JP6490603B2 - プリディストーション回路及び通信装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、プリディストーション回路及び通信装置に関する。

通信装置に使用される増幅器は、信号品質の向上、他の周波数チャネルへの干渉電力の低減という観点から、線形特性が要求される。一方、通信装置の消費電力の削減という観点から、線形性の高いクラスＡ級動作ではなく、クラスＡ級に比べ線形特性に劣るクラスＡＢ級の増幅器が使用されることがある。また、電力効率を高めるためにドハティ型の増幅器が使用されることがある。クラスＡＢ級やドハティ型の増幅器を使用する場合には、クラスＡ級の増幅器を使用する場合に比べ、更なる線形性の改善が必要となる。

増幅器の線形特性を改善する方法としては、増幅器において生じるひずみをデジタル信号処理にて改善するデジタルプリディストーション回路を使用する方法がある。しかし、ＧＨｚ帯の電波を利用する中継局などでは、送受信する信号をデジタル信号に再生せずに、受信したアナログ信号を増幅して送信する方式（非再生の中継方式）が用いられている場合がある。このような中継局においては、デジタルプリディストーション回路を適用するには、デジタル信号に変換し、デジタル信号処理を施した後にアナログ信号へ変換するモジュールを追加する必要がある。しかし、非再生の中継方式を用いる中継局では、費用などの観点からデジタルプリディストーション回路の適用が好まれない場合があり、アナログ信号に対するプリディストーションが行われている。

アナログ信号に対するプリディストーション回路は、通常ダイオードやＦＥＴなどの電子部品を用いて構成される。後段の増幅器で発生するひずみを打ち消すように、その前段でダイオードやＦＥＴの非線形ひずみを近似的に発生させている。このようなプリディストーション回路の設計は、後段に設けられる増幅器の特性に合わせた動作が行われるようにダイオードやＦＥＴなどの回路構成を試行錯誤で実験的に決定することが多く、プリディストーションが動作するダイナミックレンジも狭く、検討及び設計に時間を要してしまう場合があった。

特開２００１−３２０２４５号公報

Steve C. Cripps, "Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design", 1st Edition, Artech House Print on Demand, June 15, 2002

本発明が解決しようとする課題は、設計又は検討に要する時間を削減することができるプリディストーション回路及び通信装置を提供することである。

実施形態のプリディストーション回路は、第１の乗算部と、第１及び第２のレベル調整部と、ベクトル変調部とを持つ。第１の乗算部は、入力されるアナログ信号を二乗した第１の二乗信号を算出する。第１のレベル調整部は、レベル調整を行うことにより第１の二乗信号から第１の調整信号を取得する。第２のレベル調整部は、レベル調整を行うことにより第１の二乗信号から第２の調整信号を取得する。ベクトル変調部は、アナログ信号から９０度の位相差を有する第１のアナログ信号と第２のアナログ信号を生成し、第１の調整信号と第１のアナログ信号との第１の乗算結果と、第２の調整信号と第２のアナログ信号との第２の乗算結果とを合成し、合成により得られた出力信号を出力する。

第１の実施形態におけるプリディストーション回路の構成例を示すブロック図。 プリディストーション回路の動作を示す図。 プリディストーション回路による特性の改善を示すグラフ。 プリディストーション回路の有無によるＩＭ３の改善を示すグラフ。 第２の実施形態におけるプリディストーション回路の構成例を示すブロック図。 第３の実施形態におけるプリディストーション回路３の構成例を示すブロック図。 第４の実施形態における中継装置の構成例を示すブロック図。 第５の実施形態における送信システム６０の構成例を示すブロック図。

以下、実施形態のプリディストーション回路及び通信装置を、図面を参照して説明する。なお、以下の実施形態では、同一の符号を付した構成要素は同様の動作を行うものとして、重複する説明を適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態におけるプリディストーション回路１の構成例を示すブロック図である。プリディストーション回路１は、後段に設けられる増幅器のひずみ特性を３次の多項式で近似したひずみ特性に基づいて、ひずみをアナログ信号に与える。プリディストーション回路１は、増幅器において生じるひずみを抑圧するひずみをアナログ信号に事前に与えることにより、増幅器の線形特性を改善させる。

プリディストーション回路１の入力と出力をvinとVpdとし、プリディストーション回路１の３次の非線形項の係数をb3としたとき、プリディストーション回路１の入出力特性は、式（１）で表される。なお、以降の数式において用いる^（ハット）は累乗を示し、例えばvin^3はvinの３乗を示す。
Vpd=vin＋b3×vin^3 ・・・（１）

ここで、プリディストーション回路１の後段に設けられる増幅器の入出力特性を式（２）のように近似する。Voutは増幅器の出力とする。なお、a3は、増幅器の３次の非線形項の係数である。
Vout=Vpd＋a3×Vpd^3 ・・・（２）

式（１）を式（２）に代入すると、プリディストーション回路１と増幅器とからなる回路の入出力特性は、式（３）で表される。
Vout=(vin＋b3×vin^3)＋a3×(vin＋b3×vin^3)^3
=vin＋(b3＋a3)vin^3＋3×a3×b3×vin^5
＋3×a3×b3^2×vin^7＋a3×b3^3×vin^9 ・・・（３）

ここで、式（４）を満たす特性を有するプリディストーション回路１を実装することにより、３次の項で表される増幅器のひずみを打ち消すことができる。
b3=-a3 ・・・（４）

プリディストーション回路１は、入力端子ＩＮと、減衰器１１、２１と、乗算回路１２、２２と、フィルタ１３、２３と、レベル調整部１４、１５、２４、２５と、遅延素子３１と、ベクトル変調器３２と、出力端子ＯＵＴとを備える。ベクトル変調器３２は、９０度ハイブリッドと、ミキサ３４、３４と、合成器３６とを備える。

入力端子ＩＮから入力されるアナログ信号は、減衰器１１、２１と遅延素子３１とへ入力される。減衰器１１は、入力されるアナログ信号を減衰させて出力する。減衰器１１から出力される信号は、２つに分岐され、それぞれが乗算回路１２へ入力される。乗算回路１２は、入力される２つの信号を乗算する。フィルタ１３は、乗算回路１２から出力される信号に含まれる成分のうち、エンベロープ成分を抽出してレベル調整部１４へ出力する。フィルタ１３は、乗算回路１２におけるアナログ信号（基本波）同士を乗じた際に生じる不要な成分やノイズを除去する。フィルタ１３には、例えばアナログ信号の周波数に応じて定められたローパスフィルタが用いられる。

レベル調整部１４は、フィルタ１３から出力される信号に対してレベル調整を行う。レベル調整部１４におけるレベル調整は、信号の振幅の調整であり、入力される信号のエンベロープ成分を伸張又は縮小（増幅又は減衰）することにより、出力を得る。レベル調整部１５は、外部から供給される一定の電圧に対するレベル調整（降圧又は昇圧）を行う。レベル調整部１４から出力される信号と、レベル調整部１５から出力される定電圧とは合成される。合成により得られた第１の調整信号は、ベクトル変調器３２へ入力される。レベル調整部１４、１５におけるレベル調整は、プリディストーション回路１の後段に設けられる増幅器の特性に応じて定められる。例えば、レベル調整部１４、１５におけるレベル調整が減衰のみの場合、レベル調整部１４、１５として可変抵抗器などを用いることができる。

減衰器２１、乗算回路２２、フィルタ２３、レベル調整部２４、レベル調整部２５は、減衰器１１、乗算回路１２、フィルタ１３、レベル調整部１４、レベル調整部１５それぞれと同様の動作を行う。レベル調整部２４から出力される信号と、レベル調整部２５から出力される定電圧とは、合成される。合成により得られた第２の調整信号は、ベクトル変調器３２へ入力される。減衰器１１からレベル調整部１４までの構成と、減衰器２１からレベル調整部２４までの構成とは対称であるため、それぞれの経路における信号遅延は同等である。

遅延素子３１は、入力されるアナログ信号を遅延させて出力する。遅延素子３１における遅延時間は、入力端子ＩＮに入力されるアナログ信号が遅延素子３１と９０度ハイブリッド３３とを経由してミキサ３４へ到達するまでに要する時間と、入力端子ＩＮに入力されるアナログ信号が減衰器１１と乗算回路１２とフィルタ１３とレベル調整部１４とを経由してミキサ３４へ到達するまでに要する時間とが等しくなる時間である。

遅延素子３１において遅延が与えられたアナログ信号は、ベクトル変調器３２へ入力される。ベクトル変調器３２へ入力されたアナログ信号は、９０度ハイブリッド３３へ入力される。９０度ハイブリッド３３は、入力されるアナログ信号を、９０度の位相差を有する２つの第１のアナログ信号と第２のアナログ信号とに分岐する。９０度ハイブリッド３３は、第１のアナログ信号をミキサ３４へ出力し、第２のアナログ信号をミキサ３５へ出力する。

ミキサ３４は、９０度ハイブリッド３３から入力される第１のアナログ信号と、第１の調整信号とを乗算し、乗算により得られた第１の乗算結果を合成器３６へ出力する。ミキサ３４が出力する第１の乗算結果には、アナログ信号（基本波）と、レベル調整部１４、１５によって生成された第１の調整信号に応じた３次の非線形成分を含む信号とが含まれる。ミキサ３５は、９０度ハイブリッド３３から入力される第２のアナログ信号と、第２調整信号とを乗算し、乗算により得られた第２の乗算結果を合成器３６へ出力する。ミキサ３５が出力する第２の乗算結果には、アナログ信号（基本波）と、レベル調整部２４、２５によって生成された第２の調整信号に応じた３逓倍の信号とが含まれる。合成器３６は、第１乗算結果と第２の乗算結果とを合成する。合成器３６は、合成して得られた信号を出力信号として出力端子ＯＵＴから外部へ出力する。

レベル調整部１４、１５、２４、２５におけるレベル調整により、プリディストーション回路１の３次の非線形項の係数b3を、式（４）を満たす値とすることにより、３次の項により生じるひずみを抑圧することができる。

プリディストーション回路１は、ベクトル変調器３２を用いることにより、後段の増幅器におけるＡＭ−ＡＭひずみの抑圧に加えて、ＡＭ−ＰＭひずみも抑圧することができる。この点について図２を用いて説明する。図２は、プリディストーション回路１の動作を示す図である。入力されるアナログ信号のレベルが十分に低いときは、乗算回路１２、２２から出力される２次の非線形信号のレベルは無視できるほど低く、第１及び第２の調整信号はレベル調整部１５、２５から出力される定電圧により定まる。このとき、ベクトル変調器３２から出力される出力信号の振幅及び位相は、レベル調整部１５、２５の定電圧により制御される。図２において、レベル調整部１５、２５で定められるアナログ信号の基本波の信号は、ベクトルＡで示される。

入力されるアナログ信号のレベルが増加すると、乗算回路１２、２２から出力される２次の非線形信号のレベルが十分に高くなり、後段の増幅器の３次のひずみを抑圧するための信号がベクトル変調器３２の出力に発生する。図２において、この３次のひずみを抑圧するための信号は、ベクトルＢで示される。入力されるアナログ信号のレベルが高いときは、ベクトル変調器３２の出力は、ベクトルＡとベクトルＢとを合成したベクトルＣで表される。図２（Ａ）で示す例では、アナログ信号のレベルが高い場合のベクトル変調器３２の出力は、アナログ信号のレベルが低いときのベクトルＡと比較すると、振幅が伸張され、位相が反時計回りに回転している。

また、入力されるアナログ信号のレベルが高い場合に、ベクトル変調器３２から出力される出力信号の位相を時計回りに回転させたいときは、図２（Ｂ）に示すように、Ｉ軸に対するベクトルＢの角度を、Ｉ軸に対するベクトルＡの角度より小さくするようにレベル調整部１４、２４を制御する。図２（Ｂ）において、ベクトルＡとベクトルＣとを比較すると、アナログ信号のレベルが高くなると、出力信号の振幅が伸張されることは図２（Ａ）と同様であるが、出力信号の位相が図２（Ａ）と逆向きの時計回りとなっている。

このように、プリディストーション回路１の後段に設けられる増幅器の特性、特に３次の項（３逓倍の信号）に関する特性に対する逆特性を、プリディストーション回路１においてアナログ信号に与えることにより、増幅器の出力における線形特性を改善させることができる。

図３は、プリディストーション回路１による特性の改善を示すグラフである。図３に示すグラフにおいて、縦軸は利得を示し、横軸は入力されるアナログ信号のレベルを示す。ここでは、入力するアナログ信号vin=1で０ｄＢとしている。また、a3=-0.109とすることにより、プリディストーション回路１を使用しない場合（ＰＤなし）に、入力レベル０ｄＢが１ｄＢコンプレッション点に対応するようにしている。図３に示すように、プリディストーション回路１を使用する場合（ＰＤあり）は、利得のコンプレッションが遅れ、プリディストーション回路１を使用しない場合（ＰＤなし）に比べ、線形特性が改善していることが分かる。

次に、増幅器に２波の成分を含む２波信号を入力したときの特性について説明する。この場合、増幅器の出力に発生するひずみ成分には、信号（ＩＭ１）の周波数から離れるに応じてＩＭ３、ＩＭ５などと呼ばれる成分が含まれる。ＩＭ３の成分は、式（３）におけるvinの３乗の項だけでなく、５乗、７乗、９乗、…の項からも発生するが、３乗の項を打ち消すことにより、線形特性を大幅に改善することができる。

以下、プリディストーション回路１に、２波信号を入力したときの動作について説明する。プリディストーション回路１の入力vinを式（５）で表す。なお、式（５）における、ωはＲＦ角周波数であり、２×Δωは２波の離調周波数である。
vin=V×(cos((ω-Δω)t)＋cos((ω＋Δω)t)
=2×V×cos(Δωt)×cos(ωt)
=V(Δωt)×cos(ωt) ・・・（５）

プリディストーション回路１を使用しない場合の増幅器の入出力特性は、式（６）で表される。
Vout=V(Δωt)×cos(ωt)＋a3×V(Δωt)^3×cos(ωt)^3
=V(Δωt)×cos(ωt)＋a3×1/4×V(Δωt)^3×(3×cos(ωt)＋cos(3ωt))
=(V(Δωt)＋a3×3/4×V(Δωt)^3)×cos(ωt)
＋a3×1/4×V(Δωt)^3×cos(3ωt) ・・・（６）

式（６）において、（cos(ωt))の項は基本波の成分を表し、(cos(3ωt)の項は３倍波の成分を表している。ここで、V(Δωt)=2V(cos(Δωt))により、基本波の成分は式（７）のようにＩＭ１成分とＩＭ３成分とに分けられる。
Vout(基本波)
=(2×V×cos(Δωt)＋a3×3/4×8×V^3×cos(Δωt)^3)×cos(ωt)
=(2×V×cos(Δωt)＋a3×6×V^3×(3/4×cos(Δωt)＋1/4×a3×cos(3Δωt))×cos(ωt)
=(2×V＋a3×9/2×V^3)×cos(Δωt)×cos(ωt)
＋(a3×3/2×V^3)×cos(3Δωt) ×cos(ωt) ・・・（７）

式（７）において、（cos（Δωt））を含む項がＩＭ１成分であり、(cos(3Δωt))を含む項がＩＭ３成分である。式（７）より、以下の式群（８）が得られる。
IM1(low) =(V＋9/4×a3×V^3)×cos(ωt− Δωt)
IM1(high)=(V＋9/4×a3×V^3)×cos(ωt＋ Δωt)
IM3(low) =(3/4×a3×V^3) ×cos(ωt−3Δωt) ・・・（８）
IM3(high)=(3/4×a3×V^3) ×cos(ωt＋3Δωt)

プリディストーション回路１がある場合の入出力特性は、以下のように表せる。
Vout=V(Δωt)(cos(ωt))
＋(b3＋a3)×V(Δωt)^3×cos(ωt)^3
＋3×a3×b3×V(Δωt)^5×cos(ωt)^5
＋3×a3×b3^2×V(Δωt)^7×cos(ωt)^7
＋a3×b3^3×V(Δωt)^9×cos(ωt)^9
= V(Δωt)×cos(ωt)
＋(b3＋a3)×V(Δωt)^3×1/4×(3×cos(ωt)＋cos(3ωt))
＋3×a3×b3×V(Δωt)^5×1/16×(10×cos(ωt)＋5×cos(3ωt)＋cos(5ωt))
＋3×a3×b3^2×V(Δωt)^7×1/64×(35×cos(ωt)＋21×cos(3ωt)＋7×cos(5ωt)＋cos(7ωt))
＋a3×b3^3×V(Δωt)^9×1/256×(126×cos(ωt)＋84×cos(3ωt)＋36×cos(5ωt)＋9×cos(7ωt)
＋cos(9ωt)) ・・・（９）

基本波成分は、式（１０）で表される。
Vout(基本波)=(V(Δωt)
＋(b3＋a3)×V(Δωt)^3×1/4×3
＋3×a3×b3×V(Δωt)^5×1/16×10
＋3×a3×b3^2×V(Δωt)^7×1/64×35
＋a3×b3^3×V(Δωt)^9×1/256×126)×cos(ωt) ・・・（１０）

同様に、V(Δωt)=2×V×cos(Δωt)より、基本波成分は、下記のようにＩＭ１成分とＩＭ３成分に分けられる。
Vout(基本波)=(2×V×cos(Δωt)
＋8×(b3＋a3)×V^3×1/4×3×1/4×(3×cos(Δωt)＋cos(Δ3ωt))
＋32×3×a3×b3×V^5×1/16×10×1/16×(10×cos(Δωt)＋5×cos(Δ3ωt)＋cos(Δ5ωt))
＋128×3×a3×b3^2×V^7×1/64×35×1/64×(35×cos(Δωt)＋21×cos(Δ3ωt)＋7×cos(Δ5ωt)＋cos(Δ7ωt))
＋512×a3×b3^3×V^9×1/256×126)×1/256×(126×cos(Δωt)＋84×cos(Δ3ωt)＋36×cos(Δ5ωt)＋9cos(Δ7ωt)＋cos(Δ9ωt))×cos(ωt)
・・・（１１）

ここで、ＩＭ１成分とＩＭ３成分とは、式（１２）と式（１３）とで表される。
Vout(基本波)(IM1)=[2×V
＋8×(b3＋a3)×V^3×1/4×3×1/4×3
＋32×3×a3×b3×V^5×1/16×10×1/16×10
＋128×3×a3×b3^2×V^7×1/64×35×1/64×35
＋512×a3×b3^3×V^9×1/256×126×1/256×126]×cos(ωt)×cos(Δωt)
=[2×V
＋9/2×(b3＋a3)×V^3
＋75/2×b3×V^5
＋3675/32×a3×b3^2×V^7
＋3969/32×a3×b3^3×V^9]×cos(ωt)×cos(Δωt) ・・・（１２）

Vout(基本波)(IM3)=[8×(b3＋a3)×V^3×1/4×3×1/4
＋32×3×a3×b3×V^5×1/16×10×1/16×5
＋128×3×a3×b3^2×V^7×1/64×35×1/64×21
＋512×a3×b3^3×V^9×1/256×126×1/256×84]×cos(ωt)×cos(Δ3ωt)
=[3/2×(b3＋a3)×V^3
＋75/4×a3×b3×V^5
＋2205/32×a3×b3^2×V^7
＋1323/16×a3×b3^3×V^9]×cos(ωt)×cos(Δ3ωt) ・・・（１３）

これより、式群（１４）が得られる。
IM1(low) =[V＋9/4×(b3＋a3)×V^3＋75/4×b3×V^5＋3675/64×a3×b3^2×V^7
＋3969/64×a3×b3^3×V^9]×cos(ωt−Δωt)
IM1(high)=[V＋9/4×(b3＋a3)×V^3＋75/4×b3×V^5＋3675/64×a3×b3^2×V^7
＋3969/64×a3×b3^3×V^9]×cos(ωt＋Δωt)
IM3(low) =[3/4×(b3＋a3)×V^3＋75/8×a3×b3×V^5＋2205/64×a3×b3^2×V^7
＋1323/32×a3×b3^3×V^9]×cos(ωt−3Δωt)
IM3(high)=[3/4×(b3＋a3)×V^3＋75/8×a3×b3×V^5＋2205/64×a3×b3^2×V^7
＋1323/32×a3×b3^3×V^9]×cos(ωt＋3Δωt)
・・・（１４）

プリディストーション回路１を使用しない場合の式群（８）、使用した場合の式群（１４）それぞれにおけるＩＭ１とＩＭ３と差をＩＭ３（ｄＢｃ）としてプロットしたグラフを示す。図４は、プリディストーション回路１の有無によるＩＭ３の改善を示すグラフである。図４に示すグラフにおいて、縦軸はＩＭ３（ｄＢｃ）を示し、横軸は入力されるアナログ信号のレベルを示す。図４に示すグラフでは、V=1、a3＝-0.109、b3=0.109としてる。図４のグラフで示すように、プリディストーション回路１を使用する場合には入力レベル−１０ｄＢの点で、ＩＭ３が約１０ｄＢ改善していることが分かる。

第１の実施形態のプリディストーション回路１によれば、３次の項に対する係数を調整するレベル調整部１４、２４と、１次の項（基本波）に対する係数を調整するレベル調整部１５、２５とを独立して制御することができる。これにより、増幅器の線形特性の改善に寄与する３次の項に基づいたひずみの抑圧を独立して行うことができ、設計又は検討に要する時間を削減することができる。また、ベクトル変調器３２を用いることにより、増幅器を通過した際に生じる位相変化を補償することができ、ＡＭ−ＰＭ特性を改善することができる。

また、減衰器１１、２１が設けられていることにより、第１及び第２の調整信号に現れる３次の項を抑圧する成分を制御することが容易となっている。これにより、増幅器の線形特性の改善に寄与する３次の項に基づいたひずみの抑圧を開始する際のアナログ信号のレベルを選択することができ、設計又は検討に要する時間を削減することができる。また、中間周波数帯の信号を扱う場合には、プリディストーション回路１に備えられる各ブロックを、市販されている電子部品を組み合わせて構成することができ、コストの削減を図ることができる。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態におけるプリディストーション回路２の構成例を示すブロック図である。プリディストーション回路２は、第１の実施形態のプリディストーション回路１と同様に、後段に設けられる増幅器のひずみ特性を３次の多項式で近似したひずみ特性に基づいて、ひずみをアナログ信号に与える。プリディストーション回路２は、増幅器において生じるひずみを打ち消すひずみをアナログ信号に事前に与えることにより、増幅器の線形特性を改善させる。

プリディストーション回路２は、入力端子ＩＮと、減衰器１１と、乗算回路１２と、フィルタ１３と、レベル調整部１４、１５、２４、２５と、遅延素子３１と、ベクトル変調器３２と、出力端子ＯＵＴとを備える。プリディストーション回路２は、レベル調整部１４、２４それぞれへ入力される２逓倍の信号を減衰器１１と乗算回路１２とフィルタ１３とで生成している構成が、第１の実施形態のプリディストーション回路１と異なる。２逓倍の信号を生成する構成を共通化することにより回路規模を削減することができる。

（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態におけるプリディストーション回路３の構成例を示すブロック図である。プリディストーション回路３は、後段に設けられる増幅器のひずみ特性を５次の多項式で近似したひずみ特性に基づいて、ひずみをアナログ信号に与える。プリディストーション回路３は、増幅器において生じるひずみを打ち消すひずみをアナログ信号に事前に与えることにより、増幅器の線形特性を改善させる。

プリディストーション回路３は、入力端子ＩＮと、減衰器１１と、乗算回路１２、１６と、フィルタ１３、１７と、レベル調整部１４、１５、１８、２４、２５、２８と、遅延素子３１と、ベクトル変調器３２と、出力端子ＯＵＴとを備える。プリディストーション回路３は、乗算回路１６とフィルタ１７とレベル調整部１８、２８とを備えることが、第２の実施形態のプリディストーション回路２と異なる。

乗算回路１６には、乗算回路１２から出力される２次の非線形信号が３つに分岐され、そのうちの２つの信号が入力される。３つに分岐された２次の非線形信号のうち他の１つはフィルタ１３へ入力される。乗算回路１６は、入力される２つの２次の非線形信号を乗算する。乗算回路１６は、同じ信号を乗算することにより、二乗の演算を行い４逓倍の信号（四乗信号）を算出する。乗算回路１６は、算出した４次の非線形信号をフィルタ１７へ出力する。フィルタ１７は、乗算回路１６から出力される４次の非線形信号に含まれる成分のうちエンベロープ成分を抽出してレベル調整部１８、２８へ出力する。フィルタ１７は、フィルタ１３と同様に、乗算回路１６における２逓倍の信号同士を乗じた際に生じる不要な成分やノイズを除去する。

レベル調整部１８は、フィルタ１７から出力される信号に対してレベル調整を行う。レベル調整部１８におけるレベル調整は、レベル調整部１４におけるレベル調整と同様である。レベル調整部１８から出力される信号は、レベル調整部１４から出力される信号と、レベル調整部１５から出力される定電圧と合成される。合成により得られた第１の調整信号は、ベクトル変調器３２へ入力される。また、レベル調整部２８は、フィルタ１７から出力される信号に対してレベル調整を行う。レベル調整部２８におけるレベル調整も、レベル調整部１４におけるレベル調整と同様である。レベル調整部２８から出力される信号は、レベル調整部２４から出力される信号と、レベル調整部２５から出力される定電圧と合成される。合成により得られた第２の調整信号は、ベクトル変調器３２へ入力される。レベル調整部１８、２８におけるレベル調整は、プリディストーション回路３の後段に設けられる増幅器の特性、特に５次の項の特性に応じて定められる。

プリディストーション回路３によれば、後段に設けられる増幅器において生じるひずみのうち、３次の項と５次の項とから生じるひずみを抑圧するひずみをアナログ信号に事前に与えることができ、増幅器の線形特性を改善させることができる。また、プリディストーション回路３によれば、レベル調整部１８、２８が設けられているので、３次の項に基づいたひずみの抑圧を独立して行うことができ、設計又は検討に要する時間を削減することができる。

なお、プリディストーション回路３において、レベル調整部１４、２４へ入力する２逓倍の信号を生成する構成を、第１の実施形態におけるプリディストーション回路１と同様に、独立に設けてもよい。また、同様に、レベル調整部１８、２８へ入力する４逓倍の信号を生成する構成を独立に設けてもよい。また、プリディストーション回路３において、乗算回路を更に設け、６逓倍の信号や８逓倍の信号を生成し、７次の項や９次の項に起因するゆがみを抑圧する補償を行うようにしてもよい。

（第４の実施形態）
図７は、第４の実施形態における中継装置５０の構成例を示すブロック図である。中継装置５０には、第１の実施形態のプリディストーション回路１が用いられている。中継装置５０は、例えば、受信した無線周波数帯（例えば、６ＧＨｚ帯）の無線信号をデジタル信号に再生せずに増幅して送信する、非再生の中継方式の中継局である。中継装置５０は、受信アンテナ５１と、受信ユニット５２と、プリディストーション回路１と、送信ユニット５５と、送信アンテナ５８とを備える。受信ユニット５２は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）５３と、ダウンコンバータ５４とを備える。送信ユニット５５は、アップコンバータ５６と、パワーアンプ（ＰＡ）５７とを備える。

受信アンテナ５１は、無線信号を受信し、ローノイズアンプ５３へ受信した信号を出力する。ローノイズアンプ５３は、受信アンテナ５１から出力される信号を増幅してダウンコンバータ５４へ出力する。ダウンコンバータ５４は、受信信号に対して周波数変換を施して、中間周波数帯（例えば、１３０ＭＨｚ帯）の信号へ変換する。ダウンコンバータ５４は、変換により得られた中間周波数帯の信号をプリディストーション回路１へ出力する。

プリディストーション回路１は、後段に設けられるパワーアンプ５７において生じるひずみを抑圧して線形特性を改善するひずみを与える補償を、中間周波数帯の信号に対して行う。プリディストーション回路１は、中間周波数帯の信号に対してひずみを与えて得られた補正信号をアップコンバータ５６へ出力する。

アップコンバータ５６は、プリディストーション回路１から出力される補正信号を無線周波数帯の信号へ変換する。アップコンバータ５６は、変換により得られた無線周波数帯の信号をパワーアンプ５７へ出力する。パワーアンプ５７は、アップコンバータ５６から入力される信号を増幅して送信アンテナ５８から送出する。

中継装置５０では、プリディストーション回路１を備えることにより、パワーアンプ５７において生じるひずみを抑圧することにより、増幅器の線形特性を改善させることができる。中継装置５０では、デジタル信号への再生を行う必要がないため、デジタル信号処理に係る回路を設ける必要がないので、費用などの観点において好適である。また、プリディストーション回路１では、レベル調整部１４、１５、２４、２５におけるレベル調を制御することにより、後段に設けられるパワーアンプ５７の変更にも容易に対応することができる。

なお、中継装置５０は、プリディストーション回路１に代えて、第２の実施形態のプリディストーション回路２又は第３の実施形態のプリディストーション回路３を備えてもよい。

（第５の実施形態）
図８は、第５の実施形態における送信システム６０の構成例を示すブロック図である。送信システム６０には、第１の実施形態のプリディストーション回路１が用いられている。送信システム６０は、例えば、放送局のスタジオなどの演奏所で生成された送信信号を、無線周波数帯の信号として送信（放送）するシステムである。送信システム６０は、送信信号生成装置６１と、送信装置６２とを備える。送信信号生成装置６１は、演奏所に設けられ、送信すべき情報（映像情報、音声情報）を含む送信信号を生成する。送信信号生成装置６１は、生成した送信信号を、回線を介して送信装置６２へ送信する。送信信号生成装置６１は、送信装置６２までの伝送における信号の劣化を避けるために、無線周波数帯よりも周波数の低い中間周波数帯（例えば、１３０ＭＨｚ帯）の送信信号を生成し、送信する。

送信装置６２は、プリディストーション回路１と、送信ユニット５５と、送信アンテナ５８とを備える。プリディストーション回路１は、後段に設けられるパワーアンプ５７において生じるひずみを抑圧して線形特性を改善するひずみを与える補償を、送信信号生成装置６１から受信する送信信号に対して行う。プリディストーション回路１は、中間周波数帯の信号に対してひずみを与えて得られた補正信号をアップコンバータ５６へ出力する。

送信システム６０では、プリディストーション回路１を備えることにより、パワーアンプ５７において生じるひずみを抑圧することにより、増幅器の線形特性を改善させることができる。なお、送信システム６０は、プリディストーション回路１に代えて、第２の実施形態のプリディストーション回路２又は第３の実施形態のプリディストーション回路３を備えてもよい。

なお、第１から第５の実施形態において説明したプリディストーション回路において、測定器による出力信号の測定結果に基づいて、各レベル調整部における振幅の調整量（増幅量又は減衰量）を決定する制御部を設けてもよい。この場合、制御部は、任意の入力信号のレベルにおいて、所望の利得が得られるように各レベル調整部の調整量を決定する。このとき、測定器でＩＭ３の成分を測定し、ＩＭ３の成分が最小となるように各レベル調整部の調整量を決定してもよい。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、アナログ信号を２乗した２次の非線形信号に基づいた第１及び第２の調整信号を取得するレベル調整部１４、２４と、アナログ信号を第１及び第２の調整信号で変調するベクトル変調器３２とを持つことにより、増幅器のひずみを３次の多項式で近似したひずみ特性を抑圧するひずみをアナログ信号に与えることができる。レベル調整部１４、２４におけるレベル調整は、３次の項に対して独立に行えることができるので、プリディストーション回路の計又は検討に要する時間を削減することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１，２，３…プリディストーション回路、１１，２１…減衰器、１２，１６，２２…乗算回路、１３，１７，２３…フィルタ、１４，１５，１８，２４，２５，２８…レベル調整部、３１…遅延素子、３２…ベクトル変調器、３３…９０度ハイブリッド、３４，３５…ミキサ、３６…合成器、５０…中継装置、５１…受信アンテナ、５２…受信ユニット、５３…ローノイズアンプ、５４…ダウンコンバータ、５５…送信ユニット、５６…アップコンバータ、５７…パワーアンプ、５８…送信アンテナ、６０…送信システム、６１…送信信号生成装置、６２…送信装置、ＩＮ…入力端子、ＯＵＴ…出力端子

Claims (6)

1. 入力されるアナログ信号を二乗した第１の二乗信号を算出する第１の乗算部と、
   レベル調整を行うことにより前記第１の二乗信号から第１の調整信号を取得する第１のレベル調整部と、
   レベル調整を行うことにより前記第１の二乗信号から第２の調整信号を取得する第２のレベル調整部と、
   前記アナログ信号から９０度の位相差を有する第１のアナログ信号と第２のアナログ信号を生成し、前記第１の調整信号と前記第１のアナログ信号との第１の乗算結果と、前記第２の調整信号と前記第２のアナログ信号との第２の乗算結果とを合成し、合成により得られた出力信号を出力するベクトル変調部と、
   を備えるプリディストーション回路。
2. 前記アナログ信号を減衰させた第１の減衰信号を出力する第１の減衰部、
   を更に備え、
   前記第１の乗算部は、
   前記第１の減衰信号を二乗することで前記第１の二乗信号を算出する、
   請求項１に記載のプリディストーション回路。
3. 定電圧の第３の調整信号を出力する第３のレベル調整部と、
   定電圧の第４の調整信号を出力する第４のレベル調整部と、
   を更に備え、
   前記ベクトル変調部は、
   前記第１の調整信号と前記第３の調整信号とを合成して得られた信号を前記第１のアナログ信号に乗算し、
   前記第２の調整信号と前記第４の調整信号とを合成して得られた信号を前記第２のアナログ信号に乗算する、
   請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載のプリディストーション回路。
4. 前記第１の二乗信号を二乗することで第１の四乗信号を算出する第３の乗算部と、
   レベル調整を行うことにより前記第１の四乗信号から第５の調整信号を取得する第５のレベル調整部と、
   レベル調整を行うことにより前記第１の四乗信号から第６の調整信号を取得する第６のレベル調整部と、
   を更に備え、
   前記ベクトル変調部は、
   前記第１の調整信号と前記第３の調整信号と前記第５の調整信号とを合成して得られた信号を前記第１のアナログ信号に乗算し、
   前記第２の調整信号と前記第４の調整信号と前記第６の調整信号とを合成して得られた信号を前記第２のアナログ信号に乗算する、
   請求項３に記載のプリディストーション回路。
5. 前記アナログ信号を減衰させた第２の減衰信号を出力する第２の減衰部と、
   前記第２の減衰信号を二乗することで第２の二乗信号を算出する第２の乗算部と、
   を更に備え、
   前記第２のレベル調整部は、
   レベル調整を行うことにより前記第２の二乗信号から前記第２の調整信号を取得する、
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のプリディストーション回路。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のプリディストーション回路と、
   送信すべき情報を含む中間周波数帯のアナログ信号を前記プリディストーション回路へ出力する送信信号生成部と、
   前記プリディストーション回路から出力される前記出力信号を無線周波数帯へ周波数変換して無線信号を出力するアップコンバータと、
   前記無線信号を増幅してアンテナから送出する増幅器と、
   を備え、
   前記第１のレベル調整部と前記第２のレベル調整部とは、前記増幅器の特性に基づいたレベル調整を行う、
   通信装置。

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