JP4201698B2

JP4201698B2 - トラッキング誤差信号検出装置

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Publication number: JP4201698B2
Application number: JP2003423113A
Authority: JP
Inventors: 聡史桑原
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2003-12-19
Filing date: 2003-12-19
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2023-12-19
Also published as: JP2005182927A

Description

この発明は、本発明は、分割受光素子の出力信号間の位相差からトラッキング誤差信号を検出するトラッキング方式（以下、ＤＰＤ法（ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＰｈａｓｅＤｅｔｅｃｔｉｏｎ）という。）に関し、特に、記録密度が高く、符号間干渉の大きいシステムにおいて、当該トラッキング誤差信号の品質が劣化することを改良したトラッキング誤差信号検出装置に関する。

近年、分割受光素子の出力信号間の位相差からトラッキング誤差信号を検出するトラッキング方式（ＤＰＤ法（ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＰｈａｓｅＤｅｔｅｃｔｉｏｎ））が注目され、光ディスクドライブ装置に多く用いられている。

図６は、従来のトラッキング誤差信号検出装置のブロック図を示すものである。

図６において、６０１は分割受光素子であり、互いに直交する分割線で分割された受光素子６０１ａ、６０１ｂ、６０１ｃ、６０１ｄで構成される。

６０２ａ、６０２ｂは加算器であり、それぞれ対角に位置する受光素子６０１ａと受光素子６０１ｃの出力及び受光素子６０１ｂと受光素子６０１ｄの出力を加算し、信号ＡＣ１と信号ＢＤ１を出力する。即ち、加算器６０２ａにて、受光素子６０１ａと受光素子６０１ｃの出力を加算し、信号ＡＣ１を出力し、加算器６０２ｂにて、受光素子６０１ｂと受光素子６０１ｄの出力を加算し、信号ＢＤ１を出力する。

この受光素子６０１は、光ディスクにおける情報トラック付近に読み取りレーザービームを照射した際に生じる反射ビームの光路中に置かれている。上記光ディスクは所定の速度で回転しており、その反射光は上記情報トラックに記された情報ピットで変調され、それが各受光素子６０１ａ、６０１ｂ、６０１ｃ、６０１ｄから電気信号として出力される。

６０３ａ、６０３ｂはイコライザであり、信号ＡＣ１及び信号ＢＤ１の直流成分を除去するとともに、信号成分の周波数帯域のブーストを行う。イコライザ６０３ａには、信号ＡＣ１が与えられ、イコライズした信号ＡＣ２を出力する。イコライザ６０３ｂには信号ＢＤ１が与えられ、イコライズした信号ＢＤ２を出力する。

６０４ａ、６０４ｂは二値化回路であり、上記イコライザを通過した信号ＡＣ１及びＢＤ１をそれぞれグランドレベルを閾値にして二値化を行い、２値信号のＡＣ３及びＢＤ３を出力する。

６０５は位相比較器（ＰＤ）であり、出力パルス信号間の位相差を検出して位相検出パルスを出力をする。位相比較器６０５は二値化回路６０４ａ、６０４ｂが出力する信号ＡＣ３とＢＤ３を入力する端子Ｐ１とＰ２を備え、Ｐ１端子には二値化回路６０４ａからの信号ＡＣ３が、Ｐ２端子には二値化回路６０４ｂからの信号ＢＤ３が入力される。信号ＡＣ３の位相が信号ＢＤ３に対して進んでいる場合には、出力端子Ｕより位相検出パルスＡＣ＋が出力され、信号ＢＤ３の位相が信号ＡＣ３に対して進んでいる場合には、出力端子Ｄより位相検出パルスＢＤ＋が出力される。

６０６ａ、６０６ｂはローパスフィルタ（ＬＰＦ）であり、上記位相検出パルスを積分するとともにノイズ成分を除去する。６０７は差動増幅器であり、上記ＬＰＦ６０６ａ、６０６ｂの出力を差動増幅することにより、トラッキング誤差信号（ＴＥ）を得る。

以上のように構成されたトラッキング誤差検出装置について、その動作を以下に説明する。

まず、レーザービームが情報トラックの中心線を走査する場合、分割受光素子６０１に投射される反射光は情報ピットによる干渉作用で強度分布が発生し、しかもその分布はトラック接線方向に対称に変化する。その結果、上記合成信号ＡＣ１、ＢＤ１は同相で変化する。一方、レーザービームがトラック中心線より外れると上記強度分布は反射光軸を中心に回転するように変化する。尚、回転方向はトラックずれの方向に依存する。この変化は、合成出力ＡＣ１、ＢＤ１の相互位相差として検出される。従って、両合成出力の位相差を位相比較器６０５で検出し、位相差をパルス信号として出力した後、ローパスフィルタ６０６ａ、６０６ｂでノイズ成分を除去すれば、レーザービームとトラック中心線の相互の位置誤差に応じた信号、すなわち、トラッキング誤差信号を得ることができる。

図７は、従来のトラッキング誤差信号検出装置にてＤＶＤ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃ）のトラッキング誤差信号を得る際のタイミングチャートである。ピット列は、４Ｔのピット、３Ｔのスペース、３Ｔピット、５Ｔスペース、５Ｔピット、３Ｔスペース、５Ｔピットのように並んでいる。ここで、Ｔとはチャネルクロック周波数の逆数で示される時間であり、基準速度で再生した場合のピット長をｎ×Ｔの形式で示している。ＤＶＤの場合、チャネルクロックは２６．１６ＭＨｚであり、１Ｔに相当する時間は約３８．２ｎｓｅｃであり、また、ピット長は３Ｔ〜１１Ｔ及び１４Ｔで構成されている。

本図では、レーザービームがピット列の中心から若干ずれている場合を示しており、図中（ａ）は信号ＡＣ２であり（実線にて示す）、（ｂ）は信号ＢＤ２であり（破線にて示す）、信号ＡＣ２が信号ＢＤ２に対して位相が進んでいる。（ｃ）は信号ＡＣ２を二値化回路６０４ａにてグランドレベルを閾値として二値化した信号ＡＣ３である。同様に、（ｄ）は信号ＢＤ２を二値化回路６０４ｂにてグランドレベルを閾値にて二値化した信号ＢＤ３である。これらの信号ＡＣ３、ＢＤ３が位相比較器６０５に入力され、この場合、信号ＡＣ３が信号ＢＤ３に対して位相が進んでいるため、位相比較器６０５の出力端子Ｕより位相検出パルスＡＣ＋（図中の（ｅ））が出力される。

この位相検出パルスはレーザービームがディスク上のピットに突入する際と脱出する際に出力される。尚、本例は信号ＡＣ３の位相が進んでいる場合であるため、位相比較器６０５のもう一方の出力端子Ｄからの位相検出パルスＢＤ＋（図中の（ｆ））は出力されない。

このようにして得られた位相検出パルスをＬＰＦ６０６ａ、及び６０６ｂと差動増幅器６０７により、トラッキング誤差信号を生成する。

レーザービームのピット列中心からのずれ方向が逆の場合は、位相比較器６０５の出力端子Ｕからは位相検出パルスＡＣ＋が出力されず、もう一方の出力端子Ｄからの位相検出パルスＢＤ＋が出力されることになる。

高密度記録された光ディスク媒体におけるトラッキング誤差信号の精度を上げるために、ＤＰＤ法を改良した例が種々提案されている。例えば、ＤＰＤ回路の二値化回路部前に最短ピット列の信号振幅を上げるために高域強調フィルタを搭載したもの（特許文献１参照）、ディスク上の傷等により、ＤＰＤ回路の位相比較用パルスが異常に長くなった場合、パルス幅を制限し、且つ、逆相のパルスを発生させ、ノイズ成分をキャンセルするもの（特許文献２参照）、ＤＰＤ回路の二値化回路部前にイコライザを備え、高域強調とノイズ除去を行うもの（特許文献３参照）などがある。
特許第３３３６７７８号公報特許第３２１４３７２号公報特許第３３４０４２２号公報

しかしながら、上記のような構成では、トラック上に記録されている情報の密度が高くなるほどトラッキング誤差信号の検出雑音が増えるという問題点を有していた。特に、最短ピット列の振幅低下は著しい。さらに、最短ピット列の近くに長いピットが存在すると、強い符号間干渉によって最短ピットが長いピットに吸収され独立には認識しにくくなる。これを従来のＤＰＤ法の二値化回路に与えると、最短ピット部にて閾値を越える場合と越えない場合が生じ、これにより位相比較を行うパルス信号が欠落し、トラッキング誤差信号を誤検出することになり、その結果、トラッキング誤差信号に大きなノイズが生じることになる。

図８、図９は、図６で示した従来のＤＰＤ回路を用いて高密度光ディスクメディア（例えば、青紫ＬＤを用いるＨＤＤＶＤ）での回路動作を示している。ＨＤＤＶＤでは、チャネルクロックが６４．８ＭＨｚとＤＶＤに比べ２．５倍ほど高速であり、さらに最短ピット長として２Ｔが存在する。よって、ＤＶＤと比較して最短ピットでの信号ＡＣ１、ＢＤ１の振幅は非常に小さく、また、符号間干渉の影響も大きくなる。例えば、図中の６Ｔスペースと５Ｔスペースの間にある２Ｔマークや、６Ｔマークと５Ｔマークの間にある２Ｔスペースの振幅は非常に小さくなり、二値化回路６０４ａ、６０４ｂの閾値電圧であるグランドレベルを越えず、意図する二値化出力が得られない場合が生じる。

図８、図９においても、レーザービームがピット列の中心から若干ずれている場合を示している。図８では、信号ＢＤ２を二値化回路６０４ｂにて二値化した信号ＢＤ３（図中の（ｄ））において、意図した二値化が出来なかった例を示している。本来は、点線で示す二値化信号を得たいが、図８に示すように、実線で示す二値化信号が出力される。その結果、位相差検出パルスＡＣ＋に意図しない長い幅のパルスが出力されている。

図９は、信号ＡＣ２を二値化回路６０４ａにて二値化した信号ＡＣ３（図中の（ｃ））において、意図した二値化が出来なかった例を示しており、この場合も、本来は、点線で示す二値化信号を得たいが、実線で示す二値化信号が出力される。その結果、位相差検出パルスＡＣ＋は意図する箇所で生成されず、逆に、位相差検出パルスＢＤ＋に意図しないパルスが出力されてしまう。

このように、高密度光ディスクメディアでは最短ピット長の振幅が小さくなり、また、符号間干渉が大きいため、従来のＤＰＤ回路では誤検出が生じやすく、その結果、ノイズ成分を含んだトラッキング誤差信号となってしまう。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものにして、高密度記録された光ディスク媒体を用いても十分なＳ／Ｎでトラッキング誤差信号が検出できるトラッキング誤差検出装置を提供するものである。

前述したような問題点を解決するために、本発明のトラッキング誤差信号検出装置は、光学的情報記録媒体の情報トラック付近にレーザービームを照射する手段と、その反射ビームの光路中に設けられた分割受光手段と、前記分割受光手段を構成する第１の受光素子群と第２の受光素子群の出力信号相互の位相差を検出してトラッキング誤差信号を得るトラッキング誤差信号検出装置であって、前記第１と第２の受光素子群の出力信号の各々を、第１の閾値電圧レベルにて二値化する第１の二値化回路と、前記第1の閾値より低い電圧レベルの第２の閾値電圧レベルにて二値化する第２の二値化回路と、第１の閾値電圧レベルにて二値化された第１と第２の受光素子群の出力信号の位相差を検出する第１の位相差検出器と、第２の閾値電圧レベルにて二値化された第１と第２の受光素子群の出力信号の位相差を検出する第２の位相差検出器とを備え、第１及び第２の位相差検出器が各々出力する進み位相検出パルスと遅れ位相検出パルスの内、どちらの進み位相差検出パルス或いはどちらの遅れ位相差検出パルスを利用するかを、前記第１の二値化回路で二値化した信号の立ち下がりと前記第２の二値化回路で二値化した信号の立ち上がりのタイミングに対応して生成される選択信号にて選択する選択回路を備えたことを特徴とする。

また、本発明は、第１の閾値電圧レベルはグランドレベルよりも高い電圧値に設定され、第２の閾値電圧レベルはグランドレベルよりも低い電圧値に設定することができる。

更に、前記選択回路は、第１の受光素子群の出力信号を第１及び第２の閾値電圧レベルにて二値化した信号の立ち上がり、及び、立ち下りタイミングより選択信号を生成する位相差検出パルス選択回路と、第２の受光素子群の出力信号を第１、及び、第２の閾値電圧レベルにて二値化した信号の立ち上がり、及び、立ち下りタイミングより選択信号を生成する位相差検出パルス選択回路と、を備えて構成することができる。

上記のように本発明は、二値化回路に二種類の閾値電圧を設定することにより、高密度光ディスクの最短ピット列で生じる信号振幅の低さ、符号間干渉等によるトラッキングエラー誤差信号のノイズを低減することができる。

以下、この発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に従うトラッキング誤差信号検出装置を示すブロック図である。

図１において、１０１は分割受光素子であり、互いに直交する分割線で分割された受光素子１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄで構成される。

１０２ａ、１０２ｂは加算器であり、それぞれ対角に位置する受光素子１０１ａと受光素子１０１ｃの出力及び受光素子１０１ｂと受光素子１０１ｄの出力を加算し、信号ＡＣ１と信号ＢＤ１を出力する。即ち、加算器１０２ａにて、受光素子１０１ａと受光素子１０１ｃの出力を加算し、信号ＡＣ１を出力し、加算器１０２ｂにて、受光素子１０１ｂと受光素子１０１ｄの出力を加算し、信号ＢＤ１を出力する。

この受光素子１０１は、光ディスクにおける情報トラック付近に読み取りレーザービームを照射した際に生じる反射ビームの光路中に置かれている。上記光ディスクは所定の速度で回転しており、その反射光は上記情報トラックに記された情報ピットで変調され、それが各受光素子１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄから電気信号として出力される。

１０３ａ、１０３ｂはイコライザ（ＥＱ）であり、信号ＡＣ１及び信号ＢＤ１の直流成分を除去するとともに、信号成分の周波数帯域のブーストを行う。イコライザ６１３ａには、信号ＡＣ１が与えられ、イコライズした信号ＡＣ２を出力する。イコライザ１０３ｂには信号ＢＤ１が与えられ、イコライズした信号ＢＤ２を出力する。

１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄは二値化回路であり、１２０ａ、１２０ｂは基準電圧発生回路である。二値化回路１０４ａと二値化回路１０４ｂの＋入力端子には、イコライザ１０３ａの出力である信号ＡＣ２がそれぞれ入力される。二値化回路１０４ｃと二値化回路１０４ｄの＋入力端子には、イコライザ１０３ｂの出力である信号ＢＤ２がそれぞれ入力される。

また、基準電圧発生回路１２０ａは、グランドレベルより若干電圧の高いＶ_Hを出力す
る回路であり、その出力は、第１の二値化回路としての二値化回路１０４ａと二値化回路１０４ｃの−入力端子にそれぞれ接続されている。また、基準電圧発生回路１２０ｂは、グランドレベルより若干電圧の低いＶ_Lを出力する回路であり、その出力は、第２の二値化回路としての二値化回路１０４ｂと二値化回路１０４ｄの−入力端子にそれぞれ接続されている。

よって、二値化回路１０４ａでは、信号ＡＣ２と基準電圧Ｖ_Hとの電圧を比較し、その結果を信号ＡＣ３Ｈとして出力する。同様に、二値化回路１０４ｂでは信号ＡＣ２と基準電圧Ｖ_Lとの電圧を比較し、その結果を信号ＡＣ３Ｌとして出力する。

また、二値化回路１０４ｃは信号ＢＤ２と基準電圧Ｖ_Hとの電圧を比較し、その結果を信号ＢＤ３Ｈとして出力し、二値化回路１０４ｄでは信号ＢＤ２と基準電圧Ｖ_Lとの電圧を比較し、その結果を信号ＢＤ３Ｌとして出力する。

１０５は本発明に用いられる位相比較器であり、その詳細な構造を図２及び図３に示す。図２は位相比較器１０５の内部構造を示しており、その内部には、従来と同様な位相比較器２０１ａと位相比較器２０１ｂを２回路搭載している。

位相比較器２０１ａの動作は、同位相比較器２０１ａのＰ１端子（位相比較器１０５のＰ１Ｈ端子）に入力される信号ＡＣ３ＨとＰ２端子（位相比較器１０５のＰ２Ｈ端子）に入力される信号ＢＤ３Ｈの位相を比較し、ＡＣ３ＨがＢＤ３Ｈに対して位相が進んでいる場合は、位相比較器２０１ａのＵ端子（位相比較器１０５のＵＨ端子）から位相検出パルスＡＣＨ＋を出力し、逆に、ＢＤ３ＨがＡＣ３Ｈに対して位相が進んでいる場合は、位相比較器２０１ａのＤ端子（位相比較器１０５のＤＨ端子）から位相検出パルスＢＤＨ＋を出力する。

また、位相比較器２０１ｂの動作は、同位相比較器２０１ｂのＰ１端子（位相比較器１０５のＰ１Ｌ端子）に入力される信号ＡＣ３ＬとＰ２端子（位相比較器１０５のＰ２Ｌ端子）に入力される信号ＢＤ３Ｌの位相を比較し、ＡＣ３ＬがＢＤ３Ｌに対して位相が進んでいる場合は、位相比較器２０１ｂのＵ端子（位相比較器１０５のＵＬ端子）から位相検出パルスＡＣＬ＋を出力し、逆に、ＢＤ３ＬがＡＣ３Ｌに対して位相が進んでいる場合は、位相比較器２０１ｂのＤ端子（位相比較器１０５のＤＬ端子）から位相検出パルスＢＤＬ＋を出力する。

すなわち、位相比較器２０１ａは信号ＡＣ２と信号ＢＤ２を基準電圧発生回路１２０ａが出力するＶ_Hを閾値として二値化した信号であるＡＣ３ＨとＢＤ３Ｈとの位相比較を行い、位相比較器２０２ｂは、信号ＡＣ２と信号ＢＤ２を基準電圧発生回路１２０ｂが出力するＶ_Lを閾値として二値化した信号であるＡＣ３ＬとＢＤ３Ｌとの位相比較を行っている。

そして、この位相比較器１０５は、例えば、信号ＡＣが信号ＢＤに対して位相が進んでいる場合、閾値Ｖ_Hにて検出した位相検出パルスＡＣＨ＋と、閾値Ｖ_Lにて検出した位相検出パルスＡＣＬ＋の二種類の位相検出パルスを出力する。同様に、信号ＢＤが信号ＡＣに対して位相が進んでいる場合は、閾値Ｖ_Hにて検出した位相検出パルスＢＤＨ＋と、閾値Ｖ_Lにて検出した位相検出パルスＢＤＬ＋の二種類の位相検出パルスを出力する。

２０２ａと２０２ｂは、位相検出パルス選択回路であり、上述した二種類の位相検出パルスの内、どちらの検出パルスを利用するかを決める選択信号を出力する。

この位相検出パルス選択回路２０２ａ及び位相検出パルス選択回路２０２ｂの構造を図３に示す。同図において、３０１ａ、３０１ｂは抵抗素子、３０２ａ、３０２ｂはコンデンサであり、抵抗素子とコンデンサによるＲＣ積分回路を構成している。３０３ａ、３０３ｂはインバーター回路、３０４はＯＲ回路、３０５はＮＡＮＤ回路であり、ＯＲ回路３０４の出力は、フリップフロップ３０６のプリセット端子（／ＰＲ）に接続され、ＮＡＮＤ回路３０５の出力は同フリップフロップ３０６のクリア端子（／ＣＬＲ）に接続されている。この位相検出パルス選択回路２０２ａ、２０２ｂは、端子ＰＨに入力される二値化信号のレベルがＨからＬへの立ち下り時にフリップフロップ３０６のプリセット端子（／ＰＲ）にＬレベルのパルスを与え、同フリップフロップの出力端子Ｑの出力をＨとする。また、端子ＰＬに入力される二値化信号のレベルがＬからＨへの立ち上がり時にフリップフロップ３０６のクリア端子（／ＣＬＲ）にＬレベルのパルスを与え、同フリップフロップの出力端子Ｑの出力をＬとする。同フリップフロップ３０６の出力端子Ｑは位相検出パルス選択回路２０２ａ、２０２ｂの出力端子ＳＥＬに接続される。さらに、位相検出パルス選択回路２０２ａの出力信号は位相比較器１０５の出力端子ＳＥＬＵに接続され、信号ＳＥＬＡＣ＋を出力し、位相検出パルス選択回路２０２ｂの出力信号は位相比較器１０５の出力端子ＳＥＬＤに接続され、信号ＳＥＬＢＤ＋を出力する。

１０６ａ、１０６ｂはデータセレクタであり、二つの入力信号の内、どちらの信号を出力するかは位相比較器１０５から出力される選択信号の論理レベルによって決定される。データセレクタ１０６ａの場合、選択信号に相当する信号ＳＥＬＡＣ＋がＨの時、信号ＡＣＨ＋を出力し、信号ＳＥＬＡＣ＋がＬの時、信号ＡＣＬ＋を出力する。データセレクタ１０６ｂの場合、選択信号に相当する信号ＳＥＬＢＤ＋がＨの時、信号ＢＤＨ＋を出力し、信号ＳＥＬＢＤ＋がＬの時、信号ＢＤＬ＋を出力する。

データセレクタ１０６ａ、１０６ｂにて選択された位相検出パルスＡＣ＋とＢＤ＋は、従来と同様なローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７ａ、１０７ｂと差動増幅器１０８によって、トラッキング誤差信号（ＴＥ）を得る。

上記したように、この実施形態におけるトラッキング誤差信号検出装置は、二値化回路の閾値電圧を従来のような一種類（例えば、グランドレベル）のようではなく、二種類の閾値レベル（Ｖ_HとＶ_L）を備え、そして、この二種類の閾値で二値化した信号から得られる二つの位相検出パルスの内、どちらの検出パルスを利用するかを決定する手段に、二種類の閾値レベル（Ｖ_HとＶ_L）で二値化した信号を用いていることにより、高密度光ディスクの最短ピット列で生じる信号振幅の低さ、符号間干渉等によるトラッキングエラー誤差信号のノイズを低減することができる。

前述してきたブロック図の回路動作を図４、図５のタイミングチャートを参照して説明する。図４及び図５ともピット列は同じであり、その並びは、３Ｔのスペース、３Ｔのピット、３Ｔスペース、３Ｔピット、６Ｔスペース、２Ｔピット、５Ｔスペース、６Ｔピット、２Ｔスペース、５Ｔピット、・・・となっており、従来例で示した図８、図９とも同様である。従来例（図８、図９）では、６Ｔスペースと５Ｔスペースの間にある２Ｔピットや、６Ｔピットと５Ｔピットの間にある２Ｔスペース箇所において、強い符号間干渉により意図する二値化が行われなく、位相差検出パルスＡＣ＋、ＢＤ＋にノイズ成分が乗った。

図４は、信号ＡＣ２（実線で示す）が信号ＢＤ２（破線で示す）に対して位相が進んでいる場合の各部の動作信号を示し、図５は、信号ＢＤ２が信号ＡＣ２に対して位相が進んでいる場合を示している。

図４において、（ｃ）は信号ＡＣ２を閾値レベルＶ_Hにて二値化した信号ＡＣ３Ｈ、（ｄ）は信号ＡＣ２を閾値レベルＶ_Lにて二値化した信号ＡＣ３Ｌ、（ｅ）は信号ＢＤ２を閾値レベルＶ_Hにて二値化した信号ＢＤ３Ｈ、（ｆ）は信号ＢＤ２を閾値レベルＶ_Lにて二値化した信号ＢＤ３Ｌである。

ここで、符号間干渉が大きい６Ｔスペースと５Ｔスペースの間にある２Ｔピット部での各信号をみると、閾値レベルＶ_Hを用いた二値化回路１０４ａ（１０４ｃ）では２Ｔピットを検出できているが、閾値レベルＶ_Lを用いた二値化回路１０４ｂ（１０４ｄ）では検出できていないのが分かる。また、同様に符号間干渉が大きい６Ｔピットと５Ｔピットの間にある２Ｔスペース部での各信号をみると、閾値レベルＶ_Hを用いた二値化回路では１０４ａ（１０４ｃ）２Ｔピットを検出できていないが、閾値レベルＶ_Lを用いた二値化回路１０４ｂ（１０４ｄ）では検出できていることが分かる。

（ｇ）は閾値Ｖ_Hにて二値化した信号ＡＣ３ＨとＢＤ３Ｈとの位相比較を行い、信号ＡＣが進み位相である際に生成される位相検出パルスＡＣＨ＋であり、（ｈ）は閾値Ｖ_Lにて二値化した信号ＡＣ３ＬとＢＤ３Ｌとの位相比較を行い、信号ＡＣが進み位相である際に生成される位相検出パルスＡＣＬ＋である。

（ｉ）は、位相検出パルス選択回路２０２ａの出力信号であるＳＥＬＡＣ＋であり、信号ＡＣ３Ｈの立ち下り時にＨにセットされ、信号ＡＣ３Ｌの立ち上がり時にＬにクリアされる。この信号ＳＥＬＡＣ＋はデータセレクタ１０６ａの選択信号となり、Ｈの時、信号ＡＣＨ＋を出力し、Ｌの時、信号ＡＣＬ＋を出力する。この結果、同図（ｊ）の信号ＡＣ＋が生成され、これが最終的な位相検出パルスとなる。この信号ＡＣ＋は、各ピットの突入時と脱出時に位相パルスを出力しており、従来例（図８、図９）に示したような符号間干渉により二値化回路の誤動作が発生していないことが分かる。

尚、（ｋ）は閾値Ｖ_Hにて二値化した信号ＡＣ３ＨとＢＤ３Ｈとの位相比較を行い、信号ＢＤが進み位相である際に生成される位相検出パルスＢＤＨ＋であり、（ｌ）は閾値Ｖ_Lにて二値化した信号ＡＣ３ＬとＢＤ３Ｌとの位相比較を行い、信号ＢＤが進み位相である際に生成される位相検出パルスＢＤＬ＋であるが、このタイミングチャートは信号ＡＣが進み位相の例であるため、信号ＢＤＨ＋、ＢＤＬ＋とも出力は無く常にＬレベルである。

（ｍ）は、位相検出パルス選択回路２０２ｂの出力信号であるＳＥＬＢＤ＋であり、信号ＢＤ３Ｈの立ち下り時にＨにセットされ、信号ＢＤ３Ｌの立ち上がり時にＬにクリアされる。本信号ＳＥＬＢＤ＋はデータセレクタ１０６ｂの選択信号となり、Ｈの時、信号ＢＤＨ＋を出力し、Ｌの時、信号ＢＤＬ＋を出力するが、前述したように、このタイミングチャートは信号ＡＣが進み位相の例であるため、信号ＢＤＨ＋、ＢＤＬ＋ともＬレベルであるため、データセレクタ１０６ｂの出力である信号ＢＤ＋（同図（ｎ））は常にＬレベルとなる。

このようにして得た位相検出パルスＡＣ＋とＢＤ＋は、従来と同様なローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７ａ、１０７ｂと差動増幅器１０８によって、トラッキング誤差信号（ＴＥ）を得ることができる。

図５は、信号ＢＤ２が信号ＡＣ２に対して位相が進んでいる場合の各部の動作信号を示しており、図４との相違点のみ説明する。

位相検出パルスＡＣＨ＋（ｇ）とＡＣＬ＋（ｈ）は、ＡＣ信号が進み位相の場合に発生する信号であるため、この例では発生せず常にＬレベルとなり、同様に、信号ＡＣ＋（ｊ）も常にＬレベルである。その代わりに、位相検出パルスＢＤＨ＋（ｋ）とＢＤＬ＋（ｌ）に出力パルスが発生し、位相検出パルス選択信号ＳＥＬＢＤ＋により選択され、最終的な位相検出パルスＢＤ＋（ｎ）が生成される。

この信号ＢＤ＋においても、各ピットの突入時と脱出時に位相パルスを出力しており、従来例（図８、図９）に示したような符号間干渉により二値化回路の誤動作が発生していないことが分かる。

尚、上記した実施形態では、位相検出パルス選択回路において抵抗素子とコンデンサによる積分回路を用いて入力信号の立ち上がり、立ち下りを検出し、位相検出パルス選択信号を生成したが、別の遅延手段（例えばバッファ等の遅延）を利用することが可能である。

また、この実施形態では、二値化回路の閾値電圧に二つの基準電圧発生回路１２０ａ、１２０ｂの出力する固定電圧Ｖ_HとＶ_Lを用いているが、システムコントローラ等によりこの閾値電圧を微調整可能な形態とし、トラッキング誤差信号の品質が最も良くなるように当該閾値電圧を調整できるようにするのが望ましい。

本発明の実施形態に従うトラッキング誤差信号検出装置を示すブロック図である。本発明の実施形態に従うトラッキング誤差信号検出装置内の位相比較器を示すブロック図である。図２の位相比較器内の位相検出パルス選択回路の構成例を示すブロック図である。本発明の実施形態に従うトラッキング誤差信号検出装置の動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に従うトラッキング誤差信号検出装置の動作を示すタイミングチャートである。従来のトラッキング誤差信号検出装置を示すブロック図である。従来のトラッキング誤差信号検出装置にてＤＶＤ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃ）のトラッキング誤差信号を得る際のタイミングチャートである。図６で示した従来のＤＰＤ回路を用いて高密度光ディスクメディアでの回路の不具合動作を示すタイミングチャートである。図６で示した従来のＤＰＤ回路を用いて高密度光ディスクメディアでの回路の不具合動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１０１分割受光素子
１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄ受光素子
１０２ａ、１０２ｂ加算器
１０３ａ、１０３ｂイコライザ
１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄ二値化回路
１２０ａ、１２０ｂ基準電圧発生回路
１０５位相比較器
２０１ａ、２０１ｂ位相比較器
２０２ａ、２０２ｂ位相検出パルス選択回路
１０６ａ、１０６ｂデータセレクタ
１０７ａ、１０７ｂローパスフィルタ
１０８差動増幅器

Claims

光学的情報記録媒体の情報トラック付近にレーザービームを照射する手段と、その反射ビームの光路中に設けられた分割受光手段と、前記分割受光手段を構成する第１の受光素子群と第２の受光素子群の出力信号相互の位相差を検出してトラッキング誤差信号を得るトラッキング誤差信号検出装置であって、前記第１と第２の受光素子群の出力信号の各々を、第１の閾値電圧レベルにて二値化する第１の二値化回路と、前記第1の閾値より低い電圧レベルの第２の閾値電圧レベルにて二値化する第２の二値化回路と、第１の閾値電圧レベルにて二値化された第１と第２の受光素子群の出力信号の位相差を検出する第１の位相差検出器と、第２の閾値電圧レベルにて二値化された第１と第２の受光素子群の出力信号の位相差を検出する第２の位相差検出器とを備え、第１及び第２の位相差検出器が各々出力する進み位相検出パルスと遅れ位相検出パルスの内、どちらの進み位相差検出パルス或いはどちらの遅れ位相差検出パルスを利用するかを、前記第１の二値化回路で二値化した信号の立ち下がりと前記第２の二値化回路で二値化した信号の立ち上がりのタイミングに対応して生成される選択信号にて選択する選択回路を備えたことを特徴とするトラッキング誤差信号検出装置。
第１の閾値電圧レベルはグランドレベルよりも高い電圧値に設定され、第２の閾値電圧レベルはグランドレベルよりも低い電圧値に設定することを特徴とする請求項１に記載のトラッキング誤差信号検出装置。
前記選択回路は、第１の受光素子群の出力信号を第１及び第２の閾値電圧レベルにて二値化した信号の立ち上がり、及び、立ち下りタイミングより選択信号を生成する位相差検出パルス選択回路と、第２の受光素子群の出力信号を第１、及び、第２の閾値電圧レベルにて二値化した信号の立ち上がり、及び、立ち下りタイミングより選択信号を生成する位相差検出パルス選択回路と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のトラッキング誤差信号検出装置。