JP4538268B2 - デジタル式電力計 - Google Patents

Description

本発明はデジタル式電力計に関し、さらに詳しく言えば、アナログ入力波形の周波数変動による実効値演算誤差を極力小さな値に抑える技術に関するものである。

デジタル式電力計においては、被測定電源系（多くの場合、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源）からＰＴ（変圧器）やＣＴ（変流器）それにアンプなどを介して入力される電圧Ｖと電流ＩとをＡ／Ｄ変換器にてデジタルデータに変換して、その波形データ（瞬時波形データ）をフラッシュＲＯＭやＤＲＡＭなどのメモリに格納する。

ＣＰＵ（制御手段）はメモリからデータを読み出して実効値演算を行い、電圧Ｖ，電流Ｉ，電力Ｗの実効値を求める。求められた実効値はデータ出力装置（表示手段や通信手段）に出力される。波形データをｄｓ，データ数をＭとすると、実効値Ｒの演算式は次式（３）で表される。また、電力の実効値Ｗはｖとｉをそれぞれ電圧と電流の波形データとして次式（４）で表される。

Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期（サンプリングのタイミング）はＣＰＵによって制御されるが、サンプリング定理により被測定周波数の２倍以上のサンプリング周波数でサンプリングする必要がある。

サンプリング周波数が高いほど、また、サンプリング期間が長いほど実効値が精度よく求められるが、そうするとサンプリングされたデータを蓄えるには大容量のメモリが必要となるばかりでなく、その演算にもかなりの時間がかかることになる。

そこで、図４の動作時間軸チャートに示すように、電力測定を適当な時間を１測定周期としてこれを連続的に繰り返して実行することが行われている。すなわち、１測定周期内には前半側のサンプリング期間と後半側の演算期間とが含まれ、前半側のサンプリング期間内でＡ／Ｄ変換およびメモリへの格納を行い、後半側の演算期間で実効値演算を行って表示値をその都度更新するようにしている。

例えば繰り返しの測定周期が１秒であるとして、その前半の４００ミリ秒をサンプリング期間に割り当て残りの６００ミリ秒を演算期間として、その演算結果を１秒の代表値としたとしても、急激な変動がそれほど起こらない商用電源の測定では特に差し支えとはならない。

５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源を測定対象とする場合、通常、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数は１〜２ｋＨｚ程度までの帯域の成分の測定までもできるように５ｋＨｚ程度に設定されることが多く、その場合には波形データの個数ＭはＭ＝４００ミリ秒／５ｋＨｚ＝２０００個となる。

ところで、商用電源のように周期性のある波形では図５（ａ）に示すように、入力波形ＩＷの半周期の整数倍で実効値を演算する必要があるが、従来のデジタル式電力計においてはＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期が一定（固定）とされているため、図５（ｂ）に示すように入力波形ＩＷの周波数が変動した場合には、正確なデータが得られないことになり、これが誤差として実効値に含まれ測定値がふらつくことになる。

この問題を回避する方法の一つとして、特許文献１に記載されているように瞬時データを入力波形の周波数に応じて所定回数積和算する方法がある。

特開平５−１７２８５９号公報

しかしながら、上記の方法によると入力波形の周波数に応じてデータのサンプリング量が変動するため、それを見越して容量が大きめのメモリを用意する必要がある。一例として、被測定電源の周波数が５０Ｈｚの場合でＭ個のデータを２０波（４００ミリ秒間）にわたってサンプリングするように設定したとき、そのサンプリング周期は４００ミリ秒／Ｍとなる。

このようにサンプリング周期が設定された状態で、極端な例として被測定電源の周波数が５０Ｈｚ→４０Ｈｚに変動したと仮定すると、この場合の２０波は５００ミリ秒に相当するためデータのサンプリング量はＭ個の５／４倍となる。したがって、メモリも５／４倍の容量を確保しておく必要があるが、実際には商用電源は５０Ｈｚ／６０Ｈｚにほぼ固定されているため余裕メモリ分が無駄になる場合が多い。

なお、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路を用いて入力波形の基本周波数に同期したデジタルサンプリングを行うＰＬＬ同期方式の電力計もあるが、ＰＬＬ回路は高価であるためコスト的に好ましくない。また、同期がとれるまでの応答速度が問題になることもある。

また、このハード的なＰＬＬ回路においては、急激な例えば電圧降下によりＰＬＬがかからない状態（アンロック状態）に陥った場合、ＰＬＬ回路がアンロック状態であると認識するまでに数秒かかるため、その間サンプリングができず測定が停止してしまうことがある。

したがって、本発明が解決しようとする課題は、ＰＬＬ回路などを用いずにサンプリング周期を一定（固定）とし、アナログ入力波形の周波数が変動としたとしてもソフト的にその誤差分を極力小さな値に抑えるようにすることにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、被測定電源系から入力される電圧，電流の各入力信号を所定のサンプリング期間にわたってデジタルの波形データに変換するＡ／Ｄ変換器と、上記波形データを演算処理して所定パラメータの実効値を算出する制御手段とを備えているデジタル式電力計において、上記制御手段は、上記波形データに基づいて所定パラメータの実効値を演算するにあたって、上記サンプリング期間内に上記Ａ／Ｄ変換器から得られる上記波形データのうち、サンプリング開始後の所定時間内に得られる所定個数の第１波形データ群とサンプリング終了前の所定時間内に得られる第２波形データ群の少なくともいずれか一方の波形データ群に含まれる各波形データに係数１未満の重み付けを行い、算出された上記実効値に上記係数１未満の重み付けによる実効値減少分を補正する所定の補正係数を乗算することを特徴としている。

その好ましい具体的な態様として、請求項２に記載の発明は、上記制御手段は上記サンプリング期間内に上記Ａ／Ｄ変換器から得られる上記波形データの総個数をＭ，上記波形データの時系列に沿った個々のデータをｓ（ｓ＝１〜Ｍ），上記波形データに対する重み付け係数をｗ（ｓ），重み付け係数の初期値をｗ０（ただし０＜ｗ０＜１），上記波形データ群に含まれるデータの個数をＬとして、上記第１波形データ群に含まれる１〜Ｌの範囲内の各波形データについては次式（１）
ｗ（ｓ）＝ｗ０＋｛（１−ｗ０）×（ｓ−１）／Ｌ｝…式（１）
による重み付け係数をｗ（ｓ）を採用し、上記第２波形データ群に含まれる（Ｍ−Ｌ＋１）〜Ｍの範囲内の各波形データについては次式（２）
ｗ（ｓ）＝ｗ０＋｛（１−ｗ０）×（Ｍ−ｓ）／Ｌ｝…式（２）
による重み付け係数をｗ（ｓ）を採用することを特徴としている。

なお、上記波形データ群に含まれるデータ個数Ｌは、上記入力信号の１／４波以内から得られる個数であれば本発明の重み付けによる効果が十分得られる。

Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期を一定として電流および電圧のアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換してデシタルの波形データを得る場合、アナログ入力信号の周波数変動に起因するサンプリング周期とのずれによる誤差はサンプリング開始時とサンプリング終了時に起こりやすいが、本発明によれば、サンプリング開始時および／またはサンプリング終了時に得られる波形データに係数１未満の重み付けを行うことにより、その誤差による悪影響（例えば測定値のふらつき）を最小限に止めることができる。

また、サンプリング開始後の第１波形データ群には上記式（１）の初期値ｗ０から１に向けてリニアに漸増する重み付け係数ｗ（ｓ）を適用し、サンプリング終了前の第２波形データ群には上記式（２）の１から初期値ｗ０に向けてリニアに漸減する重み付け係数ｗ（ｓ）を適用することにより誤差分を抑えつつ測定精度をより高めることができる。

次に、図１の回路ブロック図を参照して本発明の実施形態について説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。なお、図２，図３は本発明を説明するための波形図である。

図１に示すように、このデジタル式電力計１０は、被測定電源系ＰＬからその電圧Ｖ，電流Ｉの各アナログ信号を測定器本体１０ａ内に取り込む入力部２１を備えている。図示しないが、入力部２１にはＰＴ（変圧器）やＣＴ（変流器）それにアンプなどが含まれており、通常、電圧入力部と電流入力部は各入力チャンネルごとに分かれているが、ここではそれらを含めて一つの入力部２１として示す。

測定器本体１０ａ内には入力部２１から入力されるアナログ信号（電圧Ｖ，電流Ｉ）をデジタルの波形データ（瞬時波形データ）に変換するＡ／Ｄ変換器１１，Ａ／Ｄ変換器１１にサンプリングタイミング信号（サンプリング周期）を与えるタイマ１２，ＣＰＵ（中央演算処理手段）１３および記憶部１４がそれぞれバス配線で接続された状態で含まれている。記憶部１４にはＣＰＵの動作プログラムが格納されているＲＯＭと演算結果などを記憶する作業用のＲＡＭ（ワークＲＡＭ）とが設けられている。

測定器本体１０ａはワンチップマイコンから構成されてよいが、この例において、測定器本体１０ａにはＡ／Ｄ変換された波形データを記憶するメモリ２２，データ出力装置２３および操作部２４が外付け装置として接続されている。

メモリ２２にはフラッシュＲＯＭやＤＲＡＭなどが用いられるが、ＣＰＵ１３が高性能でリアルタイム（サンプリング周期内）で上記式（３），（４）に示した実効値演算を処理可能であればメモリ２２は特に必要とされない。データ出力装置２３には表示器や外部機器にデータを送信する通信手段が用いられてよい。

操作部２４からＣＰＵ１３に対して測定項目，レンジ，トリガなどの種々の測定条件が設定されるが、この例においても先の図４の動作時間軸チャートに示したように、１測定周期が連続して繰り返され、その１測定周期の前半側はサンプリング期間で後半側は演算期間に割り当てられているとして、このデジタル式電力計１０の動作の一例を説明する。

本発明において、基本的にタイマ１２からＡ／Ｄ変換器１１に与えられるサンプリング周期は一定であるが、その一定という意味は測定中は不変ということであり、各電力測定ごとに例えば求められる測定精度に応じてサンプリング周期は任意に変えられてよい。一例として、高精度測定が求められる場合にはデータ数を多くするためサンプリング周期はより短くされるであろう。

測定に入る前にＣＰＵ１３に対してサンプリング期間内で取り込むべき波形データの個数と、同じくサンプリング期間内で取り込むべき入力信号の半周期の個数とが設定される。この個数設定はメーカー側で上記記憶部１４のＲＯＭに書き込むことにより行われてもよいし、ユーザー側で例えば操作部２４から設定するようにしてもよい。

図２を併せて参照して、測定が開始されると入力部２１からの入力信号（被測定電源系ＰＬの電圧Ｖ，電流Ｉのアナログ信号）ＩＷがＡ／Ｄ変換器１１により所定のサンプリング周期で波形データにＡ／Ｄ変換されるが、サンプリング周期が一定であるため入力信号ＩＷの周波数が変動している場合にはサンプリング周期と入力信号ＩＷとの間で時間的なずれが生ずることがある。

例えば、ＣＰＵ１３に対して入力信号ＩＷの半周期内に１００個の波形データを取り込むように設定されているとしても、サンプリング周期と入力信号（入力波形）ＩＷとの時間的なずれにより正確に１００個の波形データが取り込めず、そのデータ個数が１００±β（βは不定値）となることがありこれが誤差原因となる。この現象は図２に示すように、往々にしてサンプリング開始後の所定期間Ｔｓとサンプリング終了前の所定期間Ｔｅとにおいて生じやすいことが経験的に知られている。

そこで、本発明においては、その好ましい態様としてサンプリング開始後の所定期間Ｔｓ中に得られる波形データ（請求項１に記載の第１波形データ群）とサンプリング終了前の所定期間Ｔｅ中に得られる波形データ（請求項１に記載の第２波形データ群）のいずれに対しても重み付けを行うようにしている。

そのため、本発明においてＣＰＵ１３は次式（５）にしたがって実効値Ｒを演算する。

上記式（５）において、ｄｓは電圧Ｖもしくは電流Ｉの波形データ，Ｍはサンプリング期間内にＡ／Ｄ変換器１１から得られる波形データの総個数，ｓは波形データの時系列に沿った個々のデータ１〜Ｍ，ｗ（ｓ）は波形データの振幅値に対する重み付け係数，αは重み付けによる実効値減少分を補正する補正係数で例えば幾度かのテストを経て決められる。

図３を参照して、サンプリング開始後の所定期間Ｔｓ中に得られる波形データの個数およびサンプリング終了前の所定期間Ｔｅ中に得られる波形データの個数をそれぞれＬとすると、サンプリング開始側の１〜Ｌの範囲内の各波形データについては次式（１）による重み付け係数ｗ（ｓ）が適用され、サンプリング終了側の（Ｍ−Ｌ＋１）〜Ｍの範囲内の各波形データについては次式（２）による重み付け係数ｗ（ｓ）が適用される。また、（Ｌ＋１）〜（Ｍ−Ｌ）の範囲内の各波形データについては重み付け係数ｗ（ｓ）が「１」とされる。

ｗ（ｓ）＝ｗ０＋｛（１−ｗ０）×（ｓ−１）／Ｌ｝…式（１）
ｗ（ｓ）＝ｗ０＋｛（１−ｗ０）×（Ｍ−ｓ）／Ｌ｝…式（２）
式（１），式（２）中のｗ０は重み付け係数の初期値で０＜ｗ０＜１の範囲内で適宜設定されてよい。

分かりやすい例を挙げて具体的に説明すると、１サンプリング期間内で取り込む入力波形の波形数を１０波とし、その１波あたり１００個の波形データをサンプリングするとする。すなわち、Ｍ＝１０００個とする。このうち、サンプリング開始後のＬの個数を２５個，サンプリング終了前のＬの個数を２５個とする。また、重み付け係数の初期値ｗ０を０．５とする。なお、Ｌの個数は入力波形の１／４波以内から得られる個数であることが好ましいが、サンプリング開始後の個数Ｌとサンプリング終了前の個数Ｌを必ずしも同数とする必要はない。

ＣＰＵ１３はｓ＝１〜２５までの波形データについて上記式（１）による重み付け係数ｗ（ｓ）を乗算する。実際に数値をあてはめるとｓ＝１の波形データには、
ｗ（１）＝０．５＋｛（１−０．５）×（１−１）／２５｝
なる重み付け係数を適用し、ｓ＝２５の波形データには、
ｗ（２５）＝０．５＋｛（１−０．５）×（２５−１）／２５｝
なる重み付け係数を適用する。このように、重み付け係数ｗ（１）〜ｗ（２５）は０．５→１に向けて漸増する。式（１）による重み付け係数の傾きを図２に模式的に示す。

次に、ＣＰＵ１３はｓ＝２６〜９７５までの波形データについては「１」なる重み付け係数ｗ（ｓ）を適用する。すなわち、重み付け係数ｗ（２６）〜ｗ（９７５）はすべて「１」とする。

次に、ＣＰＵ１３はｓ＝９７６〜１０００までの波形データについては上記式（２）による重み付け係数ｗ（ｓ）を乗算する。実際に数値をあてはめるとｓ＝９７６の波形データには、
ｗ（９７６）＝０．５＋｛（１−０．５）×（１０００−９７６）／２５｝
なる重み付け係数を適用し、ｓ＝１０００の波形データには、
ｗ（１０００）＝０．５＋｛（１−０．５）×（１０００−１０００）／２５｝
なる重み付け係数を適用する。このように、重み付け係数ｗ（９７６）〜ｗ（１０００）は１→０．５に向けて漸減する。この式（２）による重み付け係数の傾きを図２に模式的に示す。

このように、サンプリング開始後およびサンプリング終了前の所定個数の波形データについて１未満の重み付け係数を乗算して実効値を演算することにより、ＰＬＬ回路などを用いることなくソフト的処理により入力信号ＩＷの周波数変動による誤差を少なくすることができる。ちなみに、すべての波形データに重み付け係数を付けない場合における誤差は０．４％程度であったのに対して、本発明例によれば誤差を０．２％以内に抑えることができた。

なお、上記の例では上記式（５）に示すように重み付け係数ｗ（ｓ）を波形データｄｓに乗算するようにしているが、これとは別に例えば波形データｄｓから重み付け係数ｗ（ｓ）を加算もしくは減算するようにしてもよい。

また、１測定周期の前半側をサンプリング期間，後半側を演算期間としているが、ＣＰＵ１３が高性能でリアルタイム（サンプリング周期内）で実効値演算を処理可能であればメモリ２２に波形データを蓄える必要はない。

また、上記式（５）は電圧Ｖもしくは電流Ｉの実効値Ｒを算出する式であるが、電力の実効値Ｗを求める場合には上記式（４）の波形データｖ，ｉに重み付け係数ｗ（ｓ）を適用すればよい。また、上記の例ではサンプリング開始後およびサンプリング終了前の所定個数の波形データについて重み付け処理を行っているが、そのいずれか一方の波形データについてのみ重み付け処理を施す態様も本発明に含まれる。

本発明によるデジタル式電力計の一例を示す回路ブロック図。 本発明の動作を説明するための入力波形とサンプリング周期との関係を示す波形図。 上記波形の要部拡大図。 １測定周期の動作時間軸フローチャート。 従来例での問題点を説明するための入力波形とサンプリング周期との関係を示す波形図。

符号の説明

１０ デジタル式電力計
１０ａ 測定器本体
１１ Ａ／Ｄ変換器
１２ タイマ
１３ ＣＰＵ
１４ 記憶部
２１ 入力部
２２ サンプリングデータ用メモリ
２３ データ出力装置
２４ 操作部

Claims (2)

1. 被測定電源系から入力される電圧，電流の各入力信号を所定のサンプリング期間にわたってデジタルの波形データに変換するＡ／Ｄ変換器と、上記波形データを演算処理して所定パラメータの実効値を算出する制御手段とを備えているデジタル式電力計において、
   上記制御手段は、上記波形データに基づいて所定パラメータの実効値を演算するにあたって、上記サンプリング期間内に上記Ａ／Ｄ変換器から得られる上記波形データのうち、サンプリング開始後の所定時間内に得られる所定個数の第１波形データ群とサンプリング終了前の所定時間内に得られる第２波形データ群の少なくともいずれか一方の波形データ群に含まれる各波形データに係数１未満の重み付けを行い、算出された上記実効値に上記係数１未満の重み付けによる実効値減少分を補正する所定の補正係数を乗算することを特徴とするデジタル式電力計。
2. 上記制御手段は上記サンプリング期間内に上記Ａ／Ｄ変換器から得られる上記波形データの総個数をＭ，上記波形データの時系列に沿った個々のデータをｓ（ｓ＝１〜Ｍ），上記波形データに対する重み付け係数をｗ（ｓ），重み付け係数の初期値をｗ０（ただし０＜ｗ０＜１），上記波形データ群に含まれるデータの個数をＬとして、
   上記第１波形データ群に含まれる１〜Ｌの範囲内の各波形データについては次式（１）
   ｗ（ｓ）＝ｗ０＋｛（１−ｗ０）×（ｓ−１）／Ｌ｝…式（１）
   による重み付け係数をｗ（ｓ）を採用し、
   上記第２波形データ群に含まれる（Ｍ−Ｌ＋１）〜Ｍの範囲内の各波形データについては次式（２）
   ｗ（ｓ）＝ｗ０＋｛（１−ｗ０）×（Ｍ−ｓ）／Ｌ｝…式（２）
   による重み付け係数をｗ（ｓ）を採用することを特徴とする請求項１に記載のデジタル式電力計。

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