JP4185123B2 - 高電圧電流プロファイルを送るトランスフェクション制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、一般にトランスフェクションおよび細胞融合に関し、特に、通常キュベットの中に入れられている細胞とＤＮＡの懸濁液へ高電圧電流を供給する装置と方法に関する。

生物工学分野において、高電圧の電気放電を用いて補乳類または他の細胞へクローン化したＤＮＡを注入することはよく知られている。この方法は、通常“トランスフェクション（細胞内へのＤＮＡの人工的移入）”と呼ばれており、一般に、リン酸緩衝溶液（ＰＢＳ）中での細胞懸濁液の作成とクローン化されたＤＮＡの移入作業が含まれる。パルス発生器から高電圧パルスを懸濁液に印加すると、細胞を捕獲して外因性ＤＮＡを抽出する。各種パルス発生器がこの目的に利用可能である。

上記で参照した米国特許は、細胞とＤＮＡの懸濁液へ高電圧電流を供給することが可能なトランスフェクション高電圧コントローラを提供する。図１はここで開示した負荷２０へ電圧と電流を供給するトランスフェクション制御装置１０の好適な実施例の１つの略図である。トランスフェクション制御装置１０は、制御プロセッサ３０、充電システム３２、トリガ供給装置３４、トリガ回路３６、コンデンサ４０、第１抵抗４２、第２抵抗４４、第３抵抗４６および高耐熱性（ハイジュールとも称する）スイッチ５０から構成される。

制御プロセッサ３０は、制御信号を充電システム３２へアサートして、充電電流の発生を開始する。トリガ供給装置３４は、充電システムの出力ポートに現れる電圧レベルで動作する。トリガ供給装置３４は、適切なトリガ・エネルギを保持しているトリガ回路３６を備える電荷蓄積デバイスを含む。
抵抗４２は充電システム３２の出力ポートと充電ノード５２に接続されている。抵抗４４はノード５２とグランドの間に接続されている。抵抗４２は充電システム３２で小さな変圧器を使用できるようノード５２へ流れる電流を制限する。コンデンサ４０はノード５２とグランドの間に結合され、高耐熱性スイッチ５０は、ノード５２に結合している入力端子をもっている。直列に接続した抵抗４４と４６はコンデンサ４０に蓄積されている電荷を徐々に放電する。制御プロセッサ３０の監視信号は、抵抗４４と４６により発生される。

高耐熱性スイッチ５０は、通常、よく知られているように半導体制御整流器（ＳＣＲ）を内蔵している。高耐熱性スイッチ５０は、入力ゲート信号に応答してその出力端子に電圧と電流を供給する。一担トリガされると、コンデンサ４０に蓄積された電荷／エネルギは高耐熱性スイッチ５０を通り、負荷ライン５３を経由して負荷２０へ入力する。負荷２０は、通常、細胞懸濁液などを入れるために設計された接地されたキュベットである。

制御プロセッサ３０はトリガ回路３６に接続され、トリガ回路３６へトリガ信号をアサートする。トリガ回路３６はトリガ信号へ応答して、蓄積されたトリガ・エネルギをゲート信号として高耐熱性スイッチへ供給する。通常、ゲート信号は、制御プロセッサ３０により便詮的に発生された電圧レベルより大きな電圧を必要とする。

トランスフェクション制御装置１０は、さらに所望の電圧レベルの設定と動作を開始する手動制御ユニット５４を含む。通常、手動制御ユニット５４は、トランスフェクション制御装置を動作させるため近接して配置しなければならない。普通、オープン状態にある２つのスイッチを含む。このようなこのようなトランスフェクション制御装置構成をとることにより、操作員への電気的ショックを軽減する。

動作時、制御プロセッサ３０は、ユーザが手動コントロール５４を起動したとき、制御信号を充電システムへアサートする。充電システム３２は、監視電圧により決定されたように高耐熱性スイッチ５０をトリガすることなく、制御ユニット５４が設定した既定の電圧レベル以上の電圧までコンデンサ４０を充電する。制御プロセッサ３０は、充電システム３２へ制御信号をディアサートし、ノード５３の電圧レベル（監視電圧から決定されたように）抵抗４４と４６を通って放電され適切なレベルになるまで待つ。正しい電圧のとき、制御プロセッサ３０は、交互にゲート信号を高耐熱性スイッチ５０へアサートするトリガ３６へトリガ信号をアサートする。

ゲート信号へ応答して、高耐熱性スイッチ５０は、コンデンサ４０に蓄積された電荷を負荷ライン５３を経由して負荷２０へ流す。高耐熱性スイッチ５０からの出力電圧は、よく知られているように指数関数的に減少し、コンデンサ４０の容量と負荷２０の抵抗の関数になっている。
トランスフェクション制御装置１０は、３０００Ｖ以上の電圧と１０００Ａ以上の電流を供給することができる。含まれる電圧と電流の大きさ、及び操作員が頻繁に操作する装置の要件により、関連する安全機能と操作方法の改良は絶えざる目標である。

上述したように、トランスフェクション制御装置は、半導体制御整流器（ＳＣＲ）（またはシリコン制御整流器）高耐熱性スイッチを用いている。この種の装置は、１０００Ａ以上のきれいな波形の電流を供給するための実用的なデバイスのみを内蔵している。いくつかのＳＣＲセルを直列に追加すると、高電圧スイッチを実現できる。ＳＣＲの特長は、その溶融電流までの電流を供給することである。上記のこの点において、ＳＣＲは電流の供給を継続するが、少し中断することもある。いったんトリガすると、入力電流がその保持電流以下に低下するまでＳＣＲはターンオフしない。

含まれる電圧と電流の大きさにより、所望の出力電流を得た後に、ＳＣＲからの出力電流を制御することが望ましい。上述したように、ＳＣＲからの出力電流が所望のレベルに達したとき、ＳＣＲをターンオフして出力電流を制限しようとすることは無駄である。また、含まれている電流の電位範囲により電流分配器を用いることは実際的ではない。

負荷抵抗が変動している間、多くの要因により、負荷の有効抵抗は最小の約１２Ωになる時間がある。最大電圧は、通常約２５００Ｖになるので、最大電流は約１２５Ａになる。電圧の大きさにより、不運にもしばしばアークオーバが発生し、負荷（キュベット）抵抗を事実上０Ωに低減する。抵抗を介さないトランスフェクション電流の放電は、装置に損傷を与えるおそれがあり、ＳＣＲを溶解して装置の操作員への危険性を増大させる。

最大電流を制限するため負荷と直列に制限インピーダンスを接続して、アークオーバに付随する危険性を減少させることは周知である。このような制限インピーダンスは、高耐熱性スイッチ５０と負荷ライン５３の負荷２０の間に追加される。キュベット抵抗が低いとき、直列接続インピーダンスが約１．５Ωのオーダにあっても、制限インピーダンスは、著しい電圧低下を引き起こし、負荷に供給された実際の電圧レベルをコンデンサ４０に蓄積された所望の電圧レベルから変化させる。

図１に示すトランスフェクション制御装置は、トランスフェクション制御装置１０を手動で操作する手動スイッチ５４を含む。従来の制御装置において、手動操作時、上述したように、２つのパルス・スイッチの使用の必要性が知られている。コンデンサ４０を充電するためには、両方のスイッチを押し続けなければならない。このようなシステムは、充電を放電プロセスが中断なく行われている限り、操作時、操作員が装置の高電圧部に触れる機会を軽減する。コンデンサの放電が不十分なままで操作員が操作を中断すると、コンデンサ４０に危険性の高い電圧レベルが現れる。

トランスフェクション制御装置１０により正確な結果を得るには、精密な電荷／エネルギを負荷２０に供給しなければならない。コンデンサ４０に蓄積されている精密な電荷／エネルギを正確に決定するためには、正確な容量値が必要である。不幸にも、コンデンサ４０が保存する電荷／エネルギの大きさにより、長い時定数（最大３．５秒）を生成するため、現在まで選択可能なオプションとして、電界コンデンサがこれまでずっと用いられてきた。トランスフェクション制御装置で必要とする長い時定数をもつ精密なフィルム・コンデンサは、非常に高価である。しかし、長い時定数を生成するのに最大電圧が５００Ｖしか必要としなければ、電界コンデンサを使用することできる。高電圧（２５００Ｖ）を用いる実験では、短い時定数（５０ｍ秒またはそれ以下）にする必要があるため、精密な（±５％または±１０％）のフィルム・コンデンサが適切である。従って、従来の時定数の長いトランスフェクション制御装置では、標準的な±２５％の許容範囲をもつコンデンサを用いている。最新の電界コンデンサの許容範囲は、約±２０％である。蓄積コンデンサ４０の容量の変動と不正確さは、各種細胞が特定の時間−エネルギ供給を要求するため、従来のトランスフェクション制御装置の有効性を低減させる。

電界コンデンサの精度の低下は、トランスフェクション制御装置１０へコンデンサ拡張モジュールを装着するときにも問題になる。トランスフェクション制御装置１０を用いるとき、電荷／エネルギの様々なレベルの精密な制御が各種応用に対し必要である。所望のトランスフェクション・エネルギ・プロファイルを得るためには、ユーザが選択可能なコンデンサ対を選択することが望ましい。

いくつかの応用において、所望の出力電圧は比較的小さくなる。ＳＣＲは高電圧と高電流レベルに対しスイッチとして特に有効であるが、低い電圧を用いるときは問題が多くなる。例えば、実際の負荷は時々約１０００Ωになることがある。ＳＣＲの代表的な保持電流は約６０ｍＡである。これはノード５３の電圧が約６０Ｖ以上なければならないことを要求している。１０００Ωの負荷でノード５３の電荷が６０Ｖ以下に低下したとき、従来の高耐熱性スイッチのあるものは、消失し出力波形が切断される。実際、この応用で用いているＳＣＲの動作電圧は、最高の忠実性を達成するために２００Ｖ以上であることが望ましい。従って、高電圧レベルと低電圧レベル両方で動作可能な高耐熱性スイッチを選択することが望ましい。

この発明は、従来のトランスフェクション制御装置の単純化、及び効率的に改良する装置と方法を提供する。この発明は、実際の負荷抵抗の測定および負荷と直列に接続された制限インピーダンスのあらゆる影響を補償する機能を提供するトランスフェクション高電圧コントローラである。さらに、この発明のトランスフェクション・コントローラは、蓄積コンデンサまたはコンデンサ対の実際の有効容量の測定と拡張モジュールを使用して、個々の電界コンデンサの容量が±２０％のとき、±１０％の有効許容範囲をもつユーザが選択可能なコンデンサ対を効率的に提供する。

好適な実施例は２つの部分からなる。制御装置の一方の部分では２００〜２５００Ｖを扱い、他の部分では低い電圧（５０〜５００Ｖ）を扱う。トランスフェクション・コントローラは、低ドロップアウト電圧（最大５００Ｖを用いるため）の電界コンデンサを用いた、低電圧、高電流モードで動作する改良された高耐熱性スイッチを含む。さらに、クローバ回路の形状をした追加保護回路は、保護スイッチが動作していない限り、蓄積コンデンサの充電のみを阻止することはないので、コンデンサからの電荷は接地へ分岐して、トランスフェクション制御装置の電源が断になっていれば、充電動作を中断しなければならない。

この発明の１つの形態により、化学溶液へ高電圧電流プロファイルを送るトランスフェクション・コントロール制御装置の好適な実施例には、ゲート、入力及び出力を備えた高耐熱性スイッチが含まれる。入力に結合した電荷蓄積デバイスは、高電圧電流を供給する。高耐熱性スイッチの出力と負荷（化学溶液）の間の制限インピーダンスは、アークオーバ保護を行う。抵抗測定回路は、高耐熱性スイッチを起動する前に負荷抵抗を測定するために、制限インピーダンスと化学溶液の間のノードに結合されている。制御プロセッサは、電荷蓄積デバイスの電圧レベルを制御し、電荷蓄積デバイスの電圧レベルが制限インピーダンスの低下を補償するのに十分なだけ高いとき、制御プロセッサは高耐熱性スイッチをトリガする。高耐熱性スイッチをトリガすると、蓄積された電荷を所望の電圧レベルで化学溶液へ供給する。

この発明の別の形態により、蓄積された電荷を接地へ高速に放出するため、クローバ・スイッチが電荷保存デバイスに結合されている。クローバは、パルス・スイッチが手動操作時、解放されたときあるいはトランスフェクション制御装置の電源が断になったとき、クローバ回路が起動される。クローバ回路は、実際の使用に非常に近い操作を行っているとき、電荷蓄積デバイスの実際の容量、または時定数を測定する。発明のこの形態には、電荷放出の特定の時間ウィンドウの間、発振器を起動するウィンドウ・コンパレータの使用が含まれる。時間ウィンドウは、電荷保存デバイスの電圧が１／ｅの基準値に低下するまでの期間にほとんど等しい。カウンタは、発振器が発生した周期信号からの総遷移数を累積する。総遷移数はウィンドウ、すなわち時定数に比例している。

クローバ回路（既定の抵抗を用いて）を通して蓄積電荷を放出することより、電荷蓄積デバイスの電圧を監視すると電荷蓄積デバイスの容量に比例している総遷移数が分かる。この発明のさらに別の形態により、高耐熱性スイッチは、バイポーラ・トランジスタと並列に接続された半導体制御整流器（ＳＣＲ）（シリコン制御整流器）を含む。ＳＣＲはバイポーラ・トランジスタの比較的低いドライブ機能を上回る高圧電流ドライブ能力を提供する。同様に、バイポーラ・トランジスタは、高圧電流レベルがＳＣＲの保持電流よりも低いとき、ドライブ機能は低下する。

発明のさらに別の形態により、トランスフェクション制御装置で使用するコンデンサ拡張モジュールを含む。拡張モジュールは、電気的に選択可能な複数のコンデンサ・セルを含む。拡張モジュールの各々のセルは、コンデンサ、パワー・ダイオードおよびパワーＦＥＴを含む。このダイオードは、放電の目的のためにだけコンデンサに結合している。起動されたＦＥＴをもつこれらのセルの充電されているコンデンサでのみＦＥＴを起動すると、充電電流が流れる。

図面とクレームを含む明細書の残りの部分を参照すると、この発明の他の機能と利点が明らかになる。この発明のさらに別の機能と利点及び各種実施例の構成と動作は、添付した図面に関して下記に詳細に記載されている。図面において、同じ参照番号は同じまたは機能的に類似した要素を示している。

図２は負荷１０４の抵抗を測定する負荷抵抗測定装置１０２を含む高電圧トランスフェクション制御装置１０２のこの発明の好適な実施例の構成図である。トランスフェクション制御装置１００は、制御プロセッサ１１０、充電システム１１２、高耐熱性（ハイジュール）スイッチ１１４、電圧デバイダ１１６、蓄積コンデンサ１２０、制限抵抗１２２、直列抵抗１３２を接続したＳＣＲクローバ１３０を含むシャント回路および動作制御スイッチ１３４から構成されている。制御プロセッサ１１０は、ここで述べた機能を実現するマイクロプロセッサを含む。ＳＣＲクローバ１３０はＳＣＲを含む。
制御プロセッサ１１０は、充電システム１１２へ充電信号を供給する。充電システム１１２は、出力ポートへ基本的に一定の電流を供給する高電圧スイッチング・パワー・コンバータである。蓄積コンデンサ１２０は、充電システム１１２の出力ポートと接地の間に結合されている。電圧デバイダ１１６は、充電システム１１２の出力ポートと接地の間に結合されている。またタップ端子は制御プロセッサ１１０に結合しいている。

高耐熱性スイッチ１１４は、入力ポート（アノード）、出力ポート（カソード）およびゲート・ポートを含む。入力ポートは蓄積コンデンサ１２０の接地されていない端子に、ゲート・ポートは制御プロセッサ１１０に、出力ポートは制限抵抗１２２に結合されている。ＳＣＲクローバ１３０は、入力ポート（アノード）、出力ポート（カソード）およびゲート・ポートを含む。直列接続抵抗１３２は、高耐熱性スイッチ１１４の入力ポートとクローバ回路１３０の入力ポートに結合されている。ＳＣＲクローバ１３０の出力ポートは接地に、ゲート・ポートは制御プロセッサ１１０に結合されている。

制限抵抗１２２は、高耐熱性スイッチ１１４の出力ポートと負荷１０４との間に直列に結合されている。制限抵抗１２２は、通常、約１．５Ωのオーダの非常に低い抵抗を備えている。好適な実施例には、高電圧部（２００〜２５００Ｖ）と低電圧部（５０〜５００Ｖ）があり、制限抵抗１２２の抵抗は、低電圧部が動作するとき０．５Ω、高電圧部が動作するとき１，５Ωが用いられる。負荷抵抗測定装置１０２は、制限抵抗１２２と負荷１０４の間のノードに結合されている。負荷抵抗測定装置１０２は、２５ＫＨｚの小振幅の信号を発生する発振器を含む。負荷抵抗測定回路１０２は、負荷１０４へ周知の方法で小振幅信号を入力して、負荷の抵抗を設定する。測定システムは、パルス供給時に発生される高電圧から保護されている。抵抗測定結果は制御プロセッサ１１０へ送られる。

図３は図２に示す抵抗測定回路１０２の好適な実施例の詳細な回路図である。抵抗測定回路１０２は、発振器１５０、バンドパス増幅器１５２、２つの高電圧抵抗（抵抗１５６と１５８）、４つのツェナ・ダイオード（ダイオード１６０、１６２、１６４、１６６）、３つのコンデンサ（コンデンサ１７０、１７２、１７４）が含まれる。発振器１５０の出力は、コンデンサ１７０を介してノード１８０に結合されている。ダイオード１６０のカソードは、ノード１８０に結合され、ダイオード１６０のアノードは、接地に結合されているカソードをもつダイオード１６２のアノードに結合されている。

抵抗１５６とコンデンサ１７２は、ノード１８０と１８２の間に直列に接続され、抵抗１５６はノード１８０に接続され、コンデンサ１７２はノード１８２に接続されている。測定する抵抗、例えば、図に示す負荷１０４の抵抗はノード１８２に接続されている。
コンデンサ１７４と抵抗１５８は、ノード１８２と１８４の間に直列に接続され、コンデンサ１７４はノード１８２に接続され、抵抗１５８はノード１８４に接続されている。ダイオード１６４と１６６は、それぞれアノードとカソードを含む。アノードは互いに接続され、ダイオード１６４のカソードは、ノード１８４に接続され、ダイオード１６６のカソードは接地に接続されている。

バンドパス増幅器１５２は、入力、出力および範囲選択入力（図示せず）を含む。増幅器１５２の入力はノード１８４に接続されている。増幅器１５２の出力は、制御プロセッサ１０のアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ（図示せず）に接続されている。バンドパス増幅器は約１００〜４００の利得を生成する。

動作時、抵抗測定回路１０２は、周波数が約２０ＫＨｚ、振幅が約５０ｍＶの周波数特性をもつ発振器１５０からノード１８２に正弦波を入力する。バンドパス増幅器１５２（ＡＣ増幅器）は、負荷１０４の抵抗におおよそ比例しているノード１８２からの電圧を回復する。アナログ出力電圧は、制御プロセッサ１１０に供給されている。制御プロセッサ１１０は、増幅器１５２からの出力値をディジタル信号に変換する。ルックアップ・テーブル（図示せず）を使用して、制御プロセッサ１１０は、負荷１０４の抵抗を決定するため抵抗値を線形化する。範囲選択スイッチは、抵抗測定回路１０２が５〜１０００Ωの抵抗を測定できるようにする。

動作制御スイッチ１３４は、制御プロセッサ１１０の入力と接地の間に配置された２つの直列接続パルス・スイッッチを含む。トランスフェクション制御装置１００を動作させるには、制御スイッチ１３４のパルス・スイッチ両方を押し続けなければならない。
動作時、動作制御スイッチ１３４は、制御プロセッサ１１０が充電システム１１２で出力電流を発生して、それを供給をできるように充電システム１１２に制御信号をアサートする。充電システム１１２の出力電流は、蓄積コンデンサ１２０を充電し、高耐熱性スイッチ１１４の入力の電圧を増加させる。制御プロセッサ１１０は、電圧デバイダ１１６からのフィードバック入力により高耐熱性スイッチ１１４の入力での電圧レベルを監視する。所望の電圧レベルに達していれば、制御プロセッサは、制御信号を充電システム１１２へディアサートし、高耐熱性スイッチ１１４をトリガする。制御プロセッサ１１０は、トリガ信号をゲート・ポートへアサートすることにより高耐熱性スイッチをトリガする。高耐熱性スイッチ１４４をトリガすると、蓄積コンデンサ１２０に保存されている電荷／エネルギが制限抵抗１２２を通して負荷１０４に結合する。

その後、蓄積コンデンサ１２０は、その蓄積した電荷の大部分がなくなるまで負荷１０４を通して放電する。放電時に負荷１０４を通した電荷減少量は高耐熱性スイッチ１１４の保持電流に依存する。制限抵抗１２２は最大電流負荷を制限する。
制限抵抗１２２が負荷１０４に供給された電圧の大きさに悪影響を与えないように、負荷抵抗測定装置１０２が実際の負荷抵抗を決定する。抵抗測定回路１０２は、負荷の抵抗測定をする制御プロセッサ１１０を備えている。

制御プロセッサ１１０は、実際の負荷抵抗と制限抵抗１２２の値を知ることができるので、蓄積コンデンサ１２０の電圧レベルを高いレベルに上げて、制限抵抗の電圧低下を補償する。蓄積コンデンサ１２０へ規定のブースト電圧レベルを供給すると、制限抵抗１２２を用いたときでも、トランスフェクション制御装置１００が正確な出力電圧を発生できるようにする。制限抵抗１２２は、トランスフェクション制御装置１００が損傷なくアークオーバに耐えることできるようにする。

図２に示すクローバ・シャント回路は、高耐熱性スイッチ１１４の入力ポートに結合されている。ＳＣＲクローバ１３０の目的は、保存された電荷を接地に放出することにより、蓄積コンデンサ１２０に保存された電荷を調べることである。動作時にトリガ信号をＳＣＲクローバ１３０にアサートすると、ＳＣＲクローバを低抵抗スイッチとして機能させる。ＳＣＲクローバ１３０は、入力電流が保持電流を越えている間オンのままである。電流が減少したとき、ＳＣＲクローバは自動的にターンオフになる。コンデンサ１２０の放電から得られる正常な電流レベルは、通常、保持電流よりも大きくなる。従って、ＳＣＲクローバ１３０は、蓄積コンデンサ１２０に保存された潜在的に危険性の高い充電レベルを除去する。

直列接続抵抗１３２を用いると、ＳＣＲクローバ１３０に入力する電流の大きさを制限する。ＳＣＲクローバ１３０への入力電流を制限することにより、その構成中に小さく、安価なＳＣＲデバイスを用いることができる。好適な実施例において、直列接続抵抗１３２は約１０００Ωの抵抗を備えている。
上述したように、トランスフェクション制御装置１００は、制御スイッチ１３４が適切に起動されたときにのみ動作する。制御プロセッサ１１０は、コンデンサ１２０が高耐熱性スイッチ１１４を通して負荷１０４へ放電する前に、制御スイッチ１３４のパルス・スイッチの１つが離されたか検出する。パルス・スイッチの１つまたは２つを離すと、制御プロセッサ１１０がＳＣＲクローバ１３０をトリガして、コンデンサ１２０に保存された電荷を放出する。

ＳＣＲクローバ１３０をトリガしてパルス・スイッチを離すのが望ましいだけでなく、この発明の好適な実施例は、ＳＣＲクローバ１３０をトリガして電源をターンオフするのが望ましい。図４は好適な実施例によるクローバ・トリガ回路２００の詳細な回路図である。好適な実施例において、トリガ回路２００は、制御プロセッサ１１０に組み込まれており、トリガ出力をアサートして動作電源をターンオフにする。トリガ・クローバ入力信号がアサートされた場合、トリガ出力もアサートされる。

トリガ回路２００は、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタＱ１、ＮＰＮバイポーラ・トランジスタＱ２およびダイオードＤ１が含まれる。ダイオードＤ１はＶｃｃ（供給電源）に結合されており、好適な実施例では１７Ｖである。ダイオードＤ１はアノードを備えており、Ｖｃｃに結合されている。トリガ回路２００は、ダイオードＤ１のカソードに直列に結合した抵抗２０１と抵抗２０１と接地の間に結合されたコンデンサ２０２を含む。トランジスタＱ１のエミッタは、抵抗２０１とコンデンサ２０２の間のノードＮ１に結合している。

コンデンサ２０４はＶｃｃをトランジスタＱ１のベースに結合し、抵抗２０６はノードＮ１をトランジスタＱ１のベースに結合している。コンデンサ２０８は、トランジスタＱ１のベースを接地に結合している。トランジスタＱ１のコレクタからトリガ出力信号を供給する。
抵抗２１０は、トランジスタＱ２のコレクタをトランジスタＱ１のベースに結合している。トランジスタＱ２のエミッタは、接地とトランジスタＱ２のベースに結合され、トリガ・クローバ入力信号を受け取る。好適な実施例において、コンデンサ２０２は、約μＦ、２５Ｖに、コンデンサ２０４と２０８は０．０１μＦに定格化されている。

動作時、トリガ回路２００へ電源が供給されるが、ダイオードＤ１と抵抗２０１を通して電流が流れ、コンデンサ２０２を充電する。コンデンサ２０４は、供給電源をトランジスタＱ１のベースに結合して、トランジスタＱ１を非導通にする。トリガ・クローバ入力信号をアサートすると、トランジスタＱ２をターンオンし、トランジスタＱ２のコレクタの電位を強制的に低下させる。トランジスタＱ２のコレクタを低電位にすると、トランジスタＱ１のベースの電位を低下してターンオンする。トランジスタＱ１をターンオンすると、Ｖｃｃから電流が流れて、トリガ出力信号をアサートする。電流は、Ｄ１と抵抗２０１を通してゆっくりと低電流で充電されたコンデンサ２０２から供給される。

制御装置の電源を断にすると供給電源は０に低下する。供給電源レベルはコンデンサ２０４によってトランジスタＱ１のベースに結合されている。トランジスタＱ１のベース電圧レベルが大きく低下したとき、トランジスタＱ１がターンオンする。トランジスタＱ１のエミッタに結合した供給電源は、トリガ出力信号のアサートにもう利用することができないが、コンデンサ２０２は、信号をトリガ出力するのに十分な電荷を保存できるほど大きい。

上述したように、トリガ出力信号を図２に示すＳＣＲクローバ１３０へアサートすると、蓄積コンデンサ１２０から電荷を放出する。直列接続抵抗１３２と蓄積コンデンサ１２０の容量の組合では、蓄積コンデンサ１２０から電荷を放出する時定数を定義する。好適な実施例においては、蓄積コンデンサ１２０に用いている最大の高電圧容量は、約５０μＦ、直列接続抵抗１３２の抵抗は約１０００Ω、ＳＣＲクローバ１３０を通した放電のワーストケース時の時定数は約５０ｍ秒である。これはコンデンサ選択スイッチが切り替ったとき、コンデンサ選択スイッチを通したアークオーバ発生の可能性を低減する。各種高電圧コンデンサがコンデンサ・スイッチにより選択される。部分的に充電されている１つのコンデンサをもつスイッチを回転すると、アークオーバが発生する。しかし、パルス・ボタンを逆にして、操作員が他のコンデンサを選択するまで、ＳＣＲクローバは電荷を放電し続ける。

図５は容量測定装置を含むトランスフェクション制御装置１００のこの発明の好適な実施例のブロック図である。上述したように、トランスフェクション制御装置１００は、制御装置で用いている必要な電荷の保存に大きなフィルム・コンデンサと電界コンデンサを用いている容量的放電システムである。放電の時定数と放電時間は負荷と使用した特定のコンデンサにより決定される。容易に発生しうる矩形波より細胞に対し優しい指数波形が望ましい。時定数は容量に依存するので、使用時に、蓄積コンデンサの実際の容量値を得ることが望ましい。容量値は時間を変化させ、供給された電圧と周波数の関数である。それ故、使用時に容量を測定するだけでなく、実際の使用に類似した操作時の容量を測定する制御装置を提供することが望ましい。

ＳＣＲクローバ１３０を使用すると、電圧デバイダ３００、増幅器３０２、３つの電圧コンパレータ（コンパレータ３０４、３０６、３０８）、カウンタ３１０およびゲートで構成された発振器３１２の追加をして、蓄積コンデンサ１２０の容量の測定を簡略化する。
電圧デバイダ３００は、蓄積コンデンサ１２０に現れる電圧の大きさを調節する。大きさを調節した電圧は増幅器３０２へ供給される。増幅器３０２はバッファでノード３０３を調節した電圧レベルでドライブする。電圧コンパレータ３０４、３０６、３０８の各々はノード３０３に結合した入力を備えている。コンパレータ３０４は、ノード３０３の電圧レベルが既定の値を越えたとき、カウンタ３１０へリセット信号をアサートするためセットされる。コンパレータ３０６と３０８でウィンドウ・コンパレータを構成している。コンパレータ３０６と３０８の出力は、ワイヤードＯＲ接続されコンパレータからの出力のＡＮＤをとり、電圧レベルが２つの既定電圧レベルの間にあるとき、ゲートで構成された発振器３１２へゲートオン信号を供給する。ゲートで構成された発振器３１２の出力は、カウンタ３１０へ供給される。

動作時、電圧デバイダ３００は蓄積コンデンサ１２０に保存された高い電圧を低い電圧レベルまで低下させる。低い出力電圧において、大きさを調節した波形のピークを少なくとも２２０Ｖにすることが望ましい。コンパレータ３０４は、周知の方法でリセットされ、ノード３０３の電圧レベルが２２０Ｖを越えたとき、リセット信号をアサートする。リセット信号はカウンタ３１０をクリアする。

コンパレータ３０６は、ノード３０３の電圧レベルが２００Ｖ以下に低下したとき、ゲート信号をアサートする。同様に、コンパレータ３０８は、ノード３０３の電圧レベルが約７３，５８Ｖ以下の間は、ゲート信号をアサートする。電圧が２００Ｖと約７３．５８Ｖの間、ゲート信号はゲートで構成された発振器３１２へアサートされる。ウィンドウ期間は、ノード３０３の電圧が時定数値まで低下する時間を表す。
電圧比が１／εなので波形に対し、Ｔ＝γＬｎ｜（ＥＦ−Ｒｉ）／（ＥＦ−ＥＸ）｜、
ＥＦ＝Φ
なので、Ｔ＝γＬｎ｜Ｅｉ／ＥＸ｜
この比がＥｉ／ＥＸ＝１／ｅである場合、Ｔ＝γ＝時定数である。
従って、ウィンドウのパルス幅は、時定数に等しくなる。カウンタ３１０は、発振器３１２によってドライブされ、発振器３１２はウィンドウ期間時にのみ動作する。このため、カウンタ３１０の値は時定数に等しくなる。

容量測定システムは、第１の充電蓄積システムによって実現され、そして、周知の抵抗を通して放電される。抵抗値が分かっている場合、クローバが起動されたときのように、カウンタ３１０は、時定数に比例したカウントではなく、蓄積コンデンサ１２０に比例したカウント、すなわち、容量と抵抗の積を交互にカウントする。しかし、クローバがトリガされない場合、コンパレータ、ゲートで構成された発振器およびカウンタを使用すると、直接測定した時定数、他のパラメータがリード出力に供給される。直列接続抵抗１３２（周知の抵抗を備える）を含むシャント回路の使用により、トランスフェクション制御装置１００は、時定数および精度を向上させるため実際の使用に類似した条件下で容量を直接測定する。

図６は低電圧、高電流、低ドロップアウト高耐熱性スイッチ回路の好適な実施例のブロック図である。ドライバ回路４００はＳＣＲを含む。ドライバ回路４００は、それ故、図２に示すトランスフェクション制御装置１００で高耐熱性スイッチとして用いることができる。ドライバ回路４００は、ＳＣＲ４０２と並列に接続されている絶縁されたゲート・バイポーラ・トランジスタ４０４を含む。トランジスタ４０４は保持電流でターンオフしない。従って、ＳＣＲ４０２とトランジスタ４０４の並列接続した組合せにより、両方のドライバの利点を提供する。ＳＣＲ４０２は、高電圧で高電流のきれいな出力波形を出力し、バイポーラ・トランジスタ４０４は低電圧動作を提供する。ドライバ回路４００は、さらに電流検出抵抗４０６とトリガ回路４０８を含む。

ＳＣＲ４０２はトランジスタ４０４の出力に結合したゲート４１０、ドライバ回路４００の入力に結合したアノード４１２、ドライバ回路４００の出力ドライバに結合したカソード４１４を含む。トランジスタ４０４のコレクタはアノード４１２に、トランジスタ４０４のゲートはトリガ４０８の出力に、トランジスタ４０４のエミッタはゲート４１０に結合している。

電流検出抵抗４０６は、ゲート４１０をカソード４１４に結合する。トリガ回路４０８は、ドライバ回路４００を起動するゲート信号を受け取る。
動作時、トランジスタ４０４は、蓄積コンデンサ１２０（図２を参照）がほとんど完全に放電するまで、オンのままになるように設計されている。図２のトランスフェクション制御装置１００は、負荷１０４へ供給された出力波形が５Ｖ以下に低下したとき、これを制御プロセッサ１１０に通知するコンパレータ（図示せず）を含む。

トランジスタ４０４は、出力電流を約３０Ａまでドライブするときにのみ動作可能である。好適な実施例において、電流検出抵抗４０６は約０．１Ωで、トランジスタ４０４が約１５Ａを出力にドライブしているとき、電流検出抵抗が決定できるようにする。電流検出抵抗４０６を１５Ａの電流が流れると、ゲート４１０にＳＣＲ４０２をトリガするのに十分な電圧を生成する。

ＳＣＲ４０２がトリガするとき、トランジスタ４０４を効率的に短絡させてドライバ回路４００のほとんどの入力を自分自身を通して出力に流す。入力電圧がＳＣＲ４０２の保持電流以下に低下したとき、トランジスタ４０４は自動的に動作を再開する。トリガ回路４０８は、ゲート信号に応答してトランジスタ４０４を動作させるのに十分な電圧を供給する。好適な実施例において、トリガ回路４０８はまた接地からゲート電圧を絶縁する。

特定の応用に応じて、単一のドライバ回路４００で生成可能な電圧より高電圧が望ましい場合、ドライバ回路４００のような２つまたはそれ以上のドライバ回路が、出力ドライブ機能をブーストするため直列に接続される。好適な実施例において、ドライバ回路４００は最大電流を制限するため、出力に直列に接続されている約０．５Ωの保護抵抗（図示せず）を組み込んでいる。ドライバ回路４００は約５００Ｖ（約６００Ｖの電圧で動作可能であっても）の最大出力電圧を供給するので、最大出力電流は約１０００Ａになる。

図７は図６のドライバ回路４００で用いたトリガ回路４０８のブロック図である。好適な実施例において、トリガ回路４０８は変圧／整流回路５０５に結合したゲートで構成された５０ＫＨｚの発振器を含む。
図８はトリガ回路４０８の好適な実施例を示す図６に示す低電圧ドライバ４００の詳細な回路図である。図８において、発振器５００は２つのデュアル入力ＮＡＮＤゲート（ＮＡＮＤゲート６０５と６０８）、ＮＰＮトランジスタ、コンデンサ６１２、４つの抵抗（抵抗６２０、６２２、６２４、６２６）を含む。

抵抗６２０は入力ゲート信号を接地に結合する。ＮＡＮＤゲート６０５は、抵抗６２０の接地されていない端子に結合した第１の入力を備えている。抵抗６２２の１つの端子はＮＡＮＤゲート６０５の第２の入力とノード５８０の間に結合している。抵抗６２４は、ＮＡＮＤゲート６０５の出力をノード５８０に結合する。ＮＡＮＤゲート６０８の両方の入力は一緒に結合され、ＮＡＮＤゲート６０５の出力に結合している。コンデンサ６１２は、ＮＡＮＤゲート６０８の出力をノード５８０に結合する。抵抗６２６は、ＮＡＮＤゲート６０８の出力をトランジスタ６１０のベースに結合する。トランジスタ６１０のエミッタは接地に結合されている。トランジスタ６１０のコレクタは、変圧／整流回路５０５の整流器６５０（抵抗６６０を通して１７Ｖに結合されている）の１次巻き線端子に結合している。ゲート信号に応答して、発振器５００は約５０ＫＨｚで動作し、変圧器６５０をドライブする。

変圧／整流回路５０５は、変圧器６５０、ダイオード６５２、ツェナ・ダイオード６５４、コンデンサ６５６および４つの抵抗（抵抗６６０、６６２、６６４、６６６）を含む。変圧器６５０は１次巻き線と２次巻き線を含む。抵抗６６０は、Ｖｃｃを抵抗６６０の反対側の１次巻き線の端子に結合する。ダイオード６５２と抵抗６６２は、コンデンサ６５６により平滑化される半波整流回路を構成する。ツェナ・ダイオード６５４は、出力波形を調節して、所望の電圧で絶縁されたゲート・バイパーラ・トランジスタ４０４をドライブする。好適な実施例において、トランジスタ４０４のゲートの電圧は約１５Ｖである。

図９はコンデンサ拡張モジュール７００の好適な実施例の詳細な回路図である。拡張モジュールは、蓄積コンデンサ２００の代わりに図２に示す低電圧（５００Ｖ）電界コンデンサをトランスフェクション制御装置に追加できるようにする。拡張モジュールは、複数のコンデンサを含んでいるので、拡張モジュールのコンデンサの特定の１つを選択するため、電子スイッチにすることが望ましい。さらに、電界コンデンサは、最大５００Ｖ、代表最大負荷が２０ＯΩに定格が設定されているので、拡張モジュールのスイッチング制御は、２５Ａの電流を扱えなければならない。そのうえ、拡張セルは、２つまたはそれ以上のコンデンサを並列に望ましく追加できる。

拡張モジュール７００は、複数の電界コンデンサＣ１〜Ｃｎを含む。各コンデンサは、充電ノード７０２に結合した第１の端子を備えている。充電システム１１２（図２に示す）は、ノード７０２へ好適な実施例において、約２００ｍＡのピーク（約３５ＫＨｚ、約３３％のデューティ・サイクルにおいて、実際、連続した２００ｍＡのピークパルス充電電流を供給する）。各コンデンサに結合しているのが、高出力ダイオード７０３、電流制限抵抗７０４およびパワーＦＥＴ（または絶縁されたゲート・バイポーラ・トランジスタ）７０６を含むセルである。セルにおいて、ダイオード７０３のカソードは、コンデンサＣｉの第２端子に結合している。ダイオード７０３は、接地されているアノードが含まれる。従って、コンデンサＣｉは、ダイオード７０３を用いてのみ放電できる。

さらに、電流制限抵抗７０４は、ダイオード７０３のカソードに結合した１つの端子とＦＥＴ７０６のソースに結合した第２の端子を備えている。ＦＥＴ７０６のドレインは接地に結合している。制御信号は、そのセルのコンデンサＣｉが充電されているかによって、起動または停止される。
動作時、制御信号は、充電されるコンデンサＣｉを含むすべてのセルの各ＦＥＴ７０６にアサートされる。充電ノード７０２の充電電流は、起動されたＦＥＴ７０６をもつセルのこれらのコンデンサのみ充電する。電流は、コンデンサの充電時にはダイオード７０３を通って流れない。電流制限抵抗７０４は、ＦＥＴ７０６の最大電流を制限する。特定コンデンサＣｉの電流は、他のコンデンサＣｉが並列に電荷を保存しているとき、ＦＥＴ７０６が起動されたときなど、充電システムから供給された最大の充電電流を越えることもある。

コンデンサＣｉを放電するには、どのセルが起動されたＦＥＴ７０６を備えていて、すべてのコンデンサが放電されているかは問題ではない。コンデサンサＣｉは、短いパルスの１０００Ａ以上の電流サージを扱うことができるダイオード７０３（ＭＲ７５６などの高出力ダイオード）を通して放電する。
従って、拡張モジュール７００は、並列に充電するため選択したコンデンサ・セルのみ起動する。充電されたすべてのセルを並列に放電できるようにする。スイッチングは電子的に制御されスイッチング要素に影響を与えることはない。その結果、拡張モジュール７００は、１２の電界コンデンサ（２５μＦのコンデンサを１つ、５０μＦのコンデンサを１つ、１００μＦのコンデンサを１０つ）を用いて、２５μＦの精度をもつ４３の異なった容量値を生成してる。

好適な実施例による拡張モジュール（モジュール装着）は、１１００μＦのコンデンサを含み、２５μＦの精度をもつ２５〜３２７５μＦの範囲（１３１値）を提供する。拡張モジュールは４０μＦのコンデンサ（ディザ・コンデンサ）も含む。制御プロセッサによりモードを制御して、ＳＣＲクローバを用いたコンデンサ測定機能を用いることにより、マイクロプロセッサがすべてのコンデンサを測定できるようにする。従って、マイクロプロセッサは、使用時に近い容量値に関する情報をもっている。それ故、操作員が所望のコンデンサを選択したとき、所望の実際の容量値を生成する最適な組合せを選択する。この方法は、±２０％のコンデンサを±１０％のコンデンサに変えられるようにする。これは、トランスフェクション制御装置の好適な実施例において重要な機能である。

以上述べたように、本発明は分子生物学上の問題に簡単で効率的な解決方法を提供するものである。上記の説明によれば、この発明の好適な実施例の範囲に制限されることなく、各種変形、変更及びその他の同等品を用いることができる。それ故、上記の説明は、添付したクレームにより定義される発明の範囲を制限するものとしてはならない。

従来の高電圧トランスフェクション制御装置の略構成図である。 本発明の実施例としての、負荷抵抗測定装置を含む高電圧トランスフェクション制御装置の構成図である。 図２に示す抵抗測定回路の好適な実施例の詳細な回路図である。 好適な実施例によるクローバ・トリガ回路の詳細な回路図である。 容量測定を含むこの発明の好適な実施例のブロック図である。 低電圧、高電流、低ドロップアウト高耐熱性スイッチ回路の好適な実施例のブロック図である。 図６の低電圧ドライバで用いられているトリガ回路のブロック図である。 図６に示す低電圧ドライバの詳細な回路図である。 コンデンサ拡張モジュールの好適な実施例の詳細な回路図である。

符号の説明

１０，１００ トランスフェクション制御装置
２０，１０４ 負荷
３０，１１０ 制御プロセッサ
３２，１１２ 充電システム
３６ トリガ供給
４２ 第１抵抗
４４ 第２抵抗
４６ 第３抵抗
５０ 高耐熱性ハイジュール・スイッチ
５２，１８０，１８２，１８４，３０３ ノード
５３ 負荷ライン
５４ 手動制御ユニット
１０２ 抵抗測定回路
１１６，３００ 電圧デバイダ
１２０ 蓄積コンデンサ
１２２，７０４ 電流制限抵抗
１３０，４０２ ＳＣＲクローバ
１３２ 直列抵抗
１３４ 動作制御スイッチ
１５０，３１２，５００ 発振器
１５２ バンドパス増幅器
１５６，１５８，２０１，２１０，２０６，６２０，６２２，６２４，６２６，６６０，６６２，６６４，６６６ 抵抗
１６０，１６２，１６４，１６６，６５２ ダイオード
１７０，１７２，１７４，２０２，２０４，２０８，６１２，６５６ コンデンサ
２００ トリガ回路
３０２ 増幅器
３０４，３０６，３０８ 電圧コンパレータ
３１０ カウンタ
４００ 低ドロップアウト高耐熱性スイッチ
４０４，７０６ 絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ
４０６ 電流検出抵抗
４０８ トリガ
４１０ ゲート
４１２ アノード
４１４ カソード
５０５ 変圧／整流回路
６０５，６０８ ＮＡＮＤゲート
６１０ ＮＰＮトランジスタ
６５０ 変圧器
６５４ ツェナ・ダイオード
７００ 拡張モジュール
７０２ 充電ノード
７０３ 高出力ダイオード

Claims (12)

1. 既定の高電圧レベルで既定の電流プロファイルを化学溶液へ送るトランスフェクション制御装置において、
   ゲート、高電圧電流を受け取る入力、及び化学溶液に結合したノードに前記高電圧電流を放出する出力を備える高耐熱性スイッチと、
   電荷を保存することにより前記高電圧電流を前記高耐熱性スイッチに供給するために、前記高耐熱性スイッチの前記入力に結合した電荷蓄積デバイスと、
   前記電荷蓄積デバイスの電圧レベルが前記既定の高電圧レベルに等しいとき、前記高耐熱性スイッチを起動するためゲート信号をアサートする、前記高耐熱性スイッチの前記ゲートに結合した制御プロセッサと、
   前記高耐熱性スイッチの前記入力に結合した入力、基準電圧に結合した出力を有し、前記制御プロセッサからゲート入力へのトリガ信号に応答するクローバ回路であって、
   前記制御プロセッサが前記トリガ信号をアサートするとき、前記電荷蓄積デバイスに保存された前記電荷を放出するクローバ回路と、
   前記クローバ回路によって前記電荷蓄積デバイスの容量を測定するため、前記電荷蓄積デバイスに結合した手段と、
   を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置。
2. 請求項１に記載のトランスフェクション制御装置において、前記制御プロセッサは動作電源が断になったとき、前記トリガ信号をアサートするための手段を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置。
3. 請求項１に記載のトランスフェクション制御装置において、
   前記電荷蓄積デバイスに結合した前記手段は、前記電荷蓄積デバイスに蓄えられた電荷を放電するときの該電荷蓄積デバイスの時定数を測定するための手段を備えることを特徴とするトランスフェクション制御装置。
4. 請求項３に記載のトランスフェクション制御装置において、前記クローバ回路の入力は、抵抗器を介して前記高耐熱性スイッチの前記入力に結合され、前記制御プロセッサは、前記の時定数測定手段を用いて前記電荷蓄積デバイスの容量を測定するために、前記トリガ信号を前記クローバ回路へアサートすることを特徴とするトランスフェクション制御装置。
5. 請求項４に記載のトランスフェクション制御装置において、更に前記時定数測定手段は、
   出力電圧を基準ノードに供給するため、前記電荷蓄積デバイスに結合した電圧スケーラと、
   前記基準ノードに結合され、前記出力電圧が第１のレベルを越えるときにリセット信号を出力する第１のコンパレータと、
   前記出力電圧が第２の電圧レベルより小さく、第３の電圧レベルより大きいときゲート信号をアサートするために、前記基準ノードに結合したウィンドウ・コンパレータと、を備え、
   前記第２の電圧レベルは前記第１のレベルより小さく、前記第３の電圧レベルは自然対数の底（ｅ）で除した前記第２の電圧レベルに略等しく、
   入力と出力を備え前記制御プロセッサに結合して、前記入力に供給された入力信号の遷移の総カウント数を累積するため、及び前記総カウント数を前記制御プロセッサに提供するために、前記リセット信号に応答するカウンタを備え、前記リセット信号は前記総カウント数をクリアし、
   前記カウンタの前記入力に結合した出力と前記ウィンドウ・コンパレータに結合したゲート入力をもつゲートで構成された発振器を備え、前記ゲート信号がアサートされたときのみ、前記カウンタへの前記入力信号を発生するために、前記ゲート信号のアサートに応答し、
   前記総カウント数は、前記電荷蓄積デバイスの容量と前記容量を放電する抵抗の積に比例していることを特徴とするトランスフェクション制御装置。
6. 請求項５に記載のトランスフェクション制御装置において、
   前記制御プロセッサは、前記抵抗器を通して前記電荷蓄積デバイスに保存された前記電荷を放電するために、前記トリガ信号を前記クローバ回路へアサートし、前記抵抗器は前記抵抗を提供し、前記総カウント数は前記電荷蓄積デバイスの前記容量に比例していることを特徴とするトランスフェクション制御装置。
7. 既定の高電圧電流を化学溶液に供給するのに適したトランスフェクション制御装置を動作させる方法において、
   電荷蓄積デバイスに結合した、クローバ回路を含む手段により、前記電荷蓄積デバイスの容量を測定するステップと、
   前記の測定された前記電荷蓄積デバイスの容量と前記化学溶液の抵抗とに基づいて、前記電荷蓄積デバイスの既定の高電圧のレベルを決定するステップと、
   前記電荷蓄積デバイスの電圧レベルが前記既定の高電圧のレベルに等しいとき、高耐熱性スイッチを起動することによって、前記既定の高電圧電流を化学溶液に供給するステップと、
   を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置を動作させる方法。
8. 保護抵抗器を通して前記既定の高電圧電流を前記化学溶液に供給するのに適した請求項７に記載のトランスフェクション制御装置を動作させる方法において、更に、前記保護抵抗器の抵抗による電圧低下を補償するため、前記保護抵抗器を通して前記既定の高電圧電流を前記化学溶液に供給するために該化学溶液の入力で必要な電圧より大きい前記既定の高電圧レベルで前記高耐熱スイッチを動作させるステップを含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置を動作させる方法。
9. 請求項７に記載のトランスフェクション制御装置を動作させる方法において、更に、
   前記トランスフェクション制御装置の電源が断になったとき、トリガ信号をアサートするステップと、
   前記トリガ信号がアサートされたとき、前記高電圧電流を供給する前記電荷蓄積デバイスに結合した前記クローバ回路をトリガするステップと、
   前記クローバ回路が起動されたとき、前記クローバ回路を通して前記電荷蓄積デバイスを放電するステップと、
   を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置を動作させる方法。
10. 請求項７に記載のトランスフェクション制御装置を動作させる方法において、前記電荷蓄積デバイスの容量を測定するステップは、
    前記クローバ回路に結合した抵抗器を通して、前記高電圧電流を供給する前記電荷蓄積デバイスを放電するステップと、
    前記電荷蓄積デバイスが放電したとき、前記電荷蓄積デバイスに保存された電圧レベルをサンプリングするステップと、
    周期信号を供給するため、前記電圧レベルが既定の電圧範囲にある間のみ、発振器を動作させるステップと、
    前記容量と前記抵抗器の抵抗の積に比例した総カウント数を供給するため、前記周期信号の遷移数をカウントするステップと、
    を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置を動作させる方法。
11. 請求項７に記載のトランスフェクション制御装置を動作させる方法において、更に、
    前記高電圧電流が閾値を越えるとき、前記電荷蓄積デバイスから前記既定の高電圧電流を化学溶液に供給する前記高耐熱性スイッチの半導体制御整流器を動作させるステップと、
    前記高電圧電流が前記閾値より低いとき、該高電圧電流を供給する前記高耐熱性スイッチのバイポーラ・トランジスタを動作させるステップと、
    を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置を動作させる方法。
12. 請求項７に記載のトランスフェクション制御装置を動作させる方法において、
    公称増加分だけ互いに変化する複数の公称容量値がそれぞれ関連する精度許容範囲をもつ並列に結合した複数のコンデンサを含む前記電荷蓄積デバイスのコンデンサ拡張モジュールから化学溶液への前記既定の高電圧電流の供給に適したトランスフェクション制御装置を動作させる方法であって、
    前記公称増加分の偶数倍に等しくない公称容量値と関連する精度許容範囲に等しい許容値をもつディザ・コンデンサを前記拡張モジュールに含めるステップと、
    トランスフェクション制御装置の設置後、前記拡張モジュールの複数のコンデンサの各々の実際の容量値を測定するステップと、
    所望の前記公称容量値の１つを選択するステップと、
    前記関連する許容精度より低い前記所望の容量値の１つから離れた前記実際の容量値の組合せを提供する前記複数のコンデンサの組合せを選択するステップと、
    を含むことを特徴とするトランスフェクション制御装置を動作させる方法。

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