JP4250143B2 - 半導体記憶装置 - Google Patents
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Description
それに対して、メモリセルに強誘電体を使用した強誘電体メモリは、従来のSRAMと同等の速さでデータの読み出し及び書込みを行うことができるとともに、記憶したデータの不揮発性を有する。強誘電体メモリのメモリセルは、DRAMと同様の構造であり、データを保持するためのキャパシタ部分に強誘電体(強誘電体キャパシタ)を用いる。具体的には、強誘電体キャパシタの一方の電極が、ゲートをワード線に接続したMOSトランジスタを介してビット線に接続され、他方の電極がプレート線に接続される。
図17は、強誘電体キャパシタのヒステリシス特性を示す図である。横軸は強誘電体キャパシタに印加される電圧(以下、単に「印加電圧」とも称す。)であり、プレート線側の電極電位がビット線側の電極電位よりも高い場合を正とする(以下についても同様)。また、縦軸は分極電荷量であり、印加電圧の変化に伴ってヒステリシス曲線上を移動したときの始点と終点との差分が、強誘電体キャパシタから供給される電荷量となる。
図17において、印加電圧が0V→+VDD(電源電圧)→0V→−VDD→0Vと変化すると、分極電荷は点P1→点P2→点P3→点P4→点P1と変化する。図17に示すようにヒステリシス曲線上には、印加電圧が0Vであっても、残留分極を有し分極方向が異なる2つの安定した点P1、P3が存在する。強誘電体メモリは、この点P1、P3に“1”、“0”のデータをそれぞれ対応させることで、データを記憶するとともに記憶したデータの不揮発性を可能としている。
強誘電体メモリは、図17に示した強誘電体の特性に基づいて強誘電体キャパシタに所定の電圧を印加し、メモリセルに対するデータの書込み及び読み出しを行う。
メモリセルへのデータの書込みは、“1”データを書込む場合には、例えばビット線の電位を+VDD、プレート線の電位を0Vにすることにより、強誘電体キャパシタに−VDDの電圧を印加する。また、“0”データを書込む場合には、例えばビット線の電位を0V、プレート線の電位を+VDDにすることにより、強誘電体キャパシタに+VDDの電圧を印加する。
記憶した(書き込んだ)データをメモリセルから読み出す際、強誘電体キャパシタに電圧を印加する方法には様々な方法がある。現在、メモリセルからのデータの読み出しは、例えばビット線を0Vにした後にハイインピーダンス(フローティング)状態にして、プレート線の電位を+VDDにすることで、プレート線側からビット線側の方向に強誘電体キャパシタに電圧を与える方法が一般に用いられている。
このようにして、メモリセルから読み出されたデータは、あるレベルの電位としてビット線に現れ、センスアンプ等により増幅され出力される。読み出されたデータに応じてビット線に現れる電位について、図18を用いて説明する。図18において、横軸は強誘電体キャパシタに印加される電圧であり、縦軸は分極電荷量である。
ビット線をハイインピーダンス状態にして、プレート線の電位を+VDDにすると、プレート線の電位とビット線の電位との電位差が強誘電体キャパシタに印加される。これにより、各データ点は、図18に矢印で示すようにヒステリシス曲線上を印加電圧値が増加する方向(図18において右方向)に移動していき、強誘電体キャパシタに最終的に印加される電圧値に対応した位置で停止する。この停止した位置での分極電荷量と電圧が印加される前の分極電荷量との差が、読み出し動作において強誘電体キャパシタ(メモリセル)から供給される(流れ込む)電荷量である。
読み出し動作時にビット線に現れる電位は、強誘電体キャパシタから供給される電荷を、ビット線の容量と強誘電体キャパシタの容量との割合に応じて分割した結果として得られる。図18から明らかなように、“1”データの方が強誘電体キャパシタから供給される電荷量が多く、ビット線の電位変化は大きくなる。
また、図18において、ヒステリシス曲線上の点P5、P6は、それぞれ“1”、“0”データを読み出す時の動作点であり、点P5、P6に対応する電圧値の差が“1”データと“0”データとのデータマージン(センスマージン)DMCになる。点P5は、点P1での分極電荷量かつプレート線に印加した電圧+VDDに対応する点P7を基準点にしてビット線の容量を負荷容量とした線(負荷曲線)LC1と、ヒステリシス曲線との交点である。同様に、点P6は、点P3での分極電荷量かつプレート線に印加した電圧+VDDに対応する点P8を基準点にしてビット線の容量を負荷容量とした線LC2と、ヒステリシス曲線との交点である。
上述したように従来の強誘電体メモリにおいて、データの読み出し動作にて強誘電体キャパシタに印加される電圧やビット線に現れる電位等は、ビット線の容量と強誘電体キャパシタの容量との割合や強誘電体キャパシタから供給される電荷量に応じて決定される。
そのため、強誘電体メモリにおけるメモリセル構成等は自由度が低く、設計仕様により決まるワード線の数、つまり1つのビット線に接続されるメモリセルの数に対して、ビット線の容量と強誘電体キャパシタの容量とが適切な割合にならないことがあった。その結果、データの読み出し時に強誘電体キャパシタに十分な電圧が印加されない状態が発生し、強誘電体キャパシタからの電荷の供給が十分に行われないためにビット線の電位変化が小さく、読み出しデータの誤センシング等が発生したりすることがあった。
また、強誘電体メモリは、書き換え回数の増加に伴い分極電荷量が減少(劣化)して、データマージンが小さくなっていく。したがって、従来の強誘電体メモリは、ビット線の容量と強誘電体キャパシタの容量との割合が適切でないとデータマージンが小さくなり、デバイス寿命が短くなる傾向がある。
上述のような誤センシング等を抑制してデータの読み出しを正確に行うために、読み出し時にセンスアンプ内の回路を制御して駆動させることによりビット線に現れる電位を改善する方法が、特開2002−74939号公報に開示されている。
また、上記図17、図18に示した強誘電体キャパシタのヒステリシス曲線から明らかなように、強誘電体キャパシタから供給される電荷量は、強誘電体キャパシタに印加される電圧に依存する。したがって、メモリセルからデータを読み出す際には、強誘電体キャパシタに可能な限り大きな電圧を印加することが好ましい。
例えば、ビット線をグランドに対して接続してビット線の電位をグランドレベル(0V)に保持し続けるようにし、ワード線の電位を+VDDにすることで強誘電体キャパシタから完全に電荷を引き出す(供給させる)ことは可能である。しかしながら、強誘電体キャパシタから供給される電荷がすべてグランドに対して流れ込んでしまうので、強誘電体キャパシタが記憶していたデータ(情報)を出力することは不可能である。
そこで、強誘電体キャパシタに大きい電圧を印加するには、ビット線の容量を大きくしなければならない。しかしながら、ビット線の容量を増加させるために例えばダミーキャパシタをビット線に付加すると、読み出し時に強誘電体キャパシタに十分大きな電圧が印加され、強誘電体キャパシタから供給される電荷量が多くなるが、ビット線の容量も大きくなっているためにビット線の電位を上げる(データマージンを改善する)効果はほとんど得られなかった。
さらに、ダミーキャパシタをビット線に付加すると、センスアンプによるビット線の電位の増幅時やライトアンプによるメモリセルへのデータ書込み時に、ダミーキャパシタの容量についても充放電を行うことになり消費電力が増加してしまう。
本発明の半導体記憶装置は、複数のワード線とプレート線との組と、複数のビット線と、上記ワード線及びプレート線の組と上記ビット線との交差部に設けられ、強誘電体キャパシタを有するメモリセルと、クランプ回路とを備え、上記ビット線を上記クランプ回路を介して基準電位が供給されるノードに接続する。
以上のように構成した本発明によれば、データを読み出す際、強誘電体キャパシタからビット線に供給された電荷がクランプ回路により引き抜かれ、擬似的にビット線の容量が大きくなる。これにより、従来と比較して高い電圧が強誘電体キャパシタに印加されることで強誘電体キャパシタから効率良く電荷が供給され、データに応じたビット線の電位変化を改善することができるようになる。
図2は、第1の実施形態における強誘電体メモリのコラム部の一例を示す回路図である。
図3は、第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータ読み出し動作を示すタイミングチャートである。
図4は、従来の強誘電体メモリでのデータ読み出し動作を示すタイミングチャートである。
図5A、図5Bは、第1の実施形態における強誘電体メモリ及び従来の強誘電体メモリでのビット線の電位変化をそれぞれ示す図である。
図6は、第1の実施形態における強誘電体メモリのデータ読み出し動作での強誘電体キャパシタの分極電荷量の変化を示す図である。
図7は、第1の実施形態における強誘電体メモリのコラム部の他の例を示す回路図である。
図8は、図7に示す強誘電体メモリでのデータ読み出し動作を示すタイミングチャートである。
図9は、本発明の第2の実施形態における強誘電体メモリのコラム部の一例を示す回路図である。
図10は、第2の実施形態におけるクランプ回路の他の例を示す回路図である。
図11は、クランプ制御信号生成回路の一例を示す回路図である。
図12は、図11に示すクランプ制御信号生成回路を備えた強誘電体メモリでのデータ読み出し動作を示すタイミングチャートである。
図13は、クランプ制御信号生成回路の他の例を示す回路図である。
図14は、図13に示すクランプ制御信号生成回路を備えた強誘電体メモリでのデータ読み出し動作を示すタイミングチャートである。
図15Aは、クランプ制御信号生成回路のその他の例を示す回路図である。
図15B、図15Cは、図15Aに示すクランプ制御信号生成回路により生成されるクランプ信号を示す図である。
図16は、本発明の第3の実施形態における強誘電体メモリのコラム部の一例を示す回路図である。
図17は、強誘電体キャパシタのヒステリシス特性を示す図である。
図18は、従来の強誘電体メモリにおけるデータ読み出し動作での強誘電体キャパシタの分極電荷量の変化を示す図である。
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態による半導体記憶装置を適用した強誘電体メモリの一構成例を示すブロック図である。第1の実施形態における強誘電体メモリは、入力されるアドレス信号をデコードするアドレスデコーダやデータバスを介してデータを入力及び出力するための入出力バッファや各制御回路等を含む周辺回路10と複数のメモリブロック11とを有する。
各メモリブロック11は、複数(例えば2つ)のバンク12−A、12−B、アドレス信号のデコード結果等に応じてワード線WLを選択的に活性化するワード線駆動回路14、及びメモリブロック11に付随する制御回路等を含む周辺回路17で構成される。バンク12−A、12−Bは、アドレス信号のデコード結果等に応じてプレート線PL−A、PL−Bを選択的に活性化するプレート線駆動回路15−A、15−Bと複数のコラム部(以下、「コラム単位」とも称す。)13とをそれぞれ有する。コラム部13は、図1においては図示していないが、ワード線WL及びプレート線PLに直交する方向に設けられた2本のビット線を有する。16−A、16−Bは、各コラム部13がそれぞれ有するセンスアンプ(S/A)により構成されるセンスアンプ列である。
ここで、ワード線WLはメモリブロック11内のすべてのバンク12−A、12− Bにて共有しメモリブロック11毎に設けられ、プレート線PL−A、PL−Bはバンク12−A、12−B毎に設けられる。なお、図1においては、説明の便宜上、ワード線WL及びプレート線PL−A、PL−Bはそれぞれ1つのみ図示しているが、ワード線WL及びプレート線PLは、それぞれメモリブロック11内、バンク12内に複数設けられている。
図2は、コラム部13の一例を示す回路図であり、1つのメモリセル(データ記憶の最小単位)が2つのトランジスタと2つの強誘電体キャパシタとで構成される2トランジスタ/2キャパシタ(2T/2C)型メモリセルの場合を一例として示している。
図2において、BLi、/BLiはビット線(ビット線BLi、/BLiは、相補データの関係)、WLjはワード線、PLjはプレート線、PRCはプリチャージ信号線、CLはコラム信号線、DBi、/DBiはデータバスに接続されるデータ信号線である。PSA、NSAは、センスアンプ22に接続され、センスアンプ22が有するPチャネルMOSトランジスタ(プルアップ・トランジスタ)、NチャネルMOSトランジスタ(プルダウン・トランジスタ)に駆動電圧を供給するための制御信号線である。なお、ワード線WLj、プレート線PLjにおいて、jは添え字であり、j=1〜xの任意の自然数である。
コラム部13は、複数のメモリセル21とビット線BLi、/BLi間の電位を増幅するセンスアンプ22とを有する。メモリセル21及びセンスアンプ22は、2本のビット線BLi、/BLiにそれぞれ接続される。各メモリセル21は同じ構成であるので、以下ではワード線WL1、プレート線PL1に接続されたメモリセル21を参照して構成を説明する。
メモリセル21は、2つのセルトランスファとしてのNチャネルMOSトランジスタMN1、MN2と、2つの強誘電体キャパシタC1、C2とで構成される。トランジスタMN1のソースはビット線BLiに接続され、ゲートはワード線WL1に接続される。強誘電体キャパシタC1の一方の電極は、トランジスタMN1のドレインに接続され、他方の電極はプレート線PL1に接続される。同様に、トランジスタMN2のソースはビット線/BLiに接続され、ゲートはワード線WL1に接続される。強誘電体キャパシタC2の一方の電極は、トランジスタMN2のドレインに接続され、他方の電極はプレート線PL1に接続される。メモリセル21は、トランジスタMN1と強誘電体キャパシタC1との組、及びトランジスタMN2と強誘電体キャパシタC2との組の組み合わせにより相補データの関係で1つのデータを記憶する。
MN3、MN4は、いわゆるコラムゲートとしてのNチャネルMOSトランジスタである。トランジスタMN3、MN4のドレインは、ビット線BLi、/BLiにそれぞれ接続され、ソースはデータ信号線DBi、/DBiにそれぞれ接続される。トランジスタMN3、MN4のゲートはコラム信号線CLに接続される。
MN5、MN6は、NチャネルMOSトランジスタであり、トランジスタMN5、MN6のドレインは、ビット線BLi、/BLiにそれぞれ接続される。トランジスタMN5、MN6のソースは基準電位VSS(例えば、グランド(GND))が供給されるノードに接続され、トランジスタMN5、MN6のゲートはプリチャージ信号線PRCに接続される。なお、以下の説明では、説明の便宜上、「基準電位VSSが供給されるノードに接続される」ことを「基準電位VSSに対して接続される」と記す。
R1、R2は、等しい抵抗値を有する抵抗であり、抵抗R1、R2の一端がビット線BLi、/BLiにそれぞれ接続され、他端が基準電位VSSに対して接続される。抵抗R1、R2は、ビット線BLi、/BLiから電荷(電流)を引き込み、ビット線BLi、/BLiの電位を基準電位VSSに近づけるように作用するクランプ回路をそれぞれ構成する。すなわち、抵抗R1、R2は、メモリセル21からデータを読み出す際に、ビット線BLi、/BLiの電位の上昇に伴う強誘電体キャパシタC1、C2に印加される電圧の低下を抑制するためのものである。
ここで、抵抗R1、R2は、メモリセル21内の強誘電体キャパシタC1、C2から供給される電荷を過度に引き込まないように抵抗値が大きい方が望ましく、数キロオーム(例えば1kΩ)程度の抵抗値がより望ましい。また、抵抗R1、R2は、任意の位置でビット線BLi、/BLiに接続すれば良いが、ビット線BLi、/BLiにおける抵抗R1、R2とセンスアンプ22との距離(配線長)が長い方が好ましい。
次に、動作について説明する。
第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータの書き込み動作は従来の強誘電体メモリとほぼ同様であるので説明は省略し、データの読み出し動作のみについて説明する。
図3は、第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータの読み出し動作を示すタイミングチャートである。なお、図3は、ワード線WL1、プレート線PL1に接続されたメモリセル21からデータを読み出す際の動作を一例として示しており、当該メモリセル21は“1”データを記憶している(強誘電体キャパシタC1、C2が“1”、“0”データをそれぞれ記憶している)ものとする。また、以下の説明では、基準電位VSSをグランドレベル(GND:0V)とする。
まず、図示しないチップセレクト信号が活性化されるのに応じて、プリチャージ信号線PRCの電位(プリチャージ信号)がハイレベル(電圧+VDD、以下、“H”と記す。)に活性化される。これにより、トランジスタMN5、MN6が導通状態(オン(ON)状態)になり、ビット線BLi、/BLiのプリチャージが行われ、ビット線BLi、/BLiの電位がグランドレベルになる。
次に、プリチャージ信号線PRCの電位がロウレベル(グランドレベル、以下、“L”と記す。)に不活性化され、トランジスタMN5、MN6が絶縁状態(オフ(OFF)状態)になる。この状態で、ワード線WL1の電位を“H”にしてメモリセル21内のトランジスタMN1、MN2をオン状態にした後、プレート線PL1の電位を“H”にする。なお、ワード線WL1、プレート線PL1以外のワード線WLj、プレート線PLj(図3においては、ワード線WLx、プレート線PLxを例示。)の電位は、“L”である。
これにより、メモリセル21内の強誘電体キャパシタC1、C2は、プレート線PL1側からビット線BLi、/BLi側の方向に電圧が印加され、メモリセル21から記憶しているデータが読み出される。つまり、データ(分極状態)に応じた量の電荷が強誘電体キャパシタC1、C2からビット線BLi、/BLiにそれぞれ供給され、ビット線BLi、/BLiが充電(チャージアップ)され電位が上昇する(期間Tp)。
ここで、上述したようにビット線BLi、/BLiに対してそれぞれ接続された強誘電体キャパシタC1、C2は、“1”、“0”データをそれぞれ記憶している(対応する分極状態である)。したがって、強誘電体キャパシタC1からビット線BLiに供給される電荷量は、強誘電体キャパシタC2からビット線/BLiに供給される電荷量より多く、ビット線BLiは、ビット線/BLiより電位が大きく上昇する。
また、このとき、強誘電体キャパシタC1、C2からビット線BLi、/BLiに供給される電荷の一部が、抵抗R1、R2を介してグランドに対して流れ込むことで、ビット線BLi、/BLiの容量が擬似的に大きくなる。これにより、第1の実施形態における強誘電体メモリでは、ビット線BLi、/BLiの電位上昇に伴う強誘電体キャパシタC1、C2に印加される電圧の低下が抑制され、従来の強誘電体メモリと比較して、高い電圧が強誘電体キャパシタC1、C2に印加され、ビット線BLi、/BLiに供給される電荷量は多くなる。
その後、センスアンプ信号SAEが“H”に活性化されるのに応じて制御信号線PSA、NSAの電位(制御信号PSA、NSA)がそれぞれ“L”、“H”になり、センスアンプ22が活性化される。ビット線BLi、/BLi間の微小な電位差は、活性化されたセンスアンプ22により増幅され、ビット線BLi、/BLiの電位はそれぞれ“H”、“L”になる。
さらに、コラム信号線CLの電位(コラム信号)が“H”に活性化されることでトランジスタMN3、MN4がオン状態になり、センスアンプ22にて増幅して得られたビット線BLi、/BLiの電位がデータ信号線DBi、/DBiにそれぞれ伝達され出力される。その後、コラム信号線CLの電位が“L”になり、トランジスタMN3、MN4がオフ状態になる。
コラム信号線CLの電位が“L”になった後、リストア動作と呼ばれる動作が行われる。ここで、リストア動作は、強誘電体メモリにおけるデータの読み出し動作が破壊読み出しであり、メモリセル(強誘電体キャパシタ)に記憶しているデータが読み出しにより消失されるので、読み出し後にデータを書き戻す動作である。例えば、データの読み出し時に分極状態が反転してしまう“1”データの書き戻しは、ビット線BLi、/BLiの電位をデータ出力時の電位に保持し、プレート線PL1の電位を“L”にすることにより行われる。
リストア動作が終了すると、センスアンプ信号SAEが“L”になるのに応じて制御信号線PSA、NSAの電位をそれぞれ“H”、“L”にし、センスアンプ22を不活性化状態にする。さらに、プリチャージ信号線PRCの電位を“H”にすることによりビット線BLi、/BLiの電位をグランドレベルにして、ワード線WL1の電位を“L”、つまりすべてのワード線WLjの電位を“L”にして読み出し動作を終了する。
上記図3に示した第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータの読み出し動作と、従来の強誘電体メモリでのデータの読み出し動作とを比較する。図4は、従来の強誘電体メモリでのデータの読み出し動作を示すタイミングチャートであり、上記図3に示した第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータの読み出し動作とは、ビット線BL、/BLの電位変化が異なる。より具体的には、図3及び図4に示すタイミングチャートは、プレート線PL1を“H”にした後、センスアンプ信号SAEが“H”になりセンスアンプ22が活性化されるまでの期間Tp(図3参照)、Tc(図4参照)におけるビット線BL、/BLの電位変化が異なる。
図5A、図5Bは、上記図4及び図3に示した期間Tc、Tpにおけるビット線BL、/BLの電位変化を詳細に示す図である。
図5Aに示すように従来の強誘電体メモリでのデータの読み出し動作では、ビット線BL、/BLの電位上昇に伴って強誘電体キャパシタC1、C2に印加される電圧は低下し、強誘電体キャパシタC1、C2から供給される電荷によるビット線BL、/BLの電位は、電位ΔHc、ΔLcになる。したがって、“1”データと“0”データとのデータマージンは電位差ΔVcとなる。
一方、図5Bに示すように第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータの読み出し動作では、ビット線BL、/BLの電荷が抵抗R1、R2を介してグランドに対して流れ込むことにより、ビット線BL、/BLの容量が擬似的に大きくなり、従来に比べて強誘電体キャパシタC1、C2に印加される電圧の低下が抑制される。つまり、抵抗R1、R2により構成されるクランプ回路でビット線BL、/BLをクランプすることにより、強誘電体キャパシタC1、C2に印加される電圧が高くなり、強誘電体キャパシタC1、C2からビット線BL、/BLに電荷を供給する効率が良くなる。
これにより、第1の実施形態における強誘電体メモリでは、強誘電体キャパシタC1から供給される電荷によるビット線BLの電位は電位ΔHcより高くなり、強誘電体キャパシタC2から供給される電荷によるビット線/BLの電位は電位ΔLcより低くなる。したがって、“1”データと“0”データとのデータマージンは、電位差ΔVpとなり従来の電位差ΔVcより大きくなる。
図6は、上記図3に示した第1の実施形態における強誘電体メモリのデータ読み出し動作での強誘電体キャパシタC1、C2の分極電荷量の変化を示す図である。図6において、横軸は強誘電体キャパシタに印加される電圧であり、縦軸は分極電荷量である。
なお、図6では、比較を行うために従来の強誘電体メモリのデータ読み出し動作での強誘電体キャパシタの分極電荷量の変化も図1及び図2にて付した符号と同一の符号を付し図示している。
データ読み出し動作において、ワード線WL1の電位を“H”にするとともにプレート線PL1の電位を“H”(+VDD)にすると、プレート線PL1の電位とビット線BL、/BLの電位との電位差が強誘電体キャパシタC1、C2にそれぞれ印加される。これにより、各データ点は、図6に矢印で示すようにヒステリシス曲線上を印加電圧値が増加する方向に移動し、強誘電体キャパシタC1、C2から印加電圧に応じて電荷が供給される。
ここで、第1の実施形態における強誘電体メモリにおいては、ビット線BL、/BLの電荷がグランドに対して接続された抵抗R1、R2を介して引き抜かれることで、ビット線BL、/BLの容量が擬似的に大きくなる。ビット線BLの擬似的な容量を負荷容量とする線LP1、LP2は、線LC1、LC2より傾きの絶対値がそれぞれ大きくなる。これにより、線LP1(基準点は点P7)とヒステリシス曲線との交点である“1”データを読み出す時の動作点P9、及び線LP2(基準点は点P8)とヒステリシス曲線との交点である“0”データを読み出す時の動作点P10は、従来の動作点P5、P6に比べて印加電圧が増加する側に変化する。
つまり、“1”データが記憶されている強誘電体キャパシタC1からはさらに電荷を引き出せるようになる。一方、図6からわかるように、“0”データが記憶されている強誘電体キャパシタC2は既に十分な電圧が印加されており、ビット線/BLから電荷を引き抜くことにより強誘電体キャパシタC2からさらに引き出せる電荷量は、強誘電体キャパシタC1に比較して少ない。しかし、動作点P9、P10に示される変化によるビット線BL、/BLの電位変化は、図5Bに示したように“1”データに対応したビット線BLの電位が増加し、“0”データに対応したビット線/BLの電位が減少する傾向を示すので、“1”データと“0”データとのデータマージンDMPは、従来のデータマージンDMCに比べ大きくなる。
なお、上述した説明では、2トランジスタ/2キャパシタ(2T/2C)型メモリセルにより構成されたコラム部13を有する強誘電体メモリを一例として説明したが、本発明は図7に示すように1トランジスタ/1キャパシタ(1T/1C)型メモリセルにより構成されたコラム部を有する強誘電体メモリにも適用可能である。1T/1C型メモリセルは、1つのトランジスタと1つの強誘電体キャパシタとで1つのメモリセルが構成される。
図7は、第1の実施形態における強誘電体メモリのコラム部13の他の例を示す回路図である。
図7において、BLA、BLBは第1及び第2のビット線、WLjA、WLjBは第1及び第2のワード線、PLjはプレート線(jは添え字であり、j=1〜xの任意の自然数)、RWLA、RWLBは第1及び第2のリファレンスワード線、RPLはリファレンスプレート線、DBA、DBBは第1及び第2のデータ信号線である。PRC、CL、PSA、NSAは、上記図2に示したプリチャージ信号線、コラム信号線、制御信号線に対応する。
図7に示すコラム部13は、複数のメモリセル71、71’、リファレンス電位を出力するためのリファレンスセル72、72’、及びビット線BLA、BLB間の電位差を増幅するセンスアンプ73を有する。メモリセル71(71’)は、ビット線BLA(BLB)、ワード線WLjA(WLjB)及びプレート線PLjに接続され、リファレンスセル72(72’)は、ビット線BLA(BLB)、リファレンスワード線RWLA(RWLB)及びリファレンスプレート線RPLに接続される。
メモリセル71、71’の構成について説明する。以下では、第1のワード線WL1A、プレート線PL1に接続されたメモリセル71、及び第2のワード線WL1B、プレート線PL1に接続されたメモリセル71’を参照して構成を説明するが、他のメモリセル71、71’についても構成はそれぞれ同様である。
メモリセル71は、セルトランスファとしてのNチャネルMOSトランジスタMN71と、強誘電体キャパシタC71とで構成される。トランジスタMN71のソースは第1のビット線BLAに接続され、ゲートは第1のワード線WL1Aに接続される。強誘電体キャパシタC71の一方の電極は、トランジスタMN71のドレインに接続され、他方の電極はプレート線PL1に接続される。メモリセル71’は、NチャネルMOSトランジスタMN72と強誘電体キャパシタC72とで構成され、第2のビット線BLB及び第2のワード線WL1Bに接続される点のみ異なるだけでメモリセル71と同様である。
次に、リファレンスセル72、72’の構成について説明する。
リファレンスセル72、72’は、セルトランスファとしての1つのNチャネルMOSトランジスタMN73、MN74と、1つの強誘電体キャパシタC73、C74とでそれぞれ構成される。トランジスタMN73のソースは第1のビット線BLAに接続され、ゲートは第1のリファレンスワード線RWLAに接続される。強誘電体キャパシタC73の一方の電極は、トランジスタMN73のドレインに接続され、他方の電極はリファレンスプレート線RPLに接続される。メモリセル72’は、第2のビット線BLB及び第2のリファレンスワード線RWLBに接続される点のみ異なるだけでリファレンスセル72と同様である。
NチャネルMOSトランジスタMN75、MN76、MN77、MN78、及び抵抗R71、R72は、図2に示したトランジスタMN3、MN4、MN5、MN6、及び抵抗R1、R2にそれぞれ対応するものであるので説明は省略する。
図8は、図7に示した強誘電体メモリでのデータの読み出し動作を示すタイミングチャートである。図7に示したような1T/1C型メモリセルにより構成された強誘電体メモリでのデータの読み出し動作は、以下に説明する相違点(読み出し動作時に駆動制御するワード線(リファレンスワード線)及びプレート線(リファレンスプレート線))について異なるだけで、上記図4に示した2T/2C型メモリセルにより構成された強誘電体メモリでのデータの読み出し動作と動作及び原理は同様であるので説明は省略する。
2T/2C型メモリセルにより構成された強誘電体メモリでのデータの読み出し動作と、1T/1C型メモリセルにより構成された強誘電体メモリでのデータの読み出し動作との相違点について説明する。上記図4に示した2T/2C型メモリセルにより構成された強誘電体メモリでのデータの読み出し動作では、1組のワード線WLjとプレート線PLjとを駆動制御していた。それに対して、図7に示したような1T/1C型メモリセルにより構成された強誘電体メモリでのデータの読み出し動作では、図8に示すように1組のワード線WLjA、WLjBとプレート線PLj、リファレンスワード線RWLA、RWLBとリファレンスプレート線RPLとを駆動制御する。具体的には、1組のワード線WLjAとプレート線PLjとを駆動制御するときには、リファレンスワード線RWLBとリファレンスプレート線RPLとを駆動制御し、1組のワード線WLjBとプレート線PLjとを駆動制御するときには、リファレンスワード線RWLAとリファレンスプレート線RPLとを駆動制御する。
以上、詳しく説明したように第1の実施形態によれば、強誘電体メモリにて、基準電位VSSに対して一端が接続された抵抗R1、R2により構成されるクランプ回路をビット線BLi、/BLi(BLA、BLB)に接続ことで、データの読み出し動作において、強誘電体キャパシタC1、C2からビット線BLi、/BLi(BLA、BLB)に供給された電荷の一部が抵抗R1、R2を介して基準電位が供給されるノードに対して流れ込む。これにより、ビット線の容量が擬似的に大きくなり、強誘電体キャパシタC1、C2から効率よく電荷を引き出してビット線の電位を生成することができ、従来と比較して“1”データに対応するビット線の電位が高くなり、“0”データに対応するビット線の電位が低くなるのでビット線間で大きな電位差を得ることができる。したがって、従来と比較してデータマージンが大きくなり、データの誤センシング等の発生を抑制するとともに、デバイスの寿命を長くすることができる。
また、第1の実施形態によれば、データの読み出し動作時に、ビット線の容量と強誘電体キャパシタの容量との割合がビット線BLi、/BLi(BLA、BLB)に現れる電位に対して与える影響は小さくなるので、1つのビット線に接続されるメモリセルの数、ワード線の数を任意に選択することができ、強誘電体メモリにおけるブロック構成(メモリセル構成等)の自由度が高くなる。
さらに、“0”データに対応するビット線は、クランプ回路により常に基準電位VSS側に放電されているので、センスアンプ22のセンス動作中に起こる基準電位VSS側への電荷の集中によるセンスアンプ22の電源ラインの影響による回路動作の不安定性を抑制することができる。
(第2の実施形態)
次に、第2の実施形態について説明する。
上述した第1の実施形態における強誘電体メモリは、ビット線BLi、/BLi(BLA、BLB)と基準電位VSSとの間がクランプ回路を介して定常的に導通状態になり、ビット線BLi、/BLi(BLA、BLB)の電位を常に基準電位VSSに近づけるように構成している。したがって、例えばデータの読み出し動作におけるセンスアンプの活性時やデータの書き込み動作時等においても、ビット線BLi、/BLi(BLA、BLB)の電位が基準電位VSSとは異なるためにクランプ回路を介して電流が流れてしまい、電力を浪費してしまう。
そこで、以下に説明する本発明の第2の実施形態による半導体記憶装置を適用した強誘電体メモリは、強誘電体メモリにおける動作状態に応じてクランプ回路の動作を制御して不要な電流が供給されるのを防止し、消費電力の増加を抑制するものである。
本発明の第2の実施形態による半導体記憶装置を適用した強誘電体メモリの全体構成は、上記図1に示した第1の実施形態における強誘電体メモリと同様であるので説明は省略する。
図9は、第2の実施形態における強誘電体メモリのコラム部13’の一例を示す回路図である。なお、この図9において、図2に示した回路構成要素等と同一の機能を有する回路構成要素等には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
図9において、MN7、MN8はNチャネルMOSトランジスタであり、トランジスタMN7、MN8のドレインは、ビット線BLi、/BLiにそれぞれ接続される。また、トランジスタMN7、MN8のソースは、基準電位VSS(例えば、グランド(GND))に対して接続され、ゲートはクランプ制御信号線CLAMPに接続される。
また、トランジスタMN7、MN8は、他のトランジスタMN1〜MN6等とは構造が異なり、例えばチャネル長(ゲート長)を大きくしたり、チャネル幅(ゲート幅)を小さくしたりすることにより、上記図2に示した抵抗R1、R2の抵抗値に相当するオン抵抗を有する。つまり、トランジスタMN7、MN8は、オン・オフ制御可能なスイッチング機能を有するクランプ回路を構成する。
なお、上記図9においては、1つのトランジスタMN7、MN8によりスイッチング機能を有するクランプ回路をそれぞれ構成しているが、例えば図10に示すようにスイッチ同路としての1つのNチャネルMOSトランジスタMN9と、クランプ回路としての1つの抵抗R3との組によりスイッチング機能を有するクランプ回路を構成しても良い。
トランジスタMN9のドレインは、ビット線BLi(/BLi)に接続され、ゲートはクランプ制御信号線CLAMPに接続される。抵抗R3は図2に示した抵抗R1(R2)に対応するものであり、一端がトランジスタMN9のソースに接続され、他端が基準電位VSSに対して接続される。上記図10に示すように構成した場合には、トランジスタMN9は、例えば他のトランジスタMN1〜MN6と同じ構造のトランジスタを用いることができる。
次に、図9、図10に示したスイッチング機能を有するクランプ回路の制御及び第2の実施形態における強誘電体メモリの動作について説明する。なお、以下の説明では、センスアンプ活性時にクランプ回路の動作を停止する場合、データの書き込み動作時にクランプ回路の動作を停止する場合、及びセンスアンプ活性時とデータの書き込み動作時との双方でクランプ回路の動作を停止する場合について説明する。また、説明の便宜上、図9を参照して動作を説明する。
<センスアンプ活性時にクランプ回路の動作を停止する場合>
図11は、センスアンプ活性時にクランプ回路の動作を停止させるためのクランプ制御信号生成回路の一例を示す回路図である。
図11において、111〜116は入力された信号を反転して出力するインバータである。インバータ111、112、113は縦続接続され、センスアンプ信号SAEがインバータ111に入力され、演算結果が制御信号PSAとしてインバータ113から出力される。同様に、インバータ114、115は縦続接続され、センスアンプ信号SAEがインバータ114に入力され、演算結果が制御信号NSAとしてインバータ115から出力される。インバータ116は、センスアンプ信号SAEが入力され、演算結果をクランプ制御信号CLAMPとして出力する。
すなわち、図11に示したクランプ制御信号生成回路は、センスアンプ信号SAEと同相である制御信号PSA及びクランプ制御信号CLAMPを出力し、センスアンプ信号SAEに対して逆相である制御信号NSAを出力する。
図12は、図11に示したクランプ制御信号生成回路を備えた強誘電体メモリでのデータの読み出し動作を示すタイミングチャートであり、クランプ回路の制御(クランプ制御信号線CLAMPの電位:クランプ制御信号)を除き、上記図3に示した第1の実施形態における強誘電体メモリでのデータの読み出し動作と同じである。
図12に示すようにデータの読み出し動作において、読み出し動作を開始した後、センスアンプ信号SAEが“H”に活性化されセンスアンプ22が活性化されるまではクランプ制御信号線CLAMPの電位は“H”である。したがって、クランプ回路が有するトランジスタMN7、MN8はそれぞれオン状態であり、クランプ回路はビット線BL、/BLの電位を基準電位VSSに近づけるように作用する。
その後、センスアンプ信号SAEが“H”に活性化されると、クランプ制御信号線CLAMPの電位は“L”に変化する。クランプ制御信号線CLAMPの電位が“L”になることでトランジスタMN7、MN8はオフ状態になり、クランプ回路を介したビット線BL、/BLと基準電位VSSとの間での電流経路が遮断される(クランプ回路の動作停止)。
これにより、センスアンプ22の活性時には、クランプ回路を介して不要な電流が供給されることを防止し、センスアンプ22内のPチャネルMOSトランジスタから基準電位VSSに電流が貫通する(電荷がリークする)ことを防止することができる。また、ビット線BL、/BLの電位を電圧VDDに到達させることが可能になり、強誘電体キャパシタに対して十分な電圧を印加することができる。
<データの書き込み動作時にクランプ回路の動作を停止する場合>
図13は、データの書き込み動作時(図示しないライトアンプの活性時)にクランプ回路の動作を停止させるためのクランプ制御信号生成回路の一例を示す回路図である。
図13において、131、132はインバータである。インバータ131、132は縦続接続され、ライトイネーブル信号WEがインバータ131に入力され、演算結果がクランプ制御信号CLAMPとしてインバータ132から出力される。つまり、図13に示したクランプ制御信号生成回路は、ライトイネーブル信号WEと同相であるクランプ制御信号CLAMPを出力する。
図14は、図13に示したクランプ制御信号生成回路を備えた強誘電体メモリでのデータの書き込み動作を示すタイミングチャートである。
外部からのデータの書き込み要求により、図示しないチップセレクト信号が活性化されるのに応じて、ライトイネーブル信号WEが“L”に活性化される。これにより、クランプ制御信号線CLAMPの電位は“H”から“L”に変化し、トランジスタMN7、MN8はオフ状態になり、クランプ回路を介したビット線BL、/BLと基準電位VSSとの間での電流経路が遮断される(クランプ回路の動作停止)。
続いて、プリチャージ信号線PRCの電位が“L”に不活性化され、データの書き込みが実行される。なお、データの書き込みについては、図14に示すように従来の強誘電体メモリと同様であるので説明は省略する。
その後、データの書き込みが終了し、ライトイネーブル信号WEが“L”から“H”に不活性化されると、クランプ制御信号線CLAMPの電位は“L”から“H”に変化する。これにより、トランジスタMN7、MN8はオン状態になり、ビット線BL、/BLと基準電位VSSとの間がクランプ回路を介して導通状態になる。
このようにして、データの書き込み動作時には、クランプ回路を介して不要な電流が供給されることを防止し、図示しないライトアンプが有するPチャネルMOSトランジスタから基準電位VSSに電流が貫通する(電荷がリークする)ことを防止することができる。
<センスアンプ活性時及びデータの書き込み動作時にクランプ回路の動作を停止する場合>
図15Aは、センスアンプ活性時及びデータの書き込み動作時にクランプ回路の動作を停止させるためのクランプ制御信号生成回路の一例を示す回路図である。
図15Aにおいて、151〜156、158はインバータであり、157は否定論理積演算回路(NAND)回路である。図11に示したクランプ制御信号生成回路と同様に、インバータ151、152、153は縦続接続され、入力されるセンスアンプ信号SAEと逆相の信号を制御信号PSAとして出力し、またインバータ154、155は縦続接続され、入力されるセンスアンプ信号SAEと同相の信号を制御信号NSAとして出力する。
NAND回路157の一方の入力には、センスアンプ信号SAEが入力されるインバータ156の出力が入力され、他方の入力にはライトイネーブル信号WEが入力される。また、NAND回路157での演算結果であるNAND回路157の出力がインバータ158に入力され、演算結果がクランプ制御信号CLAMPとしてインバータ158から出力される。
したがって、図15Bに示すようにセンスアンプ活性時(センスアンプ信号SAEが“H”のとき)には、インバータ156の出力が“L”になることでNAND回路157の出力が“H”になる。これにより、インバータ158から出力されるクランプ制御信号CLAMPは“L”になる。
また、図15Cに示すようにデータの書き込み動作時(ライトイネーブル信号WEが“L”のとき)には、NAND回路157の一方の入力が“L”であるので出力は“H”になり、インバータ158から出力されるクランプ制御信号CLAMPは“L”になる。
これにより、センスアンプ22の活性時及びデータの書き込み動作時には、クランプ回路を介して不要な電流が供給されることを防止することができる。したがって、センスアンプ22の活性時にセンスアンプ22内のPチャネルMOSトランジスタから基準電位VSSに電流が貫通することを防止することができるとともに、図示しないライトアンプが有するPチャネルMOSトランジスタから基準電位VSSに電流が貫通することを防止することができる。
なお、上述した第2の実施形態については、2T/2C型メモリセルにより構成されたコラム部を有する強誘電体メモリを一例として説明したが、上述した第1の実施形態と同様に1T/1C型メモリセルにより構成されたコラム部を有する強誘電体メモリにも適用可能である。
また、上記図11、図13及び図15Aに示したクランプ制御信号生成回路の構成は一例であり、同様のクランプ制御信号を生成可能であれば良く、異なる論理回路を用いて構成しても良い。
以上、説明したように第2の実施形態によれば、上述した第1の実施形態により得られる効果に加え、クランプ回路の動作を制御して、例えばデータの読み出し動作でのセンスアンプ活性時やデータの書込み動作時等には、クランプ回路の動作を停止し、ビット線BLi、/BLiと基準電位VSSとの間での電流経路を遮断することで、クランプ回路を介して不要な電流が流れることを防止し、消費電力の増加を抑制することができる。また、クランプ回路の動作を停止させることでノイズの発生等を抑制して信頼性を向上させることができる。
(第3の実施形態)
次に、第3の実施形態について説明する。
上述した第1及び第2の実施形態における強誘電体メモリでは、ビット線の電位を基準電位VSSに近づけるようにするためのクランプ回路は、1つの抵抗、あるいは1つのトランジスタを用いて構成していたが、クランプ回路を構成する抵抗あるいはトランジスタにはプロセスばらつき等による配置位置に依存した特性ばらつきが生じる場合がある。そこで、第3の実施形態による半導体記憶装置を適用した強誘電体メモリは、上述した第1及び第2の実施形態でのクランプ回路を複数の素子により構成することで、特性ばらつきによる影響を緩和するものである。
本発明の第3の実施形態による半導体記憶装置を適用した強誘電体メモリの全体構成は、上記図1に示した第1の実施形態における強誘電体メモリと同様であるので説明は省略する。
図16は、第3の実施形態における強誘電体メモリのコラム部の一例を示す回路図である。なお、この図16において、図2に示した回路構成要素等と同一の機能を有する回路構成要素等には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
図16において、R4、R5、R6、R7は抵抗であり、抵抗R6は抵抗R4の近傍位置(例えば、隣接する位置)に配置され、抵抗R7は抵抗R5の近傍位置(例えば、隣接する位置)に配置される。抵抗R4の一端はビット線BLiに接続され、他端は抵抗R7の一端に接続される。同様に、抵抗R5の一端はビット線/BLiに接続され、他端は抵抗R6の一端に接続される。また、抵抗R6、R7の他端は、基準電位VSSに対して接続される。ここで、抵抗R4と抵抗R6とによる抵抗値、及び抵抗R5と抵抗R7とによる抵抗値は、図2に示した抵抗R1、R2の抵抗値に相当する。
なお、上述した説明では、クランプ素子として抵抗を用いる場合を一例として示したが、クランプ素子にトランジスタを用いた場合であっても同様である。また、上述した説明では、2つのクランプ素子を用いた場合について説明したが、クランプ素子の数は任意である。また、2T/2C型メモリセルに限らず1T/1C型メモリセルにより構成されたコラム部を有する強誘電体メモリにも同様に適用可能である。
以上、説明したように第3の実施形態によれば、近傍位置に複数のクランプ素子を配置し、図16に示すように複数のクランプ素子を交差するように接続する。これにより、上述した第1の実施形態により得られる効果に加え、位置に依存したクランプ素子の特性ばらつきが生じた場合であっても、クランプ素子の特性を平均化し特性ばらつきの影響を緩和することができ、クランプ回路を介したビット線BLi、/BLiと基準電位VSSとの間の抵抗値をビット線BLi、/BLiによらずほぼ等しくすることができる。
なお、上述した第1及び第2の実施形態では、クランプ回路を抵抗、トランジスタ、あるいは抵抗とトランジスタとにより構成したが、クランプ回路として定電流源を用いても良く、コラム部の2本のビット線から等しい量の電荷をそれぞれ引くことができ、上述した第1及び第2の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、上述した第1〜第3の実施形態では、トランジスタはすべてNチャネルMOSトランジスタを用いていたが本発明はこれに限定されるものではない。
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
Claims (12)
- 複数のワード線と、
上記ワード線にそれぞれ隣接して設けたプレート線と、
上記ワード線及びプレート線に対して直交する方向に設けた複数のビット線と、
上記ワード線及びプレート線の組と上記ビット線との交差部に設けられ、強誘電体キャパシタを有するメモリセルと、
上記ビット線と基準電位が供給されるノードとの間にそれぞれ接続され、上記ビット線を基準電位が供給されるノードに接続するクランプ回路とを備え、
上記クランプ回路は、複数のクランプ素子をそれぞれ有し、1対の上記ビット線に対応するクランプ回路間で、上記複数のクランプ素子を交差するように接続することを特徴とする半導体記憶装置。 - 複数のワード線と、
上記ワード線にそれぞれ隣接して設けたプレート線と、
上記ワード線及びプレート線に対して直交する方向に設けた複数のビット線と、
上記ワード線及びプレート線の組と上記ビット線との交差部に設けられ、強誘電体キャパシタを有するメモリセルと、
上記ビット線と基準電位が供給されるノードとの間にそれぞれ接続され、上記ビット線を基準電位が供給されるノードに接続するクランプ回路とを備え、
上記クランプ回路は、2つのクランプ素子をそれぞれ有し、1対のビット線にそれぞれ接続された第1のクランプ回路及び第2のクランプ回路にて、上記第1のクランプ回路の第1のクランプ素子と上記第2のクランプ回路の第2のクランプ素子とを接続し、上記第2のクランプ回路の第1のクランプ素子と上記第1のクランプ回路の第2のクランプ素子とを接続することを特徴とする半導体記憶装置。 - 上記メモリセルは、1つのトランジスタと1つの強誘電体キャパシタとをそれぞれ有することを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体記憶装置。
- 上記メモリセルは、2つのトランジスタと2つの強誘電体キャパシタとをそれぞれ有し、上記ワード線及びプレート線の組と1対の上記ビット線との交差部に設けられることを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、一端が上記ビット線に接続され、他端が上記基準電位が供給されるノードに接続された抵抗であることを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、上記ビット線と上記基準電位が供給されるノードとの間を電気的に接続するか否かを制御するスイッチング機能を有することを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、ドレインが上記ビット線に接続され、ゲートが制御信号線に接続されたトランジスタと、当該トランジスタのソースに一端が接続され、他端が上記基準電位が供給されるノードに接続された抵抗とを有することを特徴とする請求項6に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、上記ビット線間の電位差を増幅するためのセンスアンプが活性化しているときには、上記ビット線と上記基準電位が供給されるノードとの間を絶縁することを特徴とする請求項6に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、データの書込み動作時には、上記ビット線と上記基準電位が供給されるノードとの間を絶縁することを特徴とする請求項6に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、上記ビット線間の電位差を増幅するためのセンスアンプが活性化しているとき及びデータの書込み動作時には、上記ビット線と上記基準電位が供給されるノードとの間を絶縁することを特徴とする請求項6に記載の半導体記憶装置。
- 上記基準電位はグランドレベルであることを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体記憶装置。
- 上記クランプ回路は、定電流源回路であることを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体記憶装置。
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