの２次側出力巻線だけで、両方向の１次側被測定電流（バッテリー電流、電気モータ駆動電流等）を、電源電圧不足によりセンサ出力が飽和することなく、計測可能な電流センサに関する。

従来から、電流センサとして磁気平衡式（フィードバック方式）のものが知られている。この磁気平衡式の電流センサは、高透磁率、低残留磁化の磁心を用い、該磁心に設けられたエアギャップに磁気検出素子（ホール素子等）を配し、さらに負帰還用の２次側出力巻線を前記磁心に設け、１次側被測定電流が前記磁心を貫通して流れる配置としている。

その測定原理は、１次側被測定電流による発生磁界を、前記磁気検出素子で検知し、その検知信号を負帰還（負のフィードバック）することによって前記２次側出力巻線に負帰還電流を流し、前記被測定電流による発生磁束を打ち消すように作用させ、前記磁気検出素子の検知信号がゼロになる時の負帰還電流値から被測定電流を計測するものであった。

また、近年ハイブリッドカー、ＥＶ車においては、電流センサにおいても他の車載用電子制御回路と同様に、単電源で動作することが要求されるようになってきている。

従来、単電源で動作する電流センサの公知例としては、下記特許文献１及び特許文献２に記載の技術が知られている。

特開２００１−１４１７５６号公報 特開２００２−２２８６８９号公報

特許文献１は、単電源の供給を受けて作動する磁気平衡式電流センサにおいて、温度特性の影響が問題となる基準電圧を設けずに、単電源で作動する一対の演算増幅器（オペアンプ）と一対の出力用コイル（２次側出力巻線）とから構成され、両演算増幅器は相互に入力極性を逆にして磁気検出素子に接続されていることにより、両方向の１次側被測定電流を正確に測定できる電流センサを実現していた。

図８（ａ）,（ｂ）は特許文献１の電流センサの出力特性であり、出力電圧Ｖoutと被測定電流Ｉin（Ａ）の関係を示す。この場合、図８（ａ）は一方の演算増幅器側の出力電圧（２３Ｖ）を、（ｂ）は他方の演算増幅器側の出力電圧（２３Ｗ）をそれぞれ示し、一対の演算増幅器及び一対の出力用コイルを用いることで、正負両極性の被測定電流の測定を可能としている。

しかし、特許文献１に示した従来技術では以下に述べる「出力用コイルの大型化」の問題点がある。

ハイブリッドカー、ＥＶ車等のバッテリーの充放電電流は比較的大電流（数百Ａ以上）であり、磁気平衡方式電流センサは、「等アンペアターンの原理」に基づき、例えば１次側バッテリー電流（以後、「被測定電流」と呼ぶ）が２００Ａであるとし、２次側電流出力を５０ｍＡと仮定すると、

２００（Ａ）×１（ターン）＝０.０５（Ａ）×４,０００（ターン）より、
１次側 被測定電流＝２００（Ａ）、巻き数Ｎ１＝１（ターン）
２次側 出力電流＝０.０５（Ａ）、巻き数Ｎ２＝４,０００（ターン）
となる。

上記例に示すように、１次側大電流であるときに２次側出力電流を比較的小電流に抑えようとすると、２次側巻き数Ｎ２が比較的大きくなる。しかも、特許文献１の図１に示されるように、一対の出力用コイル２１Ｖと２１Ｗの２個（２巻線）が必要となるため、上記例においては、出力用コイルの合計巻き数は４,０００×２＝８,０００（ターン）と非常に多くなり、電流センサの形状が大型化し、重量も重くなるという欠点があった。

図９は出力用コイル（２次側出力巻線）が設けられたエアギャップ付き磁心１の形状例であり、エアギャップＧ内に磁気検出素子としてのホール素子３が配置されていて、１次側被測定電流は磁心内側を貫通するようになっている。ここで、図９（ａ）は磁心１の周囲に磁心カバー２を被せ、その周囲に出力用コイル５を４,０００ターン巻回したものであり、巻線断面積はＳ１である。また、図９（ｂ）は磁心１の周囲に磁心カバー２を被せ、特許文献１のように２個の出力用コイルを設けた、つまりコイル２１Ｖとして４,０００ターン、コイル２１Ｗとして４,０００ターン、合計８,０００ターン巻回したものである。図９（ｂ）では巻線断面積はＳ１の２倍となり、外形寸法は大きくなってしまう。

一方、特許文献２の図１に開示された電流センサは、単電源の中間電位を基準としたセンサ出力を発生することで、正負の被測定電流の検出が可能であるが、使用する単電源が低電圧の場合にはセンサ出力が飽和しやすい問題があり、その理由を以下に述べる。

特許文献２の図１では、電流センサの単電源電圧Ｖcc＝５Ｖの場合、例えば、以下の表１の（ａ）のように、被測定電流０Ａで中間電位の２.５Ｖになるように設定し、−２００Ａで０.５Ｖ、＋２００Ａで４.５Ｖとなるように設計することが考えられる。

この場合、演算増幅器内部の吸収電圧が０.５Ｖの比較的小さな演算増幅器を使用していると仮定しても、下記問題点が発生する。

上記「出力用コイルの大型化」の問題点の所で述べたように、２次側の出力用コイルの巻き数Ｎ２＝４,０００（ターン）とし、コイル外形が大き過ぎないように銅線の線径φ＝０.２３ｍｍとした場合、Ｎ２の直流抵抗が５０Ωと比較的大きくなり、出力巻線と直列に接続された検出抵抗（電流出力−電圧出力変換用）＝４０（Ω）とすれば、被測定電流２００Ａの時、出力電圧＝２（Ｖ）＝４０（Ω）×０.０５（Ａ）となる。つまり、被測定電流（１次側）＝２００（Ａ）のとき、出力電流（２次側）＝０.０５（Ａ）となり、巻き数Ｎ２のコイルの電圧ドロップ分は、
Ｖ(drop)＝５０（Ω）×０.０５（Ａ）＝２.５（Ｖ）
また、（Ｎ２の抵抗）＋（検出抵抗）＝５０＋４０＝９０（Ω）となるから、
合計の電圧ドロップ＝９０（Ω）×０.０５（Ａ）＝４.５（Ｖ）
となってしまい、上記表１の（ｂ）の結果となる。しかし、上記表１（ｂ）の出力電圧は、単電源電圧Ｖcc＝５Ｖであるから、演算増幅器出力の能動範囲が０.５〜４.５Ｖとすれば、不可能であり、０Ａ付近では出力があるが、−２００Ａ＋２００Ａ付近では出力が飽和してしまい、正常な出力を示さなくなってしまうという欠点があった。

本発明に係る電流センサの第１の目的は、単電源で動作可能であって、１次側被測定電流による磁束が誘起される磁心に設けた２次側出力巻線が１個で済み、形状の大型化や重量の増加を回避でき、小型、軽量の電流センサを提供することにある。

また、本発明に係る電流センサの第２の目的は、単電源電圧が比較的低い場合（例えば＋５Ｖ）において、出力飽和による正常なセンサ出力が出ないという問題点を解決し、電源電圧不足に起因してセンサ出力が飽和するという現象を発生させることなく、両極性の１次側被測定電流を計測可能な電流センサを提供することにある。

本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。

上記目的を達成するために、本発明に係る第１の電流センサは、
単電源で作動し、１次側被測定電流が貫通しかつ２次側出力巻線が設けられた磁心と、前記磁心のギャップ内に配置された磁気検出素子と、前記磁気検出素子の出力電圧が印加される負帰還用の第１差動増幅回路とを有し、前記１次側被測定電流が流れた時に、前記磁気検出素子の出力電圧がゼロとなるように、前記第１差動増幅回路の出力電流を前記２次側出力巻線に流す電流センサであって、
前記第１差動増幅回路の出力端子に前記２次側出力巻線と検出抵抗とが直列に接続されていて、
前記検出抵抗の一方の端子であって前記第１差動増幅回路寄りの端子に反転入力端子が接続され、前記検出抵抗の他方の端子に非反転入力端子が接続された第２差動増幅回路を備え、
前記第２差動増幅回路への差動入力がゼロのとき、前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧が、前記単電源の電圧を分圧した電圧となり、
前記検出抵抗と前記２次側出力巻線との直列接続の一方の端子であって前記第１差動増幅回路の出力端子と反対側の端子は、前記第２差動増幅回路の出力端子と同電位であり、
前記検出抵抗の両端の電圧をセンサ出力電圧とすることを特徴としている。

前記第１の電流センサにおいて、前記第２差動増幅回路の出力端子がインピーダンス変換器の入力端子に接続され、前記インピーダンス変換器の出力端子と前記第１差動増幅回路の出力端子との間に前記検出抵抗と前記２次側出力巻線とが直列に接続されているとよい。

前記第１の電流センサにおいて、前記検出抵抗の前記一方の端子の電圧のアナログ値、及び前記検出抵抗の前記他方の端子の電圧のアナログ値をそれぞれデジタル値に変換し、演算器により前記一方の端子の電圧のデジタル値と前記他方の端子の電圧のデジタル値とを減算処理して前記センサ出力電圧のデジタル値を算出する構成としてもよい。

本発明に係る第２の電流センサは、
単電源で作動し、１次側被測定電流が貫通しかつ２次側出力巻線が設けられた磁心と、前記磁心のギャップ内に配置された磁気検出素子と、前記磁気検出素子の出力電圧が印加される負帰還用の第１差動増幅回路とを有し、前記１次側被測定電流が流れた時に、前記磁気検出素子の出力電圧がゼロとなるように、前記第１差動増幅回路の出力電流を前記２次側出力巻線に流す電流センサであって、
前記２次側出力巻線の一方の端子であって前記第１差動増幅回路寄りの端子に反転入力端子が接続され、前記２次側出力巻線の他方の端子に非反転入力端子が接続された第２差動増幅回路を備え、
前記第２差動増幅回路への差動入力がゼロのとき、前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧が、前記単電源の電圧を分圧した電圧となり、
前記第２差動増幅回路の出力端子と前記２次側出力巻線の前記他方の端子との間に負荷を接続して、前記第２差動増幅回路の出力端子と前記２次側出力巻線の前記他方の端子との間の電圧をセンサ出力電圧とすることを特徴としている。

前記第２の電流センサにおいて、前記２次側出力巻線の前記他方の端子の電圧のアナログ値、及び前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧のアナログ値をそれぞれデジタル値に変換し、演算器により前記２次側出力巻線の前記他方の端子の電圧のデジタル値と前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧のデジタル値とを減算処理して前記センサ出力電圧のデジタル値を算出する構成としてもよい。

前記第１又は第２の電流センサにおいて、前記単電源の両端子間に直列に接続された２つの抵抗を備え、当該２つの抵抗の接続点の電圧が前記第２差動増幅回路に加えられ、前記第２差動増幅回路は差動入力がゼロのときに出力端子の電圧が前記２つの抵抗の接続点の電圧と一致するとよい。

本発明に係る電流センサによれば、以下の効果を奏することができる。

(1) ２次側出力巻線の小型化
１次側被測定電流が貫通する磁心に対して１個の２次側出力巻線を設ければ足り、２個の出力巻線が必要な特許文献１の場合と比較して、小型化できる。そして、単電源動作であっても、１個の２次側出力巻線だけで、両極性の被測定電流をセンサ出力電圧の基準電位となるコモン・グランド（ＣＯＭ.ＧＮＤ）を基準として、センサ出力電圧が正又は負となることにより、１次側被測定電流の向きを判別可能となる。

(2) 電源電圧の低電圧化
電源電圧が比較的低電圧（例えば＋５Ｖ単電源）の場合に、２次側出力巻線の巻き数が多く使用導線の長さが長くなって直流抵抗が無視できない大きさとなっても、前記コモン・グランドが電源グランド（電源ＧＮＤ）に対して自動的に電源電圧が不足しないように変化するため、電源電圧の低電圧化が可能である。

(3) 差動出力による(i)高精度基準電圧の不要化 (ii)ノイズの低減化
(i) センサ出力はコモン・グランドを基準として出力されるため、電源グランドを基準とした高精度で高価な基準電源を必要とせず、ローコスト化が可能である。
(ii) 電源グランドを基準としたセンサ出力及びコモン・グランドの２出力をＡ／Ｄ変換し、（センサ出力−電源グランド）−（コモン・グランド−電源グランド）＝センサ出力−コモン・グランドの演算を行う構成とした場合、センサ出力とコモン・グランドに重畳するコモンモードノイズを減算時にキャンセルでき、ノイズ低減が可能である。

以下、本発明を実施するための最良の形態として、電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。

図１及び図２を用いて本発明に係る電流センサの実施の形態１を説明する。図１は電流センサの回路図であり、図２はエアギャップ付き環状磁心、磁気検出素子としてのホール素子、及び１次側被測定電流の流れる電流路としての電線（１ターンの１次側巻線）の配置を示す。

まず、図２について説明すると、１はエアギャップ付き環状磁心であり、これに負帰還電流を流すための２次側出力巻線Ｌ２が所定巻き数（直径０.２３ｍｍ銅線で４０００ターン）だけ巻回され、環状磁心１の内側中央部を１次側被測定電流Ｉinが通る電流路としての電線Ｌ１が貫通する配置となっている。また、環状磁心１に設けられたエアギャップＧには磁気検出素子としてのホール素子３が挟み込むように配置されている。この場合、前記被測定電流に比例した磁束密度の磁束が前記環状磁心１を通り、そのギャップＧ中に挿入されたホール素子３を通過する。なお、磁心１には高透磁率で残留磁気が少ないパーマロイコア等を使用する

図１の電流センサの回路図において、ホール素子３は等価的に４つの抵抗のブリッジ接続で表され、端子ａ，ｂ，ｃ，ｄを有し、端子ａ，ｂ間に一定のホール素子駆動電流を流しておくことにより、出力端子ｃ，ｄ間にホール素子３に印加された磁束密度に比例した（換言すれば１次側被測定電流Ｉinに比例した）検知出力電圧が得られるようになっている。ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３は演算増幅器、ＲＬは検出抵抗（電流を電圧に変換するための抵抗）、Ｒ１〜Ｒ６は抵抗であり、単電源５からの直流電圧Ｖcc（＋５Ｖ）が正側ラインと電源グランド（以下、電源ＧＮＤ）間に供給されている。この直流電圧Ｖccはホール素子３の端子ａ，ｂ間及び抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路に印加されるとともに、各演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３の動作用電圧として供給されている（つまり全回路は単電源の直流電圧５Ｖで動作する）。

前記演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子はホール素子３の端子ｃに、反転入力端子は端子ｄにそれぞれ接続されていて、演算増幅器ＯＰ１は図２の環状磁心１を通る磁束に比例したホール素子３の出力電圧（端子ｃ，ｄ間電圧）を増幅する負帰還用差動増幅回路１０を構成しており、１次側被測定電流Ｉinが流れた時に、ホール素子３の出力電圧がゼロとなるように、出力電流を２次側出力巻線Ｌ２に流して、磁心１のエアギャップ内磁束をゼロに平衡させるように制御する。すなわち、１次側被測定電流が流れると、負帰還用差動増幅回路１０の非反転入力端子と反転入力端子間にホール素子出力端子ｃ，ｄ間電圧が入力され、その差がゼロになるように、２次側出力巻線Ｌ２に負帰還電流（出力電流）を流し、平衡させる（磁気平衡方式の原理）。そのとき、「等アンペアターンの原理」が成り立っている。ここでＬ２の巻き数を４,０００ターンとし、１次側被測定電流Ｉin＝２００Ａとすれば、出力電流Ｉout＝２００／４,０００＝０.０５（Ａ）となる。

この出力電流Ｉoutを電圧出力に変換するために、２次側出力巻線Ｌ２に対し直列に検出抵抗ＲＬが接続されている。

また、前記演算増幅器ＯＰ２及び抵抗Ｒ３〜Ｒ６で差動増幅回路２０を構成しており、２次側出力巻線Ｌ２に直列に接続された検出抵抗ＲＬの両端の電圧が差動増幅回路２０に加えられている。すなわち、検出抵抗ＲＬの一端（２次側出力巻線Ｌ２への接続側）の電圧が抵抗Ｒ３を通して演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子に印加され、検出抵抗ＲＬの他端（演算増幅器ＯＰ３の出力端子側）の電圧が抵抗Ｒ４を通して非反転入力端子に印加されている。また、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子には抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧された基準電圧が抵抗Ｒ５を通して加えられている。ここでは、抵抗Ｒ１＝抵抗Ｒ２であって、前記基準電位が電源ＧＮＤを基準として２.５Ｖであるものとする。

前記演算増幅器ＯＰ３はボルテージフォロアとなるように接続されてインピーダンス変換器３０を構成しており、演算増幅器ＯＰ２の出力端子の電圧が演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子に印加されるようになっている。また、演算増幅器ＯＰ３の出力端子が検出抵抗ＲＬに接続されている。この場合、演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子と出力端子は同電位となり、出力端子側は低インピーダンスとなるため、２次側出力巻線Ｌ２と検出抵抗ＲＬの直列接続に対して十分な電流を流し得る構成である。

センサ出力端子Ｔoutは２次側出力巻線Ｌ２と検出抵抗ＲＬとの接続点に接続され、コモン・グランド（以下、ＣＯＭ.ＧＮＤ）は演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子及び出力端子（検出抵抗ＲＬの他端）に接続されている。センサ出力電圧Ｖoutは、検出抵抗ＲＬの２次側出力巻線端の電位（センサ出力電位）とＣＯＭ.ＧＮＤ間の電位差（つまり検出抵抗ＲＬの両端の電位差）として得られる。

以下、この実施の形態１の全体動作説明を行う。

１次側被測定電流Ｉin＝０（Ａ）時、負帰還用差動増幅回路１０の出力電流Ｉout＝０（Ａ）で、検出抵抗ＲＬ両端間電圧＝０（Ｖ）だから、差動増幅回路２０の非反転入力端子と反転入力端子間の入力電圧はゼロとなり、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子の電位は、電源ＧＮＤを基準としてＶcc５Ｖを抵抗Ｒ１，Ｒ２（Ｒ１＝Ｒ２）で分圧した２.５Ｖとなり、差動入力がゼロだから出力は２.５Ｖとなる。この演算増幅器ＯＰ２の出力２.５Ｖがインピーダンス変換器３０の演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子に入力され、この演算増幅器ＯＰ３はボルテージフォロアを構成しているから、反転入力端子及び出力端子はすべて２.５Ｖとなり、それがＣＯＭ.ＧＮＤの電位となる。また、検出抵抗ＲＬの両端間電圧＝０（Ｖ）だから、センサ出力電圧Ｖoutは、ＣＯＭ.ＧＮＤを基準としてゼロとなる。その電位関係を図３（ａ）に示す。

次に、１次側被測定電流Ｉin＝−２００（Ａ）時、ホール素子３の出力端子ｃ，ｄ間電圧がゼロとなるように、すなわち、磁心１のエアギャップ内の磁束密度がゼロとなるように（被測定電流が磁心に発生させる磁束をキャンセルする向きに）、演算増幅器ＯＰ１の出力端子に電流が流入する向きで２次側出力巻線Ｌ２に「等アンペアターンの法則」に従って電流が流され、検出抵抗ＲＬ（抵抗値４０Ωとする）の両端間には、４０（Ω）×｛−０.０５（Ａ）｝＝−２（Ｖ）が発生する。したがってＣＯＭ.ＧＮＤを基準として、センサ出力電圧Ｖout＝−２（Ｖ）となる。

ところで、差動増幅回路２０のふるまいに着目すると、検出抵抗ＲＬ両端の電圧が−２Ｖのとき、演算増幅器ＯＰ２の差動電圧入力は＋２Ｖとなり（非反転入力端子の方が反転入力端子の電位よりも２Ｖ高くなり）、差動増幅回路２０のゲインを１と設計した場合、インピーダンス変換器３０の出力端子の電位であるＣＯＭ.ＧＮＤは電源ＧＮＤを基準として、２.５＋２＝４.５（Ｖ）となる。その電位関係を図３（ｂ）に示す。

また、１次側被測定電流Ｉin＝＋２００（Ａ）時は、ホール素子３の出力端子ｃ，ｄ間電圧がゼロとなるように、演算増幅器ＯＰ１の出力端子から電流が流出する向きで２次側出力巻線Ｌ２に「等アンペアターンの法則」に従って電流が流され、検出抵抗ＲＬの両端間には、４０（Ω）×｛＋０.０５（Ａ）｝＝＋２（Ｖ）が発生する。したがってＣＯＭ.ＧＮＤを基準として、センサ出力電圧Ｖout＝＋２（Ｖ）となる。差動増幅回路２０側では、検出抵抗ＲＬ両端の電圧が＋２Ｖのとき、演算増幅器ＯＰ２の差動電圧入力は−２Ｖとなり（非反転入力端子の方が反転入力端子の電位よりも２Ｖ低くなり）、インピーダンス変換器３０の出力端子の電位であるＣＯＭ.ＧＮＤは電源ＧＮＤを基準として、２.５−２＝０.５（Ｖ）となる。その電位関係を図３（ｃ）に示す。

図４はＣＯＭ.ＧＮＤを基準とした場合のセンサ出力特性を示し、−２００Ａから＋２００Ａまで、センサ出力電圧Ｖoutが飽和することなく、リニアに変化していることがわかる。

図５は電源ＧＮＤを基準としたときのＣＯＭ.ＧＮＤ電位の変化を示す。１次側被測定電流Ｉin＝０（Ａ）時、ＣＯＭ.ＧＮＤ電位は２.５Ｖ（Ｖcc／２近辺であれば正確に２.５Ｖである必要はない）となり、検出抵抗ＲＬが４０Ωでは実線（イ）のように、１次側被測定電流Ｉin＝−２００（Ａ）時、ＣＯＭ.ＧＮＤ電位＝４.５Ｖ、１次側被測定電流Ｉin＝＋２００（Ａ）時、ＣＯＭ.ＧＮＤ電位＝０.５Ｖとなる。検出抵抗ＲＬが４０Ω未満では点線（ロ）のようにＣＯＭ.ＧＮＤ電位の変化量は幾分少なくなる。

この実施の形態１によれば、次の通りの効果を得ることができる。

(1) ２次側出力巻線の小型化
特許文献１の従来例では２個の出力巻線が必要なため、図９（ｂ）に示すように、巻線断面積が２Ｓ１であったのが、本実施の形態では出力巻線は１個で済み、図９（ａ）のように巻線断面積はＳ１となり、断面積を１／２に小型化できる。１個の２次側出力巻線だけで、両極性の１次側被測定電流をＣＯＭ.ＧＮＤを基準として、センサ出力電圧が正又は負となることにより、前記被測定電流の向きを判別可能となる。

(2) 電源電圧の低電圧化
電源電圧が比較的低電圧（本例では＋５Ｖ単電源）の場合、２次側出力巻線が４,０００ターンと巻き数が非常に多くなり、銅線の長さが長くなることにより、直流抵抗が例えば５０Ωと大きくなるが、ＣＯＭ.ＧＮＤ電位が電源ＧＮＤに対して自動的に電源電圧が不足しないように変化するため、電源電圧の低電圧化が可能である。

(3) 差動出力による高精度基準電圧の不要化
センサ出力電圧はＣＯＭ.ＧＮＤを基準として出力されるため、電源ＧＮＤを基準とした高精度で高価な基準電源を必要とせず、ローコスト化が可能である。

ハイブリッドカー等では、センサ出力電圧をアナログ−デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、ＥＣＵ（Electric Control Unit）でデジタル処理する。これに適した構成を、本発明の実施の形態２として図６に示す。

図６の実施の形態２では、図１の回路構成に演算器としてのＣＰＵ４０、第１のＡ／Ｄ変換器４１、第２のＡ／Ｄ変換器４２を付加し、第１のＡ／Ｄ変換器４１で電源ＧＮＤを基準としたセンサ出力端子Ｔoutのセンサ電位アナログ値（センサ出力端子電位−電源ＧＮＤ）をＡ／Ｄ変換し、さらに第２のＡ／Ｄ変換器４２で電源ＧＮＤを基準としたＣＯＭ.ＧＮＤ電位アナログ値（ＣＯＭ.ＧＮＤ−電源ＧＮＤ）をＡ／Ｄ変換後、各デジタル値（例えば１２ビット）の差をＣＰＵ４０で演算して、
（センサ出力端子電位−電源ＧＮＤ）−（ＣＯＭ.ＧＮＤ−電源ＧＮＤ）＝センサ出力端子電位−ＣＯＭ.ＧＮＤ＝センサ出力電圧
をデジタル値で算出している。この場合にも、図４のセンサ出力特性が得られる。

この図６の実施の形態２では、
（センサ出力端子電位−電源ＧＮＤ）−（ＣＯＭ.ＧＮＤ−電源ＧＮＤ）＝センサ出力端子電位−ＣＯＭ.ＧＮＤ
の演算をＣＰＵ４０で行い、差動出力するため、センサ出力端子電位とＣＯＭ.ＧＮＤにそれぞれ重畳しているコモンモードノイズを減算時にキャンセルでき、ノイズ低減化が可能である。

図７は本発明に係る電流センサの実施の形態３を示す。この場合、図７中の２次側出力巻線Ｌ２の等価回路に示すように、２次側出力巻線Ｌ２はインダクタンスＬに直列に直流抵抗成分Ｒｓを有し、またそれらに並列に分布容量Ｃｄを有する。本実施の形態では、２次側出力巻線Ｌ２の直流抵抗成分Ｒｓを検出抵抗（電流出力−電圧出力変換用）に利用し、２次側出力巻線Ｌ２の両端の検出電圧が差動増幅回路（インピーダンス変換器兼用）２０Ａに加えられている。すなわち、２次側出力巻線Ｌ２の一端ｐ（負帰還用差動増幅回路１０への接続端）の電圧が抵抗Ｒ３を通して演算増幅器ＯＰ２Ａの反転入力端子に印加され、２次側出力巻線Ｌ２の他端ｑ（センサ出力端子Ｔoutとして引き出される）の電圧が抵抗Ｒ４を通して非反転入力端子に印加されている。また、演算増幅器ＯＰ２Ａの非反転入力端子には抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧された基準電圧が抵抗Ｒ５を通して加えられている。ここでは、抵抗Ｒ１＝抵抗Ｒ２であって、前記基準電位が電源ＧＮＤを基準として２.５Ｖであるものとする。

前述の実施の形態１で用いた演算増幅器ＯＰ３によるインピーダンス変換器３０は省略されている。出力端子側が充分低インピーダンスとなるインピーダンス変換器兼用の差動増幅回路２０Ａを用いることで、センサ出力端子ＴoutとＣＯＭ.ＧＮＤに接続された負荷を通して２次側出力巻線Ｌ２に対して十分な電流を流し得るからである。従って、ＣＯＭ.ＧＮＤは演算増幅器ＯＰ２Ａの出力端子に接続されている。２次側出力巻線Ｌ２の直流抵抗成分Ｒｓによる検出電圧に応じて変化するセンサ出力電圧Ｖoutは、２次側出力巻線の一端ｑの電位（センサ出力端子Ｔoutのセンサ出力電位）とＣＯＭ.ＧＮＤ間の電位差として得られ、本実施の形態では前記検出電圧とセンサ出力電圧Ｖoutとは正比例関係にある。

なお、その他の構成は前述の実施の形態１と同様であり、同一又は相当部分に同一符号を付して説明を省略する。

前述の実施の形態１では、２次側出力巻線Ｌ２の電流を電圧に変換する検出抵抗ＲＬを設けているため、その検出抵抗ＲＬによる電圧降下が発生するが、この実施の形態３では検出抵抗ＲＬが無いため、その電圧降下を零にでき、電源電圧の能動範囲が大きくなり、電源電圧を有効利用できる。その他の効果は前述の実施の形態１と同様である。

なお、図６の実施の形態２の構成は、図７の実施の形態３にも適用できる（図６における図１の回路を図７の回路に置換できる）。すなわち、電源ＧＮＤを基準とした、前記２次側出力巻線Ｌ２における前記負帰還用差動増幅回路接続端の反対側端ｑの電位（センサ出力端子Ｔoutのセンサ出力電位）のアナログ値、及びＣＯＭ．ＧＮＤの電位のアナログ値をそれぞれデジタル値に変換し、演算器により前記センサ出力電位のデジタル値と前記ＣＯＭ．ＧＮＤの電位のデジタル値とを減算処理して前記センサ出力電圧のデジタル値を算出することが可能である。

なお、図２では磁心に対して１次側被測定電流が通る電線が１回貫通する構成（１ターンの１次巻線に相当）を示しているが、１次側被測定電流が通る電線が磁心を複数回貫通する構成（複数ターンの１次巻線に相当）としても本発明は適用可能である。

以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。

本発明に係る電流センサの実施の形態１を示す回路図である。 本発明の実施の形態１におけるエアギャップ付き環状磁心、２次側出力巻線及びホール素子の配置を示す斜視図である。 前記実施の形態１の場合のセンサ出力電位及びＣＯＭ.ＧＮＤ電位の関係であって、（ａ）は１次側被測定電流Ｉin＝０（Ａ）、出力電流Ｉout＝０（Ａ）のときの関係図、（ｂ）は１次側被測定電流Ｉin＝−２００（Ａ）、出力電流Ｉout＝−５０（ｍＡ）のときの関係図、（ｃ）１次側被測定電流Ｉin＝＋２００（Ａ）、出力電流Ｉout＝＋５０（ｍＡ）のときの関係図である。 前記実施の形態１におけるＣＯＭ.ＧＮＤ基準時のセンサ出力特性図である。 前記実施の形態１における電源ＧＮＤを基準時のＣＯＭ.ＧＮＤ電位変化を示す特性図である。 本発明の実施の形態２を示す説明図である。 本発明の実施の形態３を示す回路図である。 特許文献１の従来例におけるセンサ出力特性であり、（ａ）は一方の演算増幅器側の出力電圧（２３Ｖ）を、（ｂ）は他方の演算増幅器側の出力電圧（２３Ｗ）をそれぞれ示す出力特性図である。 出力用コイルを設けた磁心の形状例であり、（ａ）は１個の出力用コイルを設けたときの正断面図及び横断面図、（ｂ）は２個の出力用コイルを設けたときの正断面図及び横断面図である。

符号の説明

１ 磁心
２ 磁心カバー
３ ホール素子
５ 単電源
１０ 負帰還用差動増幅回路
２０，２０Ａ 差動増幅回路
３０ インピーダンス変換器
４０ ＣＰＵ
４１，４２ Ａ／Ｄ変換器
Ｇ エアギャップ
Ｌ１ 電線
Ｌ２ ２次側出力巻線
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ２Ａ，ＯＰ３ 演算増幅器
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
ＲＬ 検出抵抗
Ｒｓ 直流抵抗成分

Claims (6)

1. 単電源で作動し、１次側被測定電流が貫通しかつ２次側出力巻線が設けられた磁心と、前記磁心のギャップ内に配置された磁気検出素子と、前記磁気検出素子の出力電圧が印加される負帰還用の第１差動増幅回路とを有し、前記１次側被測定電流が流れた時に、前記磁気検出素子の出力電圧がゼロとなるように、前記第１差動増幅回路の出力電流を前記２次側出力巻線に流す電流センサであって、
   前記第１差動増幅回路の出力端子に前記２次側出力巻線と検出抵抗とが直列に接続されていて、
   前記検出抵抗の一方の端子であって前記第１差動増幅回路寄りの端子に反転入力端子が接続され、前記検出抵抗の他方の端子に非反転入力端子が接続された第２差動増幅回路を備え、
   前記第２差動増幅回路への差動入力がゼロのとき、前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧が、前記単電源の電圧を分圧した電圧となり、
   前記検出抵抗と前記２次側出力巻線との直列接続の一方の端子であって前記第１差動増幅回路の出力端子と反対側の端子は、前記第２差動増幅回路の出力端子と同電位であり、
   前記検出抵抗の両端の電圧をセンサ出力電圧とすることを特徴とする電流センサ。
2. 前記第２差動増幅回路の出力端子がインピーダンス変換器の入力端子に接続され、前記インピーダンス変換器の出力端子と前記第１差動増幅回路の出力端子との間に前記検出抵抗と前記２次側出力巻線とが直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電流センサ。
3. 前記検出抵抗の前記一方の端子の電圧のアナログ値、及び前記検出抵抗の前記他方の端子の電圧のアナログ値をそれぞれデジタル値に変換し、演算器により前記一方の端子の電圧のデジタル値と前記他方の端子の電圧のデジタル値とを減算処理して前記センサ出力電圧のデジタル値を算出することを特徴とする請求項１又は２記載の電流センサ。
4. 単電源で作動し、１次側被測定電流が貫通しかつ２次側出力巻線が設けられた磁心と、前記磁心のギャップ内に配置された磁気検出素子と、前記磁気検出素子の出力電圧が印加される負帰還用の第１差動増幅回路とを有し、前記１次側被測定電流が流れた時に、前記磁気検出素子の出力電圧がゼロとなるように、前記第１差動増幅回路の出力電流を前記２次側出力巻線に流す電流センサであって、
   前記２次側出力巻線の一方の端子であって前記第１差動増幅回路寄りの端子に反転入力端子が接続され、前記２次側出力巻線の他方の端子に非反転入力端子が接続された第２差動増幅回路を備え、
   前記第２差動増幅回路への差動入力がゼロのとき、前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧が、前記単電源の電圧を分圧した電圧となり、
   前記第２差動増幅回路の出力端子と前記２次側出力巻線の前記他方の端子との間に負荷を接続して、前記第２差動増幅回路の出力端子と前記２次側出力巻線の前記他方の端子との間の電圧をセンサ出力電圧とすることを特徴とする電流センサ。
5. 前記２次側出力巻線の前記他方の端子の電圧のアナログ値、及び前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧のアナログ値をそれぞれデジタル値に変換し、演算器により前記２次側出力巻線の前記他方の端子の電圧のデジタル値と前記第２差動増幅回路の出力端子の電圧のデジタル値とを減算処理して前記センサ出力電圧のデジタル値を算出することを特徴とする請求項４記載の電流センサ。
6. 前記単電源の両端子間に直列に接続された２つの抵抗を備え、当該２つの抵抗の接続点の電圧が前記第２差動増幅回路に加えられ、前記第２差動増幅回路は差動入力がゼロのときに出力端子の電圧が前記２つの抵抗の接続点の電圧と一致する、請求項１から５のいずれかに記載の電流センサ。

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