JP4200723B2

JP4200723B2 - ダイバーシチ受信装置

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Publication number: JP4200723B2
Application number: JP2002280734A
Authority: JP
Inventors: 美俊藤元; 純志今井; 修朗伊藤; 伝幸柴田; 勝史三田
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2002-09-26
Filing date: 2002-09-26
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2022-09-26
Also published as: JP2004120335A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数本のアンテナを備えた移動体通信等に有用なダイバーシチ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信等に有用なダイバーシチ受信装置としては、例えば、下記の特許文献１、特許文献２に記載されているもの等が一般にも広く知られている。
例えば、前者は主に最大比合成法を実行するものであり、後者はＯＦＤＭ信号を受信して周波数スペクトル信号を生成し、加重平均処理（重み付け等）を行って復調部に出力するものである。
これらの受信方式は、移動体通信において、受信情報の品質を高めるのに一定以上の効果をもたらす。
【０００３】
図９は、従来のダイバーシチ受信装置８００の論理的なシステム構成図である。チューナ１０は、例えばＶＨＦやＵＨＦ等の受信帯域を選択する。受信帯域制限機能の他にも周波数変換機能、Ａ／Ｄ変換機能、増幅機能等の各種機能を持ったものがある。合成装置２０（受信波合成部）は、例えば最大比合成法等により、各アンテナＡ_n（１≦ｎ≦Ｎ）からの受信波を合成する。本図９のダイバーシチ受信装置８００では、Ｎ＝４となっている。
【０００４】
この合成装置２０（受信波合成部）は、下記の特許文献１中に記載されているダイバーシチ回路１００（特許文献１の図１）、ダイバーシチ回路２００（特許文献１の図２）、或いは特許文献１中に記載されているダイバーシチ回路３００（特許文献１の図４）に相当し得る部分である。
尚、本図９の符号３０はＦＦＴ演算装置（ＦＦＴ演算部）を示しており、符号５０は復調器（復調部）を示している。
【０００５】
この方式は信号の全帯域を一括して各アンテナ素子からの受信信号に対して位相を制御して合成する方式であり、構成が簡単である。また、信号の変調方式に依存せず、信号同期が必須ではないことから、低コストで効果が高い。ただし、随時算定すべき複素重み係数Ｗ₁₁，Ｗ₁₂，Ｗ₁₃，Ｗ₁₄等の最適値は、厳密には周波数依存性を有するので、受信信号が広帯域に渡る場合には必ずしも最適な制御方式とは言えない。
【０００６】
図１０は、従来のダイバーシチ受信装置９００の論理的なシステム構成図である。ＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）は、離散的なフーリエ変換処理を高速に実行する装置で、前段に直列／並列変換器を、後段に並列／直列変換器をそれぞれ具備（内蔵）して構成することができる。図１０のＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）と、周波数スペクトル合成部４０は、それぞれ、例えば下記の特許文献２中に記載されているフーリエ変換部１１（特許文献２の図１〜図４）や、特許文献２中に記載されている周波数スペクトル合成部１０４（特許文献２の図１〜図４）に相当し得る部分である。
【０００７】
この方式はＯＦＤＭ専用の方式で、ＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）によって分離されたＴＶチャンネル等の各キャリア単位に合成処理を行う。この方式は広帯域の信号に対して各キャリア（或いは各サブキャリア）毎に重みを決定することができるので、ダイバーシチ効果が高い。しかし、同期確立の状態の善し悪しにより受信品質が影響される。また、ＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）がアンテナ数必要なため、アンテナの本数が大きいと装置全体として比較的大きく高価なハードウェア構成となってしまう。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−１５６６８９号公報（第３〜５頁、図１〜図４）
【特許文献２】
特開平１１−２０５２０８号公報（第５〜１６頁、図１〜図１１）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図９、図１０に例示される上記の従来技術は、それぞれ動作原理が異なるので、両者を巧く組み合わせることにより、更に受信品質を改善することができるのではないかと期待される。
【００１０】
図１は、上記の２つの従来技術から応用が連想され得るダイバーシチ受信装置１１０の論理的なシステム構成図である。例えばこの様に、上記の２つの従来技術の各々の長所を備えたこの様な装置を構成した場合、勿論、従来よりも更に受信品質を改善することができる。
しかしながら、この様な構成によれば、各ＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）毎にそれぞれ４本ものアンテナが必要となってしまう。
【００１１】
より一般には、図１の構成に習えば、（合成装置２０の入力配線本数）×（ＦＦＴ演算装置３０の台数）分のアンテナ本数が必要となる。即ち、期待できる受信品質の割に、多くのアンテナが必要となってしまう。
したがって、図１の様な単純な構成では、期待できる受信品質の割に、大きく高価なシステムを構成しなくてはならない。
【００１２】
図２は、上記の２つの従来技術から応用が連想され得るもう一つのダイバーシチ受信装置１２０の論理的なシステム構成図である。この構成は、各合成装置２０の間でアンテナ（Ａ₁〜Ａ₄）を共有させたものである。この様な構成に従えば、従来よりも大幅にアンテナ本数を削減することができる。
しかしながら、この様な構成に従えば、各ＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）に入力される信号の周波数特性が全く同じになってしまうため、周波数スペクトル合成を実行する意義が失われてしまう。
【００１３】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、図９、図１０に例示される上記の従来技術を巧く組み合わせることにより、従来よりも受信品質の高いダイバーシチ受信装置、或いは、受信品質の割に比較的安価又は小規模なダイバーシチ受信装置を実現することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段、並びに、作用及び発明の効果】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、複数整数Ｎ本のアンテナを備えた移動体通信に用いられるダイバーシチ受信装置において、アンテナにより受信された複数の受信波を複素重み係数を用いて合成するＮ以下で複数整数Ｍ個の受信波合成部と、受信波合成部のそれぞれにより合成された信号を、それぞれ、フーリエ変換するＦＦＴ演算部と、ＦＦＴ演算部のそれぞれから出力される信号の周波数スペクトルを１つの出力信号に合成する周波数スペクトル合成部と、周波数スペクトル合成部の出力信号を復調する復調部と有し、複数の受信波合成部のうちの少なくとも一つの受信波合成部の前段に、あるアンテナにより受信された受信波に、他のアンテナにより受信された他の受信波を遅延及び減衰させて合成する遅延合成部を設けたことを特徴とする。
【００１５】
例えば、図２のダイバーシチ受信装置１２０の合成装置２（受信波合成部２）の前段に、上記の様な遅延合成部を設け場合を考えると、この時、合成装置１（受信波合成部１）に入力される受信波と、合成装置２（受信波合成部２）に入力される受信波とは、全く同じものにはならない。これは、上記の遅延合成部が、受信波に他の受信波を遅延及び減衰させて合成するために他ならない。
以下、この様に遅延合成部によって、モディファイ（改変）された受信波を改変波と呼ぶ。
【００１６】
この様な遅延合成部を適当に構成することにより、例えば、遅延し減衰した遅延波を含んだ、ダイバーシチ受信処理に好適な受信波モデル（＝改変波）をシミュレートする等の機能を、少なくとも何れか１つの受信波合成部ｍ（１≦ｍ≦Ｍ）の前段に、作り込むこと等が可能となる。即ち、上記の遅延合成部により、元来の受信波とは相異なる適当な受信波（＝改変波）を仮想的に構成することができるので、本発明の手段によれば、周波数スペクトル合成を実行する意義が失われない。
【００１７】
したがって、本発明のシステム構成に従えば、アンテナ本数を効果的に削減することができると共に、ダイバーシチ受信と周波数スペクトル合成の両者の効果を同時に引き出すことができ、その結果、従来よりも受信品質の高いダイバーシチ受信装置、或いは、受信品質の割に比較的安価又は小規模なダイバーシチ受信装置を実現することができる。
【００１８】
また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、上記の整数Ｍの値を２以上４以下にすることである。
この様な構成に従えば、比較的高価なＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）を少数に抑えることができるので、受信品質の割に比較的安価で小規模なダイバーシチ受信装置を実現することができる。
【００１９】
尚、特別に高い受信品質を要請されることのない、一般車両等に搭載するダイバーシチ受信装置等では、上記の整数Ｍの値は２程度で十分なことが多い。これは、受信品質が必ずしもＦＦＴ演算部（ＦＦＴ演算装置３０）の数に比例しない等の事情によるものである。ＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）の数を少数に抑える程、安価なダイバーシチ受信装置を構成することが容易となることは言うまでもない。
【００２０】
また、本発明の第３の手段は、上記の第１又は第２の手段において、上記の整数Ｎの値を２以上８以下にすることである。
この様な構成に従えば、アンテナ素子や配線数（或いは入力インターフェイス）を少数に抑えることができるので、受信品質の割に比較的安価で小規模なダイバーシチ受信装置を実現することができる。
【００２１】
また、本発明の第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、各受信波合成部の何れにおいても、入力された受信波を最大比合成法に従って合成することである。
この様な構成に従えば、本発明に適合し得る最も合理的な方法（最大比合成法）により、最も高いダイバーシチ効果を得ることができる。
【００２２】
また、本発明の第５の手段は、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段の遅延合成部において、他の受信波を減衰させるときの振幅の減衰比ρを、約0.１以上、0.７以下にすることである。
【００２３】
例えば、受信波Ｘ₁₂を遅延及び減衰させて、受信波Ｘ₁₁に足し合わせることにより改変波Ｘ₂₁を生成する場合、この改変波Ｘ₂₁は次式（１）に示す様に定式化することができる。ただし、ｔは時刻（サンプリング時刻）、ΔＴは遅延時間、ｃ₁₂は位相情報をも含んだ複素係数である。
【数１】
Ｘ₂₁（ｔ）＝Ｘ₁₁（ｔ）＋ｃ₁₂Ｘ₁₂（ｔ−ΔＴ） …（１）
この複素係数ｃ_1nの値は、遅延及び減衰される受信波（Ｘ_1n）毎に設定することができる。また、この時、例えばＸ₁₂に対する減衰比ρ₁₂は、次式（２）で定義される。
【数２】
ρ₁₂＝｜ｃ₁₂｜ …（２）
【００２４】
これらの減衰比ρの値が小さ過ぎると、受信波に対する改変効果が不十分になり、よって、上記の作用・効果も不十分となってしまい望ましくない。また、この減衰比ρの値が大き過ぎると、改変効果が大き過ぎて、本来の受信状態から掛け離れたシミュレーション結果（改変受信状態）が生成されてしまい、実際の受信状態を表現する上で望ましくない。
【００２５】
特に、ρ＝１とした場合、キャリア（又はサブキャリア）の周波数によっては、改変波の振幅（例：式（１）の左辺）が、恒等的に０になってしまう部位が、周波数軸上の所々に発現する等して、全く望ましくない。
これらの事情から、上記の遅延合成部においては、入力（受信）された受信波に他の受信波を遅延及び減衰させて合成する際の振幅の減衰比ρを、約0.１以上、0.７以下にすると効果がある。
【００２６】
また、本発明の第６の手段は、上記の第５の手段において、上記の減衰比ρを１／２，１／４、又は１／８にすることである。
この様な設定は、例えば、上記の式（１）、式（２）において、例えばｃ₁₂＝１／２，１／４、又は１／８等とすることにより、実施することができる。位相については任意でも良い。即ち、この様な設定は、２進数で処理される演算装置において、受信信号のデータを１ビット、２ビット、或いは３ビットだけ右側にシフトするだけで実現することができる。したがって、上記の手段によれば、装置構成を簡潔にしたり、処理ソフトを簡潔にしたり、或いは演算時間を短縮したりすることができる。
【００２７】
また、本発明の第７の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段の遅延合成部において、他の受信波を遅延させるときの遅延時間ΔＴを、受信帯域の帯域幅Δｆに対してΔＴ≧１／Δｆを満たす値に設定することである。
この様な設定により、受信波に対して改変波を必要程度にまで異ならせることができる。したがって、この設定により、本発明の効果を得ることができる。
また、ＯＦＤＭ通信方式を利用する場合、上記の遅延時間ΔＴの長さ（上限値）は、参照信号を用いて行われる同期処理が可能又は容易となる範囲内に留めておくべきであることは言うまでもない。
【００２８】
また、本発明の第８の手段は、上記の第１乃至第７の何れか１つの手段の遅延合成部において、合成するときの両受信波の位相差（即ち、受信波と改変波との位相差）を、受信帯域の中心周波数を基準として±９０°又は±２７０°ずらすことである。
【００２９】
この様な処理は、例えば複素係数ｃ₁₂に関しては、次式（３）に例示する様な設定を実施することと等価である。
【数３】
ｃ₁₂＝（ｉ）^2k-1・ρ₁₂ （ｉは虚数単位、ｋは任意の整数）…（３）
【００３０】
一般に、受信波と改変波とを位相レベルで相異なるものにすることによっても、２つのＦＦＴ演算部（ＦＦＴ演算装置３０）に入力される信号は、スペクトル空間において異質と成り得る。このため、任意の位相改変処理も、本発明の作用・効果を得る上で有効と成り得る。したがって、勿論、その角度を±９０°又は±２７０°に限定した上記の位相改変処理も、本発明の作用・効果を得る上で有効となる。
【００３１】
また、式（１）の受信波（Ｘ₁₁（ｔ））や改変波（Ｘ₂₁（ｔ））が複素数で表現されることからも判る様に、これらの波の位相を±９０°又は±２７０°ずらす信号処理は、これらの信号の実部と虚部とを入れ換える処理と、符号（±）を調整する（正しくする）処理だけで実現することができる。したがって、この様な手段は、極めて簡潔に構成・実行することができるので、上記の位相改変処理は特に工業的な意義が大きいと言える。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例に限定されるものではない。
〔第１実施例〕
図３は、本第１実施例のダイバーシチ受信装置２００の論理的なシステム構成図である。即ち、本第１実施例では、全アンテナ本数Ｎは４であり、全合成装置台数Ｍ（受信波合成部の数）は２である。また、本図３中の受信波合成部２０（合成装置１，合成装置２）は、図９や或いは図１、図２に記載したものと同等のものである。
【００３３】
また、本図３中のＦＦＴ演算装置３０（ＦＦＴ演算部）、周波数スペクトル合成部４０、及び復調器５０（復調部）については、図１０や或いは図１、図２に記載したものと同等のものである。
【００３４】
即ち、本第１実施例のダイバーシチ受信装置２００（図３）の特徴は、図２のダイバーシチ受信装置１２０の合成装置２（受信波合成部２０の内の１つ）の前段に、本発明の遅延合成装置１５（遅延合成部）が挿入された形に構成されている点にある。この遅延合成装置１５の設置により、合成装置２に対しては、以下のような改変波Ｘ_2n（１≦ｎ≦Ｎ）が入力されることになる。
【００３５】
【数４】
Ｘ₂₁（ｔ）＝Ｘ₁₁（ｔ）＋ｃ₁₂Ｘ₁₂（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₂（ｔ）＝Ｘ₁₂（ｔ）＋ｃ₁₁Ｘ₁₁（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₃（ｔ）＝Ｘ₁₃（ｔ）＋ｃ₁₄Ｘ₁₄（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₄（ｔ）＝Ｘ₁₄（ｔ）＋ｃ₁₃Ｘ₁₃（ｔ−ΔＴ）． …（４）
【数５】
ｃ₁₁＝ｃ₁₂＝ｃ₁₃＝ｃ₁₄＝ｉ／２ …（５）
【数６】
ΔＴ＝８／ＢＷ …（６）
ただし、ｉは虚数単位、ＢＷは必要な各キャリアを包括する受信帯域のバンド幅である。
【００３６】
例えば９０ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚの帯域に属する各ＴＶチャンネルを受信したい場合には、ＢＷ＝１８ＭＨｚに設定すれば良い。このΔＴの値は、勿論、ＯＦＤＭ通信で参照信号を用いて行われる同期処理等が可能又は容易となる範囲内に留めておくべきであるが、その範囲内であれば、１／ＢＷ以上の任意の値を取ることができる。また、上記の式（４）では、遅延幅ΔＴを全ての改変波にわたって統一してあるが、各項の遅延幅は不統一でも良い。即ち、各項の遅延幅ΔＴは、個々に独立に１／ＢＷ以上の任意の値を設定することができる。
【００３７】
上記の式（５）の複素係数ｃ_1nは、信号の振幅を半減させ、かつ、信号の位相を９０°（或いは、−２７０°）進めることを意味している。例えば、複素数ｚの実部と虚部がそれぞれｘ，ｙで表記される時、式（５）に従えば、積ｃ_1n・ｚは、次式（７）で与えられる。
【数７】

したがって、上記の式（４）の演算処理は、例えば２や３等の平方根（近似定数）や、或いは三角関数等を用いた複雑な演算処理に比べて、極めて容易かつ高速に実行することができる。
【００３８】
以上の図３の遅延合成装置１５の動作により、各改変波Ｘ₂₁，Ｘ₂₂，Ｘ₂₃、及びＸ₂₄から合成されて合成装置２から出力される第２合成波Ｙ₂は、それぞれの受信波Ｘ₁₁，Ｘ₁₂，Ｘ₁₃、及びＸ₁₄から合成されて合成装置１から出力される第１合成波Ｙ₁とは相異なるものとなる。
【００３９】
例えば以上の様に、第１合成波Ｙ₁と第２合成波Ｙ₂とを互いに異なるものとすることにより、周波数スペクトル合成部４０にて実行される周波数スペクトル合成処理の実行意義は、失われずに確保される。
また、各合成装置ｍ（ｍ＝１，２）によって実行される合成処理により、第１合成波Ｙ₁や第２合成波Ｙ₂に含まれる同期信号の認識確率も高い。
【００４０】
したがって、上記のダイバーシチ受信装置２００によれば、例えば図１に例示される様な単純な構造の装置よりも安価に受信装置を構成することができ、かつ、図２に例示される様な構造の装置よりも更に高い受信品質を有する受信装置を実現することができる。
【００４１】
〔変形例１〕
図４は、本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例１）を例示する論理的な構成図である。この図４の遅延合成装置１５（変形例１）は、図３の遅延合成装置１５と置換可能な構成を有する。本図４中の制御ブロック「遅延」では、入力信号の遅延処理、減衰処理、及び位相変換処理を実行する。
即ち、この変形例１に従えば、以下の様に改変波を生成することができる。
【００４２】
【数８】
Ｘ₂₁（ｔ）＝Ｘ₁₁（ｔ）＋ｃ₁₄Ｘ₁₄（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₂（ｔ）＝Ｘ₁₂（ｔ）＋ｃ₁₁Ｘ₁₁（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₃（ｔ）＝Ｘ₁₃（ｔ）＋ｃ₁₂Ｘ₁₂（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₄（ｔ）＝Ｘ₁₄（ｔ）＋ｃ₁₃Ｘ₁₃（ｔ−ΔＴ）． …（８）
【数９】
ｃ₁₁＝ｃ₁₂＝ｃ₁₃＝ｃ₁₄＝−ｉ／４ …（９）
【数１０】
ΔＴ＝４／ＢＷ …（１０）
【００４３】
例えば、この様な遅延合成装置１５（図４）によっても、上記の第１実施例と同等の作用・効果を得ることができる。
また、この様に改変波Ｘ_2nの生成構造を、サイクリックに構成することにより、遅延合成装置１５をソフトウェア（プログラム）で実現する際に、その構成を簡潔にすることができる。
【００４４】
〔変形例２〕
図５は、本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例２）を例示する論理的な構成図である。この図５の遅延合成装置１５（変形例２）は、図３の遅延合成装置１５と置換可能な構成を有する。本図５中の制御ブロック「遅延」では、入力信号の遅延処理、減衰処理、及び位相変換処理を実行する。
即ち、この変形例２に従えば、以下の様に改変波を生成することができる。
【００４５】
【数１１】
Ｘ₂₁（ｔ）＝Ｘ₁₁（ｔ），
Ｘ₂₂（ｔ）＝Ｘ₁₂（ｔ）＋ｃ₁₁Ｘ₁₁（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₃（ｔ）＝Ｘ₁₃（ｔ）＋ｃ₁₂Ｘ₁₂（ｔ−ΔＴ），
Ｘ₂₄（ｔ）＝Ｘ₁₄（ｔ）＋ｃ₁₃Ｘ₁₃（ｔ−ΔＴ）． …（１１）
【数１２】
ｃ₁₁＝ｃ₁₂＝ｃ₁₃＝−ｉ／２ …（１２）
【数１３】
ΔＴ＝２／ＢＷ …（１３）
【００４６】
例えばこの様に、合成装置２に対する入力信号の中の一部の信号（例：Ｘ₂₁（ｔ））においては、受信波（例：Ｘ₁₁（ｔ））をそのままの形で用いても良い。即ち、本発明の遅延合成部は、入力（受信）された受信波に他の受信波を遅延及び減衰させて合成するものであるが、必ずしも、全ての出力信号をその様な遅延合成処理により生成すべきと限ったものではない。
例えば、この様な遅延合成装置１５（図５）によっても、上記の第１実施例や変形例１と同等の作用・効果を得ることができる。
また、この構成に従えば、上記の変形例１よりも更に簡潔に装置を構成することができる。
【００４７】
尚、以上の実施例（第１実施例、変形例１、変形例２）では、第１合成波Ｙ₁を生成するために用いられる受信波Ｘ_1nと、第２合成波Ｙ₂を生成するために用いられる改変波Ｘ_2nとは同数であったが、必ずしもこれらは同数である必要はない。例えば、図３の合成装置２においては、入力信号を改変波Ｘ₂₁，改変波Ｘ₂₂，改変波Ｘ₂₃の３信号のみに限定しても、本発明の作用・効果を得ることが可能である。
【００４８】
例えば、図５の遅延合成装置１５においては、出力信号Ｘ₂₁の合成装置２に対する出力を抑止する様にしても良い。例えばこの様にして、合成装置２に関する入力信号を改変波Ｘ₂₂，改変波Ｘ₂₃，改変波Ｘ₂₄の３信号のみに限定しても、本発明の作用・効果を得ることが可能である。
以下、合成装置２に関する入力信号を信号Ｘ₂₁，Ｘ₂₂，Ｘ₂₃の３信号のみに限定した実施例（遅延合成装置１５の変形例）について具体例を示す。
【００４９】
〔変形例３〕
図６は、本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例３）を例示する論理的な構成図である。
例えばこの様な構成によっても、本発明の作用・効果を得ることが可能である。
また、この様な構成に従えば、本図６中に「遅延」と図示される、入力信号の遅延処理、減衰処理、及び位相変換処理を実行する制御ブロックを１つにすることができるので、構成が簡潔になる。
【００５０】
〔変形例４〕
図７は、本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例４）を例示する論理的な構成図である。例えばこの様な構成に従えば、改変波の演算処理が、変形例３よりも更に簡単に構成できる。
例えばこの様な構成によっても、本発明の作用・効果を得ることが可能である。
【００５１】
〔変形例５〕
図８は、本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例５）を例示する論理的な構成図である。この変形例５は、改変波Ｘ₂₂，Ｘ₂₂，Ｘ₂₃を受信波Ｘ₁₂，Ｘ₁₂，Ｘ₁₃から、変形例１に習ってサイクリックな処理により生成するものである。例えばこの様に、遅延合成装置１５には、必ずしも全てのアンテナから受信信号を入力しなくとも良い。
例えばこの様な構成によっても、本発明の作用・効果を得ることが可能である。
【００５２】
尚、上記の各実施例（第１実施例、及び変形例１〜５）では、Ｎ＝４，Ｍ＝２の実施形態について詳しく例示したが、本発明は、Ｎ≧Ｍ≧２成る任意の構成において、適用することができ、何れのダイバーシチ受信装置においても、前述の本発明の手段（遅延合成装置）に基づく本発明の作用・効果を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術から応用が連想され得るダイバーシチ受信装置１１０の論理的なシステム構成図。
【図２】従来技術から応用が連想され得るダイバーシチ受信装置１２０の論理的なシステム構成図。
【図３】本発明の第１実施例に係わるダイバーシチ受信装置２００の論理的なシステム構成図。
【図４】本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例１）を例示する論理的な構成図。
【図５】本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例２）を例示する論理的な構成図。
【図６】本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例３）を例示する論理的な構成図。
【図７】本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例４）を例示する論理的な構成図。
【図８】本発明に係わる遅延合成装置１５の１変形例（変形例５）を例示する論理的な構成図。
【図９】従来のダイバーシチ受信装置８００の論理的なシステム構成図。
【図１０】従来のダイバーシチ受信装置９００の論理的なシステム構成図。
【符号の説明】
２００ … ダイバーシチ受信装置
１０ … チューナ
１５ … 遅延合成装置（遅延合成部）
２０ … 合成装置（受信波合成部）
３０ … ＦＦＴ演算装置（ＦＦＴ演算部）
４０ … 周波数スペクトル合成部
５０ … 復調器（復調部）
Ｎ … 全アンテナ本数
Ｍ … 全合成装置台数（受信波合成部の数；Ｎ≧Ｍ≧２）
ｍ … 各合成装置（受信波合成部）の通し番号（１≦ｍ≦Ｍ）
Ｘ_1n … 受信波（１≦ｎ≦Ｎ）
Ｘ_2n … 改変波（１≦ｎ≦Ｎ）
Ｙ₁ … 第１合成波
Ｙ₂ … 第２合成波

Claims

複数整数Ｎ本のアンテナを備えた移動体通信に用いられるダイバーシチ受信装置において、
前記アンテナにより受信された複数の受信波を複素重み係数を用いて合成する前記Ｎ以下で複数整数Ｍ個の受信波合成部と、
前記受信波合成部のそれぞれにより合成された信号を、それぞれ、フーリエ変換するＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部のそれぞれから出力される信号の周波数スペクトルを１つの出力信号に合成する周波数スペクトル合成部と、
前記周波数スペクトル合成部の前記出力信号を復調する復調部と
を有し、
複数の前記受信波合成部のうちの少なくとも一つの受信波合成部の前段に、あるアンテナにより受信された受信波に、他のアンテナにより受信された他の受信波を遅延及び減衰させて合成する遅延合成部を設けた
ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
前記整数Ｍの値は、２以上４以下である
ことを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
前記整数Ｎの値は、２以上８以下である
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のダイバーシチ受信装置。
前記受信波合成部はそれぞれ何れも、入力された受信波を最大比合成法に従って合成することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
前記遅延合成部により前記他の受信波を減衰させるときの振幅の減衰比ρは、約0.１以上、0.７以下である
ことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
前記減衰比ρは、１／２，１／４、又は１／８である
ことを特徴とする請求項５に記載のダイバーシチ受信装置。
前記遅延合成部により前記他の受信波を遅延させるときの遅延時間ΔＴは、前記受信波の受信帯域の帯域幅Δｆに対して、
ΔＴ≧１／Δｆを満たす値に設定されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
前記遅延合成部により合成するときの両受信波の位相差は、受信帯域の中心周波数を基準として、
±９０°又は±２７０°ずれている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載のダイバーシチ受信装置。