JP4308454B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、メタルハライドランプなどの高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
メタルハライドランプなどの高輝度放電灯は輝度が高いという特徴を有しており、近年、車載用途などに用いられるようになっている。車載用途に用いられている車載用の放電灯点灯装置には近年ますます小型化および低コスト化の要求が高まっており、小型化および低コスト化を実現するための一手段として制御回路にマイクロコンピュータが用いられるようになってきている。
【０００３】
図２５に高輝度放電灯からなる放電灯を点灯させる放電灯点灯装置の回路例を示す。図２５に示した構成の放電灯点灯装置は、直流電源１と、直流電源１の電圧を放電灯であるランプＬａが点灯可能になる電圧（ランプＬａを安定点灯させるために必要となる電圧）まで昇降圧するＤＣ−ＤＣ変換回路２と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２から出力される直流電圧を交番電圧に変換してランプＬａに印加するインバータ回路（極性反転回路）３と、ランプＬａを始動するための高電圧の始動パルスを発生するイグナイタよりなる始動装置４と、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を駆動するドライブ回路５と、ランプ電圧を検出するランプ電圧検出部６と、ランプ電流を検出するランプ電流検出部７と、ランプ電圧検出部６の出力およびランプ電流検出部７の出力をそれぞれサンプリングしてＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧を制御する制御回路８とを備えている。ここに、ランプＬａおよび始動装置４は、ランプＬａを負荷として含む負荷回路として機能する。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、フライバック型のＤＣ−ＣＣコンバータであって、直流電源１の両端間にトランスＴ１の１次巻線とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続され、トランスＴ１の２次巻線の両端間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されている。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充電電流を阻止する極性に接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１から放出しダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電電流を流す。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ１のオンオフは制御回路８が高周波で制御しており、制御回路８ではスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧を制御している。また、ランプ電圧検出部６は、コンデンサＣ１の一端とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電位によりＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧をランプ電圧として検出し、ランプ電流検出部７は、コンデンサＣ１の他端とインバータ回路３との間に設けた電流検出用のカレントトランスＣＴによりＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電流をランプ電流として検出する。制御回路８は、ランプ電圧検出部６により検出されたランプ電圧およびランプ電流検出部７により検出されたランプ電流に基づいてスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧を制御している。制御回路８は、ランプＬａが点灯する前の無負荷期間には、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧が規定の一定電圧になるようにスイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する。
【０００６】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧はインバータ回路３へ入力される。インバータ回路３は、ＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を備え、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点を出力端としてある。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフは一方のアームの高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンオフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオンオフとが一致するように制御回路８によりドライブ回路５を介して制御される。つまり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンのときにはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンのときにはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになるように駆動される。インバータ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフは比較的低周波で行われ、ランプＬａには矩形波交番電圧が印加される。ただし、ランプＬａの点灯前には制御回路８は、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のみをオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保っている（初期設定）。
【０００７】
制御回路８は、ランプＬａへ供給する電力の指令値（ランプ電力指令値）を出力するランプ電力指令値発生部８１、ランプ電力指令値とランプ電圧検出部６により検出したランプ電圧とに基づいてランプ電流指令値を演算するランプ電流指令値演算部８２（なお、ランプ電流指令値演算部８２は、ランプ電力指令値をランプ電圧で除算することでランプ電流指令値を求めている）、ランプ電流指令値とランプ電流検出部７により検出したランプ電流とに基づいて電流誤差を演算し一次側電流ピーク値を出力する電流誤差演算部８３、スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを設定するオンタイミング設定部８４などを備えた制御部８ａと、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにスイッチング素子Ｑ１に流れる一次側電流と電流誤差演算部８３から出力される一次側電流ピーク値とを比較するコンパレータ１１と、コンパレータ１１の出力端がリセット端子Ｒに接続されるとともにオンタイミング設定部８４の出力端がセット端子Ｓに接続され出力信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＲＳフリップフロップ１２とにより構成されている。制御部８ａは、マイクロコンピュータにより実現されている。
【０００８】
ＲＳフリップフロップ１２のセット端子Ｓにはオンタイミング設定部８４から図２６（ａ）に示すような矩形波信号が入力され、スイッチング素子Ｑ１に流れる一次側電流は同図（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１がオンになった時点から徐々に増加するので、電流誤差演算部８３から同図（ｂ）に破線で示すような一次側電流ピーク値が出力されているとすると、一次側電流が一次側電流ピーク値を超えた時にＲＳフリップフロップ１２のリセット端子ＲへＨレベルの信号が入力されてＲＳフリップフロップ１２の出力信号がＨレベルからＬレベルへ変化することになる。すなわち、ＲＳフリップフロップ１２からは同図（ｃ）に示すようなＰＷＭ（パルス幅変調）信号が出力されることになる。なお、一次側電流が一次側電流ピーク値に到達しない場合には、オンタイミング設定部８４から出力される矩形波信号のオン時間がＲＳフリップフロップ１２から出力されるＰＷＭ信号のオン時間に等しくなる。
【０００９】
以下、制御部８ａの動作について図２７のフローチャートを参照しながら説明する。
【００１０】
電源が投入されるとマイクロコンピュータのプログラムがスタートし、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の初期設定を行う（Ｓ１）。このインバータ回路３の初期設定では、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のみをオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保つ。このようなインバータ回路３の初期設定を行った後、マイクロコンピュータ上の初期設定を行う（Ｓ２）。その後、点灯前の無負荷時の制御を行いランプＬａに無負荷電圧を印加し、始動装置４から始動パルス（例えば、２０数ｋＶの電圧）をランプＬａに印加することでランプＬａを始動させる（Ｓ３）。ここに、無負荷時の制御では、ＤＣ−ＤＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１のオンオフは通常動作の期間よりも低周波に設定してある。
【００１１】
そして、ランプＬａが点灯したか否かを判断し（Ｓ４）、ランプＬａが点灯していなければ無負荷制御を行う。つまり、ランプＬａが点灯するまでは無負荷制御を続けることになる。一方、ランプＬａが点灯した場合には、ランプＬａの光束を立ち上げるために始動から数十秒間、図２８のような電力指令値を出力し、オンタイミング設定部８４から上述の矩形波信号の出力を開始する（Ｓ５）。なお、電力指令値は図２８に示すようなカーブとなるが、ランプＬａの安定点灯状態では電力指令値が一定値になる
そして、ランプ電力指令値発生部８１からランプ電力指令値の読み込みを行い（Ｓ６）、続いて、ランプ電圧検出部６からランプ電圧を読み込み（Ｓ７）、ランプ電力指令値をランプ電圧で除算することによりランプ電流指令値を得る（Ｓ８）。次に、ランプ電流検出部７からランプ電流を読み込み（Ｓ９）、ランプ電流指令値とランプ電流との誤差から一次側電流ピーク値を演算し（Ｓ１０）、一次側電流ピーク値を出力する（Ｓ１１）。次に、所定時間が経過したか否かを判断し（Ｓ１２）、所定時間を経過している場合にはインバータ回路３の出力電圧が矩形波の交番電圧となるようにインバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフを開始させる（Ｓ１３）。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフを開始させた後若しくは上記所定時間が経過していない場合には、電源電圧が規格範囲内に入っているか否かを判断し（Ｓ１４）、電源電圧が規定範囲内に入っていない場合には、再起動すべきか否かを判断して（Ｓ１６）、再起動すべきと判断されればＳ１へ戻り、再起動すべきでないと判断されれば停止する。一方、電源電圧が規定範囲内に入っている場合には、ランプＬａが点灯しているか否かを判断し（Ｓ１５）、ランプＬａが点灯していればＳ６へ戻る。一方、ランプＬａが点灯していなければ（消灯していると判断すると）、再起動すべきか否かを判断して（Ｓ１６）、再起動すべきと判断されればＳ１へ戻り、再起動すべきでないと判断されれば停止する。
【００１２】
上述のフローチャートに従って制御部８ａが動作することによってランプＬａを点灯させる。すなわち、光束立ち上げ後の安定点灯状態においてはＳ６〜Ｓ１５のステップを繰り返すことにより、ランプＬａへ供給される電力の制御を行っている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来構成の放電灯点灯装置では、制御部８ａを構成しているマイクロコンピュータの演算速度に限界があるので、ランプＬａを安定に立ち上げて点灯させることや、電源電圧が瞬間的に低下するような突発的な電源電圧や負荷の変化に応答することができないという不具合があった。また、このような状況に対応できるように高速の演算が可能なマイクロコンピュータを用いることも考えられるが、コストが非常に高くなってしまい、低コスト化の要求への対応が難しくなるといいう不具合があった。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、コストの増加を抑えつつ放電灯を安定に立ち上げて点灯させることができ、電源電圧が瞬間的に低下するような変化にも対応することが可能な放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、スイッチング素子のオンオフにより直流電源の出力を直流−直流変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、負荷として放電灯を有しＤＣ−ＤＣ変換回路から電力が供給される負荷回路と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電力指令値と負荷電圧検出手段により検出された負荷電圧に基づいて負荷電流指令値を求める演算を行い負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御することでＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を調整する制御回路とを備え、制御回路は、少なくともマイクロコンピュータで構成され、負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御処理することを、略一定間隔のマイクロコンピュータの割り込み処理にて、略一定間隔で繰り返し行い、かつ、負荷電圧検出手段により検出された負荷電圧に基づいて負荷電流指令値を求める演算よりも負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御することが頻度高く行われるように、該割り込みの間隔を設定することを特徴とするものであり、放電灯点灯装置全体としての小型化および低コスト化を図れ、しかも、演算速度を高速化することなく従来よりも負荷電流の変化に早く対応することができるようになり、コストの増加を抑えつつ従来よりも安定して放電灯を点灯させることが可能となる。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御回路は、負荷の状態に応じて上記２種類の演算の頻度を変化させるので、ランプ電圧が不安定な過渡期とランプ電圧が比較的安定な安定期とで演算の頻度を適宜変化させることができ、放電灯をより安定に点灯させることが可能となる。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、制御回路は、少なくとも負荷の状態が不安定な時間を除いて、誤差演算を略一定時間間隔で行うので、ランプ電流に比べてランプ電圧が比較的安定な期間にはランプ電流の変化に早く対応することができるようになり、より安定な放電灯の点灯が可能となる。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、制御回路は、誤差演算において比例・積分制御を行うので、比例積分制御を実現でき、電流誤差に対する早い応答性と精密な出力調整が可能となり、安定なランプの点灯が可能となる。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、制御回路は、比例積分演算における電流誤差値に対する比例ゲインおよび積分ゲインの少なくとも一方を非線形的に変化させるので、比例ゲインと積分ゲインとの両方を線形的に変化させる場合に比べて安定状態での安定性を向上させることができる。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、放電灯の始動後、光束の立ち上がり時間に応じて設定された所定時間が経過するまでの間は比例制御を行わないので、光束立ち上げ時のようにランプ電流が安定しない状態において目的値に対するランプ電流のオーバーシュートを防止でき、光束立ち上げ時の安定性を向上させることができる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、放電灯の始動後、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力が光束立ち上げ時の電力に応じて設定された所定値以上のときには比例制御を行わないので、光束立ち上げ時のようにランプ電流が安定しない状態において目的値に対するランプ電流のオーバーシュートを防止でき、光束立ち上げ時の安定性を向上させることができる。
【００２２】
請求項８の発明は、請求項６の発明において、制御回路は、所定時間が経過後して比例制御を始める際に、比例制御の比例ゲインを時間とともに徐々に増加させるので、光束立ち上げ時の安定性をさらに向上させることができる。
【００２３】
請求項９の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、電流誤差値に対する積分ゲインによる積分制御値の変化量に所定の制限値を設けてあるので、光束立ち上げ時の電流誤差値が比較的大きくなるときに、積分制御値の変化量が制限値で制限されるから、積分制御値の変化量が大きくなりすぎて安定な立ち上がりが難しくなるのを防ぐことができる。
【００２４】
請求項１０の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、ＤＣ−ＤＣ変換回路への入力電圧の変動に応じて比例積分演算の比例ゲインおよび積分ゲインの少なくとも一方を変化させるので、安定性と過渡応答性との両方を向上させることが可能となる。
【００２５】
請求項１１の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、比例積分演算における比例ゲインと積分ゲインとの少なくとも一方に関して、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させるゲイン値が下降させるゲイン値に比較して大きな値に設定されているので、ランプ電流が下がりすぎるのを防ぐことができ、電源電圧が瞬間的に低下した時の点灯維持能力と安定性を上昇させることができる。
【００２６】
請求項１２の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、電流誤差値に対する比例ゲインによる比例制御値の変化量が所定値以上でＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させた場合、その比例制御値の変化量を出力上昇時から所定時間の間だけ保持するので、所定時間の間にランプ電流が落ち着き、電源電圧が瞬間的に低下した時の点灯維持能力と安定性を上昇させることができる。
【００２７】
請求項１３の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、電流誤差値に対する比例ゲインによる比例制御値の変化量が所定値以上でＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させた場合、その比例制御値の変化量を所定の時定数で低下させるので、ランプ電流の振動を抑制することができ、電源電圧が瞬間的に低下した時の点灯維持能力と安定性を上昇させることができる。
【００２９】
請求項１４の発明は、請求項１ないし請求項１３の発明において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を電源として負荷回路へ交番電圧を与えるインバータ回路を備え、制御回路は、インバータ回路を制御する信号を出力するので、インバータ回路を制御するタイミングの正確さが向上する。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置の基本構成は従来構成と同様であって、図１に示すように、直流電源１と、直流電源１の電圧を放電灯（高輝度放電灯）であるランプＬａが点灯可能になる電圧（ランプＬａを安定点灯させるために必要となる電圧）まで昇降圧するＤＣ−ＤＣ変換回路２と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２から出力される直流電圧を矩形波の交番電圧に変換してランプＬａに印加するインバータ回路（極性反転回路）３と、ランプＬａを始動するための高電圧の始動パルスを発生するイグナイタよりなる始動装置４と、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を駆動するドライブ回路５と、負荷電圧たるランプ電圧を検出するランプ電圧検出部６と、負荷電流たるランプ電流を検出するランプ電流検出部７と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２への入力電圧を検出する入力電圧検出部９と、ランプ電圧検出部６の出力およびランプ電流検出部７の出力をそれぞれサンプリングしてＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧およびインバータ回路３の出力電圧を制御する制御回路８とを備えている。すなわち、始動装置４を介してインバータ回路３にランプＬａが接続されている。ランプＬａおよび始動装置４は、ランプＬａを負荷として含む負荷回路として機能する。また、本実施形態では、ランプ電圧検出部６が負荷電圧検出手段を構成し、ランプ電流検出部７が負荷電流検出手段を構成している。
【００３１】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２は、トランスＴ２、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２，Ｃ３により構成されており、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御回路８によってコンデンサＣ３の両端電圧を調整できるようになっている。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ１のオンオフは制御回路８が高周波で制御しており、制御回路８ではスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧を制御している。また、ランプ電圧検出部６は、コンデンサＣ３の両端電圧（ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧）をランプ電圧として検出し、ランプ電流検出部７は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２とインバータ回路３との間に設けた電流検出用のカレントトランスＣＴ２によりＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電流をランプ電流として検出する。制御回路８は、ランプ電圧検出部６により検出されたランプ電圧およびランプ電流検出部７により検出されたランプ電流に基づいてスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧を制御している。制御回路８は、ランプＬａが点灯する前の無負荷期間には、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧が規定の一定電圧になるようにスイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する。
【００３３】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧はインバータ回路３へ入力される。インバータ回路３は、従来構成と同様にＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を備えており、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がドライブ回路５を介して制御回路８により制御される。ドライブ回路５は制御回路８からの制御信号をスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の制御に適した電圧信号に変換するものである。制御回路８は、ランプＬａの点灯後には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンのときにはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンのときにはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになるようにスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御する。インバータ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフは比較的低周波で行われ、ランプＬａには矩形波の交番電圧が印加される。ただし、ランプＬａの点灯前には制御回路８は、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうち例えばスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のみをオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保っている（初期設定）。
【００３４】
制御回路８は、従来構成と同様に、マイクロコンピュータよりなる制御部８ａと、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにスイッチング素子Ｑ１に流れる一次側電流と制御部８ａから出力される一次側電流ピーク値とを比較するコンパレータ１１と、コンパレータ１１の出力信号が入力されるとともに制御部８ａからのオンタイミング信号がセット端子Ｓに入力され出力信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＲＳフリップフロップ１２とにより構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１に流れる一次側電流は電流検出用のカレントトランスＣＴ１により検出されている。また、制御部８ａには、２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路からなる上述の入力電圧検出部９による検出電圧が入力されるようになっている。
【００３５】
以下、制御部８ａの動作について図２のフローチャートを参照しながら説明する。
【００３６】
電源が投入されるとマイクロコンピュータのプログラムがスタートし、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の初期設定を行う（Ｓ１）。このインバータ回路３の初期設定では、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のみをオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保つ。このようなインバータ回路３の初期設定を行った後、マイクロコンピュータ上の初期設定を行う（Ｓ２）。その後、点灯前の無負荷時の制御を行いランプＬａに無負荷電圧を印加し、始動装置４から始動パルス（例えば、２０数ｋＶの電圧）をランプＬａに印加することでランプＬａを始動させる（Ｓ３）。ここに、無負荷時の制御では、ＤＣ−ＤＣ変換回路２のスイッチング素子Ｑ１のオンオフは通常動作の期間よりも低周波に設定してある。
【００３７】
そして、ランプＬａが点灯したか否かを判断し（Ｓ４）、ランプＬａが点灯していなければ無負荷制御を行う。つまり、ランプＬａが点灯するまでは無負荷制御を続けることになる。一方、ランプＬａが点灯した場合には、ランプ電力指令値を設定し（Ｓ５）、その後、ランプ電圧を平均化し（Ｓ６）、ランプ電力指令値をランプ電圧で除算する演算を行うことによりランプ電流指令値を求める（Ｓ７）。なお、制御部８ａには、ランプ電圧の平均値を取り出すためにディジタルフィルタを設けてある。
【００３８】
ランプ電流指令値を求めた後、入力電圧検出部９による検出電圧に基づいて電源電圧が規格範囲内に入っているか否かを判断し（Ｓ８）、電源電圧が規定範囲内に入っていない場合には、再起動すべきか否かを判断して（Ｓ１０）、再起動すべきと判断されればＳ１へ戻り、再起動すべきでないと判断されれば停止する。一方、電源電圧が規定範囲内に入っている場合には、ランプＬａが点灯しているか否かを判断し（Ｓ９）、ランプＬａが点灯していればＳ５へ戻る。一方、ランプＬａが点灯していなければ（消灯していると判断すると）、再起動すべきか否かを判断して（Ｓ１０）、再起動すべきと判断されればＳ１へ戻り、再起動すべきでないと判断されれば停止する。
【００３９】
上述の説明から分かるように、ランプＬａが点灯している間は図２のフローチャートで説明したＳ５〜Ｓ９のステップからなるメインループが繰り返されるが、その繰り返しの間に一定の割り込み間隔で割り込みが入り、図３（ａ）に示す割り込み処理と図３（ｂ）に示す割り込み処理とが交互に行われるようになっている。
【００４０】
図３（ａ）に示す割り込み処理では、ランプ電圧検出部６からランプ電圧を読み込み（Ｓ２１）、次に、ランプ電流検出部７からランプ電流を読み込み（Ｓ２２）、ランプ電流指令値とランプ電流との電流誤差演算を行い（Ｓ２３）、電流誤差演算の結果に基づいて一次側電流ピーク値を出力する（Ｓ２４）。次に、所定時間が経過したか否かを判断し（Ｓ２５）、所定時間を経過している場合にはインバータ回路３の出力電圧が矩形波の交番電圧となるようにインバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフを開始させる（Ｓ２６）。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフを開始させた後若しくは上記所定時間が経過していない場合には、メインループへ戻る。
【００４１】
また、図３（ｂ）に示す割り込み処理では、入力電圧検出部９から入力電圧（電源電圧）を読み込み（Ｓ２１）、次に、ランプ電流検出部７からランプ電流を読み込み（Ｓ２２）、ランプ電流指令値とランプ電流との電流誤差演算を行い（Ｓ２３）、電流誤差演算の結果に基づいて一次側電流ピーク値を出力する（Ｓ２４）。次に、所定時間が経過したか否かを判断し（Ｓ２５）、所定時間を経過している場合にはインバータ回路３の出力電圧が矩形波の交番電圧となるようにインバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフを開始させる（Ｓ２６）。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフを開始させた後若しくは上記所定時間が経過していない場合には、メインループへ戻る。
【００４２】
上述の説明から分かるように、図３（ａ）に示す割り込み処理と図３（ｂ）に示す割り込み処理とでは、最初のステップ（Ｓ２１）でランプ電圧を読み込むか入力電圧を読み込むかが相違するだけで、それ以外のステップ（Ｓ２２〜Ｓ２６）は同じであり、図３（ａ）に示す割り込み処理内での演算にかかる時間と図３（ｂ）に示す割り込み処理内での演算にかかる時間とは同じである。
【００４３】
ところで、メインループを一周するのに要する時間をＴ１、割り込み間隔をＴ２、割り込み処理内の演算にかかる時間をＴ３とすると、本実施形態における制御部８ａでは、ランプＬａの安定点灯状態においてはランプ電圧がランプ電流に比べて比較的安定していることを考慮して、
Ｔ１＞Ｔ２−Ｔ３
とすることにより、〔ランプ電圧によるランプ電流指令値の演算の頻度〕＜〔電流誤差演算による一次電流ピーク値の更新の頻度〕としている、
しかして、本実施形態では、負荷電流指令値たるランプ電流指令値を求める演算を行う頻度よりも、誤差演算たる電流誤差演算を行ってフィードバック制御を行う頻度が多くなるので、制御部８ａとして用いるマイクロコンピュータの演算速度を高速化することなく従来よりもランプ電流の変化に早く対応することができるようになり、コストの増加を抑えつつ従来よりも安定してランプＬａを点灯させることが可能となる。
【００４４】
また、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフするための制御信号を制御部８ａからドライブ回路５を介して与えているので、インバータ回路３の制御信号を制御部８ａとは別の制御回路から与える場合に比べて、インバータ回路を制御するタイミングの正確さが向上し、しかもインバータ回路３から矩形波の交番電圧が出力されるようにスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御するタイミングを制御部８ａにて認識することができるので、制御方式を変更するなどの対応がとりやすくなる。
【００４５】
また、電流誤差演算による定電力制御は電流誤差演算のタイミングに大きく影響されるが、本実施形態では、電流誤差演算による一次側電流ピーク値の更新を割り込み処理で行っているので、電流誤差演算が略一定のタイミングで繰り返されることになり、より安定したランプＬａの点灯が可能となる。
【００４６】
なお、本実施形態では、一次側電流ピーク値を制御しているが、三角波との比較によるＰＷＭ制御を行うようにしてもよい。
【００４７】
（実施形態２）
本実施形態の放電灯点灯装置の基本構成は実施形態１と同じであって、制御部８ａの動作が相違するだけなので、図１の回路図を参照しながら説明する。ところで、ランプＬａは安定期においてランプ電圧の方がランプ電流に比べて安定しているが、ランプ点灯直後や光束立ち上げ時などの過渡期にはランプ電圧の変動も大きい。
【００４８】
これに対して、本実施形態では、メインループの一周に要する時間Ｔ１および割り込み間隔Ｔ２を過渡期にはＴ２−Ｔ３＝αＴ１（０＜α≦１）と設定し、安定期にはＴ２−Ｔ３＝βＴ１（０＜β≦１）と設定する（ただし、α＞β）ことにより、ランプ電圧が不安定な時はよりランプ電圧が安定な安定期と比較してランプ電圧によるランプ電流指令値の演算頻度を多くしている。
【００４９】
以下、本実施形態における制御部８ａの動作について図４のフローチャートを参照しながら説明するが、実施形態１で説明したメインループの動作以外は同じなので実施形態１と同様の動作については簡単に説明する。
【００５０】
電源が投入されるとマイクロコンピュータのプログラムがスタートし、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の初期設定を行う（Ｓ１）。インバータ回路３の初期設定を行った後、マイクロコンピュータ上の初期設定を行う（Ｓ２）。その後、点灯前の無負荷時の制御を行いランプＬａに無負荷電圧を印加し、始動装置４から始動パルス（例えば、２０数ｋＶの電圧）をランプＬａに印加することでランプＬａを始動させる（Ｓ３）。
【００５１】
そして、ランプＬａが点灯したか否かを判断し（Ｓ４）、ランプＬａが点灯していなければ無負荷制御を行う。一方、ランプＬａが点灯した場合には、ランプ電力指令値を設定し（Ｓ５）、その後、ランプ電圧を平均化し（Ｓ６）、ランプ電力指令値をランプ電圧で除算する演算を行うことによりランプ電流指令値を求める（Ｓ７）。続いて、ランプＬａの状態（ランプ状態）が安定しているか否か（安定期にあるか過渡期にあるか）を判断して（Ｓ８）、ランプＬａが安定していればＴ２−Ｔ３＝βＴ１とし、ランプＬａが安定していなければＴ２−Ｔ３＝αＴ１とする。なお、ランプ状態の判断方法としては、例えばランプＬａの電力による判断、ランプＬａの電力指令値による判断、ランプＬａの点灯からの経過時間での判断（再始動時も考慮）、などを適宜採用すればよい。
【００５２】
その後、入力電圧検出部９による検出電圧に基づいて電源電圧が規格範囲内に入っているか否かを判断し（Ｓ１１）、電源電圧が規定範囲内に入っていない場合には、再起動すべきか否かを判断して（Ｓ１３）、再起動すべきと判断されればＳ１へ戻り、再起動すべきでないと判断されれば停止する。一方、電源電圧が規定範囲内に入っている場合には、ランプＬａが点灯しているか否かを判断し（Ｓ１２）、ランプＬａが点灯していればＳ５へ戻る。一方、ランプＬａが点灯していなければ、再起動すべきか否かを判断して（Ｓ１３）、再起動すべきと判断されればＳ１へ戻り、再起動すべきでないと判断されれば停止する。
【００５３】
上述の説明から分かるように、ランプＬａが点灯している間は図４のフローチャートで説明したＳ５〜Ｓ１２のステップからなるメインループが繰り返されるが、その繰り返しの間に一定の割り込み間隔Ｔ２で図５（ａ）に示す割り込み処理と図５（ｂ）に示す割り込み処理とが交互に入るようになっている。なお、図５（ａ）に示す割り込み処理は図３（ａ）に示した割り込み処理と同じであり、図５（ｂ）に示す割り込み処理は図３（ｂ）に示した割り込みと同じなので説明を省略する。
【００５４】
ところで、上述のメインループの一周に要する時間Ｔ１、割り込み間隔Ｔ２、割り込み内で演算に要する時間Ｔ３のうち時間Ｔ１，Ｔ３は固定値、割り込み間隔Ｔ２だけが可変であって、上述の説明から分かるように、本実施形態では、ランプ状態の判断結果により、電流誤差演算による一次側電流ピーク値の更新の割り込み間隔を変化させている。
【００５５】
しかして、本実施形態では、負荷であるランプＬａの状態に応じてランプ電流指令値の演算の頻度および電流誤差演算の頻度を変化させるので、ランプ電圧が不安定な過渡期とランプ電圧が比較的安定な安定期とで演算の頻度を適宜変化させることができ、より安定なランプＬａの点灯が可能となる。
【００５６】
なお、本実施形態では、割り込み間隔Ｔ２として２値で適宜変更しているが、割り込み間隔Ｔ２を多段階的に変更してもよい。
【００５７】
ところで、上述の図５（ａ）の各割り込み処理における電流誤差演算（Ｓ２３）は例えば図６のステップＳ２３ａ〜Ｓ２３ｄで行なえばよい。すなわち、まず、メインループで演算したランプ電流指令値から読み込んだランプ電流を減算して得られる値を電流誤差値とし（Ｓ２３ａ）、電流誤差値に積分ゲインＫＩを乗算した値を積算して得られる値を電流誤差積分値とする（Ｓ２３ｂ）。そして、電流誤差積分値を一次側電流指令値として決定し（Ｓ２３ｃ）、一次側電流指令値に電流誤差値と比例ゲインＫＰとの積を加算した値を最終の一次側電流指令値とし（Ｓ２３ｄ）、この一次側電流指令値を一次側電流ピーク値として出力する（Ｓ２４）。
【００５８】
なお、上述の図５（ｂ）の割り込み処理における電流誤差演算（Ｓ２３）についても同じステップＳ２３ａ〜Ｓ２３ｄで行なえばよい。
【００５９】
しかして、本実施形態では、制御部８ａが電流誤差演算において比例積分演算を行って比例・積分制御を行うので、一定時間ごとの比例・積分制御を実現でき、電流誤差に対する早い応答性と精密な出力調整が可能となり、安定なランプＬａの点灯が可能となる。
【００６０】
（実施形態３）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態２と同じであって、割り込み処理における電流誤差演算が実施形態２と相違する。
【００６１】
本実施形態では、上述の図５（ａ）の割り込み処理における電流誤差演算（Ｓ２３）が図７のステップＳ２３ａ〜Ｓ２３ｆで行なわれる。すなわち、まず、メインループで演算したランプ電流指令値から読み込んだランプ電流を減算して得られる値を電流誤差値とし（Ｓ２３ａ）、図８（ａ）のようなテーブルから電流誤差値に積分ゲインを乗算した積分制御値変化量を読み込み（Ｓ２３ｂ）、積分制御値変化量を積算して得られる値を電流誤差積分値とする（Ｓ２３ｃ）。そして、電流誤差積分値を一次側電流指令値として決定し（Ｓ２３ｄ）、図８（ｂ）のようなテーブルから電流誤差値に比例ゲインを乗算した比例制御値変化量を読み込み（Ｓ２３ｅ）、一次側電流指令値に比例制御値変化量を加算した値を一次側電流指令値として更新し（Ｓ２３ｆ）、この一次側電流指令値を一次側電流ピーク値として出力する（Ｓ２４）。
【００６２】
要するに、実施形態２では積分ゲインおよび比例ゲインそれぞれによる制御値の変化量が乗算を利用して求められていたのに対して、本実施形態では、図８（ａ）のテーブルを用いて電流誤差値に積分ゲインを乗算した結果（第１の結果）を得るとともに図８（ｂ）のテーブルを用いて電流誤差値に比例ゲインを乗算した結果（第２の結果）を得て、第１の結果を用いて電流誤差積分値を計算し（Ｓ２３ｃ）、第２の結果を用いて一次側電流指令値の更新（Ｓ２３ｆ）を行なっている。
【００６３】
ここにおいて、図８（ａ）のテーブルでは電流誤差値に対して積分ゲインを非線形的に変化させている（電流誤差値が小さいほど積分ゲインが小さくなり、電流誤差値が大きいほど積分ゲインが大きくなる）ので、積分ゲインを線形的に変化させる場合に比べて、安定になればなるほど制御量を小さくすることができ、より安定度を増すことができる。また、図８（ｂ）のテーブルでは電流誤差値が所定値よりも小さい場合には比例制御値変化量を０としてあるので、安定状態においては積分制御が主体となり安定状態の安定性を向上させることができる。また、安定状態の安定性を確保することができるので、比例制御値変化量＝０の領域を外れた場合の比例ゲインの値を大きくすることができ、電源電圧が瞬間的に低下したときなどの異常状態において高速な応答が可能となる。また、比例制御値変化量の分解能を下げることが可能となり、演算の高速化を図ることが可能となる。
【００６４】
なお、上述の図５（ｂ）の割り込み処理における電流誤差演算（Ｓ２３）についても図７におけるステップＳ２３ａ〜Ｓ２３ｆと同じステップで行えばよい。
【００６５】
（実施形態４）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態３と同じであって、図９のフローチャートに示すように、比例ゲインによる一次側電流指令値に比例制御値制御値変化量を加算するステップＳ２３ｆを、ランプ始動後の経過時間が所定時間に達していない場合には実行しないようにしている点が相違するだけである。ここにおいて、所定時間は例えばランプＬａの光束立ち上げに要する時間程度に設定すればよい（つまり、所定時間は例えばランプＬａの光束の立ち上がり時間に応じて設定すればよい）。
【００６６】
ところで、光束立ち上げ時は、ランプ電力指令値の変化によりランプ電流指令値が大きく変化したりするランプ電流が安定しない状態であるが、ランプＬａがちらつくようなことは望ましくない。このような光束立ち上げ時に制御部８ａにおいて比例制御を行なっていると、ランプ電流の目的値に対してランプ電流がオーバーシュートしてしまい、ランプＬａが安定に立ち上がらない可能性がある。
【００６７】
これに対して、本実施形態では、光束立ち上げ時には比例制御を行なわないようにしてあるので、光束立ち上げ時の安定性を向上させることが可能となる。
【００６８】
なお、上述の図５（ｂ）の割り込み処理における電流誤差演算（Ｓ２３）についても同様のステップで行なえばよい。
【００６９】
ところで、光束立ち上げの時間はランプＬａの温度により変化するので、ランプＬａの温度を確認する目安として点灯状態にあるランプＬａを消灯させてからの経過時間（消灯時間）をコンデンサと抵抗との時定数回路で測定し、再始動時間としている。そして、上記所定時間を再始動時間に応じて変化させることにより光束立ち上げの終了を正確に知ることが可能となり、より安定な立ち上げが可能となる。
【００７０】
また、上記再始動時間を測定するのではなく、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電力を監視することでも光束立ち上げ時か安定期かの判断は可能であるので、図９におけるステップ２３ｇの代わりに、図１０に示すようにランプ出力電力が所定電力以下か否かを判断するステップ２３ｈを設け、ランプ出力電力が所定電力を超えている場合には光束立ち上げ時とみなして比例制御を行なわないようにしても、光束立ち上げ時の安定性を向上させることが可能となる。
【００７１】
なお、本実施形態においては比例制御を開始する際に、比例ゲインの大きさを０から所定値へと２値的に上昇させているが、多段階的に上昇させるとなおよい。
【００７２】
（実施形態５）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態３と同じであって、図１１のフローチャートに従う割り込み処理において、積分ゲインによる積分制御値変化量のテーブルとして図１２（ａ）のようなテーブルが用いられ積分制御値変化量が所定の制限値で制限されている点に特徴がある。つまり、本実施形態では、積分制御値変化量が制限値に達するまでは電流誤差値に対して積分制御値変化量が線形的に変化しさらに電流誤差値が大きくなる場合には積分制御値変化量が制限値に保たれている。
【００７３】
しかして、本実施形態では、光束立ち上げ時の電流誤差値が比較的大きくなるときに、積分制御値変化量が制限値で制限されるから、積分制御値変化量が大きくなりすぎて安定な立ち上がりが難しくなるのを防ぐことができる。
【００７４】
なお、上述の図５（ｂ）の割り込み処理における電流誤差演算（Ｓ２３）についても同様のステップで行なえばよい。
【００７５】
（実施形態６）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態３と同じであって、図１３のような割り込み処理と図１４のような割り込み処理とが交互に行われている。ここにおいて、図１４の割り込み処理では、ステップ２１において入力電圧を読み込んだ時にその値を保存しておき、新たに入力電圧を読み込んだときに当該読み込んだ入力電圧と保存していた入力電圧（入力電圧保存値）とを比較し（Ｓ３１）、両者の差の絶対値が所定電圧値を超えているときにはフラグＡをオンし（Ｓ３３）、所定電圧値を超えていないときにはフラグＡをオフしてからステップＳ２２へ進んでいる点が図１３の割り込み処理と相違している。また、図１３および図１４いずれの割り込み処理においても、ステップＳ２３ｄにおいて一次側電流指令値を決定した後、フラグＡがオンしているか否かを確認し（Ｓ２３ｉ）、フラグＡがオンしている場合には図１５（ｂ）のようなテーブルを用いて比例制御値変化量を読み込み（Ｓ２３ｅ１）、フラグＡがオフの場合には図１５（ｃ）のようなテーブルを用いて比例制御値変化量を読み込む（Ｓ２３ｅ２）。そして、比例制御値変化量を読み込んだ後の動作は実施形態３と同じである。
【００７６】
すなわち、いずれの割り込み処理においても、比例制御を行なうときにフラグＡを確認し、フラグＡがたっている場合には図１５（ｂ）のようなテーブルを用いて比例制御値変化量を求めて比例制御を行ない、フラグＡがたっていない場合には図１５（ｃ）のようなテーブルを用いて比例制御値変化量を求めて比例制御を行なうことになる。ここにおいて、図１５（ｂ）のテーブルと図１５（ｃ）のテーブルとは前者の方が比例ゲインが大きくなるように設定してある。また、フラグＡは一旦オンすると所定時間保持された後にオフする。
【００７７】
ところで、電源電圧が瞬間的に低下するような電源電圧変動時に一次側電流指令値の応答性に合わせて比例ゲインを設定すると、定常時の安定性が悪くなる。また、定常時の安定性を考えると、電源電圧が瞬間的に低下するような電源電圧変動時に応答しきれずにランプＬａが大きくちらついてしまい、消灯してしまう（立ち消えしてしまう）こともある。
【００７８】
これに対して、本実施形態では、電源電圧が瞬間的に低下するような電源電圧変動が起こったときのような過渡的な場合のみ比例ゲインの値を大きくすることが可能となり、安定性と過渡応答性の両方を満足させることが可能となる。
【００７９】
なお、本実施形態では、入力電圧の変動により２値的に比例ゲインの値を設定しているが、入力電圧の変動の大きさにより比例ゲインの値を変化させるようにしてもよい。
【００８０】
（実施形態７）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態３と同じであって、実施形態３で説明した図５（ａ）の割り込み処理の代わりに、図１６の割り込み処理を行う点が相違する。また、図５（ｂ）の割り込み処理についても図１６と同様である。本実施形態では、図１６の割り込み処理において、積分ゲインによる積分制御値変化量のテーブルとして図１７（ａ）のようなテーブルを用い、比例ゲインによる比例制御値変化量のテーブルとして図１７（ｂ）のようなテーブルを用いている点に特徴がある。つまり、本実施形態では、電流誤差値の正負によって積分制御値変化量の絶対値が異なり、電流誤差値が正の場合の方が負の場合に比べて積分制御値変化量の絶対値が大きくなっている。同様に、電流誤差値の正負によって比例制御値変化量の絶対値が異なり、電流誤差値が正の場合の方が負の場合に比べて比例制御値変化量の絶対値が大きくなっている。
【００８１】
ところで、電流誤差値の正負によって積分値制御値変化量および比例制御値変化量それぞれの絶対値が異ならない場合、電源電圧の瞬間的な低下などによって入力電圧が図１８（ａ）の左側の波形図のように急激に低下すると、ランプ電流が図１８（ｂ）の左側の波形図のように急激に低下し、比例制御により一次側電流指令値が図１８（ｃ）の左側の波形図のように急激に上昇する。その効果でランプ電流が図１８（ｂ）の左側の波形図のように回復し、ランプ電流指令値をオーバーシュートすると、一次側電流指令値を急激に低下させるように働き、この時にランプ電流が下がりすぎて放電灯Ｌａが点灯維持できずに消灯してしまう可能性があった。
【００８２】
これに対して、本実施形態においても、ランプ電流が図１８（ｂ）の右側の波形図のように回復し、ランプ電流指令値をオーバーシュートすると、図１８（ｃ）の右側の波形図のように一次側電流指令値が低下する点は同じであるが、本実施形態では、電流誤差値が負のときに用いるゲイン（つまり、一次側電流指令値を下げるときに用いるゲイン）の値が比較的小さくなるので、図１８（ｃ）の右側の波形図のように一次側電流指令値が下がりすぎるのを防ぐことができ、図１８（ｂ）の右側の波形図のようにランプ電流が下がりすぎるのを防止できるから、電源電圧の瞬間的に低下したときの点灯維持能力と安定性を向上させることが可能となる。なお、図１８（ｃ）における破線は比例制御を行わない時の一次側電流指令値の変化を示している。
【００８３】
（実施形態８）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態３と同じであって、図１９に示すように、実施形態３で説明した図５（ａ）と同様の割り込み処理において、Ｓ２３ｅにて比較制御値変化量を読み込んだ後に、比較制御値変化量が所定値以上か否かを判断し（Ｓ２３ｊ）、所定値以上であればフラグＢを立て更にそのときの比例制御値変化量を保存し（Ｓ２３ｋ）、その保存された比例制御値変化量を比例制御値変化量とし（Ｓ２３ｎ）、一次側電流指令値を変更（更新）する（Ｓ２３ｆ）。なお、フラグＢはオンすると所定時間後にオフされる。
【００８４】
また、比較制御値変化量が所定値未満であれば、フラグＢがオンであるか否かを判断し（Ｓ２３ｍ）、フラグＢがオンの場合には保存された比例制御値変化量を比例制御値変化量とし（Ｓ２３ｎ）、一次側電流指令値を変更（更新）する（Ｓ２３ｆ）。これに対し、フラグＢがオフの場合には一次側電流指令値を変更（更新）する（Ｓ２３ｆ）。このような制御が行なわれることによって、比較制御値変化量が所定値を超えた場合には一定時間の間、その比例制御値変化量が保持されることになる。なお、本実施形態では、積分制御値変化量のテーブルとして図２０（ａ）のようなテーブルを用い、比例制御値変化量のテーブルとして図２０（ｂ）のようなテーブルを用いているが、これらのテーブルは実施形態３で説明したものと同様である。また、実施形態３で説明した図５（ｂ）の割り込み処理についても図１９と同様の処理が行われる。
【００８５】
ところで、このような制御を行なっていない場合、電源電圧の瞬間的な低下などによって入力電圧が図２１（ａ）の左側の波形図のように急激に低下すると、ランプ電流が図２１（ｂ）の左側の波形図のように急激に低下し、比例制御により一次側電流指令値が図２１（ｃ）の左側の波形図のように急激に上昇する。その効果でランプ電流が図２１（ｂ）の左側の波形図のように回復し、ランプ電流指令値をオーバーシュートすると、一次側電流指令値を急激に低下させるように働き、この時にランプ電流が下がりすぎてランプＬａが点灯維持できずに消灯してしまう可能性があった。
【００８６】
これに対して、本実施形態においても、ランプ電流が図２１（ｂ）の右側の波形図のように回復し、ランプ電流指令値をオーバーシュートすると、図２１（ｃ）の右側の波形図のように一次側電流指令値が低下する点は同じであるが、本実施形態では、一次側電流指令値の比例制御値変化量が所定値以上になると比例制御値変化量が所定時間の間は保持されるので、図２１（ｂ）の右側の波形図のようにその間のランプ電流が落ち着いて左側の波形図と比べてランプ電流の下降幅およびランプ電流が急激に下降する確率を小さくすることが可能となり、電源電圧の瞬間的に低下したときの点灯維持能力と安定性を向上させることが可能となる。なお、図２１（ｃ）における破線は比例制御を行わない時の一次側電流指令値の変化を示している。
【００８７】
（実施形態９）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成および基本動作は実施形態３と同じであって、図２２に示すように、実施形態３で説明した図５（ａ）と同様の割り込み処理において、Ｓ２３ｅにて比較制御値変化量を読み込んだ後に、比較制御値変化量が所定値以上か否かを判断し（Ｓ２３ｊ）、所定値以上であれば比例制御値変化量を比例制御値変化量保存値に保存し（Ｓ２３ｐ）、フラグＢをオンする（Ｓ２３ｑ）。その後、比例制御値変化量が比例制御値変化量保存値よりも大きいか否かを判断し（Ｓ２３ｒ）、比例制御値変化量の方が大きい場合にはＳ２３ｐに戻り、比例制御値変化量の方が小さい場合には比例制御値変化量保存値が正の値であるか否か判断し（Ｓ２３ｓ）、正の値であるならば、その比例制御値変化量保存値を用いて比例制御を行ない（Ｓ２３ｔ）、比例制御値変化量保存値から所定変化量を減算し（Ｓ２３ｕ）、一次側電流指令値を出力する（Ｓ２４）。これに対して、比例制御値変化量保存値が負の値であるならば、フラグＢをオフし（Ｓ２３ｏ）、比例制御値変化量を用いて比例制御を行ない（Ｓ２３ｆ）、一次側電流指令値を一次側電流ピーク値として出力する（Ｓ２４）。
【００８８】
また、Ｓ２３ｊにおいて、比例制御値変化量が所定値未満であれば、フラグＢがオンであるか否かを判断し（Ｓ２３ｍ）、フラグＢがオンの場合にはＳ２３ｑへ進み、フラグＢがオフの場合にはＳ２３ｏへ進む。なお、本実施形態では、積分制御値変化量のテーブルとして図２３（ａ）のようなテーブルを用い、比例制御値変化量のテーブルとして図２３（ｂ）のようなテーブルを用いているが、これらのテーブルは実施形態３で説明したものと同様である。また、実施形態３で説明した図５（ｂ）の割り込み処理についても図２２と同様の処理が行われる。
【００８９】
ところで、このような制御を行なっていない場合、電源電圧の瞬間的な低下などによって入力電圧が図２４（ａ）の左側の波形図のように急激に低下すると、ランプ電流が図２４（ｂ）の左側の波形図のように急激に低下し、比例制御により一次側電流指令値が図２４（ｃ）の左側の波形図のように急激に上昇する。その効果でランプ電流が図２４（ｂ）の左側の波形図のように回復し、ランプ電流指令値をオーバーシュートすると、一次側電流指令値を急激に低下させるように働き、この時にランプ電流が下がりすぎてランプＬａが点灯維持できずに消灯してしまう可能性があった。
【００９０】
これに対して、本実施形態においても、ランプ電流が図２４（ｂ）の右側の波形図のように回復し、ランプ電流指令値をオーバーシュートすると、図２４（ｃ）の右側の波形図のように一次側電流指令値が低下する点は同じであるが、本実施形態では、一次側電流指令値の比例制御値変化量が所定値以上になると、比例制御値変化量が大きくなるときは即座に大きくなるが、小さくなるときには即座に小さくならず所定の値ずつ下がっていくことになるので、図２４（ｃ）の右側の波形図のように一次側電流指令値のゆれ（振動）を抑えることができ、ランプ電流のゆれを抑えることができるから、電源電圧の瞬間的に低下したときの点灯維持能力と安定性を向上させることが可能となる。なお、図２４（ｃ）における破線は比例制御を行わない時の一次側電流指令値の変化を示している。
【００９１】
【発明の効果】
請求項１の発明は、スイッチング素子のオンオフにより直流電源の出力を直流−直流変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、負荷として放電灯を有しＤＣ−ＤＣ変換回路から電力が供給される負荷回路と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電力指令値と負荷電圧検出手段により検出された負荷電圧に基づいて負荷電流指令値を求める演算を行い負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御することでＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を調整する制御回路とを備え、制御回路は、少なくともマイクロコンピュータで構成され、負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御処理することを、略一定間隔のマイクロコンピュータの割り込み処理にて、略一定間隔で繰り返し行い、かつ、負荷電圧検出手段により検出された負荷電圧に基づいて負荷電流指令値を求める演算よりも負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御することが頻度高く行われるように、該割り込みの間隔を設定するものであり、放電灯点灯装置全体としての小型化および低コスト化を図れ、しかも、演算速度を高速化することなく従来よりも負荷電流の変化に早く対応することができるようになり、コストの増加を抑えつつ従来よりも安定して放電灯を点灯させることが可能となるという効果がある。
【００９２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御回路は、負荷の状態に応じて上記２種類の演算の頻度を変化させるので、ランプ電圧が不安定な過渡期とランプ電圧が比較的安定な安定期とで演算の頻度を適宜変化させることができ、放電灯をより安定に点灯させることが可能となるという効果がある。
【００９３】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、制御回路は、少なくとも負荷の状態が不安定な時間を除いて、誤差演算を略一定時間間隔で行うので、ランプ電流に比べてランプ電圧が比較的安定な期間にはランプ電流の変化に早く対応することができるようになり、より安定な放電灯の点灯が可能となるという効果がある。
【００９４】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、制御回路は、誤差演算において比例・積分制御を行うので、比例積分制御を実現でき、電流誤差に対する早い応答性と精密な出力調整が可能となり、安定なランプの点灯が可能となるという効果がある。
【００９５】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、制御回路は、比例積分演算における電流誤差値に対する比例ゲインおよび積分ゲインの少なくとも一方を非線形的に変化させるので、比例ゲインと積分ゲインとの両方を線形的に変化させる場合に比べて安定状態での安定性を向上させることができるという効果がある。
【００９６】
請求項６の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、放電灯の始動後、光束の立ち上がり時間に応じて設定された所定時間が経過するまでの間は比例制御を行わないので、光束立ち上げ時のようにランプ電流が安定しない状態において目的値に対するランプ電流のオーバーシュートを防止でき、光束立ち上げ時の安定性を向上させることができるという効果がある。
【００９７】
請求項７の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、放電灯の始動後、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力が光束立ち上げ時の電力に応じて設定された所定値以上のときには比例制御を行わないので、光束立ち上げ時のようにランプ電流が安定しない状態において目的値に対するランプ電流のオーバーシュートを防止でき、光束立ち上げ時の安定性を向上させることができるという効果がある。
【００９８】
請求項８の発明は、請求項６の発明において、制御回路は、所定時間が経過後して比例制御を始める際に、比例制御の比例ゲインを時間とともに徐々に増加させるので、光束立ち上げ時の安定性をさらに向上させることができるという効果がある。
【００９９】
請求項９の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、電流誤差値に対する積分ゲインによる積分制御値の変化量に所定の制限値を設けてあるので、光束立ち上げ時の電流誤差値が比較的大きくなるときに、積分制御値の変化量が制限値で制限されるから、積分制御値の変化量が大きくなりすぎて安定な立ち上がりが難しくなるのを防ぐことができるという効果がある。
【０１００】
請求項１０の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、ＤＣ−ＤＣ変換回路への入力電圧の変動に応じて比例積分演算の比例ゲインおよび積分ゲインの少なくとも一方を変化させるので、安定性と過渡応答性との両方を向上させることが可能となるという効果がある。
【０１０１】
請求項１１の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、比例積分演算における比例ゲインと積分ゲインとの少なくとも一方に関して、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させるゲイン値が下降させるゲイン値に比較して大きな値に設定されているので、ランプ電流が下がりすぎるのを防ぐことができ、電源電圧が瞬間的に低下した時の点灯維持能力と安定性を上昇させることができるという効果がある。
【０１０２】
請求項１２の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、電流誤差値に対する比例ゲインによる比例制御値の変化量が所定値以上でＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させた場合、その比例制御値の変化量を出力上昇時から所定時間の間だけ保持するので、所定時間の間にランプ電流が落ち着き、電源電圧が瞬間的に低下した時の点灯維持能力と安定性を上昇させることができるという効果がある。
【０１０３】
請求項１３の発明は、請求項４または請求項５の発明において、制御回路は、電流誤差値に対する比例ゲインによる比例制御値の変化量が所定値以上でＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させた場合、その比例制御値の変化量を所定の時定数で低下させるので、ランプ電流の振動を抑制することができ、電源電圧が瞬間的に低下した時の点灯維持能力と安定性を上昇させることができるという効果がある。
【０１０５】
請求項１４の発明は、請求項１ないし請求項１３の発明において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を電源として負荷回路へ交番電圧を与えるインバータ回路を備え、制御回路は、インバータ回路を制御する信号を出力するので、インバータ回路を制御するタイミングの正確さが向上するという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】実施形態２の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態３の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】実施形態４の動作説明図である。
【図１０】同上の他の動作例の説明図である。
【図１１】実施形態５の動作説明図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【図１３】実施形態６の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】実施形態７の動作説明図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明図である。
【図１９】実施形態８の動作説明図である。
【図２０】同上の動作説明図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】実施形態９の動作説明図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】従来例を示す回路図である。
【図２６】同上の動作説明図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ ＤＣ−ＤＣ変換回路
３ インバータ回路
４ 始動装置
５ ドライブ回路
６ ランプ電圧検出部
７ ランプ電流検出部
８ 制御回路
８ａ 制御部
９ 入力電圧検出部
１１ コンパレータ
１２ ＲＳフリップフロップ
Ｌａ ランプ

Claims (14)

1. スイッチング素子のオンオフにより直流電源の出力を直流−直流変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、負荷として放電灯を有しＤＣ−ＤＣ変換回路から電力が供給される負荷回路と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電力指令値と負荷電圧検出手段により検出された負荷電圧に基づいて負荷電流指令値を求める演算を行い負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御することでＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を調整する制御回路とを備え、制御回路は、少なくともマイクロコンピュータで構成され、負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御処理することを、略一定間隔のマイクロコンピュータの割り込み処理にて、略一定間隔で繰り返し行い、かつ、負荷電圧検出手段により検出された負荷電圧に基づいて負荷電流指令値を求める演算よりも負荷電流指令値と負荷電流検出手段により検出された負荷電流との誤差演算を行って当該誤差演算の演算結果に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御することが頻度高く行われるように、該割り込みの間隔を設定することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 制御回路は、負荷の状態に応じて上記２種類の演算の頻度を変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 制御回路は、少なくとも負荷の状態が不安定な時間を除いて、誤差演算を略一定時間間隔で行うことを特徴とする請求項１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
4. 制御回路は、誤差演算において比例・積分制御を行うことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
5. 制御回路は、比例積分演算における電流誤差値に対する比例ゲインおよび積分ゲインの少なくとも一方を非線形的に変化させることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
6. 制御回路は、放電灯の始動後、光束の立ち上がり時間に応じて設定された所定時間が経過するまでの間は比例制御を行わないことを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 制御回路は、放電灯の始動後、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力が光束立ち上げ時の電力に応じて設定された所定値以上のときには比例制御を行わないことを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
8. 制御回路は、所定時間が経過後して比例制御を始める際に、比例制御の比例ゲインを時間とともに徐々に増加させることを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
9. 制御回路は、電流誤差値に対する積分ゲインによる積分制御値の変化量に所定の制限値を設けてあることを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
10. 制御回路は、ＤＣ−ＤＣ変換回路への入力電圧の変動に応じて比例積分演算の比例ゲインおよび積分ゲインの少なくとも一方を変化させることを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
11. 制御回路は、比例積分演算における比例ゲインと積分ゲインとの少なくとも一方に関して、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させるゲイン値が下降させるゲイン値に比較して大きな値に設定されていることを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
12. 制御回路は、電流誤差値に対する比例ゲインによる比例制御値の変化量が所定値以上でＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させた場合、その比例制御値の変化量を出力上昇時から所定時間の間だけ保持することを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
13. 制御回路は、電流誤差値に対する比例ゲインによる比例制御値の変化量が所定値以上でＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を上昇させた場合、その比例制御値の変化量を所定の時定数で低下させることを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
14. ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を電源として負荷回路へ交番電圧を与えるインバータ回路を備え、制御回路は、インバータ回路を制御する信号を出力することを特徴とする請求項１ないし請求項１３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。

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