JP4517438B2 - 自吸式ポンプ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エアコン，給湯機等の家電機器等に使用され、ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置は、モータの駆動電源として、コストを考え、交流電源とくに商用電源を直接全波整流し、コンデンサにより電圧を平滑する簡単な電源構成としていた。そのため商用電源の電圧変動が、直接直流電源電圧の変動を招くと共に、平滑コンデンサが有限値の為、商用電源周波数５０／６０Ｈｚに対応して、１００／１２０Ｈｚの電圧リップルをもった電源となっていた。
【０００３】
従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置について、以下図面を参照しながら説明する。
【０００４】
図１１は従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図である。
【０００５】
図１１において、１０１はＵ相，Ｖ相，Ｗ相のモータ駆動コイル１０１ａ及び回転子１０１ｂを有するブラシレスモータ、１０２は回転子１０１ｂの磁極位置検出を行うホール素子等からなる位置検出手段、１０３は位置検出手段１０２により検出した信号により転流するタイミングを演算し出力する通電切替え回路、１０４は第１のスイッチング素子群１０４ａ及び第２のスイッチング素子群１０４ｂを有し通電切換え回路１０３から出力される信号によりブラシレスモータ１０１を駆動する出力手段、１０５は出力手段１０４に電力を供給する直流電源、１０６はポンプを備えた機器からの能力信号であるＰＷＭ指令値、１０７はＰＷＭ信号を生成するための三角波用クロック信号１０８を発生するクロック発生回路、１０９は三角波用クロック信号１０８及びＰＷＭ指令値１０６が入力されＰＷＭ指令値１０６に対し線形関係でＰＷＭのデュテイを変えＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ信号発生回路である。通電切替え回路１０３は、該ＰＷＭ信号を、第１のスイッチング素子群１０４ａ又は第２のスイッチング素子群１０４ｂのどちらかに出力する信号に重畳して出力する。これにより出力手段１０４の第１のスイッチング素子群１０４ａ又は第２のスイッチング素子群１０４ｂは該ＰＷＭ信号に合わせチョッピングされながらＯＮ／ＯＦＦする。これによりブラシレスモータ１０１のモータ駆動コイル１０１ａに流れる電流が制御され、ポンプの回転羽根を駆動させるブラシレスモータ１０１の能力を可変させることができるので、ポンプ性能も可変させることができる。
【０００６】
図１２は直流電源の一例を示す回路図である。
【０００７】
図１２において、２０１は５０／６０Ｈｚの商用電源、２０２は商用電源２０１の交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ、２０３は全波整流された電圧を平滑するコンデンサである。２０４は位置検出手段１０２や通電切替え回路１０３の制御用の電圧を発生するためのレギュレータ機能をもった電源用ＩＣである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置では、以下のような課題を有していた。
【０００９】
（１）商用電源の電圧変動から直接発生する直流電源の電圧変動のため、ポンプ等の機器としての能力を電圧変動の中間値で保証すると電圧変動の下限値でポンプ等の機器の性能が大きくダウンするという課題を有していた。
【００１０】
（２）電圧変動の下限値でポンプ等の機器の性能を保証すると電圧変動の上限値で消費電力が上昇し、温度上昇等の品質上の課題を有していた。
【００１１】
（３）通常機器に組込まれるポンプは、ポンプの定格点である流量以上の流量は不必要となるが、ポンプが遠心ポンプの場合流量が大きくなる程、消費電力が増大する為、温度上昇等の品質上の課題を有していた。
【００１２】
（４）平滑用のコンデンサが有限の容量の為電圧のリップル分が発生し、瞬間の電圧ごとでモータ性能が変化してしまい、電圧リップルの周波数（商用電源で５０／６０Ｈｚに対し、全波整流の場合は１００／１２０Ｈｚ，半波整流の場合は５０／６０Ｈｚ）でポンプ等の機器の振動が発生するという課題を有していた。
【００１３】
（５）電圧変動を発生しない電源とするには、電源のコストが上がるという課題を有していた。
【００１４】
本発明は、ＤＣブラシレスモータの消費電力の低減及び振動の低減をすることができるとともにポンプ振動を低減することができ自吸時間のみ回転数を上げ自吸性能を上げることができる自吸式ポンプを提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプであって、当該駆動制御装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記複数相のモータ駆動コイルに給電し交流電源を整流する整流平滑回路を備えた直流電源と、前記複数相のモータ駆動コイルと一方の給電線路である前記直流電源の＋側との間に配設された第１のスイッチング素子群と、前記複数相のモータ駆動コイルと他方の給電線路である前記直流電源の−側との間に配設された第２のスイッチング素子群と、モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、電圧変動する前記直流電源の電圧値を検出し出力する電源電圧検出回路と、ＰＷＭのパルス幅を決定するＰＷＭ指令値を前記電源電圧検出回路の出力信号に応じて演算し新ＰＷＭ指令値として出力する電圧変動対応制御部と、前記新ＰＷＭ指令値に応じたパルス幅の前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出する電流検出回路と、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力する通電切替え回路と、前記電流検出回路の出力信号値が所定の設定値Ａを超えると前記ＰＷＭ制御信号を次の立ち上がりまでＯＦＦにして新ＰＷＭ制御信号として出力する過電流制御部とを備え、前記通電切替え回路が、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記新ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力してなり、前記電圧変動対応制御部が、前記電源電圧検出回路の出力Ｃが前記直流電源の電圧の下限値Ｂより大きい場合、前記ＰＷＭ指令値にＢ／Ｃを乗じて前記新ＰＷＭ指令値とし、前記電流検出回路が、前記直流電源と同一線路に配設された抵抗の両端に発生した電圧から前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出し、前記電圧変動対応制御部が、設定値Ｔが設定されたタイマを備え、前記設定値Ｔの期間はＰＷＭのパルス幅のデュティを１００％とすることを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明は、ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプであって、当該駆動制御装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記複数相のモータ駆動コイルに給電し交流電源を整流する整流平滑回路を備えた直流電源と、前記複数相のモータ駆動コイルと一方の給電線路である前記直流電源の＋側との間に配設された第１のスイッチング素子群と、前記複数相のモータ駆動コイルと他方の給電線路である前記直流電源の−側との間に配設された第２のスイッチング素子群と、モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、電圧変動する前記直流電源の電圧値を検出し出力する電源電圧検出回路と、ＰＷＭのパルス幅を決定するＰＷＭ指令値を前記電源電圧検出回路の出力信号に応じて演算し新ＰＷＭ指令値として出力する電圧変動対応制御部と、前記新ＰＷＭ指令値に応じたパルス幅の前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出する電流検出回路と、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力する通電切替え回路とを備え、前記電圧変動対応制御部が、設定値Ｔが設定されたタイマを備え、前記設定値Ｔの期間はＰＷＭのパルス幅のデュティを１００％とし且つ自吸時間と同等の期間であることを特徴とする。
【００１７】
請求項１，２の発明によれば、電圧変動対応制御部において、直流電源の電圧の大きさに対応して新ＰＷＭ指令値を決定し、ＰＷＭ制御をかけることで電圧変動及び電圧リップルをもった電源でもポンプ等の機器の性能、消費電力等のバラツキ及び電圧リップルによる振動を低減することができる。また、過電流制御部において、電流制限をかけることでスイッチング素子に流れる電流を制限し、素子を保護するとともに余分な電力をモータに供給しないので消費電力を抑制することができる。さらに、ポンプとしての定格流量以上の流量時、過電流制御部において、電流制限をかけることでモータトルクを制限し、結果として流量が制限され消費電力を抑制することができる。また、電圧変動の下限値Ｂでポンプの性能を保証できるとともに、直流電源の電圧が下限値より大きくてもポンプの性能を一定に保ちながら消費電力の増大、温度上昇の増大を抑制できる。さらに、電圧リップルに対しても瞬時にＰＷＭパルス幅のデュティをＢ／Ｃに制御することで、平滑コンデンサの容量をアップさせることなく、電圧リップルによるポンプ等の機器の性能の変化や振動を抑制できる。また、簡単な構成で電流検出ができると共に、電流の瞬時値のピークカットができる。しかも、一時的にモータ出力を増大させ自吸性能を向上させることができ自給時間の短縮化を図ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１はＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図である。
【００２０】
図１において、１０１はブラシレスモータ、１０１ａはモータ駆動コイル、１０１ｂは回転子、１０２は磁極位置検出手段、１０３は通電切替え回路、１０４は出力手段、１０４ａは第１のスイッチング素子群、１０４ｂは第２のスイッチング素子群、１０５は直流電源、１０６はＰＷＭ指令値、１０７は三角波発生用クロック発生回路、１０８は三角波用クロック信号、１０９はＰＷＭ信号発生回路であり、これらは従来の技術と同様のものであるので、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２１】
１は本発明の実施の形態１におけるＤＣブラシレスモータの駆動制御装置、２ａ，２ｂは直流電源１０５の電圧を検出する為に分圧する分圧用抵抗、３は分圧された電圧信号をその大きさにあわせデジタル処理できるようにＡ／Ｄ変換され、その結果の時間平均値Ｃを出力する電源電圧検出回路、４は時間平均値Ｃ及びＰＷＭ指令値１０６が入力される電圧変動対応制御部である。電圧変動対応制御部４は、予め直流電源１０５の下限値Ｂが設定されており、入力されるＡ／Ｄ変換の結果の時間平均値Ｃが下限値Ｂより大きい場合、これらの比Ｂ／Ｃを演算し、更に外部から入力されるＰＷＭ指令値１０６に対応したデュティに演算結果のＢ／Ｃを乗算した結果を改めてＰＷＭのデュティと決定し、その値に対応した新ＰＷＭ指令値１０６’をアナログ信号でＰＷＭ信号発生回路１０９に出力する。ＰＷＭ信号発生回路１０９は三角波発生用クロック信号１０７及び新ＰＷＭ指令値１０６’が入力され新ＰＷＭ指令値１０６’に対し線形関係でＰＷＭのデュティを変えＰＷＭ制御信号５’を出力する。６は直流電源１０５からブラシレスモータ１０１に供給される電流の検出回路用の抵抗である。電流の大きさに比例して、抵抗６の両端に電圧が発生する。７は抵抗６の両端に発生した電圧から電流の瞬時値である電流検出信号８を検出する電流検出回路、９はＰＷＭ制御信号５’，電流の瞬時値８，三角波用クロック信号１０８が入力される過電流制御部である。過電流制御部９は、電流検出信号８が所定の設定値より超えた時、次のＰＷＭのＯＮするタイミングまでＰＷＭを強制的にＯＦＦにした新ＰＷＭ制御信号５を通電切替え回路１０３に出力する。
【００２２】
図２はＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の機能ブロック図であり、図３はＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の各信号波形図である。
【００２３】
図２及び図３において、１０は三角波用クロック信号１０８からＰＷＭ信号用三角波１１を生成するＰＷＭ信号用三角波発生手段、１２はＰＷＭ信号用三角波１１と新ＰＷＭ指令値１０６’とからＰＷＭ制御信号５’を生成する比較器、１３は電流検出信号８と所定の電圧である電流制限基準電圧１４から過電流検出信号１５を生成する電流制限用比較器、１６はＣＬＯＣＫ端子に過電流検出信号が入力され、Ｄ端子にＰＷＭ制御信号５’が入力され、（外１）端子に三角波用クロック信号１０８が入力され（外２）端子がＨに保持されるフリップフロップである。１８はフリップフロップ１６のフリップフロップ出力信号１７（外３）とＰＷＭ制御信号５’の論理積を新ＰＷＭ制御信号５として出力するロジックＩＣからなるＡＮＤ回路である。新ＰＷＭ制御信号５は通電切替え回路１０３の出力に重畳される。
【００２４】
【外１】
【００２５】
【外２】
【００２６】
【外３】
【００２７】
以上のように構成された本実施の形態１のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置について、以下その動作を過電流制御部を中心に説明する。
【００２８】
三角波用クロック信号１０８はＨレベルの期間とＬレベルの期間が同じ矩形波である。この三角波用クロック信号１０８の周波数がＰＷＭのキャリア周波数となる。三角波用クロック信号１０８を用い、ＰＷＭ信号用三角波１１を発生させる。このＰＷＭ信号用三角波１１は、三角波用クロック信号１０８の立ち上がりから回路時定数で決定される傾きをもって上昇し、三角波用クロック信号１０８の立ち下がりからほぼ同じ傾きで下降する波形となる。ＰＷＭ信号用三角波１１と電圧変動対応制御部４から入力される新ＰＷＭ指令値１０６’は比較器１２に入力されると、比較器１２の出力信号はＰＷＭ信号用三角波１１が新ＰＷＭ指令値１０６’より低い時ＨレベルとなるようなＰＷＭ制御信号５’となる。一方、電流検出信号８と電流制限基準電圧１４との比較結果である電流制限用比較器１３の出力が、図３に示すタイミングでＨレベルになると、フリップフロップ１６の反転出力（外３）であるフリップフロップ出力信号１７は、電流制限用比較器１３から出力される過電流検出信号１５の立ち上がりでＬレベルになり三角波用クロック信号１０８の立ち下がりでＨレベルになる信号波形となる。そこで、ＡＮＤ回路１８において、ＰＷＭ制御信号５’とフリップフロップ出力信号１７の論理積をとり、最終的な新ＰＷＭ制御信号５を出力させる。新ＰＷＭ制御信号５は、ＰＷＭ信号発生回路１０９でＰＷＭ制御信号５’がＯＮ（Ｈレベル）になって、最初に瞬時電流（電流検出信号８）が、電流制限基準電圧値１４よりおおきくなった時点で次のＰＷＭ制御信号５’がＯＮ（Ｈレベル）になるまではＯＦＦ（Ｌレベル）状態が保持されることで過電流制御がなされた信号である。
【００２９】
以上のように本実施の形態１の自吸式ポンプのＤＣブラシレスモータの駆動制御装置は構成されているので、瞬間的に出力段手段１０４のスイッチング素子に流れる電流を制限し、素子を保護することができるとともに余分な電力をモータに供給しないので消費電力を抑制することができる。
【００３０】
また、直流電源１０５における電圧の変動分、いわゆる瞬時電圧変動に対しても電圧変動対応制御部４において、ＰＷＭ指令値１０６にＢ／Ｃを乗じて新ＰＷＭ指令値１０６’とすることによりＰＷＭ制御信号のデュティを変えることで、リップル波形のない一定電圧をあたかもブラシレスモータ１０１に印加することとなり、電圧リップルによるポンプ特性の変動及びリップル波形の周波数を基本周波数とするポンプの振動を低減することができる。
【００３１】
さらに、一般的に循環ポンプは、流量一定が望まれる。つまりポンプ定格点の定格流量以上の流量は不要となる。一方遠心ポンプにおいて消費電力は、流量が大きくなる程増大する。以上２点をまとめると、定格流量以上ではポンプ出力を低減することで、ポンプとしては充分の働きをしつつ、消費電力を抑制することができる。
【００３２】
【実施例】
（実施例１）
図４は直流電源から出力される電圧のリップル波形及び平滑用コンデンサの電流リップル波形を示したグラフである。
【００３３】
図４において、２１は直流電源の電圧リップル波形であり、商用電源の周波数が６０Ｈｚ場合の全波整流の為、周期はほぼ２倍の１２０Ｈｚとなる。２２は平滑用コンデンサ２０３の電流リップル波形である。
【００３４】
図４より、許容リップル電流を満足するコンデンサ容量に設定しても、電圧リップル波形２１のように６Ｖ程度もリップル電圧が発生することがわかる。
【００３５】
（実施例２）
図５は実施の形態１において過電流制御部により電流制限されている場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフであり、図６は電流制限されていない場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフである。
【００３６】
図５において、電流制限がかかってＰＷＭ制御信号が強制的にＯＦＦ（Ｌレベル）になっても、モータ駆動コイルはインダクタンス成分をもっているので、急激にＯＦＦするのでなく所定の傾きをもってＯＦＦする。これはモータ駆動コイルに電流が流れている間、インダクタンス成分の値に比例してエネルギーが充電されるため、モータ駆動コイルに直流電源１０５から電気が供給されなくてもそのエネルギーが放電することにより、モータ巻線に電流が流れるのである。
【００３７】
図５及び図６より、モータの負荷トルクが大きい運転点で過電流制御がかかることがわかる。
【００３８】
（実施例３）
図７はＤＣブラシレスモータの特性（回転数−トルク）の関係を示したグラフである。
【００３９】
図７において、過電流制御部９がある場合は実線で、無い場合は点線で表している。
【００４０】
図７より、回転数がほぼ４２００（ｍｉｎ-1）以上の低負荷（０．１３５Ｎ・ｍ以下）において電流制限はかからず、４２００（ｍｉｎ-1）以下の高負荷（０．１３５Ｎ・ｍ以上）において電流制限がかかっていることがわかる。
【００４１】
（実施例４）
図８は電流制限ポイントをポンプの定格点に設定した場合に電流制限を設けた場合と設けない場合とでのポンプ特性を示したグラフである。この電流制限ポイントは、前記電流検出回路用抵抗６の値と電流制限基準電圧１４の値を変えることで、自由に設定することができる。
【００４２】
図８より、ポンプ定格流量以上で電流制限がかかることで、ポンプ定格揚程以下では流量が低減しているが、ポンプとしては問題なく、逆にそれにより消費電力が、特に大流量側ではほぼ２０Ｗ程度低減することが分かる。
【００４３】
（実施例５）
図９は所定のポンプの定格点を達成する為のＰＷＭデュティの直流電源の電圧依存性を示したグラフである。本実施例５において、下限値Ｂは１２０Ｖ、ＰＷＭ指令値１０６に対応したデュティは１００％である。
【００４４】
図９より、電源電圧が上昇するに従いほぼ（Ｂ／Ｃ）×１００％のＰＷＭデュテイでポンプ定格点が達成されていることが分かる。例えば電源電圧が１４０Ｖの時、電圧変動対応制御部４では（１２０／１４０）×１００＝８５．７％が演算結果となるが、実際は約８８％になっている。この僅かな不一致はＰＷＭのスイッチング損失の増大分の影響である。
【００４５】
（実施例６）
図１０は電圧変動対応制御部を任意のタイマ設定時間休止させた場合の自吸式ポンプの自給時間を示したグラフである。
【００４６】
図１０より、電圧変動対応制御部４を休止させるタイマ時間を自吸時間とほぼ同等に設定すると自吸時間が約２５％程度低減することがわかる。尚、本実施例４において、下限値Ｂ＝１２０Ｖ、直流電源電圧検出の時間平均値Ｃ＝１３５Ｖ、タイマ期間中新ＰＷＭ制御信号５のデュティを１００％とした場合の結果である。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明のＤＣブラシレスモータ並びにその駆動制御装置を備えた自吸式ポンプによれば、以下のような有利な効果を得ることができる。
【００４８】
電圧変動対応制御部において、直流電源の電圧の大きさに対応して新ＰＷＭ指令値を決定し、ＰＷＭ制御をかけることで電圧変動及び電圧リップルをもった電源でもポンプ等の機器の性能、消費電力等のバラツキ及び電圧リップルによる振動を低減することができ、また、過電流制御部において、電流制限をかけることでスイッチング素子に流れる電流を制限し、素子を保護するとともに余分な電力をモータに供給しないので消費電力を抑制することができ、さらに、ＤＣブラシレスモータをポンプに用いた場合、ポンプとしての定格流量以上の流量時、過電流制御部において、電流制限をかけることでモータトルクを制限し、結果として流量が制限され消費電力を抑制することができ、また、電圧変動の下限値Ｂでポンプ等の機器の性能を保証できるとともに、直流電源の電圧が下限値より大きくてもポンプ等の機器の性能を一定に保ちながら消費電力の増大、温度上昇の増大を抑制でき、さらに、電圧リップルに対しても瞬時にＰＷＭパルス幅のデュティをＢ／Ｃに制御することで、平滑コンデンサの容量をアップさせることなく、電圧リップルによるポンプ等の機器の性能の変化や振動を抑制でき、また、簡単な構成で電流検出ができると共に、電流の瞬時値のピークカットができ、しかも、一時的にモータ出力を増大させ自吸性能を向上させることができ自給時間の短縮化を図ることができる自吸式ポンプを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図
【図２】ＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の機能ブロック図
【図３】ＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の各信号波形図
【図４】直流電源から出力される電圧のリップル波形及び平滑用コンデンサの電流波形を示したグラフ
【図５】電流制限されている場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフ
【図６】電流制限されていない場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフ
【図７】ＤＣブラシレスモータの特性（回転数−トルク）の関係を示したグラフ
【図８】電流制限を設けた場合と設けない場合とでのポンプ特性を示したグラフ
【図９】ＰＷＭデュティの直流電源の電圧依存性を示したグラフ
【図１０】電圧変動対応制御部を任意のタイマ設定時間休止させた場合の自吸式ポンプの自給時間を示したグラフ
【図１１】従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図
【図１２】直流電源の一例を示す回路図
【符号の説明】
１ ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置
２ａ，２ｂ 分圧用抵抗
３ 電源電圧検出回路
４ 電圧変動対応制御部
５ 新ＰＷＭ制御信号
５’ ＰＷＭ制御信号
６ 抵抗
７ 電流検出回路
８ 電流検出信号
９ 過電流制御部
１０ ＰＷＭ信号用三角波発生手段
１１ ＰＷＭ信号用三角波
１２ 比較器
１３ 電流制限用比較器
１４ 電流制限基準電圧
１５ 過電流検出信号
１６ フリップフロップ
１７ フリップフロップ出力信号
１８ ＡＮＤ回路
２１ 電圧リップル波形
２２ 電流リップル波形
１０１ ブラシレスモータ
１０１ａ モータ駆動コイル
１０１ｂ 回転子
１０２ 位置検出手段
１０３ 通電切替え回路
１０４ 出力手段
１０４ａ 第１のスイッチング素子群
１０４ｂ 第２のスイッチング素子群
１０５ 直流電源
１０６ ＰＷＭ指令値
１０６’ 新ＰＷＭ指令値
１０７ 三角波発生用クロック発生回路
１０８ 三角波用クロック信号
１０９ ＰＷＭ信号発生回路
２０１ 商用電源
２０２ ダイオードブリッジ
２０３ コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、エアコン，給湯機等の家電機器等に使用され、ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置は、モータの駆動電源として、コストを考え、交流電源とくに商用電源を直接全波整流し、コンデンサにより電圧を平滑する簡単な電源構成としていた。そのため商用電源の電圧変動が、直接直流電源電圧の変動を招くと共に、平滑コンデンサが有限値の為、商用電源周波数５０／６０Ｈｚに対応して、１００／１２０Ｈｚの電圧リップルをもった電源となっていた。
【０００３】
従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置について、以下図面を参照しながら説明する。
【０００４】
図１１は従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図である。
【０００５】
図１１において、１０１はＵ相，Ｖ相，Ｗ相のモータ駆動コイル１０１ａ及び回転子１０１ｂを有するブラシレスモータ、１０２は回転子１０１ｂの磁極位置検出を行うホール素子等からなる位置検出手段、１０３は位置検出手段１０２により検出した信号により転流するタイミングを演算し出力する通電切替え回路、１０４は第１のスイッチング素子群１０４ａ及び第２のスイッチング素子群１０４ｂを有し通電切換え回路１０３から出力される信号によりブラシレスモータ１０１を駆動する出力手段、１０５は出力手段１０４に電力を供給する直流電源、１０６はポンプを備えた機器からの能力信号であるＰＷＭ指令値、１０７はＰＷＭ信号を生成するための三角波用クロック信号１０８を発生するクロック発生回路、１０９は三角波用クロック信号１０８及びＰＷＭ指令値１０６が入力されＰＷＭ指令値１０６に対し線形関係でＰＷＭのデュテイを変えＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ信号発生回路である。通電切替え回路１０３は、該ＰＷＭ信号を、第１のスイッチング素子群１０４ａ又は第２のスイッチング素子群１０４ｂのどちらかに出力する信号に重畳して出力する。これにより出力手段１０４の第１のスイッチング素子群１０４ａ又は第２のスイッチング素子群１０４ｂは該ＰＷＭ信号に合わせチョッピングされながらＯＮ／ＯＦＦする。これによりブラシレスモータ１０１のモータ駆動コイル１０１ａに流れる電流が制御され、ポンプの回転羽根を駆動させるブラシレスモータ１０１の能力を可変させることができるので、ポンプ性能も可変させることができる。
【０００６】
図１２は直流電源の一例を示す回路図である。
【０００７】
図１２において、２０１は５０／６０Ｈｚの商用電源、２０２は商用電源２０１の交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ、２０３は全波整流された電圧を平滑するコンデンサである。２０４は位置検出手段１０２や通電切替え回路１０３の制御用の電圧を発生するためのレギュレータ機能をもった電源用ＩＣである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置では、以下のような課題を有していた。
【０００９】
（１）商用電源の電圧変動から直接発生する直流電源の電圧変動のため、ポンプ等の機器としての能力を電圧変動の中間値で保証すると電圧変動の下限値でポンプ等の機器の性能が大きくダウンするという課題を有していた。
【００１０】
（２）電圧変動の下限値でポンプ等の機器の性能を保証すると電圧変動の上限値で消費電力が上昇し、温度上昇等の品質上の課題を有していた。
【００１１】
（３）通常機器に組込まれるポンプは、ポンプの定格点である流量以上の流量は不必要となるが、ポンプが遠心ポンプの場合流量が大きくなる程、消費電力が増大する為、温度上昇等の品質上の課題を有していた。
【００１２】
（４）平滑用のコンデンサが有限の容量の為電圧のリップル分が発生し、瞬間の電圧ごとでモータ性能が変化してしまい、電圧リップルの周波数（商用電源で５０／６０Ｈｚに対し、全波整流の場合は１００／１２０Ｈｚ，半波整流の場合は５０／６０Ｈｚ）でポンプ等の機器の振動が発生するという課題を有していた。
【００１３】
（５）電圧変動を発生しない電源とするには、電源のコストが上がるという課題を有していた。
【００１４】
本発明は、ＤＣブラシレスモータの消費電力の低減及び振動の低減をすることができるとともにポンプ振動を低減することができ自吸時間のみ回転数を上げ自吸性能を上げることができる自吸式ポンプを提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプであって、当該駆動制御装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記複数相のモータ駆動コイルに給電し交流電源を整流する整流平滑回路を備えた直流電源と、前記複数相のモータ駆動コイルと一方の給電線路である前記直流電源の＋側との間に配設された第１のスイッチング素子群と、前記複数相のモータ駆動コイルと他方の給電線路である前記直流電源の−側との間に配設された第２のスイッチング素子群と、モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、電圧変動する前記直流電源の電圧値を検出し出力する電源電圧検出回路と、ＰＷＭのパルス幅を決定するＰＷＭ指令値を前記電源電圧検出回路の出力信号に応じて演算し新ＰＷＭ指令値として出力する電圧変動対応制御部と、前記新ＰＷＭ指令値に応じたパルス幅の前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出する電流検出回路と、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力する通電切替え回路と、前記電流検出回路の出力信号値が所定の設定値Ａを超えると前記ＰＷＭ制御信号を次の立ち上がりまでＯＦＦにして新ＰＷＭ制御信号として出力する過電流制御部とを備え、前記通電切替え回路が、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記新ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力してなり、前記電圧変動対応制御部が、前記電源電圧検出回路の出力Ｃが前記直流電源の電圧の下限値Ｂより大きい場合、前記ＰＷＭ指令値にＢ／Ｃを乗じて前記新ＰＷＭ指令値とし、前記電流検出回路が、前記直流電源と同一線路に配設された抵抗の両端に発生した電圧から前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出し、前記電圧変動対応制御部が、設定値Ｔが設定されたタイマを備え、前記設定値Ｔの期間はＰＷＭのパルス幅のデュティを１００％とすることを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明は、ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプであって、当該駆動制御装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記複数相のモータ駆動コイルに給電し交流電源を整流する整流平滑回路を備えた直流電源と、前記複数相のモータ駆動コイルと一方の給電線路である前記直流電源の＋側との間に配設された第１のスイッチング素子群と、前記複数相のモータ駆動コイルと他方の給電線路である前記直流電源の−側との間に配設された第２のスイッチング素子群と、モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、電圧変動する前記直流電源の電圧値を検出し出力する電源電圧検出回路と、ＰＷＭのパルス幅を決定するＰＷＭ指令値を前記電源電圧検出回路の出力信号に応じて演算し新ＰＷＭ指令値として出力する電圧変動対応制御部と、前記新ＰＷＭ指令値に応じたパルス幅の前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出する電流検出回路と、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力する通電切替え回路とを備え、前記電圧変動対応制御部が、設定値Ｔが設定されたタイマを備え、前記設定値Ｔの期間はＰＷＭのパルス幅のデュティを１００％とし且つ自吸時間と同等の期間であることを特徴とする。
【００１７】
請求項１，２の発明によれば、電圧変動対応制御部において、直流電源の電圧の大きさに対応して新ＰＷＭ指令値を決定し、ＰＷＭ制御をかけることで電圧変動及び電圧リップルをもった電源でもポンプ等の機器の性能、消費電力等のバラツキ及び電圧リップルによる振動を低減することができる。また、過電流制御部において、電流制限をかけることでスイッチング素子に流れる電流を制限し、素子を保護するとともに余分な電力をモータに供給しないので消費電力を抑制することができる。さらに、ポンプとしての定格流量以上の流量時、過電流制御部において、電流制限をかけることでモータトルクを制限し、結果として流量が制限され消費電力を抑制することができる。また、電圧変動の下限値Ｂでポンプの性能を保証できるとともに、直流電源の電圧が下限値より大きくてもポンプの性能を一定に保ちながら消費電力の増大、温度上昇の増大を抑制できる。さらに、電圧リップルに対しても瞬時にＰＷＭパルス幅のデュティをＢ／Ｃに制御することで、平滑コンデンサの容量をアップさせることなく、電圧リップルによるポンプ等の機器の性能の変化や振動を抑制できる。また、簡単な構成で電流検出ができると共に、電流の瞬時値のピークカットができる。しかも、一時的にモータ出力を増大させ自吸性能を向上させることができ自給時間の短縮化を図ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１はＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図である。
【００２０】
図１において、１０１はブラシレスモータ、１０１ａはモータ駆動コイル、１０１ｂは回転子、１０２は磁極位置検出手段、１０３は通電切替え回路、１０４は出力手段、１０４ａは第１のスイッチング素子群、１０４ｂは第２のスイッチング素子群、１０５は直流電源、１０６はＰＷＭ指令値、１０７は三角波発生用クロック発生回路、１０８は三角波用クロック信号、１０９はＰＷＭ信号発生回路であり、これらは従来の技術と同様のものであるので、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２１】
１は本発明の実施の形態１におけるＤＣブラシレスモータの駆動制御装置、２ａ，２ｂは直流電源１０５の電圧を検出する為に分圧する分圧用抵抗、３は分圧された電圧信号をその大きさにあわせデジタル処理できるようにＡ／Ｄ変換され、その結果の時間平均値Ｃを出力する電源電圧検出回路、４は時間平均値Ｃ及びＰＷＭ指令値１０６が入力される電圧変動対応制御部である。電圧変動対応制御部４は、予め直流電源１０５の下限値Ｂが設定されており、入力されるＡ／Ｄ変換の結果の時間平均値Ｃが下限値Ｂより大きい場合、これらの比Ｂ／Ｃを演算し、更に外部から入力されるＰＷＭ指令値１０６に対応したデュティに演算結果のＢ／Ｃを乗算した結果を改めてＰＷＭのデュティと決定し、その値に対応した新ＰＷＭ指令値１０６’をアナログ信号でＰＷＭ信号発生回路１０９に出力する。ＰＷＭ信号発生回路１０９は三角波発生用クロック信号１０７及び新ＰＷＭ指令値１０６’が入力され新ＰＷＭ指令値１０６’に対し線形関係でＰＷＭのデュティを変えＰＷＭ制御信号５’を出力する。６は直流電源１０５からブラシレスモータ１０１に供給される電流の検出回路用の抵抗である。電流の大きさに比例して、抵抗６の両端に電圧が発生する。７は抵抗６の両端に発生した電圧から電流の瞬時値である電流検出信号８を検出する電流検出回路、９はＰＷＭ制御信号５’，電流の瞬時値８，三角波用クロック信号１０８が入力される過電流制御部である。過電流制御部９は、電流検出信号８が所定の設定値より超えた時、次のＰＷＭのＯＮするタイミングまでＰＷＭを強制的にＯＦＦにした新ＰＷＭ制御信号５を通電切替え回路１０３に出力する。
【００２２】
図２はＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の機能ブロック図であり、図３はＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の各信号波形図である。
【００２３】
図２及び図３において、１０は三角波用クロック信号１０８からＰＷＭ信号用三角波１１を生成するＰＷＭ信号用三角波発生手段、１２はＰＷＭ信号用三角波１１と新ＰＷＭ指令値１０６’とからＰＷＭ制御信号５’を生成する比較器、１３は電流検出信号８と所定の電圧である電流制限基準電圧１４から過電流検出信号１５を生成する電流制限用比較器、１６はＣＬＯＣＫ端子に過電流検出信号が入力され、Ｄ端子にＰＷＭ制御信号５’が入力され、（外１）端子に三角波用クロック信号１０８が入力され（外２）端子がＨに保持されるフリップフロップである。１８はフリップフロップ１６のフリップフロップ出力信号１７（外３）とＰＷＭ制御信号５’の論理積を新ＰＷＭ制御信号５として出力するロジックＩＣからなるＡＮＤ回路である。新ＰＷＭ制御信号５は通電切替え回路１０３の出力に重畳される。
【００２４】
【外１】
【外２】
【外３】
以上のように構成された本実施の形態１のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置について、以下その動作を過電流制御部を中心に説明する。
【００２８】
三角波用クロック信号１０８はＨレベルの期間とＬレベルの期間が同じ矩形波である。この三角波用クロック信号１０８の周波数がＰＷＭのキャリア周波数となる。三角波用クロック信号１０８を用い、ＰＷＭ信号用三角波１１を発生させる。このＰＷＭ信号用三角波１１は、三角波用クロック信号１０８の立ち上がりから回路時定数で決定される傾きをもって上昇し、三角波用クロック信号１０８の立ち下がりからほぼ同じ傾きで下降する波形となる。ＰＷＭ信号用三角波１１と電圧変動対応制御部４から入力される新ＰＷＭ指令値１０６’は比較器１２に入力されると、比較器１２の出力信号はＰＷＭ信号用三角波１１が新ＰＷＭ指令値１０６’より低い時ＨレベルとなるようなＰＷＭ制御信号５’となる。一方、電流検出信号８と電流制限基準電圧１４との比較結果である電流制限用比較器１３の出力が、図３に示すタイミングでＨレベルになると、フリップフロップ１６の反転出力（外３）であるフリップフロップ出力信号１７は、電流制限用比較器１３から出力される過電流検出信号１５の立ち上がりでＬレベルになり三角波用クロック信号１０８の立ち下がりでＨレベルになる信号波形となる。そこで、ＡＮＤ回路１８において、ＰＷＭ制御信号５’とフリップフロップ出力信号１７の論理積をとり、最終的な新ＰＷＭ制御信号５を出力させる。新ＰＷＭ制御信号５は、ＰＷＭ信号発生回路１０９でＰＷＭ制御信号５’がＯＮ（Ｈレベル）になって、最初に瞬時電流（電流検出信号８）が、電流制限基準電圧値１４よりおおきくなった時点で次のＰＷＭ制御信号５’がＯＮ（Ｈレベル）になるまではＯＦＦ（Ｌレベル）状態が保持されることで過電流制御がなされた信号である。
【００２９】
以上のように本実施の形態１の自吸式ポンプのＤＣブラシレスモータの駆動制御装置は構成されているので、瞬間的に出力段手段１０４のスイッチング素子に流れる電流を制限し、素子を保護することができるとともに余分な電力をモータに供給しないので消費電力を抑制することができる。
【００３０】
また、直流電源１０５における電圧の変動分、いわゆる瞬時電圧変動に対しても電圧変動対応制御部４において、ＰＷＭ指令値１０６にＢ／Ｃを乗じて新ＰＷＭ指令値１０６’とすることによりＰＷＭ制御信号のデュティを変えることで、リップル波形のない一定電圧をあたかもブラシレスモータ１０１に印加することとなり、電圧リップルによるポンプ特性の変動及びリップル波形の周波数を基本周波数とするポンプの振動を低減することができる。
【００３１】
さらに、一般的に循環ポンプは、流量一定が望まれる。つまりポンプ定格点の定格流量以上の流量は不要となる。一方遠心ポンプにおいて消費電力は、流量が大きくなる程増大する。以上２点をまとめると、定格流量以上ではポンプ出力を低減することで、ポンプとしては充分の働きをしつつ、消費電力を抑制することができる。
【００３２】
【実施例】
（実施例１）
図４は直流電源から出力される電圧のリップル波形及び平滑用コンデンサの電流リップル波形を示したグラフである。
【００３３】
図４において、２１は直流電源の電圧リップル波形であり、商用電源の周波数が６０Ｈｚ場合の全波整流の為、周期はほぼ２倍の１２０Ｈｚとなる。２２は平滑用コンデンサ２０３の電流リップル波形である。
【００３４】
図４より、許容リップル電流を満足するコンデンサ容量に設定しても、電圧リップル波形２１のように６Ｖ程度もリップル電圧が発生することがわかる。
【００３５】
（実施例２）
図５は実施の形態１において過電流制御部により電流制限されている場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフであり、図６は電流制限されていない場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフである。
【００３６】
図５において、電流制限がかかってＰＷＭ制御信号が強制的にＯＦＦ（Ｌレベル）になっても、モータ駆動コイルはインダクタンス成分をもっているので、急激にＯＦＦするのでなく所定の傾きをもってＯＦＦする。これはモータ駆動コイルに電流が流れている間、インダクタンス成分の値に比例してエネルギーが充電されるため、モータ駆動コイルに直流電源１０５から電気が供給されなくてもそのエネルギーが放電することにより、モータ巻線に電流が流れるのである。
【００３７】
図５及び図６より、モータの負荷トルクが大きい運転点で過電流制御がかかることがわかる。
【００３８】
（実施例３）
図７はＤＣブラシレスモータの特性（回転数−トルク）の関係を示したグラフである。
【００３９】
図７において、過電流制御部９がある場合は実線で、無い場合は点線で表している。
【００４０】
図７より、回転数がほぼ４２００（ｍｉｎ-1）以上の低負荷（０．１３５Ｎ・ｍ以下）において電流制限はかからず、４２００（ｍｉｎ-1）以下の高負荷（０．１３５Ｎ・ｍ以上）において電流制限がかかっていることがわかる。
【００４１】
（実施例４）
図８は電流制限ポイントをポンプの定格点に設定した場合に電流制限を設けた場合と設けない場合とでのポンプ特性を示したグラフである。この電流制限ポイントは、前記電流検出回路用抵抗６の値と電流制限基準電圧１４の値を変えることで、自由に設定することができる。
【００４２】
図８より、ポンプ定格流量以上で電流制限がかかることで、ポンプ定格揚程以下では流量が低減しているが、ポンプとしては問題なく、逆にそれにより消費電力が、特に大流量側ではほぼ２０Ｗ程度低減することが分かる。
【００４３】
（実施例５）
図９は所定のポンプの定格点を達成する為のＰＷＭデュティの直流電源の電圧依存性を示したグラフである。本実施例５において、下限値Ｂは１２０Ｖ、ＰＷＭ指令値１０６に対応したデュティは１００％である。
【００４４】
図９より、電源電圧が上昇するに従いほぼ（Ｂ／Ｃ）×１００％のＰＷＭデュテイでポンプ定格点が達成されていることが分かる。例えば電源電圧が１４０Ｖの時、電圧変動対応制御部４では（１２０／１４０）×１００＝８５．７％が演算結果となるが、実際は約８８％になっている。この僅かな不一致はＰＷＭのスイッチング損失の増大分の影響である。
【００４５】
（実施例６）
図１０は電圧変動対応制御部を任意のタイマ設定時間休止させた場合の自吸式ポンプの自給時間を示したグラフである。
【００４６】
図１０より、電圧変動対応制御部４を休止させるタイマ時間を自吸時間とほぼ同等に設定すると自吸時間が約２５％程度低減することがわかる。尚、本実施例４において、下限値Ｂ＝１２０Ｖ、直流電源電圧検出の時間平均値Ｃ＝１３５Ｖ、タイマ期間中新ＰＷＭ制御信号５のデュティを１００％とした場合の結果である。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明のＤＣブラシレスモータ並びにその駆動制御装置を備えた自吸式ポンプによれば、以下のような有利な効果を得ることができる。
【００４８】
電圧変動対応制御部において、直流電源の電圧の大きさに対応して新ＰＷＭ指令値を決定し、ＰＷＭ制御をかけることで電圧変動及び電圧リップルをもった電源でもポンプ等の機器の性能、消費電力等のバラツキ及び電圧リップルによる振動を低減することができ、また、過電流制御部において、電流制限をかけることでスイッチング素子に流れる電流を制限し、素子を保護するとともに余分な電力をモータに供給しないので消費電力を抑制することができ、さらに、ＤＣブラシレスモータをポンプに用いた場合、ポンプとしての定格流量以上の流量時、過電流制御部において、電流制限をかけることでモータトルクを制限し、結果として流量が制限され消費電力を抑制することができ、また、電圧変動の下限値Ｂでポンプ等の機器の性能を保証できるとともに、直流電源の電圧が下限値より大きくてもポンプ等の機器の性能を一定に保ちながら消費電力の増大、温度上昇の増大を抑制でき、さらに、電圧リップルに対しても瞬時にＰＷＭパルス幅のデュティをＢ／Ｃに制御することで、平滑コンデンサの容量をアップさせることなく、電圧リップルによるポンプ等の機器の性能の変化や振動を抑制でき、また、簡単な構成で電流検出ができると共に、電流の瞬時値のピークカットができ、しかも、一時的にモータ出力を増大させ自吸性能を向上させることができ自給時間の短縮化を図ることができる自吸式ポンプを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図
【図２】ＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の機能ブロック図
【図３】ＰＷＭ信号発生回路及び過電流制御部の各信号波形図
【図４】直流電源から出力される電圧のリップル波形及び平滑用コンデンサの電流波形を示したグラフ
【図５】電流制限されている場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフ
【図６】電流制限されていない場合のモータ駆動コイルに流れる電流の波形を示したグラフ
【図７】ＤＣブラシレスモータの特性（回転数−トルク）の関係を示したグラフ
【図８】電流制限を設けた場合と設けない場合とでのポンプ特性を示したグラフ
【図９】ＰＷＭデュティの直流電源の電圧依存性を示したグラフ
【図１０】電圧変動対応制御部を任意のタイマ設定時間休止させた場合の自吸式ポンプの自給時間を示したグラフ
【図１１】従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の機能ブロック図
【図１２】直流電源の一例を示す回路図
【符号の説明】
１ ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置
２ａ，２ｂ 分圧用抵抗
３ 電源電圧検出回路
４ 電圧変動対応制御部
５ 新ＰＷＭ制御信号
５’ ＰＷＭ制御信号
６ 抵抗
７ 電流検出回路
８ 電流検出信号
９ 過電流制御部
１０ ＰＷＭ信号用三角波発生手段
１１ ＰＷＭ信号用三角波
１２ 比較器
１３ 電流制限用比較器
１４ 電流制限基準電圧
１５ 過電流検出信号
１６ フリップフロップ
１７ フリップフロップ出力信号
１８ ＡＮＤ回路
２１ 電圧リップル波形
２２ 電流リップル波形
１０１ ブラシレスモータ
１０１ａ モータ駆動コイル
１０１ｂ 回転子
１０２ 位置検出手段
１０３ 通電切替え回路
１０４ 出力手段
１０４ａ 第１のスイッチング素子群
１０４ｂ 第２のスイッチング素子群
１０５ 直流電源
１０６ ＰＷＭ指令値
１０６’ 新ＰＷＭ指令値
１０７ 三角波発生用クロック発生回路
１０８ 三角波用クロック信号
１０９ ＰＷＭ信号発生回路
２０１ 商用電源
２０２ ダイオードブリッジ
２０３ コンデンサ
Claims (2)
- ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプであって、当該駆動制御装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記複数相のモータ駆動コイルに給電し交流電源を整流する整流平滑回路を備えた直流電源と、前記複数相のモータ駆動コイルと一方の給電線路である前記直流電源の＋側との間に配設された第１のスイッチング素子群と、前記複数相のモータ駆動コイルと他方の給電線路である前記直流電源の−側との間に配設された第２のスイッチング素子群と、モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、電圧変動する前記直流電源の電圧値を検出し出力する電源電圧検出回路と、ＰＷＭのパルス幅を決定するＰＷＭ指令値を前記電源電圧検出回路の出力信号に応じて演算し新ＰＷＭ指令値として出力する電圧変動対応制御部と、前記新ＰＷＭ指令値に応じたパルス幅の前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出する電流検出回路と、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力する通電切替え回路と、前記電流検出回路の出力信号値が所定の設定値Ａを超えると前記ＰＷＭ制御信号を次の立ち上がりまでＯＦＦにして新ＰＷＭ制御信号として出力する過電流制御部とを備え、前記通電切替え回路が、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記新ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力してなり、前記電圧変動対応制御部が、前記電源電圧検出回路の出力Ｃが前記直流電源の電圧の下限値Ｂより大きい場合、前記ＰＷＭ指令値にＢ／Ｃを乗じて前記新ＰＷＭ指令値とし、前記電流検出回路が、前記直流電源と同一線路に配設された抵抗の両端に発生した電圧から前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出し、前記電圧変動対応制御部が、設定値Ｔが設定されたタイマを備え、前記設定値Ｔの期間はＰＷＭのパルス幅のデュティを１００％とすることを特徴とする自吸式ポンプ。
- ＤＣブラシレスモータ並びに当該ＤＣブラシレスモータを駆動制御する駆動制御装置を有する自吸式ポンプであって、当該駆動制御装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記複数相のモータ駆動コイルに給電し交流電源を整流する整流平滑回路を備えた直流電源と、前記複数相のモータ駆動コイルと一方の給電線路である前記直流電源の＋側との間に配設された第１のスイッチング素子群と、前記複数相のモータ駆動コイルと他方の給電線路である前記直流電源の−側との間に配設された第２のスイッチング素子群と、モータの回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、電圧変動する前記直流電源の電圧値を検出し出力する電源電圧検出回路と、ＰＷＭのパルス幅を決定するＰＷＭ指令値を前記電源電圧検出回路の出力信号に応じて演算し新ＰＷＭ指令値として出力する電圧変動対応制御部と、前記新ＰＷＭ指令値に応じたパルス幅の前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、前記複数相のモータ駆動コイルへの給電電流を検出する電流検出回路と、前記磁極位置検出手段が出力する磁極位置検出信号と前記ＰＷＭ制御信号とを重畳させ通電切替え信号として前記第１及び第２のスイッチング素子群に出力する通電切替え回路とを備え、前記電圧変動対応制御部が、設定値Ｔが設定されたタイマを備え、前記設定値Ｔの期間はＰＷＭのパルス幅のデュティを１００％とし且つ自吸時間と同等の期間であることを特徴とする自吸式ポンプ。
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| JP2000053041A JP4517438B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | 自吸式ポンプ |
Applications Claiming Priority (1)
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