JP4546052B2 - Ａｍ−ｐｍ歪補償回路および方法 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償回路に関し、特に高周波高出力電力増幅器に用いられるＴＲ、ＦＥＴ等の非線形素子により発生する非線形歪を補償する回路に関する。

無線通信やテレビ放送機等に用いられる高周波帯電力増幅器の歪改善方式に、前置歪補償回路が用いられる。従来技術として、ＡＭ−ＰＭ変換補償回路（特開昭６０−１１３５４４号公報）について、簡単に説明する。先ず、上記特許明細書にて説明されているテレビジョン変調波を用いた動作の説明を、図９〜図１１を参照して説明する。入力端子１０から入力されたテレビジョン被変調波は、３ｄＢ結合器１１にて９０度位相の異なる信号に等分配される。３ｄＢ結合器１１で出力のない一端には、終端器１２が接続される。３ｄＢ結合器１１の一方から出力された被変調波はリミッタ１３によってＡＭ成分が抑圧され、被変調波成分のみとなる。その後段の可変抵抗減衰器１４にて必要なレベルに調整され（図１０のベクトルＯＸ）、ウィルキンソン型合成器１６に入力される。一方、３ｄＢ結合器１１の他方から出力された被変調波は、リミッタ１３と可変抵抗減衰器１４の電気長の和に等しい伝送線路１５を通って（図１０ベクトルＯＡ）、ウィルキンソン型合成器１６に入力され、出力端子１７から出力される。ベクトルＯＡは側帯波ベクトルＣＸの回転により振幅が変化する。ウィルキンソン型合成器１６から出力されるベクトルＯＢは、ベクトルＯＸとベクトルＯＡの合成ベクトルであり、その位相角Φは
Φ＝ｔａｎ-1（ＯＸ／ＯＡ）
となる。ベクトルＯＸは一定であり、ベクトルＯＡは振幅に比例して大きさが変化するため、入力される信号レベルが低い場合には位相角Φは大きいが、信号レベルが大きくなってくると位相角Φは小さくなる。よって、入力レベルの大小によって、出力される信号の位相が変化する特性が得られる。

次に、従来技術であるＡＭ−ＰＭ変換補償回路に、ＣＷ波を入力した場合の動作を以下に説明する。基本的な動作はテレビジョン被変調波を入力した場合とほぼ同じである。入力端子１０より入力された信号は、３ｄＢ結合器１１によって９０度位相の異なる信号に分配される。その一方から出力された信号は、リミッタ１３によって信号レベルが一定に抑圧され、可変抵抗減衰器１４によって必要なレベルに調整される。３ｄＢ結合器１１の他方から出力された信号は、リミッタ１３と可変抵抗減衰器１４の電気長の和に等しい伝送線路１５を通る。上記両系からの信号は、ウィルキンソン型合成器１６にて位相が９０度異なったまま合成される。ＡＭ−ＰＭ変換補償回路に入力されたＣＷ波信号は、図１１に示す通り、レベルの低い（リミッタによって利得が抑圧されないレベル）領域（図１１（１）、（２））ではリミッタ１３を通る信号（ベクトルＯＸ）と伝送線路１５を通る信号（ベクトルＯＡ）の利得が等しく、その合成信号（ベクトルＯＢ）の位相は変化しない。レベルが高くなりリミッタにより利得が抑圧されると（図１１（３））、リミッタを通る信号の利得が変化するため（ベクトルＯＸａ）、ウィルキンソン型合成器により合成された信号（ベクトルＯＢａ）の位相が変化する。よって、ＣＷ波を入力した場合にも、入力レベルの大小によって、出力される信号の位相が変化する特性が得られる。

しかし、近年、無線通信にて使用されている信号は、ピークファクタの高い変調波信号である。そのピークファクタの高い変調波信号をリミッタに入力すると、変調波信号のピークをクリップしてしまう。そのため、従来技術のＡＭ−ＰＭ変換補償回路ではクリッピング歪を発生してしまう。クリッピング歪は一般的に、歪補償方式において改善することができない。そのため、高周波電力増幅器に使用する非線形素子では、このクリッピング歪を発生しないよう、動作レベルに注意し使用している。

特開昭６０−１１３５４４号公報（発明の詳細な説明、第２図、第３図）

Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ ２００２年 １７９頁）

従来技術の問題点は、リミッタにピークファクタの高い変調波信号を入力すると、変調波信号のピークをクリップしてしまい、その出力にクリッピング歪を発生してしまうことである。キャリア信号は、ピークファクタの高い変調波信号を用いている理由として、近年の無線通信は、マルチメディア化に伴って、大容量かつ多重された信号を使用しているためである。

本発明の目的は、ＡＭ−ＰＭ歪補償回路において、位相歪に変換する振幅歪を発生するＡＭ−ＡＭ歪発生部に、リミッタの代わりにゲイン・エクスパンダーとなるダイオードを用いることにより、ピークファクタの高い変調波信号が入力されても、クリッピング歪を発生しないＡＭ−ＰＭ歪補償回路を提供することにある。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路は、位相歪成分と振幅歪成分とが付加される信号が入力されるＡＭ−ＰＭ歪補償回路であって、入力信号を２分配して出力する電力分配手段と、前記２分配した一方の入力信号が入射され、前記一方の入力信号にＡＭ−ＡＭ歪を付与するＡＭ−ＡＭ歪発生部と、前記２分配した他方の入力信号が入射され、前記他方の入力信号に前記ＡＭ−ＡＭ歪発生部と同じ遅延量を付与する遅延線路と、前記ＡＭ−ＡＭ歪発生部からの出力信号と前記遅延線路からの出力信号とを合成して出力する電力合成手段と、前記電力分配手段から前記電力合成手段までの間において、前記一方の入力信号と前記他方の入力信号との間に９０度の位相差を付与する位相差生成手段と、を備え、前記ＡＭ−ＡＭ歪発生部は、アンチパラレル・ダイオードと、前記アンチパラレル・ダイオードに直列に接続される第１の抵抗と、前記アンチパラレル・ダイオードおよび前記第１の抵抗に並列に接続される第２の抵抗と、を用いて構成され、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、前記位相歪成分に基づいて決定された所定の抵抗値を有する、ことを特徴とする。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路は、前記位相差生成手段は、前記一方の入力信号の位相を前記他方の入力信号の位相に対して９０度進める。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路は、前記電力分配手段と前記電力合成手段の少なくとも一方を、ウィルキンソン型で構成する。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路は、前記電力分配手段および前記位相差生成手段として、９０度電力分配器を用いる。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路は、前記電力合成手段および前記位相差生成手段として、９０度電力合成器を用いる。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路は、前記位相差生成手段として、λ／４伝送線路を用いる。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償方法は、位相歪成分と振幅歪成分とが付加される信号の位相歪を補償するＡＭ−ＰＭ歪補償方法であって、入力信号を等振幅で２分配し、前記２分配した一方の信号に、アンチパラレル・ダイオードと、前記アンチパラレル・ダイオードに直列に接続される第１の抵抗と、前記アンチパラレル・ダイオードおよび前記第１の抵抗に並列に接続される第２の抵抗と、によりＡＭ−ＡＭ歪を付与し、前記２分配した他方の信号に、前記ＡＭ−ＡＭ歪の付与時に生じる遅延量を付与し、前記一方の入力信号と前記他方の入力信号との間に９０度の位相差を付与し、前記ＡＭ−ＡＭ歪、遅延量および位相差が付与された前記一方の信号と他方の信号とを合成し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、前記位相歪成分に基づいて決定された所定の抵抗値を有する、ことを特徴とする。

本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償方法は、前記一方の入力信号の位相を前記他方の入力信号の位相に対して９０度進める。

以上説明したように、本発明によれば、ＡＭ−ＡＭ歪発生部にダイオードを用いることにより、無線通信に多く用いられているピークファクタの高い変調波信号を入力しても、クリッピング歪を発生しないという効果がある。その理由は、ＡＭ−ＡＭ歪発生部にて振幅伸張特性を有するダイオードをゲイン・エクスパンダーとして使用しているためである。

また、既存の前置歪補償回路に対して、ＡＭ−ＡＭ歪発生部（従来技術でのリミッタ）にはダイオードを用いており、歪補償回路は非常に小型化できるという効果がある。

さらに、既存の前置歪補償回路に対して、本発明で採用しているダイオードの非線形性は周波数によらないため、どの周波数にでも転用が可能であるという効果がある。

さらに、既存の前置歪補償回路に対して、ダイオードが発生する歪発生量はダイオードの入力レベルによって決まっている。そのため、歪補償回路において発生させる歪発生量の調整が簡単であり、被補償増幅器を構成するＴＲ、ＦＥＴ等の歪特性に容易に合わせ込むことができるという効果がある。

さらに、既存の前置歪補償回路に対して、ダイオード単体ではＡＭ−ＰＭ歪を発生しないため、ＡＭ−ＡＭ歪をＡＭ−ＰＭ歪に直接変換できるという効果がある。

＜構成の説明＞本ＡＭ−ＰＭ歪補償回路の構成例を、図１〜図３に示す。構成については従来技術とほぼ同じであるが、リミッタの代わりに歪発生部にダイオードにて構成したゲイン・エクスパンダー（振幅伸張特性を有する回路）を用いている。

以下に実施例を示す。図１に示す構成例を使って説明する。また、無線通信に使用される一般的なハイパワーＬＤＭＯＳ＿ＦＥＴで発生する位相歪は遅れ側である。よって本実施例では、本ＡＭ−ＰＭ歪補償回路の位相歪を進み側（端子ａ側）に発生させる構成として、説明を進めていく。入力端子１より入力される信号は、９０度電力分配器８にて分配される。このとき、９０度電力分配器８の出力側の端子間にて９０度の位相差が生じる。説明の便宜上、出力側の端子間にて９０度位相遅れを生じる端子をｂ（ここの信号を９０度位相遅れ信号）、もう一方の端子をａ（ここの信号を０度位相信号）として説明する。９０度電力分配器８の端子ａにＡＭ−ＡＭ歪発生器３を接続する。９０度電力分配器８の端子ｂにＡＭ−ＡＭ歪発生部３（ＡＭ−ＡＭ歪発生部は、ＡＭ−ＡＭ振幅歪発生部とも称する）と同じ遅延量を有す遅延線路４を接続し、ＡＭ−ＡＭ歪発生器３側経路と９０度の位相差を保ちながらウィルキンソン型電力合成器６（電力合成器）で合成する。この構成のみで、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３にて発生するＡＭ−ＡＭ特性をＡＭ−ＰＭ特性に変換することが可能である。

図２は、入力端子１側にウィルキンソン型電力分配器２（電力分配器）、出力端子７側に９０度電力合成器９を用いた構成例である。入力端子１より入力される信号は、ウィルキンソン型電力分配器２にて２分配され、端子ｃ、ｄ間にて位相差は生じない。端子ｃ（ここの信号を一方の信号）にＡＭ−ＡＭ歪発生器３を接続し、端子ｄ（ここの信号を他方の信号）には遅延線路４を接続し、ＡＭ−ＡＭ歪発生器３側経路と０度の位相差を保ちながら９０度電力合成器９へ信号が入力され、９０度電力合成器９で９０度位相差合成される。この構成のみで、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３にて発生するＡＭ−ＡＭ特性をＡＭ−ＰＭ特性に変換することが可能である。

図３は、入力端子１側にウィルキンソン型電力分配器２、ウィルキンソン型電力合成器６を用いた構成例である。入力端子１より入力される信号は、ウィルキンソン型電力分配器２にて２分配され、端子ｅ、ｆ間において位相差は生じない。端子ｅ（ここの信号を一方の信号）にＡＭ−ＡＭ歪発生器３を接続し、端子ｆ（ここの信号を他方の信号）には９０度の遅延量を有すλ／４伝送線路５と遅延線路４とを接続し、ＡＭ−ＡＭ歪発生器３側の経路に対して、遅延線路４の端子ｇでは、９０度遅れの位相差を保ちながらウィルキンソン型電力合成器６で合成する。この構成のみで、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３にて発生するＡＭ−ＡＭ特性をＡＭ−ＰＭ特性に変換することが可能である。

なお、図１〜図３において、９０度電力分配器８と９０度電力合成器９とは、同じ機能を有する電力分配／合成器である。使用方法によって、電力分配と電力合成に用いられる。また、ウィルキンソン型電力分配器２とウィルキンソン型電力合成器６とは同じ機能を有する電力分配／合成器である。使用方法によって、電力分配と電力合成に用いられる。

次に、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３の構成について、図４を参照して説明する。ＡＭ−ＡＭ歪発生部３には、アンチパラレル・ダイオード３１を用いる。さらに、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３には、アンチパラレル・ダイオード３１に直列に接続される抵抗３２（第１の抵抗）と、アンチパラレル・ダイオード３１と抵抗３２に並列に接続される抵抗３３（第２の抵抗）とが用いられている。回路構成や動作に関しては、非特許文献である技術文献“Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ）”に記載されているので、ここでは省略する。アンチパラレル・ダイオード３１に電力を入力した場合、そのＡＭ−ＡＭ特性は図５に示すようなカーブ（アンチパラレル・ダイオードを用いた振幅伸張特性）が得られる。アンチパラレル・ダイオード３１では位相歪を発生しないため、本ＡＭ−ＰＭ歪補償回路を構成する場合には、アンチパラレル・ダイオード３１のＡＭ−ＡＭ特性のみを考慮すれば良い。また、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３の構成において、アンチパラレル・ダイオード３１に直列、並列に接続されている抵抗３２、抵抗３３の抵抗値を変えることで、図６に示すようにＡＭ−ＡＭ特性の変化量を希望の値に、簡単に選ぶことができる。

＜動作の説明＞次に、本ＡＭ−ＰＭ歪補償回路の動作に関して、図７のＡＭ−ＰＭ歪補償回路の動作の説明図に示すベクトル図を用いて説明する。動作原理は、図１〜図３とも同じなので、図１を参照して説明する。入力信号は、９０度電力分配器８にて２分配される。９０度電力分配器８の端子の呼称は、実施例の構成と同じである。９０度電力分配器８の端子ｂから出力される信号ベクトル２を基準に、以下に説明を進める。９０度電力分配器８の端子ａから出力された信号ベクトル１はＡＭ−ＡＭ歪発生部３を通り、ウィルキンソン型電力合成器６にて ９０度電力分配器８の端子ｂから出力された信号と合成される。この時、ウィルキンソン型電力合成器６の入力にてベクトル２とベクトル１の位相差を９０度、かつベクトル２に対してベクトル１が９０度進んでいることが必要である。ウィルキンソン型電力合成器６から出力される信号は、ベクトル１およびベクトル２の合成ベクトルであるベクトル３となる。先ず、入力信号レベルが低く、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３が線形に動作する線形領域（図７（１）および（２））では、ベクトル１、２の利得は一定のため、その合成ベクトルであるベクトル３の利得も一定である。図７（３）に示すように、入力信号レベルが大きくなり、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３が非線形動作をする非線形領域ではベクトル１の利得が変化し、ベクトル１ａになる。ベクトル２の利得は一定であるため、合成されたベクトルはベクトル３より位相がθだけ回転したベクトル３ａが得られる。このように、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３から出力された信号と遅延線路４を通過した信号とを、９０度の位相差をつけて合成することで、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３のＡＭ−ＡＭ特性をＡＭ−ＰＭ特性に変換するＡＭ−ＰＭ歪補償回路が構成できる。

前述の通り、無線通信用電力増幅器に用いられる一般的なハイパワーＬＤＭＯＳ＿ＦＥＴのＡＭ−ＰＭ特性は遅れ側となるため、その補償を行う構成にて、以下に説明する。被補償増幅器の任意の動作レベルにて位相歪が発生している場合の、本ＡＭ−ＰＭ歪補償回路の効果について図８を用いて説明する。ここで、本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路の後段に被補償増幅器（図示しない）が接続されるものとする。入力信号である信号ベクトル４（図８（１））に対し、図８（２）にて示す被補償増幅器からの信号ベクトル４は、位相歪成分であるベクトル５、振幅歪であるベクトル６を含んでいる。これに対し、本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路に信号を入力した場合には、図８（３）のようにＡＭ−ＡＭ歪発生部３にて発生した信号が、信号ベクトル４に対して９０度位相が進んだ状態で合成されるため、主信号であるベクトル４に対し位相歪成分に変換されたベクトル７を含んだ信号が出力される。その位相歪発生量は、被補償増幅器にて発生する量とほぼ同じになるよう、事前に調整されている。本発明のＡＭ−ＰＭ歪補償回路から出力された信号を被補償増幅器に入力すると、図８（４）に示すように、前記被補償増幅器にて発生する位相歪であるベクトル５と、本ＡＭ−ＰＭ歪補償回路より発生する位相歪であるベクトル７が、１８０度の位相差を持ち、かつその値が同じため打ち消し合い、結果として位相歪の無い信号が、被補償増幅器より出力される。ピークファクタの高い信号を入力した場合にも、信号の入力レベルに対しての位相変化は、ＣＷ波と同じである。このとき、ＡＭ−ＡＭ歪発生部３は利得が増加するためクリップされず、クリッピング歪を発生しない。

本発明によるＡＭ−ＰＭ歪補償回路の第１の構成例 本発明によるＡＭ−ＰＭ歪補償回路の第２の構成例 本発明によるＡＭ−ＰＭ歪補償回路の第３の構成例 ＡＭ−ＡＭ歪発生部の構成 アンチパラレル・ダイオードのＡＭ−ＡＭ特性 ＡＭ−ＡＭ歪発生部のＡＭ−ＡＭ特性 ＡＭ−ＰＭ歪補償回路の動作の説明図 発明の効果の説明図 従来技術の構成例 従来技術の動作の説明図 従来技術のＣＷ波入力時の動作の説明図

符号の説明

１ 入力端子
２ ウィルキンソン型電力分配器
３ ＡＭ−ＡＭ歪発生部
３１ アンチパラレル・ダイオード
３２、３３ 抵抗
４ 遅延線路
５ λ／４伝送線路
６ ウィルキンソン型電力合成器
７ 出力端子
８ ９０度電力分配器
９ ９０度電力合成器
１０ 入力端子
１１ ３ｄＢ結合器
１２ 終端器
１３ リミッタ
１４ 可変抵抗減衰器
１５ 伝送線路
１６ ウィルキンソン型合成器
１７ 出力端子

Claims (8)

1. 位相歪成分と振幅歪成分とが付加される信号が入力されるＡＭ−ＰＭ歪補償回路であって、
   入力信号を２分配して出力する電力分配手段と、
   前記２分配した一方の入力信号が入射され、前記一方の入力信号にＡＭ−ＡＭ歪を付与するＡＭ−ＡＭ歪発生部と、
   前記２分配した他方の入力信号が入射され、前記他方の入力信号に前記ＡＭ−ＡＭ歪発生部と同じ遅延量を付与する遅延線路と、
   前記ＡＭ−ＡＭ歪発生部からの出力信号と前記遅延線路からの出力信号とを合成して出力する電力合成手段と、
   前記電力分配手段から前記電力合成手段までの間において、前記一方の入力信号と前記他方の入力信号との間に９０度の位相差を付与する位相差生成手段と、
   を備え、
   前記ＡＭ−ＡＭ歪発生部は、
   アンチパラレル・ダイオードと、
   前記アンチパラレル・ダイオードに直列に接続される第１の抵抗と、
   前記アンチパラレル・ダイオードおよび前記第１の抵抗に並列に接続される第２の抵抗と、を用いて構成され、
   前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、前記位相歪成分に基づいて決定された所定の抵抗値を有する、
   ことを特徴とするＡＭ−ＰＭ歪補償回路。
2. 前記位相差生成手段は、前記一方の入力信号の位相を前記他方の入力信号の位相に対して９０度進める請求項１記載のＡＭ−ＰＭ歪補償回路。
3. 前記電力分配手段と前記電力合成手段の少なくとも一方を、ウィルキンソン型で構成する請求項１または２記載のＡＭ−ＰＭ歪補償回路。
4. 前記電力分配手段および前記位相差生成手段として、９０度電力分配器を用いる請求項１から３のいずれかに記載のＡＭ−ＰＭ歪補償回路。
5. 前記電力合成手段および前記位相差生成手段として、９０度電力合成器を用いる請求項１から３のいずれかに記載のＡＭ−ＰＭ歪補償回路。
6. 前記位相差生成手段として、λ／４伝送線路を用いる請求項１から３のいずれかに記載のＡＭ−ＰＭ歪補償回路。
7. 位相歪成分と振幅歪成分とが付加される信号の位相歪を補償するＡＭ−ＰＭ歪補償方法であって、
   入力信号を等振幅で２分配し、
   前記２分配した一方の信号に、
   アンチパラレル・ダイオードと、
   前記アンチパラレル・ダイオードに直列に接続される第１の抵抗と、
   前記アンチパラレル・ダイオードおよび前記第１の抵抗に並列に接続される第２の抵抗と、
   によりＡＭ−ＡＭ歪を付与し、
   前記２分配した他方の信号に、前記ＡＭ−ＡＭ歪の付与時に生じる遅延量を付与し、
   前記一方の入力信号と前記他方の入力信号との間に９０度の位相差を付与し、
   前記ＡＭ−ＡＭ歪、遅延量および位相差が付与された前記一方の信号と他方の信号とを合成し、
   前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、前記位相歪成分に基づいて決定された所定の抵抗値を有する、
   ことを特徴とするＡＭ−ＰＭ歪補償方法。
8. 前記一方の入力信号の位相を前記他方の入力信号の位相に対して９０度進める請求項７記載のＡＭ−ＰＭ歪補償方法。

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