JP4447794B2 - 増分位置測定システムの周期信号を補正する方法と回路装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
本発明は、増分位置測定システムの周期信号を補正する方法と回路装置に関する。
【０００２】
一般に、増分位置測定システムは、測定ユニットの走査時にその出力側で位相をずらした一対の正弦信号を出力する。これらの周期信号は、後続配置された順次電子機器内で、例えば工作機械の数値制御部内で再処理される。この順次電子機器は、信号の再処理時に、例えば信号の補間時に位置測定システムの入力された信号の理想的な信号波形を必要とする；この場合、特に不変な信号の振幅，可能な限り小さい信号のオフセット及び周期信号間の精確に９０°ずらした位相を基礎にする。しかしながら、通常、それぞれの位置測定システムは、このような最適な信号波形を出力しない。すなわち、通常、生成された信号は、様々な影響に起因して信号パラメータ，信号の振幅，信号のオフセット及び信号の位相位置に関する誤差を伴う。一連の解決手段が、これらの誤差を測定システム側で補正するために、又はこれらの誤差を制御するために提唱されている。これらの解決手段は、以下で簡単に説明する。
【０００３】
位置情報を含んだ正弦信号を補正する回路装置が、ヨーロッパ特許公開公報第７０８３１１号明細書から公知である。この場合、直流成分，正弦信号相互の電圧応答及び位相差が、プロセッサー制御された配置によって補正される。これに対して、複数の正弦信号の複数の点が選び出される。これらの点は、これらの正弦信号と交差し、かつ、これらの点は、これらの正弦信号に対して最大振幅になる。これらの正弦信号中の直流成分が、これらの正弦信号の信号変化のこれらの点から算定され、場合によっては補正される；さらに、これらの両正弦電圧相互の電圧変化が、この直流成分から算定され、場合によっては補正される。最終的に、これらの正弦信号間の位相差が、これらの点に基づいてさらに算定されて補正される。この場合、これらの算定と補正は、プロセッサー制御で実行される。
【０００４】
この場合、比較的複雑で、そのために高価な回路装置をこれらの３つの補正手段を実行するために必要である点、特に独立したプロセッサを必要とする点が、欠点である。しかも、コストのほかに、回路装置に対して必要になる軽視できないスペースを要する点も欠点である。何故なら、回路装置が、測定システムに対して直接的に有効に配置されているからである。
【０００５】
エンコーダの信号を補正する方法と装置が、ドイツ連邦共和国特許出願公開第
１９６４３７７１号明細書から公知である。この場合、複数の正弦信号が、シミュレートされる。そして、これらの正弦信号の振幅が、最大値と最小値との差から算出される。次いで、Ａ／Ｄ変換器に対する最適な基準電圧又は増幅器に対する最適な基準電圧と最適な増幅率が、シミュレートされた信号の振幅に応じて算出される。最終的に、これらの算出された最適値がセットされる。この場合、プロセッサが、最適な基準電圧と場合によっては最適な増幅率との算出のために必要になる。この場合、プロセッサが最適な値を算出するために必要になる点が、同様に欠点である。しかも、これらの最適値は、特定の位置に対してしか算定されないで、持続して再調整されない。そのために、次に最適な値も、動作の間に必ずセットされている。
【０００６】
９０°だけずらした正弦信号の振幅誤差とオフセット誤差を検出する方法と回路装置、並びにそれに対する調整器が、ヨーロッパ特許公開公報第４８９０３６号明細書から公知である。両信号が、閾値段中で評価される。この場合、評価の零点は、その都度の別の信号の零の通過によって特定される。閾値段の出力信号が、制御ユニット中で評価される。そして、オフセットと振幅が、このときに算出した誤差に応じてセットされる。
【０００７】
一段の制御しか可能でない点が、この実行における欠点である。そのため、正弦信号のうちの一方の正弦信号の振幅変動が、十分迅速に制御されないか、又は、制御のオーバーシュートが、小さい振幅変動時に回避できない。しかも、プロセッサによって実現される制御ユニットが一般に必要である。このプロセッサは、著しくコストがかかり、スペースを著しく必要とする。
【０００８】
本発明の課題は、増分位置測定システムの周期信号を補正する方法を提供することにある。この場合、信号の振幅，信号のオフセット及び信号の位相位置のような周期信号の信号パラメータが、選択的に補正可能でなければならない。それぞれの信号パラメータの僅かな変動と激しい変動の双方が制御可能であり、かつ、制御のオーバーシュートが可能な限り回避されることが特に要求される。
【０００９】
さらに本発明の課題は、可能な限り廉価でかつコンパクトに実現可能である増分位置測定システムの周期信号を補正する回路装置を提供することにある。
【００１０】
この課題は、請求項１の特徴による方法によって解決され、そして請求項１０の特徴による回路装置によって解決される。
【００１１】
本発明の好適な構成は、従属請求項に記載されている。
【００１２】
本発明の方法は、位置測定システムの周期信号の信号パラメータの僅かな変動と激しい変動の双方、例えば様々な強さの振幅の変動が、オーバーシュートなしに制御されるという有利な効果を奏する。例えば、信号パラメータである信号の振幅の僅かな変動は、正常な測定動作中に緩やかなドリフトの進行によって引き起こされ得る一方で、激しい振幅の変動は、走査された測定ユニットの汚れ（Ｖｅｒｓｃｈｍｕｔｚｕｎｇ）によって引き起こされている。これらの双方の場合において、この発明の方法は、順次電子機器に伝達される信号の信頼性の高い補正を保証する。
【００１３】
本発明の回路装置は、例えば信号パラメータである信号の振幅に関する信号の緩やかな変動と速い変動の双方が、１つの回路装置だけで制御され得るという有利な効果を奏する。
【００１４】
もう１つの有利な効果は、本発明の回路装置が位置測定システムの信号に重畳している雑音に対して鈍感である点にある。位置測定システムの信号の振幅が、場合によっては存在する誤差を引続き制御するために非常に短い期間しか観察されないことによって、このことは、振幅の補正のときに実現される。この期間に存在しない全ての雑音は、この補正又は制御に影響しない。
【００１５】
基本的には、本発明の範囲内で適用態様に応じて上述した信号誤差のうちの一部だけを補正すること、又は対応する信号パラメータを調整することも提唱され得る；例えば、信号の振幅と信号のオフセットが、本発明にしたがって補正又は制御され得る一方で、場合によっては発生する位相位置誤差の補正は省略される等々である。したがって、本発明は、信号特性に関するその都度の要求に柔軟に合わせることができる。
【００１６】
さらに、本発明の回路装置は非常に僅かな回路技術的な経費しか必要としないのと同時にしかしながら速くて信頼性の高い信号の補正を保証する点が挙げられる。特に、本発明の回路装置は、このときに回路技術的に経費のかかる信号のピーク値を必要としない。
【００１７】
以下に、本発明の方法と回路装置のその他の有利な効果と詳細を図面に基づいた実施の形態から説明する。
【００１８】
以下に、本発明の方法を図１中のフローチャートに基づいて詳しく説明する。
【００１９】
増分位置測定システムのこの説明した方法では、１つの周期的な測定ユニットと１つのこれに対して相対運動する走査ユニットとから出発する。測定ユニットと走査ユニットが相対運動する場合、変位に依存して変調された複数の周期信号が生成される。これらの周期信号は、再処理のために後続配置された順次電子機器に伝達される。この相対運動は、ここでは線形運動の形態にしてもよいし、回転運動の形態にしてもよい。これらの生成される信号は、一般に、これらの生成される信号は、一対の正弦波状のアナログ信号である。これらのアナログ信号の位相は、互いに９０°ずらしてある。このような位置測定システムは、例えば数値制御される工作機械内の工具と加工品との相対位置を精確に測定するために使用される；この場合、工作機械の数値制御部は、順次電子機器としてはたらく。原理的には、このような位置測定システムは、いろいろな物理的な走査原理、例えば光電的な、電磁的な、誘導的な又は容量的な原理に基づく。明らかに、本発明は、これらの全ての走査原理にむすびつけて使用可能である。
【００２０】
再処理のために十分最適な信号が順次電子機器に常に伝達されることが、後で説明する本発明によって保証される。この場合、特定の信号パラメータが、その都度最適化される。特に信号の振幅，信号のオフセット及び上述した位相の相対位置が、周期信号の重要な又は最適な信号パラメータとして挙げられる。
【００２１】
本発明の最初のステップＳ１０では、実際値が、各種の信号パラメータのうちの少なくとも１つによって特に１回の信号周期内で算出される。次のステップＳ２０では、この算出された実際値が、１つか又は多数のプリセットされた閾値と比較される。この場合、このステップＳ２０では、その都度の実際値が、この又はこれらの異なる閾値に関して評価される。その結果、信号パラメータのその都度の実際値が、所定の閾値よりも大きいか又は小さいかが評価される。したがってこの点で、特に回路技術的に経費のかかるピーク値を検出する必要はない。次の方法ステップＳ３０では、１つの補正値が、実際値の相対位置にしたがって算定される。周期信号をプリセットされた１つの目標値に合わせるため、この補正値は、方法ステップＳ４０中にこれらの周期信号に作用する。引続き、場合によってはさらにその都度の信号パラメータに作用するため、信号パラメータの実際値が、次の信号周期中に方法ステップＳ１０にしたがって同様に算出される。この信号パラメータが所望の目標値に到達するまで、又は少なくとも所定の目標範囲内に来るまで続けられる。
【００２２】
少なくとも２つの異なる補正値Ｓ Ｎ （例えば、Ｎ＝１…４）が、方法ステップＳ３０中に特定する補正値Ｓのためにプリセットされる。これらの異なる補正値ＳＮはそれぞれ、プリセットされた閾値に関連して信号パラメータの実際値の所定の相対位置に一義的に割当てられていて、そしてこれらの閾値のその都度の符号とこれらの信号の大きさを考慮してプリセットされている。これらの少なくとも２つの補正値Ｓは、大きさ的にか若しくは信号的に区別が付くか、又は大きさ的と信号的の双方で区別がつく。好ましくは、４つの補正値がプリセットされる。これらの４つの補正値のうちの２つの補正値は、大きさ的に互いに明確に区別が付く；しかも、これらの大きさ的に異なる補正値の各々は、反転した符号に相当する補正値をもつ。こうして、その都度の信号パラメータのいろいろな激しい変動に制御面で適切に対処できることが保証される。例えばこのようにして信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットが補正される必要がある場合、別の原因が、これらの信号パラメータの望まない変動をもたらしうる。例えば、測定ユニットに汚れがあるときの信号の振幅の明らかな急減のような、信号の振幅の緩やかなドリフトが同様に存在する。前者の場合にはより小さい補正値Ｓが、本発明の方法によって調整ステップＳ４０に対して特定される一方で、後者の場合にはより大きな補正値が選択される。
【００２３】
その都度の信号パラメータの実際値が、方法ステップＳ１０中に短期間に、特に１回の信号周期内で測定されることが実証されている。これによって、場合によっては制御に影響を及ぼしうる雑音が、大幅に排除され得る。
【００２４】
このとき同様に、雑音が、ステップＳ４０中に所定の補正値Ｓを使用することによって制御技術的に短期間しか、例えば限られた回数の信号周期にわたってしか作用しない。
【００２５】
さらに、周期信号が零を通過する時点にだけ、すなわち周期信号の振幅が零又は少なくともほぼ零であるときに、実際の補正値Ｓに必要な変更を実施することが好ましい。
【００２６】
具体的な実施形と本発明のその他の好適な事項と本発明の回路装置に関しては、その他の図面に基づく多数の実施の形態の以下の詳しい説明を参照されたい。
【００２７】
本発明の回路装置の次の第１の実施の形態では、増分位置測定システムの信号中の信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットだけが補正される。この場合、本発明の回路装置のこの第１の実施の形態は、上述した方法を実行するために適する。信号パラメータである信号の位相位置の補正に関しては、以下に続く第２の実施の形態の説明を参照されたい。
【００２８】
本発明の回路装置のこの第１の実施の形態では、位置測定システムが、１つの正弦信号と、９０°だけずらした１つの正弦信号、すなわち余弦信号とを出力信号として出力することから開始される。位置測定システムのこれらの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓはそれぞれ、差動信号として２本の導線を経由して伝達される。このとき、それぞれ反転した信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓがまだ存在しない場合には、これらの反転した信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、これに起因して容易に生成され得る。
【００２９】
図２ａは、本発明の回路装置の第１の実施の形態を示す。１つの正弦信号ｓｉｎ，１つの余弦信号ｃｏｓ，１つの反転した正弦信号−ｓｉｎ，１つの反転した余弦信号−ｃｏｓが、この回路装置に伝達される。これらの信号は、公知の方式で増分測定システムによって生成される。これらの信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓは、第１構成群１内でマルチプレクサ１．１の入力部に伝達される。マルチプレクサ１．１は、比較器１．２，１．３を用いて入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓを評価することによって測定システムの運動方向に依存して制御される。詳しく言うと、正弦信号ｓｉｎが、比較器１．２の反転する入力側に伝達され、反転した余弦信号−ｃｏｓが、この比較器１．２の反転しない入力部に伝達される。同様に、正弦信号ｓｉｎが、第１構成群１内の第２比較器１．３の反転する入力側に伝達され、余弦信号ｃｏｓが、この比較器１．３の反転しない入力部に伝達される。第１比較器１．２の出力信号が、マルチプレクサ１．１内でこれらの入力信号を選び出す低い値のアドレスビットとして利用され、第２比較器１．３の出力信号が、これらの入力信号を選び出す高い値のアドレスビットとして利用されるように、これらの両比較器１．２，１．３の出力信号がマルチプレクサ１．１を制御するために使用される。反転した余弦信号ｃｏｓがアドレス０によってマルチプレクサ１．１の入力部に伝達され、正弦信号ｓｉｎがアドレス１によってこの入力部に伝達され、余弦信号ｃｏｓがアドレス２によってこの入力部に伝達され、反転した正弦信号−ｓｉｎがアドレス３によってこの入力部に伝達されると、この入力信号は、出力信号ＯＵＴＭＵＸとしてマルチプレクサ１．１．によってその都度出力される。この出力信号ＯＵＴＭＵＸはこの時点で最大振幅を有する。このことは、位置測定システム側の最初の運動方向に対して言える。
【００３０】
位置測定システム側の運動方向が変わると、このことが方向検出器１．４内で認識される。この方向検出器１．４は、公知の方式でこの位置測定システムの正弦状の出力信号と余弦状の出力信号を評価する。次いで、この方向検出器１．４は、もう１つ別のマルチプレクサ１．５を制御する。運動方向が変わったときでも、この入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、出力信号ＯＵＴＭＵＸとしてマルチプレクサ１．１によって再び伝達されるように、このマルチプレクサ１．５は、比較器１．２，１．３の出力信号をマルチプレクサ１．１の制御入力部に伝達される。この出力信号ＯＵＴＭＵＸは、この時点で最大振幅を有する。したがって、方向検出器１．４とマルチプレクサ１．５によって、これらの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓの半波が、この時点で最大振幅を有する出力信号ＯＵＴＭＵＸとして位置測定システム側の運動方向に依存しないで常に再び伝達されることが保証される。
【００３１】
これらの４つの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，ｃｏｓとマルチプレクサ１．１によって生成された出力信号ＯＵＴＭＵＸとの間の関係が、図４ａ，４ｂ中にグラフで示されている。
【００３２】
その代わりに、マルチプレクサ１．５は、マルチプレクサ１．１の前に配置してもよい。これによって、入力信号が、この時点で最大振幅を有する出力信号ＯＵＴＭＵＸとして運動方向に依存しないでマルチプレクサ１．１によって出力されるように、位置測定システムの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、マルチプレクサ１．１の入力部に伝達される。
【００３３】
もう１つ別の代わりの構成では、マルチプレクサ１．５が、運動方向に依存して同期構成群２にさらに伝達された正弦状の信号と余弦状の信号の符号も反転できる。これによって、最初の運動方向では、余弦信号ｃｏｓが比較器２．１に伝達され、正弦信号ｓｉｎが比較器２．５に伝達される。次の運動方向では、マルチプレクサ１．５によって切換えられて、正弦信号−ｓｉｎが比較器２．５に伝達され、余弦信号−ｃｏｓが比較器２．１に伝達される。
【００３４】
こうして生成されたマルチプレクサ１．１つまり構成群１の出力信号ＯＵＴＭＵＸは、第２構成群３に敷設されている４つの比較器３．１，３．２，３．３，３．４に伝達される。マルチプレクサ１．１の出力信号ＯＵＴＭＵＸが、第１比較器３．１と第２比較器３．２の反転しない入力部にその都度伝達される；マルチプレクサ１．１の出力信号ＯＵＴＭＵＸが、第３比較器３．３と第４比較器３．４の反転する入力部にその都度伝達される。これらの比較器３．１〜３．４のこれらの２番目の入力部はそれぞれ、１つの分圧器の１つのタップに接続される。このタップは、同様に第２構成群３に属する。
【００３５】
タップが、抵抗３．５の前方と、抵抗３．５と抵抗３．６との間と、抵抗３．６と抵抗３．７との間と、抵抗３．７と抵抗３．８との間に１つずつ設けられているように、１つの電源３．９と４つの抵抗３．５〜３．８を有するこの分圧器は構成されている。これらのタップの電圧が、後でさらに詳しく説明する制御のための閾電圧として使用され得るように；すなわち既に上述した異なる閾値ＳＷ１−ＳＷ４がプリセットされるように、これらの抵抗３．５〜３．８は選択されている。この目的のために、第１比較器３．１の反転する入力部は、抵抗３．５前方の第１タップに接続される。第２比較器３．２の反転する入力部は、抵抗３．５と抵抗３．６との間のタップに接続される；第３比較器３．３の反転しない入力部は、抵抗３．６と抵抗３．７との間のタップに接続される。そして、第４比較器３．４の反転しない入力部は、抵抗３．７と抵抗３．８との間のタップに接続される。
【００３６】
一定にプリセットされた抵抗又は閾値を有するこの示された分圧器の実施の形態の代わりに、異なる閾値を調節可能に設定することも考えられる。これは、例えば切換え可能な多数の抵抗を有する適切な配置によって実現され得る。このようにして、本発明は、各種の走査方法に対して効果的に合わせることができる。所望の制御瞬度（Ｒｅｇｅｌｕｎｇｓ−Ｓｔｅｉｌｈｅｉｔ）と制御速度が、それぞれの閾値によって分圧器のステップ幅にむすびつけて設定することができる；したがって、どのような信号の変化が信号周期ごとに制御され得るかという点に関与することができる。
引続き、比較器３．１〜３．４の出力信号が、第３構成群４内で各々４つのＡＮＤゲート４．１〜４．４，４．５〜４．８から構成される２つのグループの１番目の入力部に伝達される。１つの第１同期信号ＳＹＮＣ１が、第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４の２番目の入力部に伝達される。余弦状の入力信号ｃｏｓが最小の振幅のほぼ零の場合、この第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４が、この同期信号ＳＹＮＣ１によってリセットされる。ＡＮＤゲート４．１〜４．４に接続されている第１フォワードバックカウンタ５．１が、これらのＡＮＤゲート４．１〜４．４の出力信号を伝達するために必要とする期間、このリセットは持続する。
【００３７】
第１比較器３．１の出力信号が、第１ＡＮＤゲート４．１と同期することによってカウンタ５．１のカウンター入力部１０ｘＲに伝達される。このカウンター５．１が第１閾値内で減少させる方向に計数するように、このカウンター入力部１０ｘＲは、このカウンタ５．１を制御する。したがって、このカウンタ５．１は、その他のカウンタ５．４，５．７，５．１０のようにフォワードバックワードカウンタとして公知の方式で構成されている；このカウンタの異なる入力部が、制御入力部として機能する、すなわち伝達されるカウンター入力部に応じて所定の閾値で所定の方向に計数される。位置測定システムの信号の振幅の激しい変動も、適切な制御によって迅速に補正され得るように、カウンタ５．１の閾値が選択される。
【００３８】
第２比較器３．２の出力信号が、第２ＡＭＤゲート４．２と同期することによってカウンタ５．１の第２カウンター入力部Ｒに伝達される。これによって、このカウンタ５．１がより小さい第２閾値内で減少させる方向に計数するように、このカウンタ５．１は制御される。測定システムの通常の動作中の緩やかな信号のドリフトが、適切な制御によってオーバーシュートなしに補正されるように、このカウンタ５．１のこのより小さい第２閾値は制御される。
【００３９】
第３比較器３．３の出力信号が、第３ＡＭＤゲート４．３と同期することによってカウンタ５．１の第３カウンター入力部Ｖに伝達される。このカウンタ５．１は、第２閾値内で増加させる方向に計数する。最後に、第４比較器３．４の出力信号が、第４ＡＭＤゲート４．４と同期することによってカウンタ５．１の第４カウンター入力部１０ｘＶにさらに伝達される。このカウンタ５．１が第１閾値内で増加させる方向に計数するように、この第４カウンター入力部１０ｘＶは、このカウンタ５．１を制御する。
【００４０】
したがって、第３構成群４内の異なるＡＮＤゲート４．１〜４．４は、信号をカウンタ５．１の特定のカウンター入力部Ｒ，Ｖ，１０Ｒ，１０Ｖに選択的に入力するために使用される。ここでは、信号が、先に実行された補正操作に依存してこれらの異なるカウンター入力部Ｒ，Ｖ，１０Ｒ，１０Ｖに伝達される。すなわち、信号が、プリセットされた閾値ＳＷ１〜ＳＷ４と比較した信号パラメータの実際値に相当する比較器３．１〜３．４の出力信号に依存してこれらの異なるカウンター入力部Ｒ，Ｖ，１０Ｒ，１０Ｖに入力する。このようにして、カウンタのその都度のステップ幅と、ひいては信号パラメータを調整するための実際の補正値が、この補正操作にしたがって最終的に設定される。
【００４１】
カウンタ５．１のその都度の実際の計数結果が、中間記憶器５．２に伝達される。さらに、第３同期信号ＳＹＮＣ３が、この中間記憶器５．２に伝達される。この計数結果つまりこの第３同期信号ＳＹＮＣ３によって特定されている時点に対する計数状況が、中間記憶器５．２から後続配置されたデコーダ５．３に出力される。制御要素が、デコーダ５．３によって１つの可変抵抗６．１の形態で設定される。このとき、信号の振幅と、場合によっては位置測定システムによって生成される信号ｓｉｎが、この抵抗６．１の所定の変更によって最終的に変化する。位置測定システムの信号経路内のこの抵抗６．１の配置に関しては、図３のさらなる以下の説明を参照されたい。
【００４２】
第３構成群４内の第２グループのＡＮＤ回路４．５〜４．８が、第２カウンタ５．４に接続されている。第２構成群３から構成される比較器３．１〜３．４の出力信号はそれぞれ、ＡＮＤゲート４．５〜４．８に対する出力信号も生成する。これらのＡＮＤゲート４．５〜４．８の第２入力信号が、第２同期信号ＳＹＮＣ２によって実現される。マルチプレクサ１．１の余弦状の入力信号ｃｏｓの振幅がほぼ零である時に、この第２同期信号ＳＹＮＣ２は、比較器３．１〜３．４の出力信号を再び伝達するためにこれらのＡＮＤゲート４．５〜４．８をリセットする。第２カウンタ５．４がＡＮＤゲート４．５〜４．８の出力信号を伝達できるように、このリセットの期間が再び選択される。この場合、第１ＡＮＤゲート４．５の出力信号が、第２カウンタ５．４のカウンター入力部１０ｘＲに伝達される。カウンター入力部１０ｘＲは、第１閾値内でバックワードカウンタを制御する。第２ＡＮＤゲート４．６の出力信号が、カウンタ５．４の第２カウンター入力部Ｒに伝達される。この第２カウンター入力部Ｒは、より小さい第２閾値内でバックワードカウンタを制御する。第３比較器３．３の出力信号が、カウンタ５．４の第３カウンター入力部Ｖに伝達される。小さい第２閾値内でフォワードカウンタを制御する。最後に、第２グループの第４ＡＮＤゲート４．８の出力信号が、カウンタ５．４の第４カウンター入力部１０ｘＶにさらに伝達される。その結果、このカウンタ５．４がより大きい第１閾値によって増加させる方向に計数するように、このカウンタ５．４は制御される。
【００４３】
第３構成群４内の第２カウンタ５．４の出力信号が、第２中間記憶器５．５に伝達される。第３同期信号ＳＹＮＣ３が、第１中間記憶器５．２と同様に第２中間記憶器５．５に伝達される。これによって、第１中間記憶器５．２と同様に、この第２中間記憶器５．６は、同じ時点に対して第２カウンタ５．４の計数結果を第２デコーダ５．６に出力する。１つの第２制御要素が、同様に可変抵抗６．２として構成されて実際の計数状況に依存して第２デコーダ５．６によって設定される。この第２制御要素は、第１可変抵抗６．１のように位置測定システムの出力信号のうちの１つの出力信号の信号パラメータである信号の振幅、場合によっては信号のオフセットを変化させるために利用される；したがって、この例では、順次電子機器に伝達される信号−ｓｉｎが、適切に制御される。この関係も、図３のさらなる以下の説明に示されている。この図３は、特に信号経路内の異なる制御要素つまり可変抵抗６．１，６．２の配置を示す。
【００４４】
図３中に示すように、位置測定システムの出力信号が、雑音感度を改善するために２本の導線を経由して差動信号として伝達されるので、この位置システムの周期信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの信号の振幅と信号のオフセットが、これらの両導線上の抵抗６．１と抵抗６．２によって、つまり適切な制御要素によって調整される。この信号の振幅及びこの信号のオフセットは、後続配置された順次電子機器に伝達される。当然、これらの図示した可変抵抗６．１，６．２のほかに、その他の構成要素、例えば調節可能な増幅器，電界効果トランジスタ，バイポーラトランジスタ等も、対応する制御部の制御要素として使用される。
【００４５】
本発明の回路装置のこの例における第４構成群３内の異なる同期信号ＳＹＮＣ１，ＳＹＮＣ２，ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４の生成、及びこれらの同期信号の機能は、以下で詳しく説明する。これらの異なる同期信号ＳＹＮＣ１〜ＳＹＮＣ４に関してとその他の異なる信号との関係に関しては、図４ａ〜４ｆ中の波形をさらに参照されたい。
【００４６】
原理的には、この実施の形態では同期信号ＳＹＮＣ１〜ＳＹＮＣ４によって、比較器３．１〜３．４の出力信号が、入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓに応じてそれぞれのカウンタ５．１，５．４に切換え的に入力されることが特に常に保証される。この場合、異なるＡＮＤゲートが選別機能を有する。その結果、同じ入力信号に関する情報が、各カウンタ５．１，５．４に常に伝達される。
【００４７】
これらの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓは、マルチプレクサ１．１によって１つの包絡線に合成される。その結果、全ての入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、同じ比較器によって評価される。これによって異なる比較器の誤差（Ｆｅｈｌｅｒ）が、信号の差として制御部の出力部で発生しない。異なるＡＮＤゲートが、これらの比較器の出力信号を入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓに割当てられたカウンタに最終的にさらに割当てる。
【００４８】
図４ｄ中に示された第１同期信号ＳＹＮＣ１を第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４用に生成するため、マルチプレクサ１．１の余弦状の入力信号ｃｏｓが、第４構成群２の比較器２．１内でこの第４構成群２の直流電圧成分ＵＭと比較される。この比較器２．１の出力信号が、少なくとも１：１のデューティ比を有し、引続き第４構成群２内でパルス幅変換器２．３に伝達される。余弦状の入力信号ｃｏｓが、中心電圧ＵＭに相当する値を有する時点に対して、ＨＩＧＨレベルが、このパルス幅変換器２．３によって同期信号ＳＹＮＣ１として出力されるように、このデューティ比は、パルス幅変調器２．３によって変化する。これによって、比較器２．１によって最初に生成されたＨＩＧＨパルスの期間が短くなる。次いで、こうして生成されたＨＩＧＨパルスは、第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４によって比較器３．１〜３．４の出力信号を同期するために使用される。
【００４９】
図４ｆ中に示された第２同期信号ＳＹＮＣ２を生成するため、比較器２．１の出力信号が、第４構成群２内で反転器２．２にさらに伝達される。引続き、余弦状の入力信号ｃｏｓが、中心電圧ＵＭに相当する値を有する時点に対して、ＨＩＧＨレベルが、このパルス幅変換器２．４によって出力されるように、デューティ比が、パルス幅変換器２．４内でさらに変化する。これによって、反転器２．２の出力信号のＨＩＧＨレベルの幅が狭まる。このパルス幅変換器２．４の出力信号が、第２同期信号ＳＹＮＣ２として第２グループのＡＮＤゲート４．５〜４．８に伝達される。
【００５０】
第３同期信号ＳＹＮＣ３を生成するため、正弦状の入力信号ｓｉｎが、第４構成群２のもう１つ別の比較器２．５内で全ての入力信号に対して同一の直流成分ＵＭと比較される。その結果、比較器２．５の出力信号が、また１：１のデューティ比を有する。この出力信号は、パルス幅変換器２．６に伝達される。マルチプレクサ１．１の余弦状の入力信号が最大振幅を有する場合、このパルス幅変換器２．６は、デューティ比を変化させ、次いでＨＩＧＨレベルを出力する。この第３同期信号ＳＹＮＣ３は、同期するために両中間記憶器５．２に伝達される。
【００５１】
したがって、正弦状の入力信号ｓｉｎから得られるこの第３同期信号ＳＹＮＣ３は、可変抵抗６．１と可変抵抗６．２つまり制御要素の設定を同期するために使用される。増分位置測定システムの信号ｓｉｎ，−ｓｉｎが、これらの可変抵抗６．１と可変抵抗６．２つまり制御要素を経由して伝達される。これによって、この抵抗６．１とこの抵抗６．２が、時点ごとに可変される。この抵抗値の変化は、これらの時点では増分位置測定システムのさらに伝達された信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ内でバウンス（Ｓｐｒｕｎｇ）を起こさない。
【００５２】
余弦状の入力信号ｃｏｓから算出された第１同期信号ＳＹＮＣ１と第２同期信号ＳＹＮＣ２を利用してＡＮＤゲート４．１〜４．８を同期することによって、既に上述したように、入力信号ｓｉｎに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．１に伝達され、そして入力信号−ｓｉｎに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．４に伝達されることが保証される。
【００５３】
パルス幅変換器２．３，２．４，２．６，２．８によって第４構成群に出力される異なる同期信号ＳＹＮＣ１，ＳＹＮＣ２，ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４は、制御信号をフォワードバックワードカウンタ５．１とフォワードバックワードカウンタ５．４に伝達するために絶対に必要な期間だけＨＩＧＨレベルを有する。この可能な限り短い伝達時間によって、マルチプレクサ１．１の出力信号上のこの伝達期間外に発生する雑音が、誤差を制御中にもたらさないことが保証される。それでもなおマルチプレクサ１．１の出力信号が、この期間に雑音によって重畳されるならば、制御に対する雑音の影響が、カウンタ５．１とカウンタ５．４の限定されたステップ幅によって小さく保持される。
【００５４】
増分位置測定システムの余弦状の出力信号ｃｏｓ，−ｃｏｓの信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットを設定（調整，制御）するためには、図２ｂ中に示された構成群４′，６．３，６．４がさらに必要になる。同時に、図１ａの構成群が、−示したように−一緒に利用される。すなわち、これによって生成された信号が、対応する信号導電ａ〜ｈを経由することでもこの構成群４′に伝達される；このような図２ａの構成群は、特に第１構成群１と第２構成群３と第４構成群２と一緒に利用される。図１ｂ中に示された第３構成群４′及び制御要素６．３，６．４は、その回路とこの回路の機能において図１ａ中に示された要素とほとんど一致する。したがって、位置測定システムの信号ｃｏｓ，−ｃｏｓの信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットを制御要素６．３，６．４によってプリセットされた目標値に調整するため、適切な補正値が、第３構成群４′によって最終的に同様に算定される。
【００５５】
同様に、増分位置測定システムの余弦状の出力信号ｃｏｓ，−ｃｏｓの信号の振幅と場合によっては信号のオフセットが、可変抵抗６．３，６．４として形成された制御要素によって変化する。
【００５６】
位置測定システムの出力信号の零の通過時に抵抗６．３，６．４を可変するため、そしてこれによって信号のバウンスを阻止するため，同期信号ＳＹＮＣ１が、信号導線ｂ上でパルス変換器２．３から出力された同期信号の両中間記憶器５．８，５．１１に対して利用される。
【００５７】
両カウンタ５．７，５．１０の制御を同期するため、両グループのＡＮＤゲート４．９〜４．１２と４．１３〜４．１６が、信号導線ｃ，ｄ上でパルス幅変換器２．６，２．８に接続されている。つまり、これらのパルス幅変換器２．６，２．８によって生成された同期信号ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４が、信号導線ｃ，ｄ上でこれらの両グループのＡＮＤゲート４．９〜４．１２と４．１３〜４．１６に伝達される。これらの信号導線ｃ、ｄの制御パルスつまり同期信号ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４は、測定システムの正弦状の出力信号から出力される。これによって，図２ａと同様に、入力信号ｃｏｓに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．７に伝達され、入力信号−ｃｏｓに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．１０に伝達される。
【００５８】
また、制御要素つまり抵抗６．３，６．４を出力される計数値に比例させて設定するため、構成群５．９，５．１２は，デコーダとして構成されている。
【００５９】
以下に、本発明の回路装置の図２ａ，２ｂ中に示された第１の実施の形態の機能を詳しく説明する。この実施の形態は，本発明の方法を実施するためにも適している。
【００６０】
一般に，周期的なアナログ式の正弦信号ｓｉｎと周期的なアナログ式の余弦信号ｓｉｎが、増分位置測定システムによって出力される。これに対して反対の信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、この例のように位置測定システムによって同様に出力されるならば、これらの信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓは、この順次電子機器側で増分位置測定システムのこれらの両出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓから容易に得られる。４つの信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、第１構成群１内でマルチプレクサ１．１に伝達される。マルチプレクサ１．１が、その時点で最大振幅を有する入力信号を出力信号ＯＵＴＭＵＸとして出力するように、このマルチプレクサ１．１のための２つの信号が、比較器１．２，１．３によって生成される。これによって、これらの４つの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓのプラスの半波の包絡線が出力される。この包絡線つまりマルチプレクサ１．１の出力信号ＯＵＴＭＵＸは、位置測定システムの出力信号の場合によっては起こりうる振幅誤差とオフセット誤差を示す。これらの誤差は、この実施の形態では補正されなければならない。
【００６１】
したがって，本発明の回路装置では、プリセットされた目標値に最終的に合わせなければならない特に信号パラメータの実際値が、第１構成群１によって算出される。それ故に、この例では、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットの実際値が重要である。これらのパラメータは，先に説明したように回路技術的に簡単に算出され得る。
【００６２】
引続き、マルチプレクサ１．１のこうして生成された包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸが、比較器３．１〜３．４の複数の第１入力部に伝達される。これらの比較器３．１〜３．４は、本発明の第２構成群３に敷設されている。これらの４つの比較器３．１〜３．４の第２入力部が、分圧器３．５〜３．９のタップに接続されている。包絡線の振幅を分圧器３．５〜３．９で下げられた電圧と比較することによって、位置測定システムの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓの最大振幅が、所望の範囲内にあるのか、又はこの範囲の僅かに上若しくは下にあるのか、又はこの範囲の遥かに上もしくは下にあるのかが確認される。その結果、僅かな再調整が必要か、又は大幅な再調整が必要か、又は場合によっては再調整が全く必要ないかが確認され得る。閾値ＳＷ１〜ＳＷ４が、分圧器の抵抗３．５〜３．８を選択することによって決定され得る。すなわち、僅かな再調整しか必要でない範囲や大幅な再調整が必要である範囲等が決定され得る。
【００６３】
したがって、本発明の回路装置の第２構成群３は、第１構成群１内で算出された１つの信号パラメータの実際値をプリセットされた多数の閾値ＳＷ１〜ＳＷ４と比較するために使用される。この場合、これらの閾値ＳＷ１〜ＳＷ４は、複数の電子構成要素を適切に定めることによって決定され得る。上の例では，分圧器がこの目的のために使用された。したがって、異なる閾値ＳＷ１〜ＳＷ４が、この分圧器によって対応する比較電圧に変換される；図４ｂ中では、設定されたこれらの４つの閾値が、マルチプレクサ１．１の生成された包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸにむすびつけて示されている。
【００６４】
包絡線のその都度の相対的な最大値を異なる閾値ＳＷ１〜ＳＷ４に関連して評価するためには、同期が必要である。対応する同期信号ＳＹＮＣ１〜ＳＹＮＣ４は、上述したように４つの構成群２によって生成される。必要な同期は、例えば信号ｓｉｎ，−ｓｉｎに対してはＡＮＤゲート４．１〜４．４と４．５〜４．８によって実行される。このとき、これらの両グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４と４．５〜４．８は、第１同期信号ＳＹＮＣ１と第２同期信号ＳＹＮＣ２によって比較器３．１〜３．４の出力信号を再び伝達するためにその都度リセットされる。ＡＮＤゲート４．１〜４．８の出力信号は、カウンタ５．１，５．４の異なるカウンター入力部に対する制御信号として利用される。
【００６５】
信号ｓｉｎに相当する包絡線の振幅が最大値よりも大きい場合は、１つの制御信号が、分圧器によって設定された閾値ＳＷ３によって第１比較器３．１から出力される。この制御信号は、ＡＮＤゲート４．１と同期信号ＳＹＮＣ１によって同期され、そして第１カウンタ５．１のカウンター入力部１０ｘＲに伝達される。カウンタ５．１が第１閾値で減少させる方向に計数するように、１つの入力信号が、このカウンタ５．１の第１カウンター入力部１０ｘＲに伝達される。この場合、カウンタ５．１のこのカウンター入力部１０ｘＲは、このカウンタ５．１の第２カウンター入力部Ｒよりも優先される。第２比較器３．２の出力信号が、第２ＡＮＤゲート４．２を経由してこの第２カウンター入力部Ｒに伝達される。
【００６６】
マルチプレクサ１．１の包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸの振幅が、例えば閾値ＳＷ１より上の信号の振幅の僅かな再調整しか必要ない範囲内にある場合には、ＨＩＧＨレベルは、第１比較器３．１によって出力されない；第２比較器３．２だけが，１つの制御信号をＡＮＤゲート４．２に対して出力し、これによって第１カウンタ５．１の第２カウンター入力部Ｒに対して出力する。これによって、このカウンタ５．１は、２番目に小さい閾値で減少させる方向に計数しなければならないことを認識する。これらの両比較器３．３，３．４は、この説明した双方の場合では出力信号を出力しない。
【００６７】
包絡線が閾値ＳＷ１と閾値ＳＷ２との間の範囲内にある場合には、信号がこれらの４つの比較器３．１〜３．４のどれからも出力されない。そのため、カウンタ５．１，５．４のカウンタの状態が変化しない。すなわち、この場合には、調整が閾値零で実施される。すなわち、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットが、所望の閾値の範囲に存在する、つまり目標値の範囲内に存在する。その結果、再調整は必要ない。
【００６８】
マルチプレクサ１．１の包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸの振幅が閾値ＳＷ２の僅かに下にある場合は、第３比較器３．３．がＨＩＧＨレベルを出力する。これによって、カウンタ５．１は、第２閾値で増加させる方向に計数しなければならないことを認識する。この包絡線の振幅がさらに下まわると、第４比較器３．４も、第４ＡＮＤゲート４．４を経由してカウンタ５．１の第４カウンター入力部１０ｘＶに信号を出力する。これによって、このカウンタ５．１は、第１閾値で増加させる方向に計数しなければならないことを認識する。
【００６９】
同様に、これらの対応する信号が、比較器３．１〜３．４の出力信号に基づいて残りのカウンタ５．４，５．７，５．１０のカウンター入力部に入力される。このようにして決定された閾値と計数方向が、これらの各種のカウンタ５．４，５．７，５．１０に対してプリセットされる。
【００７０】
これらの各種のカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０の計数状態がそれぞれ、敷設されたつまり後続接続された中間記憶器５．２，５．５，５．８，５．１１に伝達される。これらの中間記憶器５．２，５．５，５．８，５．１１は、同期された時点に対して計数結果を後続接続されたデコーダ５．３，５．６，５．９，５．１２に出力する。同様に、これらのデコーダ５．３，５．６，５．９，５．１２はそれぞれ、制御部内に敷設された制御要素としての可変抵抗６．１，６．２，６．３，６．４を制御する。抵抗６．１，６．２，６．３，６．４に比例した計数値が、閾値に応じてこの抵抗を可変させることによって設定される。位置測定システムの信号の信号の振幅と信号のオフセットが、これによって影響を受ける。これらの信号の振幅と信号のオフセットは、位置を測定するために再処理される。
【００７１】
すなわち、信号パラメータをプリセットされた目標値の方向に調整するため、その都度必要な制御量が、第３構成群４によって算定される。このとき、この制御量は、制御要素６．１〜６．４を介して信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓに作用する。このそれぞれの制御要素６．１〜６．４は、この第３構成群４に後続配置されている。そして、これらの信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが算定された制御量で処理される。その結果、信号パラメータが、プリセットされた目標値の方向に調整される。
【００７２】
位置測定システムによって生成された信号を補正するように作動する制御要素つまり可変抵抗の基本的な配置が、図３中に示されている。この図３は、増分位置測定システムによって生成された信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの信号経路又は信号チャネルの一部を示す。信号の振幅と場合によっては信号のオフセットを制御するための制御要素として利用されるこれらの両可変抵抗６．１，６．２は、別の抵抗７．１，７．２に直列に接続されている。両抵抗７．１，７．２は、もう１つ別の抵抗７．３に接続されている。この抵抗７．３は、アースされている。位置測定システムの出力信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの信号のオフセットと信号の振幅に対する制御範囲と制御感度の双方が、これらの抵抗７．１〜７．３によって設定される。この場合、振幅の調整に対する制御範囲は、抵抗７．１，７．２の選択された大きさによって設定される；オフセットの調整に対する閾値は、抵抗７．３を選択することによって設定される。
【００７３】
図３中には、両信号ｓｉｎ，−ｓｉｎを制御するために必要な制御要素と敷設された抵抗７．１〜７．３だけが示されている；周期的に互いに９０°だけずらした２つの差動信号が、増分位置測定システムの出力信号として伝達される。すなわち、信号ｃｏｓ，−ｃｏｓがさらに伝達される場合には、別の抵抗を含めたさらなる２つの制御要素つまり可変抵抗６．３，６．４が、制御感度等を設定するために当然必要である。図３中の符号なしで示された構成要素は、本発明に関してはさらなる役割を果たさない代わりに、この位置測定システムのその他の出力の切換えに応じた役割を果たす。
【００７４】
増分測定ユニットの走査時の物理現象上の理由から、本発明の方法では、特に２段階の制御が、位置測定システムの出力信号中の信号の振幅と信号のオフセットを調整するために必要である。１段目では、信号の小さい変化が調整される。この信号の小さい変化は、通常運転中の緩やかなドリフトによって発生する。２段目では、振幅の激しい変動が調整される。この振幅の激しい変動は、特に測定ユニットが汚れたときに発生する。信号の振幅と信号のオフセットに対してここでも速い制御を実現できるためには、振幅とオフセットを雑音のない作動中に調整するときよりも数値的に大きい制御量が必要である。それ故に、本発明の好適な実施形では、２つの制御量が設けられている。これらの制御量は、数値的に明らかに区別がつく。さらに、逆符号で数値的に一致した１つの制御量が、これらの両制御量の各々に対して存在する。信号の振幅の変動つまり所定の閾値に対するこれらの信号の振幅の相対位置に依存して、プリセットされたこれらの制御量のうちの１つが、その都度選び出されて、次いで信号に作用する。
【００７５】
この例で設けられたこれらの４つの相違する制御量は、使用されたカウンタ５．１，５．４の相違する閾値と、これらのカウンタの計数方向によって回路技術的に変換される。
【００７６】
制御回路の制御量の算出をデジタル式に実現することによって、制御による望まない信号の影響が、その都度の信号のパルス・スパイクによって引き起こされることが阻止され得る。
【００７７】
より大きい第１閾値に対してより小さい第２閾値の１０倍の大きさを利用すると有益であることが実証されている。これによって、均衡のとれた関係が、第２閾値による可能な限り精確な制御と、第１閾値による可能な限り速いオーバーシュートのない制御との間で得られる。
【００７８】
両同期信号ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ１が、その都度の付随する信号の零の通過時に同期することによって、カウンタ５．１，５．４のその都度の計数状態が、敷設された中間記憶器５．２，５．５内に伝達される。これによって、計数状態がちょうど変化する間に、この計数状態が中間記憶器内に伝達されることが阻止される。
【００７９】
本発明の回路装置の第１の実施の形態の別の実施形では、第３構成群３内の４つの比較器３．１〜３．４と分圧器の代わりに、１つのＡ／Ｄ変換器を使用してもよい。このＡ／Ｄ変換器は、信号の振幅の目標値と実際値との間の差を算出する。次いで、この算出した差は、閾値としてカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０に直接伝達される。これによって、これらのカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０は、１回のステップだけ目標値と実際値との間のずれを補正できる。４つの異なる制御入力部によってカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０のステップ幅を制御する必要はない。何故なら、この使用されるステップ幅は、Ａ／Ｄ変換器によって直接出力されるからである。
【００８０】
さらに、例えば使用される制御要素が、計数状態によって中間記憶器から直接設定され得るか又は可変されるならば、上の例で設けられたデコーダを省略することも可能である。
【００８１】
さらに、本発明の方法又は本発明の回路装置の別の変形では、さらに多くの閾値を設定すること、及びさらに多くの異なる制御量を設定すること等も提唱され得る。
【００８２】
本発明の回路装置のこの第１の変形のもう１つ別の構成では、可変抵抗６．１，６．２，６．３，６．４として構成された制御要素が、増幅率の調節可能な増幅器として実現され得る。このとき、この増幅率は、それぞれの中間記憶器５．２，５．５．，５．８，５．１１によって出力される計数値に対して比例するようにそれぞれのデコーダ５．３，５．６，５．９，５．１２によって設定される。
【００８３】
本発明の回路装置の第１の実施の形態では、増分位置測定システムの出力信号中の信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットが補正される一方で、本発明の回路装置の第２の実施の形態は、この第２の実施の形態によって信号パラメータである位相の位置を構成することが可能であることを説明する。既に上述したように、測定動作中に理想的な位相差９０°を増分位置測定システムの位相のずれた信号ｓｉｎと信号ｃｏｓとの間で確保することもできる。図５，６，７ａ〜７ｃに基づいて以下で説明する、信号パラメータである位相の位置を本発明にしたがって補正するために適している回路装置は、例えば上述した回路装置を補足するものとして使用してもよい。その結果、このとき、全ての重要な信号パラメータが、本発明にしたがって補正可能である。その代わりに、位相の位置だけを以下で説明する回路装置によって補正することも考えられる。
【００８４】
さらに、本発明の回路装置の第２の実施の形態では、信号の位相の位置を所望の９０°の位相差に調整するための制御量を２つしか設けないことが示されている。これらの制御量は、数値的に等しく選択されているものの、相違する符号を有する。プリセットされた多数の制御量を有する第１の実施の形態に対して同様な変形も提唱され得る。
【００８５】
本発明の第２の実施の形態では、合成した信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）が１つずつ、第１構成群１０の入力部の近くに存在するように、図７ａ中に示された増分位置測定システムの４つの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが予め処理される。これらの個々の信号の経時変化が、図７ｂ中に示されている。基本的に先の実施の形態のように、信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）は、第１構成群１０内で処理される。同様に、この第１構成群１０は、２つの比較器１１．２，１１．３，１つの方向検出器１１．４及び１つのマルチプレクサ１１．１を有する。したがって、図７中に示された信号ＯＵＴ′ＭＵＸが、マルチプレクサ１１．１の出力部に、つまり第１構成群１０の出力部に存在する。この信号ＯＵＴ′ＭＵＸは、入力部にある信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）のその都度の最大信号の半波の包絡線を示す。したがって、第１の実施の形態のように、第１構成群１０によって、これらの入力信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）のその都度の最大半波が選択され、そして、対応する包絡線つまり出力信号ＯＵＴ′ＭＵＸが、生成される。
【００８６】
引続き、この信号ＯＵＴ′ＭＵＸは、第２構成群３０内の比較器３３の第１入力部に伝達される。基準信号Ｒが、比較器３３の第２入力部に伝達される。この場合、この基準信号Ｒは、信号ｓｉｎ＋ｃｏｓの信号の最大振幅の最大値に相当する。
【００８７】
引続き、第２構成群３０内で比較器３３によって出力された出力信号が、第３構成群４０内で２つのＡＮＤゲート４４．１，４４．２の第１入力部にそれぞれ伝達される。第４構成群２０中で生成された同期信号ＳＹＮＣ１０，ＳＹＮＣ２０が、ＡＮＤゲート４４．１，４４．２のそれぞれの別の入力部に入力する。上の例のように、ＡＮＤゲート４４．１，４４．２が、特定の時点に対してリセットされる。
【００８８】
比較器３３によって出力された出力信号は、リセット状態中にカウンタ４５．１の両入力部Ｖ，Ｒのうちの一方に伝達される。同様に、このカウンタ４５．１は，通常のワードバフォックワードカウンタとして構成されている；この入力信号が、これらの両入力部Ｖ，Ｒのうちのどちらに入力されるかに応じて、計数が、所定のステップ幅で増加させる方向か又は減少させる方向に実行される。
【００８９】
引続き、カウンタ４５．１のその都度の計数状態つまりその都度の計数結果が、中間記憶器４５．２に伝達され、引続き２つのデコーダ４５．３，４５．４に伝達される。この場合、これらの両デコーダ４５．３，４５．４の各々は、示したように一対の信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓに割当てられている。このとき、同様に、制御要素６０．５，６０．６が、デコーダ４５．３，４５．４によって所定の値に１つずつ可変される。信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓの位相の位置を調整することが、この制御要素６０．５，６０．６によって可能である。この目的のために，同様に、これらの制御要素６０．５，６０．６を可変抵抗として構成することが提唱されている。この場合、抵抗６０．５，６０．６は、信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓの各々に対して調整要素を１つずつ有する。示したように、さらに、信号ｃｏｓ又は信号−ｃｏｓが、制御要素６０．５の端子に１つずつ入力する；信号ｓｉｎ又は信号−ｓｉｎが、制御要素６０．６の端子に１つずつ入力する。このようにして、信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの位相の位置が、信号ｃｏｓに対して正の方向にも負の方向にもずれる；信号ｓｉｎに関する信号ｃｏｓ，−ｃｏｓに対しても同様に言える。
【００９０】
正弦状の信号と余弦状の信号に対する処理チャネル内での位相のこの同時の調整又は制御には、処理のずれ（Ｗｅｇｖｅｒｓｃｈｉｅｂｕｎｇ）が、位相制御による信号への影響時に確認されないという利点がある。しかも、中間記憶器４５．２からの同一の計数状態が、正弦状の信号に対する処理チャネル内の位相の位置に影響を及ぼすために使用され得る。この目的のために、この同一の計数状態は、第２デコーダ４５．５に入力されると同時に、信号ｃｏｓ，−ｃｏｓに対する両調整要素を有する第２制御要素６０．６に影響を及ぼす。
【００９１】
両同期信号ＳＹＮＣ１０，ＳＹＮＣ２０は、第４構成群２０内で生成される。信号ｓｉｎ，ｃｏｓが、同期信号ＳＹＮＣ１０を生成するために比較器２２．１の第１入力部に伝達される；直流電圧の基準信号ＵＭが、この比較器２２．１の第２入力部に入力する。この第１比較器２２．１の出力信号が、第１信号経路に沿ってパルス幅変換器２２．３を経由して第１ＯＲゲート２２．９に伝達される。第２信号経路では、比較器２２．１の出力信号が、反転器２２．２とパルス幅変換器２２．４を経由してＯＲゲート２２．９に伝達される。同期信号ＳＹＮＣ１が、この第１ＯＲゲートの出力部に最終的に出力される。この同期信号ＳＹＮＣ１０は、上述したように特定の時点に対してカウンタ４５．１のカウンター入力部Ｒを選択的にリセットするために利用される。
【００９２】
これに対して同様に、第２同期信号ＳＹＮＣ２０が、比較器２２．５，パルス幅変換器２２．６，反転器２２．２，パルス幅変換器２２．８及び第２ＯＲゲート２２．１０を経由した信号ｓｉｎ，（−ｃｏｓ）から生成される。この同期信号は、カウンタ４５．１のカウンター入力部４５．１をリセットするために利用される。
【００９３】
最後に、図６ａ，６ｂ中には、増分位置測定システムの信号経路経路内の制御要素６０．５，６０．６の配置が示されている。この配置は、説明したように信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓの信号パラメータである信号の位相の位置を補正するために使用される。さらに、これらの図６ａ，６ｂ中には、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットを補正又は調整するための異なる制御要素６０．１，６０．２，６０．１′，６０．２′が示されている。これらの制御要素は，上述した実施の形態にしたがって作動する。したがって，増分位置測定システムの全ての重要な信号パラメータの補正が、これらの図６ａ，６ｂ中の例によって可能である。同様に、これらの図６ａ，６ｂ中のその他の要素は、図３中の実施の形態の要素と一致する。
【００９４】
したがって、増分位置測定システムの信号の補正に関する一連の実施の可能性が，本発明の範囲内で存在する。本発明によれば、いろいろな信号パラメータを必要な信号特性に応じて補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の方法を原理的に説明したフローチャートである。
【図２ａ】 増分位置測定システムの差分信号として伝達される第１の周期信号に対する振幅の補正とオフセットの補正に適した本発明の回路装置の第１の実施の形態を示す。
【図２ｂ】 位相をずらした第２の出力信号用の図１ａから構成される第１の実施の形態の補充部分を示す。
【図３】 増分位置測定システムの信号経路内で作動する本発明の制御要素の可能な第１の配置の概略的な回路図である。
【図４ａ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｂ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｃ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｄ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｅ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｆ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図５】 増分位置測定システムの多数の周期信号に対する位相位置の補正に適した本発明の回路装置の第２の実施の形態を示す。
【図６ａ】 増分位置測定システムの信号経路内で作動する本発明の制御要素の可能な第２の配置の概略的な回路図である。
【図６ｂ】 増分位置測定システムの信号経路内で作動する本発明の制御要素の可能な第２の配置の概略的な回路図である。
【図７ａ】 本発明の回路装置の第２の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図７ｂ】 本発明の回路装置の第２の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図７ｃ】 本発明の回路装置の第２の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【符号の説明】
１ 第１構成群
１．１ マルチプレクサ
１．２ 第１比較器
１．３ 第２比較器
１．４ 方向検出器
１．５ マルチプレクサ
２ 同期構成群，第２構成群
２．１ 比較器
２．２ 反転器
２．３ パルス幅変換器
２．４ パルス幅変換器
２．５ 比較器
２．６ パルス幅変換器
２．７ 反転器
２．８ パルス幅変換器
３ 第４構成群
３．１ 第１比較器
３．２ 第２比較器
３．３ 第３比較器
３．４ 第４比較器
３．５ 抵抗
３．６ 抵抗
３．７ 抵抗
３．８ 抵抗
３．９ 電源
４ 第３構成群
４′ 第３構成群
４．１ 第１ＡＮＤゲート
４．２ 第２ＡＮＤゲート
４．３ 第３ＡＮＤゲート
４．４ 第４ＡＮＤゲート
４．５ 第１ＡＮＤゲート
４．６ 第２ＡＮＤゲート
４．７ 第３ＡＮＤゲート
４．８ 第４ＡＮＤゲート
５．１ 第１カウンタ
５．２ 第１中間記憶器
５．３ 第１デコーダ
５．４ 第２カウンタ
５．５ 第２中間記憶器
５．６ 第２デコーダ
５．７ カウンタ
５．８ 中間記憶器
５．９ デコーダ
５．１０ カウンタ
５．１１ 中間記憶器
５．１２ デコーダ
６．１ 可変抵抗
６．２ 可変抵抗
６．３ 可変抵抗
６．４ 可変抵抗
７．１ 抵抗
７．２ 抵抗
７．３ 抵抗
１０ 第１構成群
１１．１ マルチプレクサ
１１．２ 比較器
１１．３ 比較器
１１．４ 方向検出器
２０ 第４構成群
２２．１ 比較器
２２．２ 反転器
２２．３ パルス幅変換器
２２．４ パルス幅変換器
２２．５ 比較器
２２．６ パルス幅変換器
２２．７ 反転器
２２．８ パルス幅変換器
２２．９ 第１ＯＲゲート
２２．１０ 第２ＯＲゲート
３０ 第２構成群
３３ 比較器
４０ 第３構成群
４４．１ ＡＮＤゲート
４４．２ ＡＮＤゲート
４５．１ カウンタ
４５．２ 中間記憶器
４５．３ デコーダ
４５．４ デコーダ
６０．１ 制御要素
６０′．１ 制御要素
６０．２ 制御要素
６０′．２ 制御要素
６０．５ 制御要素
６０．６ 制御要素
７０．１ 抵抗
７０′．１ 抵抗
７０．２ 抵抗
７０．３ 抵抗
７０′．３ 抵抗
本発明は、増分位置測定システムの周期信号を補正する方法と回路装置に関する。
【０００２】
一般に、増分位置測定システムは、測定ユニットの走査時にその出力側で位相をずらした一対の正弦信号を出力する。これらの周期信号は、後続配置された順次電子機器内で、例えば工作機械の数値制御部内で再処理される。この順次電子機器は、信号の再処理時に、例えば信号の補間時に位置測定システムの入力された信号の理想的な信号波形を必要とする；この場合、特に不変な信号の振幅，可能な限り小さい信号のオフセット及び周期信号間の精確に９０°ずらした位相を基礎にする。しかしながら、通常、それぞれの位置測定システムは、このような最適な信号波形を出力しない。すなわち、通常、生成された信号は、様々な影響に起因して信号パラメータ，信号の振幅，信号のオフセット及び信号の位相位置に関する誤差を伴う。一連の解決手段が、これらの誤差を測定システム側で補正するために、又はこれらの誤差を制御するために提唱されている。これらの解決手段は、以下で簡単に説明する。
【０００３】
位置情報を含んだ正弦信号を補正する回路装置が、ヨーロッパ特許公開公報第７０８３１１号明細書から公知である。この場合、直流成分，正弦信号相互の電圧応答及び位相差が、プロセッサー制御された配置によって補正される。これに対して、複数の正弦信号の複数の点が選び出される。これらの点は、これらの正弦信号と交差し、かつ、これらの点は、これらの正弦信号に対して最大振幅になる。これらの正弦信号中の直流成分が、これらの正弦信号の信号変化のこれらの点から算定され、場合によっては補正される；さらに、これらの両正弦電圧相互の電圧変化が、この直流成分から算定され、場合によっては補正される。最終的に、これらの正弦信号間の位相差が、これらの点に基づいてさらに算定されて補正される。この場合、これらの算定と補正は、プロセッサー制御で実行される。
【０００４】
この場合、比較的複雑で、そのために高価な回路装置をこれらの３つの補正手段を実行するために必要である点、特に独立したプロセッサを必要とする点が、欠点である。しかも、コストのほかに、回路装置に対して必要になる軽視できないスペースを要する点も欠点である。何故なら、回路装置が、測定システムに対して直接的に有効に配置されているからである。
【０００５】
エンコーダの信号を補正する方法と装置が、ドイツ連邦共和国特許出願公開第
１９６４３７７１号明細書から公知である。この場合、複数の正弦信号が、シミュレートされる。そして、これらの正弦信号の振幅が、最大値と最小値との差から算出される。次いで、Ａ／Ｄ変換器に対する最適な基準電圧又は増幅器に対する最適な基準電圧と最適な増幅率が、シミュレートされた信号の振幅に応じて算出される。最終的に、これらの算出された最適値がセットされる。この場合、プロセッサが、最適な基準電圧と場合によっては最適な増幅率との算出のために必要になる。この場合、プロセッサが最適な値を算出するために必要になる点が、同様に欠点である。しかも、これらの最適値は、特定の位置に対してしか算定されないで、持続して再調整されない。そのために、次に最適な値も、動作の間に必ずセットされている。
【０００６】
９０°だけずらした正弦信号の振幅誤差とオフセット誤差を検出する方法と回路装置、並びにそれに対する調整器が、ヨーロッパ特許公開公報第４８９０３６号明細書から公知である。両信号が、閾値段中で評価される。この場合、評価の零点は、その都度の別の信号の零の通過によって特定される。閾値段の出力信号が、制御ユニット中で評価される。そして、オフセットと振幅が、このときに算出した誤差に応じてセットされる。
【０００７】
一段の制御しか可能でない点が、この実行における欠点である。そのため、正弦信号のうちの一方の正弦信号の振幅変動が、十分迅速に制御されないか、又は、制御のオーバーシュートが、小さい振幅変動時に回避できない。しかも、プロセッサによって実現される制御ユニットが一般に必要である。このプロセッサは、著しくコストがかかり、スペースを著しく必要とする。
【０００８】
本発明の課題は、増分位置測定システムの周期信号を補正する方法を提供することにある。この場合、信号の振幅，信号のオフセット及び信号の位相位置のような周期信号の信号パラメータが、選択的に補正可能でなければならない。それぞれの信号パラメータの僅かな変動と激しい変動の双方が制御可能であり、かつ、制御のオーバーシュートが可能な限り回避されることが特に要求される。
【０００９】
さらに本発明の課題は、可能な限り廉価でかつコンパクトに実現可能である増分位置測定システムの周期信号を補正する回路装置を提供することにある。
【００１０】
この課題は、請求項１の特徴による方法によって解決され、そして請求項１０の特徴による回路装置によって解決される。
【００１１】
本発明の好適な構成は、従属請求項に記載されている。
【００１２】
本発明の方法は、位置測定システムの周期信号の信号パラメータの僅かな変動と激しい変動の双方、例えば様々な強さの振幅の変動が、オーバーシュートなしに制御されるという有利な効果を奏する。例えば、信号パラメータである信号の振幅の僅かな変動は、正常な測定動作中に緩やかなドリフトの進行によって引き起こされ得る一方で、激しい振幅の変動は、走査された測定ユニットの汚れ（Ｖｅｒｓｃｈｍｕｔｚｕｎｇ）によって引き起こされている。これらの双方の場合において、この発明の方法は、順次電子機器に伝達される信号の信頼性の高い補正を保証する。
【００１３】
本発明の回路装置は、例えば信号パラメータである信号の振幅に関する信号の緩やかな変動と速い変動の双方が、１つの回路装置だけで制御され得るという有利な効果を奏する。
【００１４】
もう１つの有利な効果は、本発明の回路装置が位置測定システムの信号に重畳している雑音に対して鈍感である点にある。位置測定システムの信号の振幅が、場合によっては存在する誤差を引続き制御するために非常に短い期間しか観察されないことによって、このことは、振幅の補正のときに実現される。この期間に存在しない全ての雑音は、この補正又は制御に影響しない。
【００１５】
基本的には、本発明の範囲内で適用態様に応じて上述した信号誤差のうちの一部だけを補正すること、又は対応する信号パラメータを調整することも提唱され得る；例えば、信号の振幅と信号のオフセットが、本発明にしたがって補正又は制御され得る一方で、場合によっては発生する位相位置誤差の補正は省略される等々である。したがって、本発明は、信号特性に関するその都度の要求に柔軟に合わせることができる。
【００１６】
さらに、本発明の回路装置は非常に僅かな回路技術的な経費しか必要としないのと同時にしかしながら速くて信頼性の高い信号の補正を保証する点が挙げられる。特に、本発明の回路装置は、このときに回路技術的に経費のかかる信号のピーク値を必要としない。
【００１７】
以下に、本発明の方法と回路装置のその他の有利な効果と詳細を図面に基づいた実施の形態から説明する。
【００１８】
以下に、本発明の方法を図１中のフローチャートに基づいて詳しく説明する。
【００１９】
増分位置測定システムのこの説明した方法では、１つの周期的な測定ユニットと１つのこれに対して相対運動する走査ユニットとから出発する。測定ユニットと走査ユニットが相対運動する場合、変位に依存して変調された複数の周期信号が生成される。これらの周期信号は、再処理のために後続配置された順次電子機器に伝達される。この相対運動は、ここでは線形運動の形態にしてもよいし、回転運動の形態にしてもよい。これらの生成される信号は、一般に、これらの生成される信号は、一対の正弦波状のアナログ信号である。これらのアナログ信号の位相は、互いに９０°ずらしてある。このような位置測定システムは、例えば数値制御される工作機械内の工具と加工品との相対位置を精確に測定するために使用される；この場合、工作機械の数値制御部は、順次電子機器としてはたらく。原理的には、このような位置測定システムは、いろいろな物理的な走査原理、例えば光電的な、電磁的な、誘導的な又は容量的な原理に基づく。明らかに、本発明は、これらの全ての走査原理にむすびつけて使用可能である。
【００２０】
再処理のために十分最適な信号が順次電子機器に常に伝達されることが、後で説明する本発明によって保証される。この場合、特定の信号パラメータが、その都度最適化される。特に信号の振幅，信号のオフセット及び上述した位相の相対位置が、周期信号の重要な又は最適な信号パラメータとして挙げられる。
【００２１】
本発明の最初のステップＳ１０では、実際値が、各種の信号パラメータのうちの少なくとも１つによって特に１回の信号周期内で算出される。次のステップＳ２０では、この算出された実際値が、１つか又は多数のプリセットされた閾値と比較される。この場合、このステップＳ２０では、その都度の実際値が、この又はこれらの異なる閾値に関して評価される。その結果、信号パラメータのその都度の実際値が、所定の閾値よりも大きいか又は小さいかが評価される。したがってこの点で、特に回路技術的に経費のかかるピーク値を検出する必要はない。次の方法ステップＳ３０では、１つの補正値が、実際値の相対位置にしたがって算定される。周期信号をプリセットされた１つの目標値に合わせるため、この補正値は、方法ステップＳ４０中にこれらの周期信号に作用する。引続き、場合によってはさらにその都度の信号パラメータに作用するため、信号パラメータの実際値が、次の信号周期中に方法ステップＳ１０にしたがって同様に算出される。この信号パラメータが所望の目標値に到達するまで、又は少なくとも所定の目標範囲内に来るまで続けられる。
【００２２】
少なくとも２つの異なる補正値Ｓ Ｎ （例えば、Ｎ＝１…４）が、方法ステップＳ３０中に特定する補正値Ｓのためにプリセットされる。これらの異なる補正値ＳＮはそれぞれ、プリセットされた閾値に関連して信号パラメータの実際値の所定の相対位置に一義的に割当てられていて、そしてこれらの閾値のその都度の符号とこれらの信号の大きさを考慮してプリセットされている。これらの少なくとも２つの補正値Ｓは、大きさ的にか若しくは信号的に区別が付くか、又は大きさ的と信号的の双方で区別がつく。好ましくは、４つの補正値がプリセットされる。これらの４つの補正値のうちの２つの補正値は、大きさ的に互いに明確に区別が付く；しかも、これらの大きさ的に異なる補正値の各々は、反転した符号に相当する補正値をもつ。こうして、その都度の信号パラメータのいろいろな激しい変動に制御面で適切に対処できることが保証される。例えばこのようにして信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットが補正される必要がある場合、別の原因が、これらの信号パラメータの望まない変動をもたらしうる。例えば、測定ユニットに汚れがあるときの信号の振幅の明らかな急減のような、信号の振幅の緩やかなドリフトが同様に存在する。前者の場合にはより小さい補正値Ｓが、本発明の方法によって調整ステップＳ４０に対して特定される一方で、後者の場合にはより大きな補正値が選択される。
【００２３】
その都度の信号パラメータの実際値が、方法ステップＳ１０中に短期間に、特に１回の信号周期内で測定されることが実証されている。これによって、場合によっては制御に影響を及ぼしうる雑音が、大幅に排除され得る。
【００２４】
このとき同様に、雑音が、ステップＳ４０中に所定の補正値Ｓを使用することによって制御技術的に短期間しか、例えば限られた回数の信号周期にわたってしか作用しない。
【００２５】
さらに、周期信号が零を通過する時点にだけ、すなわち周期信号の振幅が零又は少なくともほぼ零であるときに、実際の補正値Ｓに必要な変更を実施することが好ましい。
【００２６】
具体的な実施形と本発明のその他の好適な事項と本発明の回路装置に関しては、その他の図面に基づく多数の実施の形態の以下の詳しい説明を参照されたい。
【００２７】
本発明の回路装置の次の第１の実施の形態では、増分位置測定システムの信号中の信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットだけが補正される。この場合、本発明の回路装置のこの第１の実施の形態は、上述した方法を実行するために適する。信号パラメータである信号の位相位置の補正に関しては、以下に続く第２の実施の形態の説明を参照されたい。
【００２８】
本発明の回路装置のこの第１の実施の形態では、位置測定システムが、１つの正弦信号と、９０°だけずらした１つの正弦信号、すなわち余弦信号とを出力信号として出力することから開始される。位置測定システムのこれらの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓはそれぞれ、差動信号として２本の導線を経由して伝達される。このとき、それぞれ反転した信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓがまだ存在しない場合には、これらの反転した信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、これに起因して容易に生成され得る。
【００２９】
図２ａは、本発明の回路装置の第１の実施の形態を示す。１つの正弦信号ｓｉｎ，１つの余弦信号ｃｏｓ，１つの反転した正弦信号−ｓｉｎ，１つの反転した余弦信号−ｃｏｓが、この回路装置に伝達される。これらの信号は、公知の方式で増分測定システムによって生成される。これらの信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓは、第１構成群１内でマルチプレクサ１．１の入力部に伝達される。マルチプレクサ１．１は、比較器１．２，１．３を用いて入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓを評価することによって測定システムの運動方向に依存して制御される。詳しく言うと、正弦信号ｓｉｎが、比較器１．２の反転する入力側に伝達され、反転した余弦信号−ｃｏｓが、この比較器１．２の反転しない入力部に伝達される。同様に、正弦信号ｓｉｎが、第１構成群１内の第２比較器１．３の反転する入力側に伝達され、余弦信号ｃｏｓが、この比較器１．３の反転しない入力部に伝達される。第１比較器１．２の出力信号が、マルチプレクサ１．１内でこれらの入力信号を選び出す低い値のアドレスビットとして利用され、第２比較器１．３の出力信号が、これらの入力信号を選び出す高い値のアドレスビットとして利用されるように、これらの両比較器１．２，１．３の出力信号がマルチプレクサ１．１を制御するために使用される。反転した余弦信号ｃｏｓがアドレス０によってマルチプレクサ１．１の入力部に伝達され、正弦信号ｓｉｎがアドレス１によってこの入力部に伝達され、余弦信号ｃｏｓがアドレス２によってこの入力部に伝達され、反転した正弦信号−ｓｉｎがアドレス３によってこの入力部に伝達されると、この入力信号は、出力信号ＯＵＴＭＵＸとしてマルチプレクサ１．１．によってその都度出力される。この出力信号ＯＵＴＭＵＸはこの時点で最大振幅を有する。このことは、位置測定システム側の最初の運動方向に対して言える。
【００３０】
位置測定システム側の運動方向が変わると、このことが方向検出器１．４内で認識される。この方向検出器１．４は、公知の方式でこの位置測定システムの正弦状の出力信号と余弦状の出力信号を評価する。次いで、この方向検出器１．４は、もう１つ別のマルチプレクサ１．５を制御する。運動方向が変わったときでも、この入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、出力信号ＯＵＴＭＵＸとしてマルチプレクサ１．１によって再び伝達されるように、このマルチプレクサ１．５は、比較器１．２，１．３の出力信号をマルチプレクサ１．１の制御入力部に伝達される。この出力信号ＯＵＴＭＵＸは、この時点で最大振幅を有する。したがって、方向検出器１．４とマルチプレクサ１．５によって、これらの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓの半波が、この時点で最大振幅を有する出力信号ＯＵＴＭＵＸとして位置測定システム側の運動方向に依存しないで常に再び伝達されることが保証される。
【００３１】
これらの４つの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，ｃｏｓとマルチプレクサ１．１によって生成された出力信号ＯＵＴＭＵＸとの間の関係が、図４ａ，４ｂ中にグラフで示されている。
【００３２】
その代わりに、マルチプレクサ１．５は、マルチプレクサ１．１の前に配置してもよい。これによって、入力信号が、この時点で最大振幅を有する出力信号ＯＵＴＭＵＸとして運動方向に依存しないでマルチプレクサ１．１によって出力されるように、位置測定システムの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、マルチプレクサ１．１の入力部に伝達される。
【００３３】
もう１つ別の代わりの構成では、マルチプレクサ１．５が、運動方向に依存して同期構成群２にさらに伝達された正弦状の信号と余弦状の信号の符号も反転できる。これによって、最初の運動方向では、余弦信号ｃｏｓが比較器２．１に伝達され、正弦信号ｓｉｎが比較器２．５に伝達される。次の運動方向では、マルチプレクサ１．５によって切換えられて、正弦信号−ｓｉｎが比較器２．５に伝達され、余弦信号−ｃｏｓが比較器２．１に伝達される。
【００３４】
こうして生成されたマルチプレクサ１．１つまり構成群１の出力信号ＯＵＴＭＵＸは、第２構成群３に敷設されている４つの比較器３．１，３．２，３．３，３．４に伝達される。マルチプレクサ１．１の出力信号ＯＵＴＭＵＸが、第１比較器３．１と第２比較器３．２の反転しない入力部にその都度伝達される；マルチプレクサ１．１の出力信号ＯＵＴＭＵＸが、第３比較器３．３と第４比較器３．４の反転する入力部にその都度伝達される。これらの比較器３．１〜３．４のこれらの２番目の入力部はそれぞれ、１つの分圧器の１つのタップに接続される。このタップは、同様に第２構成群３に属する。
【００３５】
タップが、抵抗３．５の前方と、抵抗３．５と抵抗３．６との間と、抵抗３．６と抵抗３．７との間と、抵抗３．７と抵抗３．８との間に１つずつ設けられているように、１つの電源３．９と４つの抵抗３．５〜３．８を有するこの分圧器は構成されている。これらのタップの電圧が、後でさらに詳しく説明する制御のための閾電圧として使用され得るように；すなわち既に上述した異なる閾値ＳＷ１−ＳＷ４がプリセットされるように、これらの抵抗３．５〜３．８は選択されている。この目的のために、第１比較器３．１の反転する入力部は、抵抗３．５前方の第１タップに接続される。第２比較器３．２の反転する入力部は、抵抗３．５と抵抗３．６との間のタップに接続される；第３比較器３．３の反転しない入力部は、抵抗３．６と抵抗３．７との間のタップに接続される。そして、第４比較器３．４の反転しない入力部は、抵抗３．７と抵抗３．８との間のタップに接続される。
【００３６】
一定にプリセットされた抵抗又は閾値を有するこの示された分圧器の実施の形態の代わりに、異なる閾値を調節可能に設定することも考えられる。これは、例えば切換え可能な多数の抵抗を有する適切な配置によって実現され得る。このようにして、本発明は、各種の走査方法に対して効果的に合わせることができる。所望の制御瞬度（Ｒｅｇｅｌｕｎｇｓ−Ｓｔｅｉｌｈｅｉｔ）と制御速度が、それぞれの閾値によって分圧器のステップ幅にむすびつけて設定することができる；したがって、どのような信号の変化が信号周期ごとに制御され得るかという点に関与することができる。
引続き、比較器３．１〜３．４の出力信号が、第３構成群４内で各々４つのＡＮＤゲート４．１〜４．４，４．５〜４．８から構成される２つのグループの１番目の入力部に伝達される。１つの第１同期信号ＳＹＮＣ１が、第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４の２番目の入力部に伝達される。余弦状の入力信号ｃｏｓが最小の振幅のほぼ零の場合、この第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４が、この同期信号ＳＹＮＣ１によってリセットされる。ＡＮＤゲート４．１〜４．４に接続されている第１フォワードバックカウンタ５．１が、これらのＡＮＤゲート４．１〜４．４の出力信号を伝達するために必要とする期間、このリセットは持続する。
【００３７】
第１比較器３．１の出力信号が、第１ＡＮＤゲート４．１と同期することによってカウンタ５．１のカウンター入力部１０ｘＲに伝達される。このカウンター５．１が第１閾値内で減少させる方向に計数するように、このカウンター入力部１０ｘＲは、このカウンタ５．１を制御する。したがって、このカウンタ５．１は、その他のカウンタ５．４，５．７，５．１０のようにフォワードバックワードカウンタとして公知の方式で構成されている；このカウンタの異なる入力部が、制御入力部として機能する、すなわち伝達されるカウンター入力部に応じて所定の閾値で所定の方向に計数される。位置測定システムの信号の振幅の激しい変動も、適切な制御によって迅速に補正され得るように、カウンタ５．１の閾値が選択される。
【００３８】
第２比較器３．２の出力信号が、第２ＡＭＤゲート４．２と同期することによってカウンタ５．１の第２カウンター入力部Ｒに伝達される。これによって、このカウンタ５．１がより小さい第２閾値内で減少させる方向に計数するように、このカウンタ５．１は制御される。測定システムの通常の動作中の緩やかな信号のドリフトが、適切な制御によってオーバーシュートなしに補正されるように、このカウンタ５．１のこのより小さい第２閾値は制御される。
【００３９】
第３比較器３．３の出力信号が、第３ＡＭＤゲート４．３と同期することによってカウンタ５．１の第３カウンター入力部Ｖに伝達される。このカウンタ５．１は、第２閾値内で増加させる方向に計数する。最後に、第４比較器３．４の出力信号が、第４ＡＭＤゲート４．４と同期することによってカウンタ５．１の第４カウンター入力部１０ｘＶにさらに伝達される。このカウンタ５．１が第１閾値内で増加させる方向に計数するように、この第４カウンター入力部１０ｘＶは、このカウンタ５．１を制御する。
【００４０】
したがって、第３構成群４内の異なるＡＮＤゲート４．１〜４．４は、信号をカウンタ５．１の特定のカウンター入力部Ｒ，Ｖ，１０Ｒ，１０Ｖに選択的に入力するために使用される。ここでは、信号が、先に実行された補正操作に依存してこれらの異なるカウンター入力部Ｒ，Ｖ，１０Ｒ，１０Ｖに伝達される。すなわち、信号が、プリセットされた閾値ＳＷ１〜ＳＷ４と比較した信号パラメータの実際値に相当する比較器３．１〜３．４の出力信号に依存してこれらの異なるカウンター入力部Ｒ，Ｖ，１０Ｒ，１０Ｖに入力する。このようにして、カウンタのその都度のステップ幅と、ひいては信号パラメータを調整するための実際の補正値が、この補正操作にしたがって最終的に設定される。
【００４１】
カウンタ５．１のその都度の実際の計数結果が、中間記憶器５．２に伝達される。さらに、第３同期信号ＳＹＮＣ３が、この中間記憶器５．２に伝達される。この計数結果つまりこの第３同期信号ＳＹＮＣ３によって特定されている時点に対する計数状況が、中間記憶器５．２から後続配置されたデコーダ５．３に出力される。制御要素が、デコーダ５．３によって１つの可変抵抗６．１の形態で設定される。このとき、信号の振幅と、場合によっては位置測定システムによって生成される信号ｓｉｎが、この抵抗６．１の所定の変更によって最終的に変化する。位置測定システムの信号経路内のこの抵抗６．１の配置に関しては、図３のさらなる以下の説明を参照されたい。
【００４２】
第３構成群４内の第２グループのＡＮＤ回路４．５〜４．８が、第２カウンタ５．４に接続されている。第２構成群３から構成される比較器３．１〜３．４の出力信号はそれぞれ、ＡＮＤゲート４．５〜４．８に対する出力信号も生成する。これらのＡＮＤゲート４．５〜４．８の第２入力信号が、第２同期信号ＳＹＮＣ２によって実現される。マルチプレクサ１．１の余弦状の入力信号ｃｏｓの振幅がほぼ零である時に、この第２同期信号ＳＹＮＣ２は、比較器３．１〜３．４の出力信号を再び伝達するためにこれらのＡＮＤゲート４．５〜４．８をリセットする。第２カウンタ５．４がＡＮＤゲート４．５〜４．８の出力信号を伝達できるように、このリセットの期間が再び選択される。この場合、第１ＡＮＤゲート４．５の出力信号が、第２カウンタ５．４のカウンター入力部１０ｘＲに伝達される。カウンター入力部１０ｘＲは、第１閾値内でバックワードカウンタを制御する。第２ＡＮＤゲート４．６の出力信号が、カウンタ５．４の第２カウンター入力部Ｒに伝達される。この第２カウンター入力部Ｒは、より小さい第２閾値内でバックワードカウンタを制御する。第３比較器３．３の出力信号が、カウンタ５．４の第３カウンター入力部Ｖに伝達される。小さい第２閾値内でフォワードカウンタを制御する。最後に、第２グループの第４ＡＮＤゲート４．８の出力信号が、カウンタ５．４の第４カウンター入力部１０ｘＶにさらに伝達される。その結果、このカウンタ５．４がより大きい第１閾値によって増加させる方向に計数するように、このカウンタ５．４は制御される。
【００４３】
第３構成群４内の第２カウンタ５．４の出力信号が、第２中間記憶器５．５に伝達される。第３同期信号ＳＹＮＣ３が、第１中間記憶器５．２と同様に第２中間記憶器５．５に伝達される。これによって、第１中間記憶器５．２と同様に、この第２中間記憶器５．６は、同じ時点に対して第２カウンタ５．４の計数結果を第２デコーダ５．６に出力する。１つの第２制御要素が、同様に可変抵抗６．２として構成されて実際の計数状況に依存して第２デコーダ５．６によって設定される。この第２制御要素は、第１可変抵抗６．１のように位置測定システムの出力信号のうちの１つの出力信号の信号パラメータである信号の振幅、場合によっては信号のオフセットを変化させるために利用される；したがって、この例では、順次電子機器に伝達される信号−ｓｉｎが、適切に制御される。この関係も、図３のさらなる以下の説明に示されている。この図３は、特に信号経路内の異なる制御要素つまり可変抵抗６．１，６．２の配置を示す。
【００４４】
図３中に示すように、位置測定システムの出力信号が、雑音感度を改善するために２本の導線を経由して差動信号として伝達されるので、この位置システムの周期信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの信号の振幅と信号のオフセットが、これらの両導線上の抵抗６．１と抵抗６．２によって、つまり適切な制御要素によって調整される。この信号の振幅及びこの信号のオフセットは、後続配置された順次電子機器に伝達される。当然、これらの図示した可変抵抗６．１，６．２のほかに、その他の構成要素、例えば調節可能な増幅器，電界効果トランジスタ，バイポーラトランジスタ等も、対応する制御部の制御要素として使用される。
【００４５】
本発明の回路装置のこの例における第４構成群３内の異なる同期信号ＳＹＮＣ１，ＳＹＮＣ２，ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４の生成、及びこれらの同期信号の機能は、以下で詳しく説明する。これらの異なる同期信号ＳＹＮＣ１〜ＳＹＮＣ４に関してとその他の異なる信号との関係に関しては、図４ａ〜４ｆ中の波形をさらに参照されたい。
【００４６】
原理的には、この実施の形態では同期信号ＳＹＮＣ１〜ＳＹＮＣ４によって、比較器３．１〜３．４の出力信号が、入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓに応じてそれぞれのカウンタ５．１，５．４に切換え的に入力されることが特に常に保証される。この場合、異なるＡＮＤゲートが選別機能を有する。その結果、同じ入力信号に関する情報が、各カウンタ５．１，５．４に常に伝達される。
【００４７】
これらの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓは、マルチプレクサ１．１によって１つの包絡線に合成される。その結果、全ての入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、同じ比較器によって評価される。これによって異なる比較器の誤差（Ｆｅｈｌｅｒ）が、信号の差として制御部の出力部で発生しない。異なるＡＮＤゲートが、これらの比較器の出力信号を入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓに割当てられたカウンタに最終的にさらに割当てる。
【００４８】
図４ｄ中に示された第１同期信号ＳＹＮＣ１を第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４用に生成するため、マルチプレクサ１．１の余弦状の入力信号ｃｏｓが、第４構成群２の比較器２．１内でこの第４構成群２の直流電圧成分ＵＭと比較される。この比較器２．１の出力信号が、少なくとも１：１のデューティ比を有し、引続き第４構成群２内でパルス幅変換器２．３に伝達される。余弦状の入力信号ｃｏｓが、中心電圧ＵＭに相当する値を有する時点に対して、ＨＩＧＨレベルが、このパルス幅変換器２．３によって同期信号ＳＹＮＣ１として出力されるように、このデューティ比は、パルス幅変調器２．３によって変化する。これによって、比較器２．１によって最初に生成されたＨＩＧＨパルスの期間が短くなる。次いで、こうして生成されたＨＩＧＨパルスは、第１グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４によって比較器３．１〜３．４の出力信号を同期するために使用される。
【００４９】
図４ｆ中に示された第２同期信号ＳＹＮＣ２を生成するため、比較器２．１の出力信号が、第４構成群２内で反転器２．２にさらに伝達される。引続き、余弦状の入力信号ｃｏｓが、中心電圧ＵＭに相当する値を有する時点に対して、ＨＩＧＨレベルが、このパルス幅変換器２．４によって出力されるように、デューティ比が、パルス幅変換器２．４内でさらに変化する。これによって、反転器２．２の出力信号のＨＩＧＨレベルの幅が狭まる。このパルス幅変換器２．４の出力信号が、第２同期信号ＳＹＮＣ２として第２グループのＡＮＤゲート４．５〜４．８に伝達される。
【００５０】
第３同期信号ＳＹＮＣ３を生成するため、正弦状の入力信号ｓｉｎが、第４構成群２のもう１つ別の比較器２．５内で全ての入力信号に対して同一の直流成分ＵＭと比較される。その結果、比較器２．５の出力信号が、また１：１のデューティ比を有する。この出力信号は、パルス幅変換器２．６に伝達される。マルチプレクサ１．１の余弦状の入力信号が最大振幅を有する場合、このパルス幅変換器２．６は、デューティ比を変化させ、次いでＨＩＧＨレベルを出力する。この第３同期信号ＳＹＮＣ３は、同期するために両中間記憶器５．２に伝達される。
【００５１】
したがって、正弦状の入力信号ｓｉｎから得られるこの第３同期信号ＳＹＮＣ３は、可変抵抗６．１と可変抵抗６．２つまり制御要素の設定を同期するために使用される。増分位置測定システムの信号ｓｉｎ，−ｓｉｎが、これらの可変抵抗６．１と可変抵抗６．２つまり制御要素を経由して伝達される。これによって、この抵抗６．１とこの抵抗６．２が、時点ごとに可変される。この抵抗値の変化は、これらの時点では増分位置測定システムのさらに伝達された信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ内でバウンス（Ｓｐｒｕｎｇ）を起こさない。
【００５２】
余弦状の入力信号ｃｏｓから算出された第１同期信号ＳＹＮＣ１と第２同期信号ＳＹＮＣ２を利用してＡＮＤゲート４．１〜４．８を同期することによって、既に上述したように、入力信号ｓｉｎに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．１に伝達され、そして入力信号−ｓｉｎに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．４に伝達されることが保証される。
【００５３】
パルス幅変換器２．３，２．４，２．６，２．８によって第４構成群に出力される異なる同期信号ＳＹＮＣ１，ＳＹＮＣ２，ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４は、制御信号をフォワードバックワードカウンタ５．１とフォワードバックワードカウンタ５．４に伝達するために絶対に必要な期間だけＨＩＧＨレベルを有する。この可能な限り短い伝達時間によって、マルチプレクサ１．１の出力信号上のこの伝達期間外に発生する雑音が、誤差を制御中にもたらさないことが保証される。それでもなおマルチプレクサ１．１の出力信号が、この期間に雑音によって重畳されるならば、制御に対する雑音の影響が、カウンタ５．１とカウンタ５．４の限定されたステップ幅によって小さく保持される。
【００５４】
増分位置測定システムの余弦状の出力信号ｃｏｓ，−ｃｏｓの信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットを設定（調整，制御）するためには、図２ｂ中に示された構成群４′，６．３，６．４がさらに必要になる。同時に、図１ａの構成群が、−示したように−一緒に利用される。すなわち、これによって生成された信号が、対応する信号導電ａ〜ｈを経由することでもこの構成群４′に伝達される；このような図２ａの構成群は、特に第１構成群１と第２構成群３と第４構成群２と一緒に利用される。図１ｂ中に示された第３構成群４′及び制御要素６．３，６．４は、その回路とこの回路の機能において図１ａ中に示された要素とほとんど一致する。したがって、位置測定システムの信号ｃｏｓ，−ｃｏｓの信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットを制御要素６．３，６．４によってプリセットされた目標値に調整するため、適切な補正値が、第３構成群４′によって最終的に同様に算定される。
【００５５】
同様に、増分位置測定システムの余弦状の出力信号ｃｏｓ，−ｃｏｓの信号の振幅と場合によっては信号のオフセットが、可変抵抗６．３，６．４として形成された制御要素によって変化する。
【００５６】
位置測定システムの出力信号の零の通過時に抵抗６．３，６．４を可変するため、そしてこれによって信号のバウンスを阻止するため，同期信号ＳＹＮＣ１が、信号導線ｂ上でパルス変換器２．３から出力された同期信号の両中間記憶器５．８，５．１１に対して利用される。
【００５７】
両カウンタ５．７，５．１０の制御を同期するため、両グループのＡＮＤゲート４．９〜４．１２と４．１３〜４．１６が、信号導線ｃ，ｄ上でパルス幅変換器２．６，２．８に接続されている。つまり、これらのパルス幅変換器２．６，２．８によって生成された同期信号ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４が、信号導線ｃ，ｄ上でこれらの両グループのＡＮＤゲート４．９〜４．１２と４．１３〜４．１６に伝達される。これらの信号導線ｃ、ｄの制御パルスつまり同期信号ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ４は、測定システムの正弦状の出力信号から出力される。これによって，図２ａと同様に、入力信号ｃｏｓに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．７に伝達され、入力信号−ｃｏｓに割当てられた比較器３．１〜３．４の出力信号がカウンタ５．１０に伝達される。
【００５８】
また、制御要素つまり抵抗６．３，６．４を出力される計数値に比例させて設定するため、構成群５．９，５．１２は，デコーダとして構成されている。
【００５９】
以下に、本発明の回路装置の図２ａ，２ｂ中に示された第１の実施の形態の機能を詳しく説明する。この実施の形態は，本発明の方法を実施するためにも適している。
【００６０】
一般に，周期的なアナログ式の正弦信号ｓｉｎと周期的なアナログ式の余弦信号ｓｉｎが、増分位置測定システムによって出力される。これに対して反対の信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、この例のように位置測定システムによって同様に出力されるならば、これらの信号−ｓｉｎ，−ｃｏｓは、この順次電子機器側で増分位置測定システムのこれらの両出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓから容易に得られる。４つの信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが、第１構成群１内でマルチプレクサ１．１に伝達される。マルチプレクサ１．１が、その時点で最大振幅を有する入力信号を出力信号ＯＵＴＭＵＸとして出力するように、このマルチプレクサ１．１のための２つの信号が、比較器１．２，１．３によって生成される。これによって、これらの４つの入力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓのプラスの半波の包絡線が出力される。この包絡線つまりマルチプレクサ１．１の出力信号ＯＵＴＭＵＸは、位置測定システムの出力信号の場合によっては起こりうる振幅誤差とオフセット誤差を示す。これらの誤差は、この実施の形態では補正されなければならない。
【００６１】
したがって，本発明の回路装置では、プリセットされた目標値に最終的に合わせなければならない特に信号パラメータの実際値が、第１構成群１によって算出される。それ故に、この例では、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットの実際値が重要である。これらのパラメータは，先に説明したように回路技術的に簡単に算出され得る。
【００６２】
引続き、マルチプレクサ１．１のこうして生成された包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸが、比較器３．１〜３．４の複数の第１入力部に伝達される。これらの比較器３．１〜３．４は、本発明の第２構成群３に敷設されている。これらの４つの比較器３．１〜３．４の第２入力部が、分圧器３．５〜３．９のタップに接続されている。包絡線の振幅を分圧器３．５〜３．９で下げられた電圧と比較することによって、位置測定システムの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓの最大振幅が、所望の範囲内にあるのか、又はこの範囲の僅かに上若しくは下にあるのか、又はこの範囲の遥かに上もしくは下にあるのかが確認される。その結果、僅かな再調整が必要か、又は大幅な再調整が必要か、又は場合によっては再調整が全く必要ないかが確認され得る。閾値ＳＷ１〜ＳＷ４が、分圧器の抵抗３．５〜３．８を選択することによって決定され得る。すなわち、僅かな再調整しか必要でない範囲や大幅な再調整が必要である範囲等が決定され得る。
【００６３】
したがって、本発明の回路装置の第２構成群３は、第１構成群１内で算出された１つの信号パラメータの実際値をプリセットされた多数の閾値ＳＷ１〜ＳＷ４と比較するために使用される。この場合、これらの閾値ＳＷ１〜ＳＷ４は、複数の電子構成要素を適切に定めることによって決定され得る。上の例では，分圧器がこの目的のために使用された。したがって、異なる閾値ＳＷ１〜ＳＷ４が、この分圧器によって対応する比較電圧に変換される；図４ｂ中では、設定されたこれらの４つの閾値が、マルチプレクサ１．１の生成された包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸにむすびつけて示されている。
【００６４】
包絡線のその都度の相対的な最大値を異なる閾値ＳＷ１〜ＳＷ４に関連して評価するためには、同期が必要である。対応する同期信号ＳＹＮＣ１〜ＳＹＮＣ４は、上述したように４つの構成群２によって生成される。必要な同期は、例えば信号ｓｉｎ，−ｓｉｎに対してはＡＮＤゲート４．１〜４．４と４．５〜４．８によって実行される。このとき、これらの両グループのＡＮＤゲート４．１〜４．４と４．５〜４．８は、第１同期信号ＳＹＮＣ１と第２同期信号ＳＹＮＣ２によって比較器３．１〜３．４の出力信号を再び伝達するためにその都度リセットされる。ＡＮＤゲート４．１〜４．８の出力信号は、カウンタ５．１，５．４の異なるカウンター入力部に対する制御信号として利用される。
【００６５】
信号ｓｉｎに相当する包絡線の振幅が最大値よりも大きい場合は、１つの制御信号が、分圧器によって設定された閾値ＳＷ３によって第１比較器３．１から出力される。この制御信号は、ＡＮＤゲート４．１と同期信号ＳＹＮＣ１によって同期され、そして第１カウンタ５．１のカウンター入力部１０ｘＲに伝達される。カウンタ５．１が第１閾値で減少させる方向に計数するように、１つの入力信号が、このカウンタ５．１の第１カウンター入力部１０ｘＲに伝達される。この場合、カウンタ５．１のこのカウンター入力部１０ｘＲは、このカウンタ５．１の第２カウンター入力部Ｒよりも優先される。第２比較器３．２の出力信号が、第２ＡＮＤゲート４．２を経由してこの第２カウンター入力部Ｒに伝達される。
【００６６】
マルチプレクサ１．１の包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸの振幅が、例えば閾値ＳＷ１より上の信号の振幅の僅かな再調整しか必要ない範囲内にある場合には、ＨＩＧＨレベルは、第１比較器３．１によって出力されない；第２比較器３．２だけが，１つの制御信号をＡＮＤゲート４．２に対して出力し、これによって第１カウンタ５．１の第２カウンター入力部Ｒに対して出力する。これによって、このカウンタ５．１は、２番目に小さい閾値で減少させる方向に計数しなければならないことを認識する。これらの両比較器３．３，３．４は、この説明した双方の場合では出力信号を出力しない。
【００６７】
包絡線が閾値ＳＷ１と閾値ＳＷ２との間の範囲内にある場合には、信号がこれらの４つの比較器３．１〜３．４のどれからも出力されない。そのため、カウンタ５．１，５．４のカウンタの状態が変化しない。すなわち、この場合には、調整が閾値零で実施される。すなわち、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットが、所望の閾値の範囲に存在する、つまり目標値の範囲内に存在する。その結果、再調整は必要ない。
【００６８】
マルチプレクサ１．１の包絡線つまり出力信号ＯＵＴＭＵＸの振幅が閾値ＳＷ２の僅かに下にある場合は、第３比較器３．３．がＨＩＧＨレベルを出力する。これによって、カウンタ５．１は、第２閾値で増加させる方向に計数しなければならないことを認識する。この包絡線の振幅がさらに下まわると、第４比較器３．４も、第４ＡＮＤゲート４．４を経由してカウンタ５．１の第４カウンター入力部１０ｘＶに信号を出力する。これによって、このカウンタ５．１は、第１閾値で増加させる方向に計数しなければならないことを認識する。
【００６９】
同様に、これらの対応する信号が、比較器３．１〜３．４の出力信号に基づいて残りのカウンタ５．４，５．７，５．１０のカウンター入力部に入力される。このようにして決定された閾値と計数方向が、これらの各種のカウンタ５．４，５．７，５．１０に対してプリセットされる。
【００７０】
これらの各種のカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０の計数状態がそれぞれ、敷設されたつまり後続接続された中間記憶器５．２，５．５，５．８，５．１１に伝達される。これらの中間記憶器５．２，５．５，５．８，５．１１は、同期された時点に対して計数結果を後続接続されたデコーダ５．３，５．６，５．９，５．１２に出力する。同様に、これらのデコーダ５．３，５．６，５．９，５．１２はそれぞれ、制御部内に敷設された制御要素としての可変抵抗６．１，６．２，６．３，６．４を制御する。抵抗６．１，６．２，６．３，６．４に比例した計数値が、閾値に応じてこの抵抗を可変させることによって設定される。位置測定システムの信号の信号の振幅と信号のオフセットが、これによって影響を受ける。これらの信号の振幅と信号のオフセットは、位置を測定するために再処理される。
【００７１】
すなわち、信号パラメータをプリセットされた目標値の方向に調整するため、その都度必要な制御量が、第３構成群４によって算定される。このとき、この制御量は、制御要素６．１〜６．４を介して信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓに作用する。このそれぞれの制御要素６．１〜６．４は、この第３構成群４に後続配置されている。そして、これらの信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが算定された制御量で処理される。その結果、信号パラメータが、プリセットされた目標値の方向に調整される。
【００７２】
位置測定システムによって生成された信号を補正するように作動する制御要素つまり可変抵抗の基本的な配置が、図３中に示されている。この図３は、増分位置測定システムによって生成された信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの信号経路又は信号チャネルの一部を示す。信号の振幅と場合によっては信号のオフセットを制御するための制御要素として利用されるこれらの両可変抵抗６．１，６．２は、別の抵抗７．１，７．２に直列に接続されている。両抵抗７．１，７．２は、もう１つ別の抵抗７．３に接続されている。この抵抗７．３は、アースされている。位置測定システムの出力信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの信号のオフセットと信号の振幅に対する制御範囲と制御感度の双方が、これらの抵抗７．１〜７．３によって設定される。この場合、振幅の調整に対する制御範囲は、抵抗７．１，７．２の選択された大きさによって設定される；オフセットの調整に対する閾値は、抵抗７．３を選択することによって設定される。
【００７３】
図３中には、両信号ｓｉｎ，−ｓｉｎを制御するために必要な制御要素と敷設された抵抗７．１〜７．３だけが示されている；周期的に互いに９０°だけずらした２つの差動信号が、増分位置測定システムの出力信号として伝達される。すなわち、信号ｃｏｓ，−ｃｏｓがさらに伝達される場合には、別の抵抗を含めたさらなる２つの制御要素つまり可変抵抗６．３，６．４が、制御感度等を設定するために当然必要である。図３中の符号なしで示された構成要素は、本発明に関してはさらなる役割を果たさない代わりに、この位置測定システムのその他の出力の切換えに応じた役割を果たす。
【００７４】
増分測定ユニットの走査時の物理現象上の理由から、本発明の方法では、特に２段階の制御が、位置測定システムの出力信号中の信号の振幅と信号のオフセットを調整するために必要である。１段目では、信号の小さい変化が調整される。この信号の小さい変化は、通常運転中の緩やかなドリフトによって発生する。２段目では、振幅の激しい変動が調整される。この振幅の激しい変動は、特に測定ユニットが汚れたときに発生する。信号の振幅と信号のオフセットに対してここでも速い制御を実現できるためには、振幅とオフセットを雑音のない作動中に調整するときよりも数値的に大きい制御量が必要である。それ故に、本発明の好適な実施形では、２つの制御量が設けられている。これらの制御量は、数値的に明らかに区別がつく。さらに、逆符号で数値的に一致した１つの制御量が、これらの両制御量の各々に対して存在する。信号の振幅の変動つまり所定の閾値に対するこれらの信号の振幅の相対位置に依存して、プリセットされたこれらの制御量のうちの１つが、その都度選び出されて、次いで信号に作用する。
【００７５】
この例で設けられたこれらの４つの相違する制御量は、使用されたカウンタ５．１，５．４の相違する閾値と、これらのカウンタの計数方向によって回路技術的に変換される。
【００７６】
制御回路の制御量の算出をデジタル式に実現することによって、制御による望まない信号の影響が、その都度の信号のパルス・スパイクによって引き起こされることが阻止され得る。
【００７７】
より大きい第１閾値に対してより小さい第２閾値の１０倍の大きさを利用すると有益であることが実証されている。これによって、均衡のとれた関係が、第２閾値による可能な限り精確な制御と、第１閾値による可能な限り速いオーバーシュートのない制御との間で得られる。
【００７８】
両同期信号ＳＹＮＣ３，ＳＹＮＣ１が、その都度の付随する信号の零の通過時に同期することによって、カウンタ５．１，５．４のその都度の計数状態が、敷設された中間記憶器５．２，５．５内に伝達される。これによって、計数状態がちょうど変化する間に、この計数状態が中間記憶器内に伝達されることが阻止される。
【００７９】
本発明の回路装置の第１の実施の形態の別の実施形では、第３構成群３内の４つの比較器３．１〜３．４と分圧器の代わりに、１つのＡ／Ｄ変換器を使用してもよい。このＡ／Ｄ変換器は、信号の振幅の目標値と実際値との間の差を算出する。次いで、この算出した差は、閾値としてカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０に直接伝達される。これによって、これらのカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０は、１回のステップだけ目標値と実際値との間のずれを補正できる。４つの異なる制御入力部によってカウンタ５．１，５．４，５．７，５．１０のステップ幅を制御する必要はない。何故なら、この使用されるステップ幅は、Ａ／Ｄ変換器によって直接出力されるからである。
【００８０】
さらに、例えば使用される制御要素が、計数状態によって中間記憶器から直接設定され得るか又は可変されるならば、上の例で設けられたデコーダを省略することも可能である。
【００８１】
さらに、本発明の方法又は本発明の回路装置の別の変形では、さらに多くの閾値を設定すること、及びさらに多くの異なる制御量を設定すること等も提唱され得る。
【００８２】
本発明の回路装置のこの第１の変形のもう１つ別の構成では、可変抵抗６．１，６．２，６．３，６．４として構成された制御要素が、増幅率の調節可能な増幅器として実現され得る。このとき、この増幅率は、それぞれの中間記憶器５．２，５．５．，５．８，５．１１によって出力される計数値に対して比例するようにそれぞれのデコーダ５．３，５．６，５．９，５．１２によって設定される。
【００８３】
本発明の回路装置の第１の実施の形態では、増分位置測定システムの出力信号中の信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットが補正される一方で、本発明の回路装置の第２の実施の形態は、この第２の実施の形態によって信号パラメータである位相の位置を構成することが可能であることを説明する。既に上述したように、測定動作中に理想的な位相差９０°を増分位置測定システムの位相のずれた信号ｓｉｎと信号ｃｏｓとの間で確保することもできる。図５，６，７ａ〜７ｃに基づいて以下で説明する、信号パラメータである位相の位置を本発明にしたがって補正するために適している回路装置は、例えば上述した回路装置を補足するものとして使用してもよい。その結果、このとき、全ての重要な信号パラメータが、本発明にしたがって補正可能である。その代わりに、位相の位置だけを以下で説明する回路装置によって補正することも考えられる。
【００８４】
さらに、本発明の回路装置の第２の実施の形態では、信号の位相の位置を所望の９０°の位相差に調整するための制御量を２つしか設けないことが示されている。これらの制御量は、数値的に等しく選択されているものの、相違する符号を有する。プリセットされた多数の制御量を有する第１の実施の形態に対して同様な変形も提唱され得る。
【００８５】
本発明の第２の実施の形態では、合成した信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）が１つずつ、第１構成群１０の入力部の近くに存在するように、図７ａ中に示された増分位置測定システムの４つの出力信号ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓが予め処理される。これらの個々の信号の経時変化が、図７ｂ中に示されている。基本的に先の実施の形態のように、信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）は、第１構成群１０内で処理される。同様に、この第１構成群１０は、２つの比較器１１．２，１１．３，１つの方向検出器１１．４及び１つのマルチプレクサ１１．１を有する。したがって、図７中に示された信号ＯＵＴ′ＭＵＸが、マルチプレクサ１１．１の出力部に、つまり第１構成群１０の出力部に存在する。この信号ＯＵＴ′ＭＵＸは、入力部にある信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）のその都度の最大信号の半波の包絡線を示す。したがって、第１の実施の形態のように、第１構成群１０によって、これらの入力信号ｓｉｎ＋ｃｏｓ，ｓｉｎ＋（−ｃｏｓ），（−ｓｉｎ）＋ｃｏｓ，（−ｓｉｎ）＋（−ｃｏｓ）のその都度の最大半波が選択され、そして、対応する包絡線つまり出力信号ＯＵＴ′ＭＵＸが、生成される。
【００８６】
引続き、この信号ＯＵＴ′ＭＵＸは、第２構成群３０内の比較器３３の第１入力部に伝達される。基準信号Ｒが、比較器３３の第２入力部に伝達される。この場合、この基準信号Ｒは、信号ｓｉｎ＋ｃｏｓの信号の最大振幅の最大値に相当する。
【００８７】
引続き、第２構成群３０内で比較器３３によって出力された出力信号が、第３構成群４０内で２つのＡＮＤゲート４４．１，４４．２の第１入力部にそれぞれ伝達される。第４構成群２０中で生成された同期信号ＳＹＮＣ１０，ＳＹＮＣ２０が、ＡＮＤゲート４４．１，４４．２のそれぞれの別の入力部に入力する。上の例のように、ＡＮＤゲート４４．１，４４．２が、特定の時点に対してリセットされる。
【００８８】
比較器３３によって出力された出力信号は、リセット状態中にカウンタ４５．１の両入力部Ｖ，Ｒのうちの一方に伝達される。同様に、このカウンタ４５．１は，通常のワードバフォックワードカウンタとして構成されている；この入力信号が、これらの両入力部Ｖ，Ｒのうちのどちらに入力されるかに応じて、計数が、所定のステップ幅で増加させる方向か又は減少させる方向に実行される。
【００８９】
引続き、カウンタ４５．１のその都度の計数状態つまりその都度の計数結果が、中間記憶器４５．２に伝達され、引続き２つのデコーダ４５．３，４５．４に伝達される。この場合、これらの両デコーダ４５．３，４５．４の各々は、示したように一対の信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓに割当てられている。このとき、同様に、制御要素６０．５，６０．６が、デコーダ４５．３，４５．４によって所定の値に１つずつ可変される。信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓの位相の位置を調整することが、この制御要素６０．５，６０．６によって可能である。この目的のために，同様に、これらの制御要素６０．５，６０．６を可変抵抗として構成することが提唱されている。この場合、抵抗６０．５，６０．６は、信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓの各々に対して調整要素を１つずつ有する。示したように、さらに、信号ｃｏｓ又は信号−ｃｏｓが、制御要素６０．５の端子に１つずつ入力する；信号ｓｉｎ又は信号−ｓｉｎが、制御要素６０．６の端子に１つずつ入力する。このようにして、信号ｓｉｎ，−ｓｉｎの位相の位置が、信号ｃｏｓに対して正の方向にも負の方向にもずれる；信号ｓｉｎに関する信号ｃｏｓ，−ｃｏｓに対しても同様に言える。
【００９０】
正弦状の信号と余弦状の信号に対する処理チャネル内での位相のこの同時の調整又は制御には、処理のずれ（Ｗｅｇｖｅｒｓｃｈｉｅｂｕｎｇ）が、位相制御による信号への影響時に確認されないという利点がある。しかも、中間記憶器４５．２からの同一の計数状態が、正弦状の信号に対する処理チャネル内の位相の位置に影響を及ぼすために使用され得る。この目的のために、この同一の計数状態は、第２デコーダ４５．５に入力されると同時に、信号ｃｏｓ，−ｃｏｓに対する両調整要素を有する第２制御要素６０．６に影響を及ぼす。
【００９１】
両同期信号ＳＹＮＣ１０，ＳＹＮＣ２０は、第４構成群２０内で生成される。信号ｓｉｎ，ｃｏｓが、同期信号ＳＹＮＣ１０を生成するために比較器２２．１の第１入力部に伝達される；直流電圧の基準信号ＵＭが、この比較器２２．１の第２入力部に入力する。この第１比較器２２．１の出力信号が、第１信号経路に沿ってパルス幅変換器２２．３を経由して第１ＯＲゲート２２．９に伝達される。第２信号経路では、比較器２２．１の出力信号が、反転器２２．２とパルス幅変換器２２．４を経由してＯＲゲート２２．９に伝達される。同期信号ＳＹＮＣ１が、この第１ＯＲゲートの出力部に最終的に出力される。この同期信号ＳＹＮＣ１０は、上述したように特定の時点に対してカウンタ４５．１のカウンター入力部Ｒを選択的にリセットするために利用される。
【００９２】
これに対して同様に、第２同期信号ＳＹＮＣ２０が、比較器２２．５，パルス幅変換器２２．６，反転器２２．２，パルス幅変換器２２．８及び第２ＯＲゲート２２．１０を経由した信号ｓｉｎ，（−ｃｏｓ）から生成される。この同期信号は、カウンタ４５．１のカウンター入力部４５．１をリセットするために利用される。
【００９３】
最後に、図６ａ，６ｂ中には、増分位置測定システムの信号経路経路内の制御要素６０．５，６０．６の配置が示されている。この配置は、説明したように信号ｓｉｎ，−ｓｉｎ又はｃｏｓ，−ｃｏｓの信号パラメータである信号の位相の位置を補正するために使用される。さらに、これらの図６ａ，６ｂ中には、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットを補正又は調整するための異なる制御要素６０．１，６０．２，６０．１′，６０．２′が示されている。これらの制御要素は，上述した実施の形態にしたがって作動する。したがって，増分位置測定システムの全ての重要な信号パラメータの補正が、これらの図６ａ，６ｂ中の例によって可能である。同様に、これらの図６ａ，６ｂ中のその他の要素は、図３中の実施の形態の要素と一致する。
【００９４】
したがって、増分位置測定システムの信号の補正に関する一連の実施の可能性が，本発明の範囲内で存在する。本発明によれば、いろいろな信号パラメータを必要な信号特性に応じて補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の方法を原理的に説明したフローチャートである。
【図２ａ】 増分位置測定システムの差分信号として伝達される第１の周期信号に対する振幅の補正とオフセットの補正に適した本発明の回路装置の第１の実施の形態を示す。
【図２ｂ】 位相をずらした第２の出力信号用の図１ａから構成される第１の実施の形態の補充部分を示す。
【図３】 増分位置測定システムの信号経路内で作動する本発明の制御要素の可能な第１の配置の概略的な回路図である。
【図４ａ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｂ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｃ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｄ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｅ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図４ｆ】 本発明の回路装置の第１の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図５】 増分位置測定システムの多数の周期信号に対する位相位置の補正に適した本発明の回路装置の第２の実施の形態を示す。
【図６ａ】 増分位置測定システムの信号経路内で作動する本発明の制御要素の可能な第２の配置の概略的な回路図である。
【図６ｂ】 増分位置測定システムの信号経路内で作動する本発明の制御要素の可能な第２の配置の概略的な回路図である。
【図７ａ】 本発明の回路装置の第２の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図７ｂ】 本発明の回路装置の第２の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【図７ｃ】 本発明の回路装置の第２の実施の形態から生成される各種の信号を示す。
【符号の説明】
１ 第１構成群
１．１ マルチプレクサ
１．２ 第１比較器
１．３ 第２比較器
１．４ 方向検出器
１．５ マルチプレクサ
２ 同期構成群，第２構成群
２．１ 比較器
２．２ 反転器
２．３ パルス幅変換器
２．４ パルス幅変換器
２．５ 比較器
２．６ パルス幅変換器
２．７ 反転器
２．８ パルス幅変換器
３ 第４構成群
３．１ 第１比較器
３．２ 第２比較器
３．３ 第３比較器
３．４ 第４比較器
３．５ 抵抗
３．６ 抵抗
３．７ 抵抗
３．８ 抵抗
３．９ 電源
４ 第３構成群
４′ 第３構成群
４．１ 第１ＡＮＤゲート
４．２ 第２ＡＮＤゲート
４．３ 第３ＡＮＤゲート
４．４ 第４ＡＮＤゲート
４．５ 第１ＡＮＤゲート
４．６ 第２ＡＮＤゲート
４．７ 第３ＡＮＤゲート
４．８ 第４ＡＮＤゲート
５．１ 第１カウンタ
５．２ 第１中間記憶器
５．３ 第１デコーダ
５．４ 第２カウンタ
５．５ 第２中間記憶器
５．６ 第２デコーダ
５．７ カウンタ
５．８ 中間記憶器
５．９ デコーダ
５．１０ カウンタ
５．１１ 中間記憶器
５．１２ デコーダ
６．１ 可変抵抗
６．２ 可変抵抗
６．３ 可変抵抗
６．４ 可変抵抗
７．１ 抵抗
７．２ 抵抗
７．３ 抵抗
１０ 第１構成群
１１．１ マルチプレクサ
１１．２ 比較器
１１．３ 比較器
１１．４ 方向検出器
２０ 第４構成群
２２．１ 比較器
２２．２ 反転器
２２．３ パルス幅変換器
２２．４ パルス幅変換器
２２．５ 比較器
２２．６ パルス幅変換器
２２．７ 反転器
２２．８ パルス幅変換器
２２．９ 第１ＯＲゲート
２２．１０ 第２ＯＲゲート
３０ 第２構成群
３３ 比較器
４０ 第３構成群
４４．１ ＡＮＤゲート
４４．２ ＡＮＤゲート
４５．１ カウンタ
４５．２ 中間記憶器
４５．３ デコーダ
４５．４ デコーダ
６０．１ 制御要素
６０′．１ 制御要素
６０．２ 制御要素
６０′．２ 制御要素
６０．５ 制御要素
６０．６ 制御要素
７０．１ 抵抗
７０′．１ 抵抗
７０．２ 抵抗
７０．３ 抵抗
７０′．３ 抵抗
Claims (14)
- 増分位置測定システムの多数の周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）を補正する方法において、当該方法の場合、１つの又は多数の信号パラメータが、この補正のために少なくとも１つの制御要素（６．１，６．２，６．３，６．４；６０．５；６０．６）によってプリセットされた目標値に調整され、この補正方法は、以下のステップを有する：ａ）周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）の１つの信号パラメータの実際値を算出し；
ｂ）周期信号が、１つの出力信号（ＯＵＴＭＵＸ）に統合された後に、少なくとも１つの比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）を用いて１つ又は多数のプリセットされている閾値又は基準値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４）に対する相対位置に関する信号パラメータの実際値を評価する形態で、この信号パラメータの算出された実際値を１つの又は多数のプリセットされた目標値又は基準値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４；Ｒ）と比較し、その結果、全ての周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）が、同じ比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）によって常に評価され；
ｃ）この信号パラメータをこのプリセットされた目標値の方向に調整するための１つの制御量（Ｓ）を算定し、この制御量（Ｓ）は、これらの閾値又は基準値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４；Ｒ）に対するこの信号パラメータの実際値の相対位置に依存してプリセットされた少なくとも２つの異なる制御量（Ｓ）から選び出され、これらの異なる制御量は、数値的に区別がつき；
ｄ）この制御量（Ｓ）を１つの制御要素（６．１，６．２，６．３，６．４）を介してこの信号パラメータに作用させて、この信号パラメータをプリセットされた目標値の方向に調整する方法。 - 周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）の信号の振幅及び／又は信号のオフセット及び／又は信号の位相の位置が、信号パラメータとしてプリセットされた目標値に調整される請求項１に記載の方法。
- 少なくとも４つの制御量（Ｓ）がプリセットされ、これらの制御量（Ｓ）は、数値的にかつ符号的に互いに区別がつく請求項１に記載の方法。
- 制御量（Ｓ）は、周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）の振幅が零である時点に対してだけ変更される請求項１に記載の方法。
- 信号パラメータを調整する制御量（Ｓ）は、ただ１つの信号周期を信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）に作用する請求項１に記載の方法。
- 包絡線が、位置測定システムの周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）の正の半波から生成されて、信号パラメータである信号の振幅と信号のオフセットの実際値を算出し、この包絡線は、最大信号振幅を有し、その後にこの包絡線の振幅が、プリセットされた閾値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４）と比較される請求項２に記載の方法。
- 周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）は、マルチプレクサ（１．１）に伝達されて、包絡線を生成する請求項６に記載の方法。
- 制御量（Ｓ）は、少なくとも１つのカウンタ（５．１，５．４，５．７，５．１０）のうちの１つのカウンター入力部（Ｒ，Ｖ，１０ｘＲ，１０ｘＶ）を選択することによって設定され、計数方向とカウンタのステップ幅の双方が、その選択されたカウンター入力部（Ｒ，Ｖ，１０ｘＲ，１０ｘＶ）によって決定されている請求項１に記載の方法。
- 信号パラメータのその都度の実際値が、１回の信号周期内で測定される請求項１に記載の方法。
- 増分位置測定システムの多数の周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）を補正する回路装置において、当該回路装置の場合、信号パラメータが、この信号パラメータの実際値を補正するためにプリセットされた１つの目標値に調整可能であり、この回路装置は、
ａ）マルチプレクサ（１．１）を有する第１構成群（１）を有し、周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）が、このマルチプレクサ（１．１）の入力部に入力し、このマルチプレクサ（１．１）は、これから１つの出力信号（ＯＵＴＭＵＸ）を生成し、さらに、
ｂ）別の構成群（３，４）を有し、このマルチプレクサ（１．１）の出力信号（ＯＵＴＭＵＸ）が、少なくとも１つの比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）を用いてこれらの構成群（３，４）内でプリセットされた１つの又は多数の閾値又は基準値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４）と比較され、その結果、全ての周期信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）が、同じ比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）によって常に評価され、プリセットされている閾値又は基準値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４）に対する信号パラメータの実際値の相対位置に応じて、１つの制御量（Ｓ）が、プリセットされた少なくとも２つの異なる制御量（Ｓ）から選択され、制御要素（６．１，６．２，６．３，６．４）を介した信号パラメータへの作用が、この制御量（Ｓ）によって実行されて、この信号パラメータをプリセットされた目標値の方向に調整し、これらの異なる制御量は、数値的に区別がつく回路装置。 - 第１構成群（１）内のマルチプレクサ（１．１）は、比較器（１．２，１．３）の出力部に接続されている制御入力部を有し、選択的な周期信号である信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）が、これらの比較器（１．２，１．３）の入力側に伝達され、その結果、このマルチプレクサ（１．１）の出力信号（ＯＵＴＭＵＸ）が、この入力部に入力し、その都度の最大振幅を有するこれらの信号（ｓｉｎ，ｃｏｓ，−ｓｉｎ，−ｃｏｓ）の正の半波から成る包絡線を生成する請求項１０に記載の回路装置。
- 回路装置は，第２構成群（３）を有し、この第２構成群（３）は、少なくとも１つの比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）を有し、マルチプレクサ（１．１）の出力信号（ＯＵＴＭＵＸ）が、この比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）の第１入力部に入力し、プリセットされた閾値又は基準値（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４）が、この比較器（３．１，３．２，３．３，３．４）の第２入力部に入力する請求項１０に記載の回路装置。
- 第２構成群（３）は、多数の比較器（３．１〜３．４）を有し、これらの比較器（３．１〜３．４）のそれぞれの第２入力部が、１つの分圧器のタップに接続されていて、これによって、マルチプレクサ（１．１）の出力信号（ＯＵＴＭＵＸ）が、この分圧器で設定可能な閾値（ＳＷ１〜ＳＷ４）と比較される請求項１２に記載の回路装置。
- 回路装置は第３構成群（４）を有し、この第３構成群（４）は、少なくとも１つのカウンタ（５．１，５．４，５．７，５．１０）を有し、このカウンタ（５．１，５．４，５．７，５．１０；４５．１）は、少なくとも２つの異なるカウンター入力部（Ｖ，Ｒ，１０ｘＶ，１０ｘＲ）を有し、第２構成群（３）からの出力信号が、これらのカウンター入力部（Ｖ，Ｒ，１０ｘＶ，１０ｘＲ）に選択的に伝達され、異なる計数方向が、これらの少なくとも２つのカウンター入力部（Ｖ，Ｒ，１０ｘＶ，１０ｘＲ）によってプリセットされている請求項１２に記載の回路装置。
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