JP4488070B2 - サーボ制御装置及びサーボ制御方法、並びにディスク記録又は再生装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば光ディスク、光磁気ディスク等のディスク状光記録媒体に情報を記録する光ディスク記録装置や、ディスク状光記録媒体に記録されている情報を再生する光ディスク再生装置に使用される、光学ヘッドの二軸アクチュエータのフォーカスサーボ機構、トラッキングサーボ機構、又はニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータのギャップサーボ機構に好適なサーボ制御装置及びサーボ制御方法に関する。また、本発明に係るサーボ制御装置及びサーボ制御方法を光学ヘッドの二軸アクチュエータのフォーカスサーボ機構、トラッキングサーボ機構、又はニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータのギャップサーボ機構に適用する光ディスク記録又は再生装置に関する。
本出願は、日本国において２００５年４月６日に出願された日本特許出願番号２００５−１１０１５１を基礎として優先権を主張するものであり、この出願は参照することにより、本出願に援用される。

従来、記録媒体のうち、記録及び／又は再生装置に着脱自在とされた光ディスクは、記録及び／又は再生装置に装着されたとき、ディスクの中心部をディスク回転駆動機構を構成するターンテーブルにクランプされることでターンテーブルと一体に回転可能となる。このように、中心部をターンテーブルにクランプされて回転する光ディスクは、回転駆動されるとき、クランプされた中心部を支点にして上下に揺れながら回転するいわゆる面ぶれを生じやすい。
記録及び／又は再生装置に装着され、ディスク回転駆動機構によって回転駆動される光ディスクに面ぶれが生じると、情報の記録又は再生時に、主にフォーカスエラーを生じやすくなる。
したがって、記録及び／又は再生装置に着脱自在とされた光ディスクは、ターンテーブルにクランプされるとき、傾きを生じさせることなくターンテーブルに水平に載置することが望ましいが、正確にターンテーブルに対し水平に装着してクランプすることが困難である。
このような実情から、着脱自在とされた光ディスクを記録媒体に用いる記録及び／又は再生装置では、ディスク回転駆動機構に装着して回転駆動されるときにある程度の面ぶれが発生することを想定し、光ディスクの回転駆動時に発生する面ぶれに対して記録及び／又は再生装置側のフォーカスサーボ機構によって対処するようにしている。例えば、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）などでは、回転平面に対し上下に±３００μｍの面ぶれが発生しても、記録及び／又は再生装置側のフォーカスサーボ機構によりフォーカスエラーを生じさせないように対策が施されている。
最近、光ディスクのような光記録媒体に、光ビームを照射することで所定の情報を記録又は再生する装置において、エバネセント光を利用することで、光の回折限界を超えて高密度な記録再生を可能とする技術が提案されている。
エバネセント光を利用して光記録媒体に情報の記録を行い、光記録媒体に記録された情報の再生を行う技術として、エバネセント光発生用レンズにＳＩＬ（Solid Immersion Lens）を用いたものがある。
エバネセント光を用いて光記録媒体に情報の記録又は再生を行うには、光記録媒体に照射される光ビームを集光する光学系として、ＳＩＬと非球面レンズとを組み合わせた２群レンズとして開口数ＮＡを１以上としたものを用い、光学系の光出射面と光記録媒体の情報記録面との間隔を、ＳＩＬに入射する光ビームの波長の半分以下にする必要がある。例えば、上記間隔は、光ビームの波長λが４００ｎｍであったならば、２００ｎｍ以下とされる。
良好な記録又は再生を行うためには、集光光学系の光出射面と光記録媒体の情報記録面との間隔を一定に保つ必要がある。そこで、ＳＩＬを搭載した光ヘッドにおいては、光記録媒体からの戻り光量の違いをエラー信号として利用し、このエラー信号に応じて光ヘッドのアクチュエータを駆動制御することにより、集光光学系の光記録媒体に対する位置を制御するようにした技術が特許文献１（特開２００１−７６３５８号公報）において提案されている。
上述したように、エバネセント光を利用して良好な記録再生を実現するには、ナノオーダの非常に短い間隔で集光光学系の光出射面と光記録媒体の情報記録面との位置を制御しながら光ヘッドを記録媒体の情報記録面に追従させる必要がある。
また、ディスク状光記録媒体自身にも偏芯がある。この偏芯が原因で、光ヘッドのアクチュエータはトラックにビームスポットを正確に追従するのを妨げられるので、トラッキングサーボ機構によるトラッキングサーボ制御が必要になる。
従来、トラッキングサーボ制御装置で行われるトラッキングサーボ制御や、フォーカスサーボ制御装置で行われるフォーカスサーボ制御では、上記面ぶれや偏芯による外乱の影響を受けたトラッキングエラー信号やフォーカスエラー信号を検出し、これらのサーボエラー信号から上記外乱の影響を排除したサーボエラー信号を取り出し、これらサーボエラー信号を０にするように、トラッキングサーボ機構、フォーカスサーボ機構を制御していた。
また、上記サーボエラー信号をメモリに保存し、メモリに保存されたエラー信号を用いて、サーボエラー信号に含まれる上記外乱成分を抑制していた。この場合の制御系は、むだ時間システムとなり、虚軸上に無数の極を有し、厳密に固有なシステムでは、このままでは閉ループ系を安定化させることはできない。そこで、上記エラー信号をそのままメモリするのではなく、閉ループ系を安定化させるために、フィルタを通してメモリに保存することが行われるようになった。
ところで、従来は、上記閉ループ系を安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、試行錯誤で人為的に決定していた。このため、設計に時間がかかるだけでなく、フィルタ性能は、設計者に依存し、サーボ品質が一定でなかった。
発明の開示
このような状況を鑑みて、本発明は、上記フィルタをサーボエラー信号から適応的に自動設定することのできるサーボ制御装置及びサーボ制御方法の提供を目的とする。また、本発明は、精度の高いサーボ制御を行うことのできるサーボ制御装置及びサーボ制御方法の提供を目的とする。
さらに、本発明は、サーボ品質が一定であるサーボ制御を行うことができる光ディスク記録又は再生装置の提供を目的とする。
本発明に係るサーボ制御装置は、上記実情に鑑みてなされたものであり、目標信号と、外乱が加えられた制御対象の観測信号とから第１のエラー信号を求め、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分遅延し、遅延した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号を上記第１のエラー信号に加算して得られた第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部を備え、上記繰り返し制御が出力した上記第３のエラー信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御し、上記繰り返し制御部は、上記第２のエラー信号が定常状態となってから繰り返し制御を行う。
したがって、サーボ制御装置は、適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理により、サーボエラーから、非回転同期成分を低減した主に回転同期信号成分からなるエラー信号を得ることができる。また、上記エラー信号を１周期分の容量を有する遅延部に保存して、逐次更新することで、繰り返し制御を実現する。
このサーボ制御装置は、上記繰り返し制御部として、上記目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出部と、上記第１のエラー信号検出部が検出した上記第１のエラー信号に適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ部と、上記適応フィルタ部によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延する遅延部と、上記遅延部から取り出した第２のエラー信号を上記第１のエラー信号に戻して加算するフィードバック部と、上記遅延部から取り出した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算し第３のエラー信号を出力するフィードフォワード部とを備えてなる。
また、繰り返し制御部として、上記目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出部と、上記第１のエラー信号検出部が検出した上記第１のエラー信号に適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ部と、上記適応フィルタ部によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延する遅延部と、上記遅延部から取り出した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算し第３のエラー信号を出力するフィードフォワード部とを備えてもよい。
本発明に係るサーボ制御方法は、上記実情に鑑みてなされたものであり、目標信号と、外乱が加えられた制御対象の観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出工程と、上記第１のエラー信号検出工程が検出した上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ工程と、上記適応フィルタ工程によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延してから上記第１のエラー信号に戻して加算するフィードバック工程と、上記１周期分遅延した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算し第３のエラー信号を出力するフィードフォワード工程とを備え、上記フィードフォワード工程が出力した第３のエラー信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御し、上記適応フィルタ工程、上記フィードバック工程、及び上記フィードフォワード工程による繰り返し制御を、上記第２のエラー信号が定常状態となってから行う。
したがって、このサーボ制御方法は、適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理により、サーボエラーから、非回転同期成分を低減した主に回転同期信号成分からなるエラー信号を得ることができる。また、上記エラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存して、逐次更新することで、繰り返し制御を実現する。
また、本発明に係るサーボ制御方法は、上記課題を解決するために、目標信号と、外乱が加えられた制御対象の観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出工程と、上記第１のエラー信号検出工程が検出した上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ工程と、上記適応フィルタ工程によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延し、この１周期分遅延した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算して第３のエラー信号を出力するフィードフォワード工程とを備え、上記フィードフォワード工程が出力した第３のエラー信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御し、上記適応フィルタ工程、及び上記フィードフォワード工程による繰り返し制御を、上記第２のエラー信号が定常状態となってから行う。
本発明に係る光ディスク記録又は再生装置は、上記課題を解決するために、着脱自在なディスク状光記録媒体を装着する装着部と、上記装着部に装着したディスク状記録媒体を所定の回転数で回転させる回転駆動部と、所定のレンズをフォーカス及び／又はトラッキング方向に駆動する駆動機構によって駆動しながら、上記回転駆動部によって回転される上記ディスク状記録媒体の情報記録面に光ビームを出射して情報信号を記録するか、又は上記情報記録面からの戻り光に応じた信号を出力して情報信号を再生する光学ヘッド部と、上記光学ヘッド部によって検出された観測信号に基づいて上記駆動機構のサーボ機構を制御するサーボ制御部とを備え、上記サーボ制御部は、目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求め、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分遅延し、遅延した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号を上記第１のエラー信号に加算して得られた第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部を有し、上記繰り返し制御部は、上記第２のエラー信号が定常状態となってから繰り返し制御を行う。

図１は、本発明の実施の形態となるサーボ制御装置の構成図である。 図２は、適応フィルタの構成図である。 図３は、適応フィルタの処理手順を示すフローチャートである。 図４は、遅延m＝１のときの適応フィルタの構成図である。 図５は、遅延m＝３のときの適応フィルタの構成図である。 図６は、比較例１のサーボ制御装置の構成図である。 図７は、目標信号r(t)に対する観測信号y(t)の差として求めたエラー信号e(t)の時間（sec）に対する振幅レベル変化を示す特性図である。 図８は、エラー信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析結果を示す特性図である。 図９は、比較例２のサーボ制御装置の構成図である。 図１０は、比較例３のサーボ制御装置の構成図である。 図１１は、１次遅れ型ローパスフィルタの代表的な伝達関数1+CPとFとの関係を示す特性図である。 図１２は、１次遅れ型ローパスフィルタの周波数に対するゲインの大きさの変化と、位相の変化を示す特性図である。 図１３は、ＦＩＲフィルタの周波数に対するゲインの大きさの変化と、位相の変化を示す特性図である。 図１４は、m＞１の場合に適応フィルタ（F_adp(z)）として用いることのできるFIRフィルタの具体例を示す構成図である。 図１５は、m＞１の場合に適応フィルタ（F_adp(z)）として用いることのできるバイクワッド直接I型のIIR型フィルタの具体例を示す構成図である。 図１６は、m＞１の場合に適応フィルタ（F_adp(z)）として用いることのできるバイクワッド直接II型のIIR型フィルタの具体例を示す構成図である。 図１７は、図１４に示したFIRフィルタによる適応線スペクトル強調器を用いて、適応させた場合のフィルタ（F_adp(s)）の周波数に対するゲインの大きさの変化と、位相の変化を示す特性図である。 図１８は、F_adp(s)と伝達関数1＋CPとの関係を示す特性図である。 図１９Ａは、第１の実施の形態におけるフォーカスエラー原信号の振幅特性図である。図１９Ｂは、第１の実施の形態のＡＬＥで適応したフィルター後のフォーカスエラー信号の振幅特性図である。 図１９Ｃは、フォーカスエラー原信号とＡＬＥで適応フィルター後のフォーカスエラー信号の差信号の振幅特性図である。 図２０Ａは、比較例１のサーボ制御装置によるフォーカスエラー信号例を示す特性図である。図２０Ｂは、図２０Ａに示したフォーカスエラー信号のFFT解析結果を示す特性図である。 図２１Ａは、本実施の形態のサーボ制御装置によるフォーカスエラー信号例を示す特性図である。図２１Ｂは、図２１Ａに示したフォーカスエラー信号のFFT解析結果を示す特性図である。 図２２Ａは、従来のように試行錯誤で設定したフィルタを用いた場合のフォーカスエラー信号を示す特性図である。図２２Ｂは、本実施の形態のサーボ制御装置によるフォーカスエラー信号を示す特性図である。 図２３は、本発明の第２の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す図である。 図２４は、上記第２の実施の形態の変形例の構成を示す図である。 図２５は、本発明の第３の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す図である。 図２６は、本発明の第４の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す図である。 図２７は、本発明の第５の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す図である。 図２８は、光ディスク記録装置の構成図である。 図２９は、光ヘッドの詳細な構成図である。 図３０は、ニアフィールド状態における全反射戻り光量のギャップに対する特性図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態を説明する。まず、第１の実施の形態は、例えば光ディスク、光磁気ディスク等のディスク状光記録媒体（以下、代表して光ディスクと称する）に情報を記録する光ディスク記録装置や、光ディスクに記録されている情報を再生する光ディスク再生装置で用いられるサーボ制御装置である。このサーボ制御装置は、光学ヘッドの二軸アクチュエータのフォーカスサーボ系、トラッキングサーボ系、又はニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータのギャップサーボ系に適用される。
図１は第１の実施形態のサーボ制御装置１の構成図である。サーボ制御装置１には入力端子２から目標信号r(t)が与えられる。また、入力端子８から外乱信号d(t)が与えられる。出力端子９からは観測信号y(t)が出力される。
目標信号r(t)は、光ディスク記録又は再生装置では一定値であり、一般にゼロである。外乱信号d(t)は、例えば、フォーカスサーボ系ならば面ぶれ、トラッキングサーボ系ならば偏芯に相当する。観測信号y(t)は、例えば、光ディスク記録装置のフォトディテクタで検出されたフォーカスエラー信号又はトラッキングエラー信号に相当する。
入力端子２から入力された目標信号r(t)は、減算器３に供給される。減算器３には、後述の加算器７から出力された観測信号y(t)も供給される。減算器３は、目標信号r(t)から観測信号y(t)を減算し、（r(t)−y(t)）からなる第１のエラー信号e(t)を出力し、繰り返し制御器４に供給する。
繰り返し制御器４は、適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器を用いて、第１のエラー信号から非回転同期成分を低減した第２のエラー信号（主に回転同期信号からなる）を得て、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリ（遅延部）に保存しながら、上記第１のエラー信号を逐次更新した第３のエラー信号を出力することで、サーボエラー信号（観測信号）の繰り返し制御を実現する。
繰り返し制御器４は、第１のエラー信号e(t)を加算器１０及び加算器１１で受け取る。加算器１０には、後述するフィードバック成分も供給されており、エラー信号e_rpt(t)信号を加算出力として、適応フィルタ（FA(z)）１２に入力する。適応フィルタ（FA(z)）１２は、ディレイmに基づいて適応線スペクトル強調器（Adaptive Line Enhancer:ALE）又は適応線予測器として動作する部分であり、繰り返し制御を適応的に行う主要部である。この適応フィルタ（FA(z)）１２の出力（第２のエラー信号）は遅延器（Z^-n）１３に供給され、遅延器（Z^-n）１３により１周期分遅延されてから、加算器１０にフィードバックされる。また、遅延器（Z^-n）１３の遅延出力には係数乗算器１４により所定係数ｋが乗算されて適応的に外乱信号d＾(t)が生成される。この適応的に生成された外乱信号d＾(t)は、加算器１１にフィードフォワードされる。
加算器１１は減算器３の減算出力である第１のエラー信号e(t)と上記適応的に生成された外乱信号d＾(t)を加算し、その加算出力を第３のエラー信号として制御器（C(s)）５に供給する。
制御器（C(s)）５は、制御対象(P(s)）６に接続している。制御対象(P(s)）６は、光ディスク記録／再生装置の場合、２軸アクチュエータに相当する。制御対象(P(s)）６の出力は加算器７に供給される。加算器７には外乱信号d(t)も供給されている。加算器７は、制御対象(P(s)）６の出力に外乱信号d(t)を加算して観測信号y(t)を出力端子９から導出すると共に、観測信号y(t)を減算器３にフィードバックする。
図２は適応フィルタ（FA(z)）１２の構成を示した図であるが、連続信号を離散化信号に変換する部分、離散化信号を連続信号に変換する部分については省略している。適応フィルタ（FA(z)）１２は、入力端子１５を介して図１中の加算器１０から供給される第１のエラー信号e_rpt(t)信号を遅延器（Z^-m）１６により遅延してから適応フィルタ（F_adp(z)）１７でフィルタリングし、フィルタリングされた第４のエラー信号e_a(n)として出力する。このフィルタリング信号（第４のエラー信号）は、減算器１８に供給される。減算器１８は、上記第１のエラー信号e_rpt(t)信号から上記フィルタリング信号（第４のエラー信号）を減算し、減算結果ε(n)を第５のエラー信号として適応フィルタ（F_adp(z)）１７に供給する。これにより、減算器１８は、適応フィルタ（F_adp(z)）１７側から第１のエラー信号e_rpt(t)信号を遅延し適応フィルタによりフィルタリングした信号（第４のエラー信号）と、遅延させずまたフィルタリングもされない第１のエラー信号e_rpt(t)信号との相関部分を抜き出し、第５のエラー信号である減算結果ε(n)として出力することになる。この第５のエラー信号ε(n)を０とするように、適応フィルタ（F_adp(z)）１７は、遅延器（Z^-m）１６の遅延出力である遅延エラー信号e_rpt(t)信号を適応的にフィルタリングし、フィルタ出力エラー信号e_a(n)を出力端子１９から図１中の遅延器（Z^-n）１３に出力する。
図２中の遅延器（Z^-m）１６にあって、遅延mが１ならば、つまりm＝１であると適応フィルタ（F_adp(z)）１７は適応線形予測器として動作する。また、遅延mが１より大ならば、つまりm＞１であると適応フィルタ（F_adp(z)）１７は適応線スペクトル強調フィルタとして動作する。
以下、適応フィルタ（F_adp(z)）１７の設定について説明する。図３は遅延mに基づいて処理手順を異ならせる適応フィルタ（F_adp(z)）１７のフローチャートである。ステップＳ１にて遅延m＝１であるとき、ステップＳ２に進み、フィルタ出力エラー信号e_a(n)とエラー信号e_rpt(t)信号との差である誤差信号ε(n)の２乗誤差を求める。そして、ステップＳ３にて誤差信号ε(n)の２乗誤差に基づいて適応フィルタ（F_adp(z)）１７を決定する。
また、ステップＳ１にて遅延m＞１であるとき、ステップＳ４に進み、e_rpt(n-m)信号とエラー信号e_rpt(n)信号との差である誤差信号ε(n)の２乗誤差を求める。そして、ステップＳ５にて誤差信号ε(n)の２乗誤差に基づいて適応フィルタ（F_adp(z)）１７を決定する。
図４は、遅延m＝１のときの適応フィルタ（F_adp(z)）１７の構成図である。入力端子１５から入力されたエラー信号e_rpt(n)信号は遅延器（Z^-１）１６−１により遅延されてe_rpt(n-1)信号となる。このe_rpt(n-1)信号は、適応フィルタ（F_adp(z)）１７に供給される。適応フィルタ（F_adp(z)）１７のフィルタリング出力e_a(n)はエラー信号e_rpt(n)信号から減算器１８により減算されて誤差信号ε(n)が適応フィルタ（F_adp(z)）１７に供給される。適応フィルタ（F_adp(z)）１７は、誤差信号ε(n)の２乗誤差が０となるように、適応線形予測器のF_adp(z)を決定して、フィルタリング出力e_a(n)を出力端子１９から図１中の遅延器（Z^-n）１３に出力する。
この遅延m＝１のときの適応フィルタ（F_adp(z)）１７の各タップ係数をf(i)とすると、上記e_a(n)は下記の（１）式となる。

この（１）式によれば過去のe_rpt(t)から現在の信号e＾_rpt(t)を推定していることになるので、適応フィルタ（F_adp(z)）１７は適応線形予測器と呼ばれいる。この構成では、上述したように、e_a(n)とe_rpt(t)との２乗誤差が最小となるように適応フィルタ（F_adp(z)）１７が決定される。
適応フィルタ（F_adp(z)）１７のタップ数は有限であることから、結局ホワイトノイズ成分（下記（２）式のv(n)）は、予測できず、元の信号e_rpt(n)から上記ノイズ分がカットされた信号e_a(n)を得ることができ、所望のローパスフィルターを得ることができる。
図５は、遅延m＝３のときの適応フィルタ（F_adp(z)）１７の構成図である。このとき遅延mは、遅延させない信号と遅延させた信号との相関がないように選ばれる。入力端子１５から入力されたエラー信号e_rpt(n)信号は遅延器（Z^-３）１６−３により遅延されてe_rpt(n-3)信号となる。このe_rpt(n-3)信号は、適応フィルタ（F_adp(z)）１７に供給される。適応フィルタ（F_adp(z)）１７のフィルタリング出力e_a(n-3)はエラー信号e_rpt(n)信号から減算器１８により減算されて誤差信号ε(n)が適応フィルタ（F_adp(z)）１７に供給される。
e_rpt(n)は、回転同期信号と回転非同期信号とからなり、次の（２）式のように表現される。

このようなノイズ（本例の場合、ホワイトノイズ成分v(n)）を含む周期信号から、ノイズを低減もしくは抑制して、周期信号成分を得るのが適応線スペクトル強調器である。
図５において、e_rpt(n-3)とe_rpt(n)の差ε(n)の２乗誤差が最小になるように、適応フィルタ（F_adp(z)）１７の各タップ係数が決定される。e_rpt(n-3)とe_rpt(n)とは、相関がないことから、結局、（２）式において相関のある回転同期信号成分を適応フィルタ（F_adp(z)）１７が出力することになり、v(n)は適応フィルタ（F_adp(z)）１７により阻止されることになる。この意味で、適応フィルタ（F_adp(z)）１７はm＞１のとき線スペクトル強調器と呼ばれ、所望のローパスフィルタを適応的に得ることから、適応線スペクトル強調器と呼ばれている。
次に、図１に示した、サーボ制御装置１を導きだすに至った原理を、いくつかの比較例と比較しながら説明する。
図６は、一般的な光ディスクのフォーカスサーボ、又はトラッキングサーボ機構のようなサーボ制御装置（比較例１）２０の構成図である。このサーボ制御装置２０は、図１に示したサーボ制御装置１から繰り返し制御器４を除いた構成である。
サーボ制御装置２０には入力端子２から目標信号r(t)が与えられる。また、入力端子８から外乱信号d(t)が与えられる。出力端子９からは観測信号y(t)が出力される。
入力端子２から入力された目標信号r(t)は、減算器３に供給される。減算器３には、加算器７から出力された観測信号y(t)も供給されており、フィードバック制御ループを構成している。したがって、減算器３は、目標信号r(t)から観測信号y(t)を以下の（３）式に示すように減算してエラー信号e(t)を出力する。

この（３）式にあって、目標信号r(t)をゼロとすると、r(t)=0であり、下記（４）式が得られる。

図６に示すフィードバック制御では、エラー信号e(t)=0となるように、制御器（C）５から制御量が制御対象（P）６に出力され、２軸アクチュエータのような制御対象（P）６を動作させ、外乱d(t)に追従させる。言い換えると、例えばフォトディテクタのような検出器によって検出された検出信号をフィードバックすることによって、検出信号中の外乱d(t)を抑制するようにサーボを掛けて、エラー信号e(t)が０になるように制御する。エラー信号e(t)は、動作誤差に相当し、エラー信号e(t)を減算器３にフィードバックさせることで、理論的にはe(t)=0となる。
しかしながら、安定性を確保するためのサーボ帯域の制限から、完全にエラー信号e(t)=0とすることは、実際には難しく、何らかの取れ残りが生じる。光ディスク記録／再生装置を例とすると、例えばフォーカスサーボの場合では、焦点深度内に入っていれば、フォーカスずれの影響はないので、取れ残り許容量は焦点深度以下と規定される。例えば、ＣＤでは±1.9μm、ＤＶＤでは±0.9μm程度である。また、トラッキングサーボの場合は、ＲＦ信号処理にも依存する。例えば、トラックピッチの±3-4％程度である。
一方で、光ディスク記録／再生装置では、転送レートの向上を目指し、高速回転の要求が高まっている。この場合、高速回転に応じて、サーボ帯域を向上させることにより、取れ残りを許容量以下にすることができる場合がある。しかし、アクチュエータの特性（２次共振等）の制約により、サーボ帯域を上げられない場合もある。
この場合、エラー信号は取れ残り量が増え、例えば図７に示すようになり、フォーカスエラー、トラッキングエラーの許容誤差を超えてしまう。図７は目標信号r(t)に対する観測信号y(t)の差として求めたエラー信号e(t)の時間（sec）に対する振幅レベル変化を示している。目標値r(t)に対するエラー信号の取れ残り量の変動が大きいのが明らかである。
この図７に示した取れ残り量の変動を抑えて観測信号y(t)を目標値r(t)に近づけるには、先ずDCゲインを上げてやることが考えられる。1/DCゲインで変動を抑圧できるのでDCゲインを上げれば変動を抑えて観測信号y(t)を目標値r(t)に近づけられるはずである。しかし、DCゲインを上げると安定性が得られなくなるのでDCゲインを上げるという方法は採用できない。
そこで、観測信号y(t)から回転成分を抑制することが考えられる。光ディスクの場合には、回転体であるので、一般に取れ残りエラー信号成分は、回転周期の整数倍の和の成分が大きく、以下のような（５）式で表せる。

ここで、（５）式の第１項は回転同期成分、第２項は非回転同期成分である。図７で示したエラー信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析結果を図８に示す。図８にあって、横軸は周波数（Hz)であり、縦軸は振幅を示している。ピークが立っている580Hzのところが、第１項の回転同期成分のＮ倍に相当し、高域に広がっているベース部分の周波数成分が、第２項の非回転同期成分に相当する。
従って、制御理論でよく知られている「内部モデル原理」により、制御器（C）５に外乱発生モデル、この比較例１の場合、上記第１項を発生させる機構をサーボループ内に設ければ、第１項の回転同期成分を抑制できる。図８でみてもわかるように第１項が支配的なので、上記の方法により、取れ残りエラーの改善が可能である。
そこで、上記外乱発生モデルとして、エラー信号の１周期分を記憶（メモリ）して繰り返し制御を行う繰り返し制御器が使われる。この繰り返し制御器を、図６の制御器（C）５に接続して構成したのが図９のサーボ制御装置２１（比較例２）である。この比較例２内の繰り返し制御器２２で実行されるのが繰り返し制御と呼ばれる手法である。繰り返し制御器２２内のメモリ（e^−ｓＴ）２４は、１周期分のエラー信号を記憶する。Ｔは１周期の時間である。また、ｓはラプラス演算子である。
比較例２の構成を示す図９にあって、減算器３から出力されたエラー信号e(t)は繰り返し制御器２２内の加算器２３を介して１周期分の容量を持つメモリ（e^−ｓＴ）２４に供給される。メモリ（e^−ｓＴ）２４は、上記エラー信号を保存してから、繰り返し制御器２２内の加算器２３に供給する。またメモリ（e^−ｓＴ）２４は、１周期分保存したエラー信号e'(t)を制御器（C(s)）５にフィードフォワードして供給する。制御器（C(s)）５は、制御量を制御対象（P(S)）６に供給する。したがって、比較例２の加算器７から導出される観測信号y(t)は回転同期成分が抑制された信号となる。
繰り返し制御の安定性を考えるために、図９において、制御器（C(s)=１）５として繰り返し制御のみに注目してみる。この場合、図９において、目標値r(t)からエラー信号e(t)への伝達関数T_er(s)は、以下の（６）式のようになる。

（６）式において、s→∞を考えると、P(∞)=0となる。なぜなら、制御対象P(s)６であるアクチュエータは、厳密にプロバー（分母次数＞分子次数）だからである。逆に、分母次数≦分子次数であると、未来値により現在値が決まることになり、物理法則の因果律から考えてあり得ない。
また、ｓ＝j(2kπ)/Tとおいて、kを大きくすると、虚軸上の無限遠点のこれらの周期的位置で、以下の（７）式が成立するようになり、閉ループ系の安定性が保証されなくなる。

そこで、次に説明する修正型の繰り返し制御器が考えられる。この修正型の繰り返し制御器を、図９の繰り返し制御器２２の代わりに用いて、制御器（C(s)）５に接続したのが、図１０に示すサーボ制御装置（比較例３）２５である。
図１０にあって、減算器３から出力されたエラー信号e(t)は修正型の繰り返し制御器２６内の加算器２７及び加算器２８に供給される。エラー信号e(t)が供給された加算器２７には１周期分の容量を持つメモリ（e^−ｓＴ ）３０から戻されたエラー信号も供給される。加算器２７は、上記エラー信号e(t)にメモリ（e^−ｓＴ ）３０から戻されたエラー信号を加算し、その加算出力をフィルタ（F（s)）２９に供給する。フィルタ（F（s)）２９のフィルタ出力はメモリ（e^−ｓＴ ）３０に保持されてからエラー信号e＾(t)として上述したように加算器２７に戻されると共に、加算器２８にもフィードフォワードにより供給される。加算器２８は上記エラー信号e(t)とエラー信号e＾(t)を加算した加算出力を制御器（C(s)）５に供給する。制御器（C(s)）５は、制御量を制御対象（P(S)）６に供給する。
この場合、目標値r(t)からエラーe(t)への伝達関数T_er(s)は、以下の（８）式のようになる。

これに対して、以下の（９）式で示す条件Ａ．、（１０）式で示す条件Ｂ．を満たすように、フィルタ（F（s)）２９を選べば、周期Ｔにかかわらず、繰り返し制御器２６は安定となることが知られている。

条件Ａ．については、繰り返し制御器２６がない場合のフィードバック制御系が閉ループ安定であるならば、安定である。制御系設計では、閉ループ安定であるように設計されるので、Ａ．の条件は、通常、満足している。
条件Ｂ．については、条件Ｂ．を満たすようにフィルタ（F（s））２９を設計するのがポイントとなる。ここで、F(s)＝１でかつ、条件Ａ．かつ条件Ｂ．を満たせば、以下の（１１−１）式及び（１１−２）式となる。

このため、目標値R(s)の虚軸の極は、T_er(s)のゼロ点とキャンセルされることとなり、完全にエラーをゼロとすることができる。
しかし、制御対象P(s)６は、厳密にプロパーであり、P(∞)＝０であることから、Ｂの条件がくずれ、全域にわたってF(s)=1とおくことができない。そこで、フィルタ（F(s)）２９は、条件Ｂ．を満たす範囲のローパスフィルタに設定することとなる。
フィルタ（F(s)）２９としては、一般に１次遅れ型ローパスフィルタが用いられることが多い。図１１に、１次遅れ型ローパスフィルタの代表的な伝達関数1+CPとFとの関係を示す。この図１１では、カットオフ周波数を4kHzとしている。図１１に示した伝達関数1+CPとFの関係は、条件Ｂ．を満たしている。しかしながら、１次遅れ型のローパスフィルタの場合、例えば、以下の（１２）式とすると、図１０において、繰り返し制御器２６の伝達関数H(s)は、以下の（１３）式のようになる。

このとき、繰り返し制御器２６の伝達関数H(s)は、周期外乱周波数ω_ｋを以下の（１４−１）式としたときには、（１４−２）式としか機能しない。

つまり、F(s)=1の理想の場合、つまりT=0と比較した場合、理想の場合は、
H(s)=∞
となるのに対して、１次遅れ型のローパスフィルタを用いた場合、ゲインは制限され、十分な抑制効果が得られないことになる。
この問題が生じるのは、図１２に示すように、１次遅れ型ローパスフィルタが、ゲインがあまり下がらないにもかかわらず（例えば、1kHz以下）、位相が回り、かつ位相回りの特性に直線位相特性がないからである。直線位相特性があれば、たとえ位相が回っても波形は時間シフトするだけで周波数は変わらない（波形は歪まない）。直線位相特性は、例えばむだ時間に相当する。そこで、1次遅れ型ローパスフィルタを用いる場合、以下の（１５）式に示すようにディレイτにて、繰り返し周期を補正する。つまり、繰り返し周期よりτだけ補正した周期にて、繰り返し制御器を構成する方法が知られている。

あるいは、上記１次遅れ型ローパスフィルタの問題を回避するために、ローパスフィルタとして、直線位相特性を持つＦＩＲフィルタを用いる手法もある。図１３にＦＩＲフィルタのゲイン特性と位相特性の一例を示す。
図１３に示すように、ＦＩＲフィルタは直線位相特性を持ち、１次遅れ型のローパスフィルタを用いた場合のゲイン制限の問題は生じない。
ＦＩＲ型ローパスフィルタを用いた場合、設計手法としては、所望の特性を離散周波数空間で与え、それを逆離散フーリエ変換することで、時間応答を求め係数を設定する手法が知られているが、１次遅れ型パスフィルタの場合と比較して複雑である。また、仕様が合致するまで、係数決定までに、やはり試行錯誤が必要である。
また、１次遅れ型ローパスフィルタでも、ＦＩＲフィルタでも、条件Ｂ．をみたす様に可能な限りローパスフィルタの帯域をあげることで、回転同期成分に起因する誤差は減少する。しかしながら、回転同期信号だけでなく回転非同期信号も記憶し、回転非同期信号成分については、繰り返し制御を用いない場合と比較して増大し、かえって悪化してしまう。
つまり、回転非同期信号成分として、以下の（１６）式を考える。

（１６）式にあって、ローパスフィルタの帯域内で、F(s)=1とし、上記（８）式に代入すると、以下の（１７）式が得られる。

繰り返し制御を用いない場合、F(s)=0に相当するから、（８）式に代入すると、以下の（１８）式が得られる。

（１７）式と（１８）式とを比較すると、回転非同期成分については、２倍程度悪化しうることがわかる。
そこで、ローパスフィルタF(s)を設計する場合は、カットオフ周波数を変化させて、誤差が最小になるように試行錯誤にて設定しているのが現状である。
以上に説明したような現状から、ローパスフィルタを自動的に、エラー信号に適応して設計するために、図１に示したサーボ制御装置１を具体例とする本発明を導きだした。
次に、図１〜図５を参照して上述したサーボ制御装置１の中の適応フィルタ（F_adp(z)）１７の具体例について図１４〜図２２を用いて説明する。
図１４は、m＞１の場合に適応フィルタ（F_adp(z)）１７として用いることのできるFIRフィルタの具体例を示す図である。FIRフィルタは、位相特性に直線位相特性を持つことができる。また、安定性を保証することができる。
入力端子１５から供給されたエラー信号e_rpt(n)信号は遅延器（z^-m）１６_０１によってm>1だけ遅延されてから遅延器（z^-1）１６_０２及び係数ｈ_０の乗算器１７_０１に供給される。遅延器（z^-1）１６_０２はmだけ遅延されたエラー信号e_rpt(n)信号をさらに遅延（-1)してから遅延器（z^-1）１６_０３及び係数ｈ_１の乗算器１７_０２に供給する。遅延器（z^-1）１６_０３は遅延器（z^-1）１６_０２の遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z^-1）及び係数ｈ_２の乗算器１７_０３に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z^-1）によって遅延された出力は最終段に接続された遅延器（z^-1）１６_０４及び係数ｈ_Mの乗算器１７_０４に供給される。
乗算器１７_０１、乗算器１７_０２、乗算器１７_０３・・・乗算器１７_０４は、遅延器（z^-m）１６_０１、遅延器（z^-1）１６_０２ 、遅延器（z^-1）１６_０３ ・・・遅延器（z^-1）１６_０４によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７_０８によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ｈ_０、係数ｈ_１ 、係数ｈ_２ ・・・係数ｈ_Mを乗算する。
乗算器１７_０１、乗算器１７_０２、乗算器１７_０３・・・乗算器１７_０４の各乗算出力は、加算器１７_０５、加算器１７_０６・・・加算器１７_０７によって加算され、エラー信号e_a(n)として出力されるとともに減算器１８に供給される。減算器１８は遅延させずまたフィルタリングもされないエラー信号e_rpt(n)信号からエラー信号e_a(n)を減算したε(n)を係数修正アルゴリズム１７_０８に供給する。
係数修正アルゴリズム１７_０８ は、上記ε(n)の例えば２乗誤差が最小となるように乗算器１７_０１、乗算器１７_０２、乗算器１７_０３・・・乗算器１７_０４の係数ｈ_０、係数ｈ_１ 、係数ｈ_２ ・・・係数ｈ_Mを修正する。つまり、適応フィルタ（F_adp(z)）１７は、乗算器１７_０１、乗算器１７_０２、乗算器１７_０３・・・乗算器１７_０４の係数ｈ_０、係数ｈ_１ 、係数ｈ_２ ・・・係数ｈ_Mを自動的に修正しながら決定することができる。そして、乗算器１７_０１、乗算器１７_０２、乗算器１７_０３・・・乗算器１７_０４は、自動的に修正された係数ｈ_０、係数ｈ_１ 、係数ｈ_２ ・・・係数ｈ_Mを用いて元の信号e_rpt(n)からホワイトノイズ分がカットされた信号e_a(n)を得て出力端子１９から出力できる。
このように図１４に示したFIRフィルタは、直線位相特性を持ち、さらに安定性が保証された上で、乗算器１７_０１、乗算器１７_０２、乗算器１７_０３・・・乗算器１７_０４の係数ｈ_０、係数ｈ_１ 、係数ｈ_２ ・・・係数ｈ_Mを自動的に修正しながら決定して、上記信号e_a(n)を出力端子１９から出力できる。
また、FIR型フィルタと異なり直線位相特性や安定性は保証されないものの、FIRと比べて低次数にて同等の周波数ゲイン特性を得られるものとしてIIR型も考えられる。IIR型の場合でも、上記（１５）式のようにディレイ補正することで、次数を抑えて実現することも可能である。
図１５には、m＞１の場合に適応フィルタ（F_adp(z)）１７として用いることのできるバイクワッド直接I型のIIR型フィルタを示す。入力端子１５から供給されたエラー信号e_rpt(n)信号は遅延器（z^-m）１６_０５によってm>1だけ遅延されてから、遅延器（z^-m）１６_０５と並列に接続された遅延器（z^-1）１６_０６及び係数ａ_０の乗算器１７_０９に供給される。遅延器（z^-1）１６_０６ は、mだけ遅延されたエラー信号e_rpt(n)信号をさらに遅延（-1)してから遅延器（z^-1）１６_０７及び係数ａ_１の乗算器１７_１０に供給する。遅延器（z^-1）１６_０７は遅延器（z^-1）１６_０６の遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z^-1）及び係数ａ_２の乗算器１７_１１に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z^-1）によって遅延された出力は遅延器（z^-1）１６_０８及び係数ａ_Mの乗算器１７_１２に供給される。
乗算器１７_０９、乗算器１７_１０、乗算器１７_１１・・・乗算器１７_１２は、遅延器（z^-m）１６_０５、遅延器（z^-1）１６_０６ 、遅延器（z^-1）１６_０７ ・・・遅延器（z^-1）１６_０８によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７_１６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ａ_０、係数ａ_１ 、係数ａ_２ ・・・係数ａ_Mを乗算する。
乗算器１７_０９、乗算器１７_１０、乗算器１７_１１・・・乗算器１７_１２の各乗算出力は加算器１７_１７に供給される。
この加算器１７_１７の加算出力となるエラー信号e_a(n)は、並列に接続された遅延器（z^-1）１６_０９に供給される。遅延器（z^-1）１６_０９ は、遅延されたエラー信号e_a(n)をさらに遅延（-1)してから遅延器（z^-1）１６_１０及び係数ｂ_０の乗算器１７_１３に供給する。遅延器（z^-1）１６_１０は遅延器（z^-1）１６_０９の遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z^-1）及び係数ｂ_１の乗算器１７_１４に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z^-1）によって遅延された出力は遅延器（z^-1）１６_１１及び係数ｂ_Mの乗算器１７_１５に供給される。
乗算器１７_１３、乗算器１７_１４、・・・乗算器１７_１５は、遅延器（z^-m）１６_０９、遅延器（z^-1）１６_１０ 、 ・・・遅延器（z^-1）１６_１１によって遅延された各出力に対して係数修正アルゴリズム実行部１７_１６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ｂ_０、係数ｂ_１ ・・・係数ｂ_Mを乗算する。乗算器１７_１３、乗算器１７_１４、・・・乗算器１７_１５の乗算出力は加算器１７_１７に戻される。
加算器１７_１７は、加算出力をエラー信号e_a(n)として出力するとともに減算器１８に供給する。減算器１８は遅延させずまたフィルタリングもされないエラー信号e_rpt(n)信号からエラー信号e_a(n)を減算したε(n)を係数修正アルゴリズム１７_１６に供給する。
係数修正アルゴリズム１７_１６ は、上記ε(n)の例えば２乗誤差が最小となるように乗算器１７_０９、乗算器１７_１０、乗算器１７_１１・・・乗算器１７_１２の係数ａ_０、係数ａ_１ 、係数ａ_２ ・・・係数ａ_Mを修正する。また、乗算器１７_１３、乗算器１７_１４、・・・乗算器１７_１５の係数ｂ_０、係数ｂ_１ ・・・係数ｂ_Mを修正する。つまり、適応フィルタ（F_adp(z)）１７は、乗算器１７_０９、乗算器１７_１０、乗算器１７_１１・・・乗算器１７_１２の係数ａ_０、係数ａ_１ 、係数ａ_２ ・・・係数ａ_M、乗算器１７_１３、乗算器１７_１４、・・・乗算器１７_１５の係数ｂ_０、係数ｂ_１ ・・・係数ｂ_Mを自動的に修正しながら決定することができる。そして、乗算器１７_０９、乗算器１７_１０、乗算器１７_１１・・・乗算器１７_１２と、乗算器１７_１３、乗算器１７_１４、・・・乗算器１７_１５は自動的に修正された係数ａ_０、係数ａ_１ 、係数ａ_２ ・・・係数ａ_M、係数ｂ_０、係数ｂ_１ ・・・係数ｂ_Mを用いて元の信号e_rpt(n)からホワイトノイズ分がカットされた信号e_a(n)を得て出力端子１９から出力できる。
このように図１５に示したIIRフィルタは、FIR型フィルタとは異なり直線位相特性や安定性は保証されないものの、位相遅れがなければ、FIRと比べて低次数にて同等の周波数ゲイン特性を得ることができる。
次に、図１６には、m＞１の場合に適応フィルタ（F_adp(z)）１７として用いることのできるバイクワッド直接II型のIIR型フィルタを示す。入力端子１５から供給されたエラー信号e_rpt(n)信号は遅延器（z^-m）１６_１２によってm>1だけ遅延されてから加算器１７_１８に供給される。加算器１７_１８の加算出力は加算器１７_１８と並列に接続された遅延器（z^-1）１６_１３及び係数ａ_０の乗算器１７_２２に供給される。遅延器（z^-1）１６_１３ は、mだけ遅延されたエラー信号e_rpt(n)信号をさらに遅延（-1)してから遅延器（z^-1）１６_１４、係数ｂ_１の乗算器１７_１９及び係数ａ_１の乗算器１７_２３に供給する。遅延器（z^-1）１６_１４は、遅延器（z^-1）１６_１３による遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z^-1）、係数ｂ_２の乗算器１７_２０及び係数ａ_２の乗算器１７_２４に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z^-1）によって遅延された出力は遅延器（z^-1）１６_１５ 、係数ｂ_Mの乗算器１７_２１及び係数ａ_Mの乗算器１７_２５に供給する。
乗算器１７_１９、乗算器１７_２０・・・乗算器１７_２１は、遅延器（z^-１）１６_１５、遅延器（z^-1）１６_１４ ・・・遅延器（z^-1）１６_１５によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７_２６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ｂ_１、係数ｂ_２ ・・・係数ｂ_Mを乗算する。また、乗算器１７_２２、乗算器１７_２３、乗算器１７_２４・・・乗算器１７_２５は、加算器１７_１８を介した遅延器（z^-m）１６_１２、遅延器（z^-1）１６_１３ 、遅延器（z^-1）１６_１４ ・・・遅延器（z^-1）１６_１５によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７_２６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ａ_０、係数ａ_１ 、係数ａ_２ ・・・係数ａ_Mを乗算する。
乗算器１７_１９、乗算器１７_２０・・・乗算器１７_２１の各乗算出力は加算器１７_１８に供給される。また、乗算器１７_２２、乗算器１７_２３、乗算器１７_２４・・・乗算器１７_２５の各乗算出力は加算器１７_２７に供給される。
加算器１７_２７の加算出力となるエラー信号e_a(n)は、出力端子１９に供給されると共に減算器１８に供給される。減算器１８は遅延させずまたフィルタリングもされないエラー信号e_rpt(n)信号からエラー信号e_a(n)を減算したε(n)を係数修正アルゴリズム１７_２６に供給する。
係数修正アルゴリズム１７_２６は、上記ε(n)の例えば２乗誤差が最小となるように乗算器１７_１９、乗算器１７_２０・・・乗算器１７_２１の係数ｂ_１ 、係数ｂ_２ ・・・係数ｂ_Mを修正する。また、乗算器１７_２２、乗算器１７_２３、乗算器１７_２４・・・乗算器１７_２５の係数ａ_０、係数ａ_１、係数ａ_２ ・・・係数ａ_Mを修正する。つまり、適応フィルタ（F_adp(z)）１７は、乗算器１７_１９、乗算器１７_２０・・・乗算器１７_２１の係数ｂ_１ 、係数ｂ_２ ・・・係数ｂ_M、乗算器１７_２２、乗算器１７_２３、乗算器１７_２４・・・乗算器１７_２５の係数ａ_０、係数ａ_１、係数ａ_２ ・・・係数ａ_Mを自動的に修正しながら決定することができる。そして、乗算器１７_１９、乗算器１７_２０・・・乗算器１７_２１と乗算器１７_２２、乗算器１７_２３、乗算器１７_２４・・・乗算器１７_２５は自動的に修正された係数ｂ_１ 、係数ｂ_２・・・係数ｂ_Mと、係数ａ_０、係数ａ_１ 、係数ａ_２ ・・・係数ａ_Mを用いて元の信号e_rpt(n)からホワイトノイズ分がカットされた信号e_a(n)を得て出力端子１９から出力できる。
このように図１６に示したバイクワッド直接II型のIIRフィルタでも、FIR型フィルタとは異なり直線位相特性や安定性は保証されないものの、位相遅れがなければ、FIRと比べて低次数にて同等の周波数ゲイン特性を得ることができる。また、図１５に示したバイクワッド直接I型のIIRフィルタに比して遅延器の数を半分にすることができる。
上記図１４、図１５及び図１６に構成を示した各フィルタにあって各係数は、実際の信号e_rpt(n)とフィルタ出力e_a(n)との誤差ε(n)の２乗平均誤差が最小になるように各係数修正アルゴリズム実行部１７_０８、１７_１６、１７_２６で実行される係数修正アルゴリズムにより決定される。誤差ε(n)の２乗平均誤差を最小値とするのを実現するための適応アルゴリズムとしては、周知の最小2乗アルゴリズムに基づくRLS(Recursive Least squares)アルゴリズムや、逐次修正アルゴリズムに基づくLMSアルゴリズムが用いられる。
例えば、LMSアルゴリズムでは、上記図１４、図１５及び図１６に構成を示した各フィルタ毎に、次の（１９）〜（２１）式により各係数が決定される。
図１４のFIR型フィルタの場合は（１９）式により係数が決定される。

図１５、図１６のIIRフィルタの場合の係数ａ_ｋと係数ｂ_ｋは（２０）式、（２１）式により決定される。

なお、上記（１９）式、（２０）式、（２１）式において、μは係数の収束速度を決めるパラメータである。
次に、図１７には、図１４に示したFIRフィルタによる適応線スペクトル強調器を用いて、適応させた場合のフィルタ（F_adp(s)）１７の周波数に対するゲインの大きさの変化と、位相の変化特性を示す。図１７に示すように、得られたフィルタの周波数特性は、カットオフ周波数を１０^３Hｚ付近とするローパスフィルタとなっていることがわかる。また、FIR型であることから直線位相特性を示していることもわかる。
また、図１８にF_adp(s)と伝達関数1＋CPとの関係を示す。図１８に示すように、上記（１０）式に示した条件B．を満足していることがわかる。
また、図１９には、本実施の形態による効果の例を示す。図１９(a)は、回転非同期信号を含むフォーカスエラー原信号である。図１９(b)は、本発明によるALEを用いた適応フィルタを通した後のフォーカスエラー信号である。図１９(c)は、図１９(a)と図１９(b)の差分信号であり、回転非同期成分である。
本発明によるALEを用いた適応フィルタにより、自動的に、適応的にデジタルフィルタが設計され、結果的に図１７に示した特性のローパスフィルタが得られ、また、その結果、回転非同期成分が低減された信号（図１９(c)）が得られていることがわかる。なお、図１９において、0〜0.02secまでは、適応フィルタが定常な出力を行うまでの過渡現象である。過渡現象の時間は、（１９）〜（２１）式で示す係数の収束速度を決めるパラメータμで決まる。図１９に示す例では、過渡現象期間は１周期である。
図２０(a)には上記図６に比較例１として挙げたメインループだけの構成のサーボ制御装置２０によるフォーカスエラー信号例を示す。図２１(a)には、図２０(a)に示すフォーカスエラー信号に、本発明によるＡＬＥによる適応フィルタを組み込んだ繰り返し制御を併用した場合のフォーカスエラー信号を示す。また、図２０(b)，２１(b)に、各フォーカスエラー信号のFFT解析した結果を示す。
図２０，図２１により、回転同期成分（本例だと、58Hzの整数倍波）が、抑制されていることがわかる。また、エラー振幅で70%程度軽減されていることがわかる。
図２２(a)に、従来のように試行錯誤で設定したフィルタを用いた場合のフォーカスエラー信号を示す。このフォーカスエラーは、上記B．の条件を満たすように、例えば、図１１を用いて説明したようにフィルタを手動にて設計した例である。図２２（b）は図１に示したサーボ制御装置１によって得られたフォーカスエラー信号を示す。図２２(a)と図２２(b)を比較すると、本発明によって得たフォーカスエラー信号の方が、1.5倍程度良好であることがわかる。
図２３には本発明の第２の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す。このサーボ制御装置は、図１に示したサーボ制御装置１（第１の実施の形態）の繰り返し制御器４に代えて、繰り返し制御器３１をメインサーボ系に組み込んだ構成である。この繰り返し制御器３１は、上記繰り返し制御器４のフィードフォワード系を構成する係数乗算器１４と加算器１１との間に、学習スイッチ３２を設けた構成である。
図１に示したサーボ制御装置１の繰り返し制御器４は、過渡現象の状態をも記憶してしまう。すると、図２１（ａ）に示した１周期間では、過渡現象が生じてしまい、本発明による効果が現れない。そこで、この第２の実施の形態のサーボ制御装置は、適応フィルタ出力が定常になり、第２のエラー信号が定常出力するまで、繰り返し制御系をメインループに印加するのを停止し、定常になった時点で、学習スイッチ３２をオンとして繰り返し制御系をメインループに接続する。この場合の定常になった時点とは、第２のエラー信号が定常状態となった時点ということである。これは、サーボループがかかったと同時ということもできる。図２３にあって減算器３と繰り返し制御器３１との間にループスイッチがあるとして、このループスイッチが閉じると同時に学習スイッチ３２を閉じるということもできる。
このような構成にすることにより、図２３に示したサーボ制御装置は、過渡現象の影響を受けることはなくなり、１周期目から本発明による効果が現れることになる。
また、学習スイッチ３２をサーボループが閉じると同時に閉じることにより、このサーボ制御装置は、加算器１０にて第１のエラー信号e(t)とフィードバック成分とを加算することによる発振現象を防止することができる。
図２４には本発明の第２の実施の形態のサーボ制御装置の変形例の構成を示す。このサーボ制御装置は、繰り返し制御器３３内で、過度現象の影響をなくすための学習スイッチ３４を、遅延器１３から加算器１０へのフィードバックループ内に設けた構成である。この変形例でも、適応フィルタ出力が定常になり、第２のエラー信号が定常出力するまで、繰り返し制御系をメインループに印加するのを停止し、定常になった時点で、学習スイッチ３４の切り換えにより繰り返し制御系をメインループに接続する。この場合の定常になった時点も、第２のエラー信号が定常状態となった時点であり、サーボループがかかったと同時ということもできる。図２４にあって減算器３と繰り返し制御器３３との間にループスイッチがあるとして、このループスイッチが閉じると同時に学習スイッチ３４を閉じることによる。
このような構成にすることにより、このサーボ制御装置も、過渡現象の影響を受けることはなくなり、１周期目から本発明による効果が現れることになる。
また、学習スイッチ３４をサーボループが閉じたと同時に閉じることにより、このサーボ制御装置でも、加算器１０にて第１のエラー信号e(t)とフィードバック成分とを加算することによる発振現象を防止することができる。
次に、図２５には、本発明の第３の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す。このサーボ制御装置は、繰り返し制御器３５内で、係数乗算器１４と加算器１１との間に、学習スイッチ３２を設け、また遅延器１３から加算器１０へのフィードバックループ内に学習スイッチ３４を設けた構成である。
このサーボ制御装置は、加算器１０で発生する発振現象をより確実に防止する構成である。加算器３と繰り返し制御器３５の間にループスイッチがあるとして、このループスイッチが閉じると同時にまず、学習スイッチ３４を閉じる。そして、ポイント３６にて第２のエラー信号の波形を測定し、それが安定してから、つまり定常状態となったことを確認してから、安定に学習が行われたとして、今度は学習スイッチ３２を閉じて、繰り返し制御器３５をメインループに接続し、上記適応的に生成した外乱成分を第１のエラー信号に加算して第３のエラー信号を生成するという構成である。
したがって、この第３の実施の形態のサーボ制御装置は、加算器１０で発生する発振現象をより確実に防止することができる。
次に、図２６には、本発明の第４の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す。このサーボ制御装置は、繰り返し制御器３７をメインループに接続している。
繰り返し制御器３７は、適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器を用いて、第１のエラー信号から非回転同期成分を低減した第２のエラー信号（主に回転同期信号からなる）を得て、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリ（遅延部）に保存しながら、上記第１のエラー信号を逐次更新した第３のエラー信号を出力することで、サーボエラー信号（観測信号）の繰り返し制御を実現する。
繰り返し制御器３７は、第１のエラー信号e(t)を加算器１１で受け取る。加算器１１には後述するフィードフォワード成分（適応的に生成された外乱信号）も供給されており、よって第１のエラー信号と適応的に生成された外乱信号ｄ＾(t)を加算した第３のエラー信号を出力する。加算器１１の加算出力である、上記第３のエラー信号は、制御器（C(s)）５に供給されるとともに、繰り返し制御器３７内部にて適応フィルタ（FA(z)）１２に入力する。適応フィルタ（FA(z)）１２は、ディレイmに基づいて適応線スペクトル強調器(ALE)又は適応線予測器として動作する部分であり、繰り返し制御を適応的に行う主要部である。この適応フィルタ（FA(z)）１２の出力（第２のエラー信号）は遅延器（Z^-n）１３に供給され、遅延器（Z^-n）１３により１周期分遅延されてから、係数乗算器１４により所定係数ｋが乗算されて適応的に外乱信号d＾(t)が生成される。この適応的に生成された外乱信号d＾(t)は、加算器１１にフィードフォワードされる。
加算器１１は減算器３の減算出力である第１のエラー信号e(t)と上記適応的に生成された外乱信号d＾(t)を加算し、その加算出力を第３のエラー信号として制御器（C(s)）５に供給する。この第３のエラー信号は、さらに上述したように、繰り返し制御器３７内部に取り込まれ、適応フィルタ（FA(z)）１２に供給される。
制御器（C(s)）５は、制御対象(P(s)）６に接続している。制御対象(P(s)）６は、光ディスク記録／再生装置の場合、２軸アクチュエータに相当する。制御対象(P(s)）６の出力は加算器７に供給される。加算器７には外乱信号d(t)も供給されている。加算器７は、制御対象(P(s)）６の出力に外乱信号d(t)を加算して観測信号y(t)を出力端子９から導出すると共に、観測信号y(t)を減算器３にフィードバックする。
次に、図２７には、本発明の第５の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す。このサーボ制御装置は、繰り返し制御器３８をメインループに接続している。この繰り返し制御器３８は、図２６に示した繰り返し制御器３７のフィードフォワード系を構成する係数乗算器１４と加算器１１との間に、学習スイッチ３９を設けた構成である。
この第５の実施の形態のサーボ制御装置は、適応フィルタ出力が定常になり、第２のエラー信号が定常出力するまで、繰り返し制御系をメインループに印加するのを停止し、定常になった時点で、学習スイッチ３９をオンとして繰り返し制御系をメインループに接続する。この場合の定常になった時点とは、第２のエラー信号が定常状態となった時点ということである。これは、サーボループがかかったと同時ということもできる。図２７にあって減算器３と繰り返し制御器３７との間にループスイッチがあるとして、このループスイッチが閉じると同時に学習スイッチ３９を閉じるということもできる。
このような構成にすることにより、図２７に示したサーボ制御装置は、過渡現象の影響を受けることはなくなり、１周期目から本発明による効果が現れることになる。
以上に説明したように、本発明の実施の形態によれば、回転非同期信号も含むエラー信号から、適応線スペクト強調器又は適応線形予測器によるフィルタにより回転同期信号を抽出することができる。また、上記フィルタは、適応的に、自動的に入力エラー信号に応じて設定することができる。また、これにより、人為的ではないので、設計者に依存しない、一定品質のフィルタを設計することができる。また、上記フィルタ出力を１回転周期で記憶し、フォードフォーワードする繰り返し制御を、メインループに組み込むことで、エラー信号の回転同期成分を抑制することができる。
また、本発明の他の実施の形態によれば、さらに上記繰り返し制御出力をメインループに印加する際に、適応フィルタ出力及び繰り返し制御出力が定常状態になってから行うことで、過渡応答の影響をなくすことができる。
次に、上記サーボ制御装置１をニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータ（上記図１等に示した制御対象(P(s))６の具体例）のギャップサーボを制御する制御システムに適用した光ディスク記録装置について説明する。図２８に示す光ディスク記録装置５０は、着脱自在とされたディスク状記録媒体（以下、光ディスクという）４０を図示しない装着部に装着し、装着した光ディスク４０に、ニアフィールド（近接場）において検出されるエバネセント光を照射して情報を記録する。
光ディスク記録装置５０は、光ディスク４０に記録する情報を供給する情報源５１と、ＡＰＣ（Auto Power Controller）５２と、レーザダイオード（ＬＤ）５３と、コリメータレンズ５４と、ビームスプリッタ（ＢＳ）５５と、ミラー５６と、光ヘッド５７と、集光レンズ６８と、フォトデイテクタ（ＰＤ）６２と、スピンドルモータ６４と、送り台６５と、送りモータ６６と、ポテンションメータ６７と、制御システム（図１に示したサーボ制御装置１の適用対象）６３とを備えている。
ＡＰＣ２は、記録時において、情報源５１から供給される情報に応じて後段に備えられたレーザダイオード５３から出射されるレーザ光を変調させるように制御する。
レーザダイオード５３は、ＡＰＣ５２からの制御に応じて、所定の波長のレーザ光を出射する。例えば、レーザダイオード５３は、赤色半導体レーザ、青紫色半導体レーザなどである。
コリメータレンズ５４は、レーザダイオード５３から出射されたレーザ光を光軸に平行な光ビームとして出射する。
ビームスプリッタ５５は、コリメータレンズ５４から出射された光ビームを透過してミラー５６に出射する。また、ビームスプリッタ５５は、ミラー５６で反射された光ヘッド５７からの戻り光を反射して集光レンズ６８に出射する。
ミラー５６は、ビームスプリッタ５５から出射された光ビームを反射して、光ヘッド５７へ出射する。また、ミラー５６は、光ヘッド５７からの戻り光を反射してビームスプリッタ５５に出射する。
光ヘッド５７は、ミラー５６から出射された光ビームを集束させ、光ディスク４０の情報記録面に照射する。光ヘッド５７が情報記録面に照射する光は、レンズの回折限界以上のスポットサイズで、情報の記録又は再生が可能なエバネセント光である。
図２９に示すように、光ヘッド５７は、対物レンズ５８と、ＳＩＬ（Solid Immersion Lens）５９と、レンズフォルダ６０と、アクチュエータ６１とを備えている。
対物レンズ５８は、レーザダイオード５３から出射され、コリメータレンズ５４、ビームスプリッタ５５、ミラー５６を介して入射された光ビームを集束してＳＩＬ５９に供給する。
ＳＩＬ５９は、球形レンズの一部を平面にして切り取った形状をした高屈折率のレンズである。ＳＩＬ５９は、対物レンズ５８を透過して集光された光ビームを、球面側から入射し、球面と反対側の面（端面）の中央部に集光させる。
また、ＳＩＬ５９に代えて、反射ミラーが形成され、ＳＩＬ５９と同等の機能を有するＳＩＭ（Solid Immersion Mirror）を用いてもよい。
レンズフォルダ６０は、対物レンズ５８とＳＩＬ５９とを所定の位置関係で一体に保持している。ＳＩＬ５９は、レンズフォルダ６０によって、球面側が対物レンズ５８と対向するように、また、球面と反対側の面（端面）が光ディスク４０の情報記録面と対向するように保持される。
このように、レンズフォルダ６０を用いて、対物レンズ５８と光ディスク４０の情報記録面との間に高屈折率のＳＩＬ５９を配置することで、対物レンズ５８のみの開口数よりも大きな開口数を得ることができる。一般に、レンズから照射される光ビームのスポットサイズは、レンズの開口数に反比例することから、対物レンズ５８、ＳＩＬ５９によって、より一層、微小なスポットサイズの光ビームとすることができる。
アクチュエータ６１は、制御システム６３から制御信号として出力される制御電流に応じてフォーカス方向及び／又はトラッキング方向にレンズフォルダ６０を駆動変位する。
光ヘッド５７において、エバネセント光は、ＳＩＬ５９の端面に臨界角以上の角度で入射され全反射した光ビームの反射境界面から滲みだした光である。ＳＩＬ５９の端面が、光ディスク４０の情報記録面から、後述するニアフィールド（近接場）内にある場合に、ＳＩＬ５９の端面より滲み出したエバネセント光は、情報記録面に照射されることになる。
続いて、ニアフィールドについて説明をする。一般に、ニアフィールドは、レンズに入射される光の波長をλとすると、上記レンズの光ビーム出射面からの距離ｄが、ｄ≦λ／２までの領域である。
図２９に示す、光ヘッド５７と、光ディスク４０とで考えると、光ヘッド５７が備えるＳＩＬ５９の端面から、光ディスク４０の情報記録面までの距離（ギャップ）ｄが、ＳＩＬ５９に入射された光ビームの波長λによってｄ≦λ／２と定義される領域がニアフィールドである。光ディスク４０の情報記録面と、ＳＩＬ５９の端面との距離で定義されるギャップｄが、ｄ≦λ／２を満たし、ＳＩＬ５９の端面からエバネセント光が光ディスク４０の情報記録面に滲み出す状態をニアフィールド状態といい、ギャップｄが、ｄ＞λ／２を満たし、上記情報記録面にエバネセント光が滲み出さない状態をファーフィールド状態という。
ところで、ファーフィールド状態である場合、ＳＩＬ５９の端面に臨界角以上の角度で入射された光ビームは、全て、全反射されて戻り光となる。したがって、図３０に示すようにファーフィールド状態での全反射戻り光量は、一定値となっている。
一方、ニアフィールド状態である場合、ＳＩＬ５９の端面に臨界角以上の角度で入射された光ビームの一部は、上述したように、ＳＩＬ５９の端面つまり反射境界面において、エバネセント光として光ディスク４０の情報記録面に滲み出す。したがって、図３０に示すように全反射された光ビームの全反射戻り光量は、ファーフィールド状態のときより減少することになる。また、ニアフィールド状態における全反射戻り光量は、光ディスク４０の情報記録面に近づく程、指数関数的に減少していることが分かる。
したがって、ＳＩＬ５９の端面の位置がニアフィールド状態にあるときは、全反射戻り光量がギャップ長に応じて変化するリニアな部分をギャップエラー信号としてサーボ制御を行えば、ＳＩＬ５９の端面と、光ディスク４０の情報記録面とのギャップを一定に制御することが可能となる。例えば、全反射戻り光量が制御目標値Ｐになるように制御を行えば、ギャップはｄの距離に一定に保持されることになる。
再び、図２８に示す光ディスク記録装置５０の構成について説明をする。集光レンズ６８は、光ヘッド５７が備えるＳＩＬ５９の端面で全反射され、ミラー５６で反射され、ビームスブリッタ５５で反射された戻り光をフォトデイテクタ６２に集光する。
フォトデイテクタ６２は、集光レンズ６８によって集光された戻り光の光量を電流値として検出する。なお、フォトデイテクタ６２で検出された電流値は、既にＤＣ化されており、全反射戻り光量電圧値として制御システム６３に供給される。
スピンドルモータ６４には、当該スピンドルモータ６４が一回転する間に一定数のＦＧ信号と呼ばれるパルス信号を発生する図示しないエンコーダが備えられている。この図示しないエンコーダから発生されるＦＧ信号をカウントすることで、光ヘッド５７から光ディスク４０に照射されている光ビームが、現在、光ディスク４０の情報記録面の円周方向のどの位置を照射しているかが分かる。
このスピンドルモータ６４に備えられた、図示しないエンコーダから出力されるＦＧ信号を、光ヘッド５７が光ディスク４０の円周方向のどの位置にあるかを示す情報とする。図示しない上記エンコーダから出力されるＦＧ信号は、制御システム６３に供給される。
送り台６５は、回転駆動系であるスピンドルモータ６４を搭載し、図示しない装着部に装着された光ディスク４０を半径方向に移動させる台である。送り台６５は、送りモータ６６によって光ディスク４０の半径方向へ移動する。送りモータ６６によって、送り台６５を動作させることで、光ディスク４０のトラック間移動を行うことができる。
ポテンションメータ６７は、上記送りモータ６６に取り付けられており、送りモータ６６の回転角度を検出することで、上記送り台６５がどれだけ移動したかが分かる。送り台６５の移動量は、相対的に、光ヘッド５７の光ディスク４０の半径方向に対する移動量と同じである。したがって、ポテンションメータ６７による検出量から、光ヘッド５７が光ディスク４０の半径方向のどの位置にあるかが分かる。
この、ポテンションメータ６７から取得される検出値を光ヘッド５７が光ディスク４０の半径方向のどの位置にあるかを示す半径位置情報とする。ポテンションメータ６７から出力される半径位置情報は、制御システム６３に供給される。
制御システム６３は、サーボ制御装置１を内蔵しており、光ディスク４０の情報記録面と光学ヘッド５７が備えるＳＩＬ５９との距離であるギャップを制御する。
光ディスク記録装置５０において用いる光ディスク４０は、当該記録装置５０に着脱自在な記録媒体である。したがって、装置内のディスク回転駆動機構に予め固定された記録媒体などに比較し、ディスク回転駆動機構に対する装着精度を高精度に維持できない。そのため、ディスク回転駆動機構に装着して回転駆動したとき、面ぶれの発生を抑えることが困難である。
そこで、サーボ制御装置１を内蔵している制御システム６３は、主に、この面ぶれに起因する外乱に光学ヘッド５７を追従するように二軸アクチュエータの制御量を決定して、ギャップサーボを行う。サーボ制御装置１は、上述したように、繰り返し制御器４を有しており、適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器として動作して、サーボエラー信号から非回転同期成分を低減したエラー信号（主に回転同期信号からなる）を得て、このエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存しながら、上記エラー信号を逐次更新していくことで、サーボエラー信号の繰り返し制御を実現する。
したがって、光ディスク記録装置５０は、サーボの品質を一定としたギャップサーボを実現することができる。
もちろん、制御システム６３は、サーボ制御装置１の代わりに、図２３乃至図２７に示した他の実施の形態のサーボ制御装置を内蔵してもよい。この場合、光ディスク記録装置５０は、過渡現象の影響を受けることがなく、迅速にギャップサーボを行うことができる。また、サーボループが閉じたと同時に学習スイッチを閉じれば、発振を防止することができる。
以上に説明したように、本発明に係るサーボ制御装置及びサーボ制御方法は、閉ループ系を安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、サーボエラー信号から適応的に自動設定することができる。また、精度の高いサーボ制御を行うことができる。
本発明に係る光ディスク記録又は再生装置は、サーボ品質が一定であるサーボ制御を行って、情報信号をディスク状光記録媒体に対して記録又は再生することができる。
なお、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは当業者にとって明らかである。

本発明は、適応線スペクトル強調器（ＡＬＥ）、適応線形予測器を用いた繰り返し制御方法、及び、この制御方法を用いた光ディスク装置、光ディスク用サーボ方法に利用可能である。また、サーボエラー信号に適応して、自動的にローパスフィルタを設計することができる。

Claims (15)

1. 目標信号と、外乱が加えられた制御対象の観測信号とから第１のエラー信号を求め、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分遅延し、遅延した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号を上記第１のエラー信号に加算して得られた第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部を備え、
   上記繰り返し制御が出力した上記第３のエラー信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御し、
   上記繰り返し制御部は、上記第２のエラー信号が定常状態となってから繰り返し制御を行う
   サーボ制御装置。
2. 上記繰り返し制御部から出力された上記第３のエラー信号に基づいて上記制御対象の制御量を決定する制御部をさらに備える請求項１記載のサーボ制御装置。
3. 上記繰り返し制御部は、
   上記目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出部と、
   上記第１のエラー信号検出部が検出した上記第１のエラー信号に適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ部と、
   上記適応フィルタ部によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延する遅延部と、
   上記遅延部から取り出した第２のエラー信号を上記第１のエラー信号に戻して加算するフィードバック部と、
   上記遅延部から取り出した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算し第３のエラー信号を出力するフィードフォワード部と
   を備えてなる請求項１記載のサーボ制御装置。
4. 上記繰り返し制御部の上記適応フィルタ部は、遅延次数mの遅延器と、遅延次数mに基づいて適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器として動作する適応フィルタとを備えてなる請求項３記載のサーボ制御装置。
5. 上記適応フィルタ部の上記適応フィルタは、上記第１のエラー信号と、上記遅延次数mの遅延器で遅延されて上記適応フィルタでフィルタリングされた第４のエラー信号との差となる第５のエラー信号に基づいて適応的に乗算係数を決定する請求項４記載のサーボ制御装置。
6. 上記適応フィルタは、ＦＩＲフィルタである請求項４記載のサーボ制御装置。
7. 上記適応フィルタは、ＩＩＲフィルタである請求項４記載のサーボ制御装置。
8. 上記繰り返し制御部は、
   上記目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出部と、
   上記第１のエラー信号検出部が検出した上記第１のエラー信号に適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ部と、
   上記適応フィルタ部によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延する遅延部と、
   上記遅延部から取り出した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算し第３のエラー信号を出力するフィードフォワード部と
   を備えてなる請求項１記載のサーボ制御装置。
9. 上記繰り返し制御部の上記適応フィルタ部は、遅延次数mの遅延器と、遅延次数mに基づいて適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器として動作する適応フィルタとを備えてなる請求項８記載のサーボ制御装置。
10. 上記適応フィルタ部の上記適応フィルタは、上記第１のエラー信号と、上記遅延次数mの遅延器で遅延されて上記適応フィルタでフィルタリングされた第４のエラー信号との差となる第５のエラー信号に基づいて適応的に乗算係数を決定する請求項９記載のサーボ制御装置。
11. 上記適応フィルタは、ＦＩＲフィルタである請求項９記載のサーボ制御装置。
12. 上記適応フィルタは、ＩＩＲフィルタである請求項９記載のサーボ制御装置。
13. 目標信号と、外乱が加えられた制御対象の観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出工程と、
    上記第１のエラー信号検出工程が検出した上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ工程と、
    上記適応フィルタ工程によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延してから上記第１のエラー信号に戻して加算するフィードバック工程と、
    上記１周期分遅延した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算し第３のエラー信号を出力するフィードフォワード工程とを備え、
    上記フィードフォワード工程が出力した第３のエラー信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御し、
    上記適応フィルタ工程、上記フィードバック工程、及び上記フィードフォワード工程による繰り返し制御を、上記第２のエラー信号が定常状態となってから行う
    サーボ制御方法。
14. 目標信号と、外乱が加えられた制御対象の観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出工程と、
    上記第１のエラー信号検出工程が検出した上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ工程と、
    上記適応フィルタ工程によって得られた第２のエラー信号を１周期分遅延し、この１周期分遅延した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算して第３のエラー信号を出力するフィードフォワード工程と
    を備え、
    上記フィードフォワード工程が出力した第３のエラー信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御し、
    上記適応フィルタ工程、及び上記フィードフォワード工程による繰り返し制御を、上記第２のエラー信号が定常状態となってから行う
    サーボ制御方法。
15. 着脱自在なディスク状光記録媒体を装着する装着部と、
    上記装着部に装着したディスク状記録媒体を所定の回転数で回転させる回転駆動部と、
    所定のレンズをフォーカス及び／又はトラッキング方向に駆動する駆動機構によって駆動しながら、上記回転駆動部によって回転される上記ディスク状記録媒体の情報記録面に光ビームを出射して情報信号を記録するか、又は上記情報記録面からの戻り光に応じた信号を出力して情報信号を再生する光学ヘッド部と、
    上記光学ヘッド部によって検出された観測信号に基づいて上記駆動機構のサーボ機構を制御するサーボ制御部とを備え、
    上記サーボ制御部は、目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求め、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分遅延し、遅延した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号を上記第１のエラー信号に加算して得られた第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部を有し、
    上記繰り返し制御部は、上記第２のエラー信号が定常状態となってから繰り返し制御を行う
    光ディスク記録又は再生装置。

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