DE69535341T2

DE69535341T2 - Gesteuerter Hoch-Spannungsgenerator geeignet für Transfektionsverfahren

Info

Publication number: DE69535341T2
Application number: DE69535341T
Authority: DE
Inventors: Charles W. Concord Ragsdale
Original assignee: Bio Rad Laboratories Inc
Current assignee: Bio Rad Laboratories Inc
Priority date: 1994-06-16
Filing date: 1995-06-13
Publication date: 2007-06-28
Anticipated expiration: 2015-06-14
Also published as: JP2007190033A; CA2150444C; JP3939770B2; JP2006288403A; EP0689289A3; DE69532699T2; CA2150444A1; EP1515437A1; DE03017179T1; DE04024743T1; EP0689289B1; EP1369996A3; US5729426A; EP1369996B1; EP1369996A2; US5656926A; DE689289T1; JP4185123B2; DE69535341D1; DE69532699D1

Description

QUERVERWEIS ZU ÄHNLICHEN ANWENDUNGEN
Die betrachtete Einheit dieser Anwendung ist der US-Patentschrift 4,750,100 ähnlich.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Die vorliegende Erfindung betrifft in der Regel Transfektion und Zellfusion und insbesondere eine Vorrichtung zum Leiten von Hochspannungsströmen zu einer Suspension von Zellen und DNA, die gewöhnlich in einer Küvette enthalten sind.
Im biotechnischen Gebiet ist das Einbringen geklonter DNA in Säugetier- und andere Zellen unter Verwendung einer elektrischen Entladung hoher Spannung bekannt. Dieses gewöhnlich als "Transfektion" bezeichnete Verfahren, beinhaltet typischerweise die Erzeugung einer Suspension von Zellen in einer phosphatgepufferten Salzlösung (PBS) und Zugabe geklonter DNA. Ein Hochspannungsimpuls, der an die Suspension von einem Impulsgenerator angelegt wird, veranlasst die Zellen, die exogene DNA aufzunehmen und zu exprimieren. Verschiedene Impulsgeneratoren stehen zu diesem Zweck zur Verfügung.
Die eingangs erwähnte US-Patentschrift, die als hierin aufgenommen gilt, stellt einen gesteuerten Hochspannungsgenerator geeignet für Transfektionsverfahren bereit, der einen Hochspannungsstroms in eine Suspension von Zellen und DNA leiten kann. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform für ein darin offenbartes Transfektionssystem 10 zum Zuführen von Spannung und Strom zu einer Last 20. Das Transfektionssysteme 10 umfasst einen Steuerprozessor 30, ein Ladesystem 32, eine Triggerversorgung 34, einen Trigger 36, einen Kondensator 40, einen ersten Widerstand 42, einen zweiten Widerstand 44, einen dritten Widerstand 46 und einen Halbleistungsschalter 50.
Der Steuerprozessor 30 gibt ein Steuersignal an das Ladesystem 32 aus, um die Erzeugung eines Ladestroms zu veranlassen. Die Triggerversorgung 34 arbeitet auf einem Spannungspegel, der an einem Ausgangsanschluss des Ladesystems vorliegt. Die Triggerversorgung 34 umfasst eine Ladungsspeichereinrichtung, um den Trigger 36 mit einer geeigneten Triggerenergie zu versorgen.
Der Widerstand 42 ist an den Ausgangsanschluss des Ladesystems 32 und einen Ladungsknotenpunkt 52 angeschlossen. Der Widerstand 44 ist zwischen den Knotenpunkt 52 und Erde geschaltet. Der Widerstand 42 begrenzt den Stromfluss in den Knotenpunkt 52, um die Verwendung eines kleineren Transformators im Ladesystem 32 zu ermöglichen. Der Kondensator 40 ist zwischen den Knotenpunkt 52 und Erde gekoppelt, und ein Eingangsanschluss des Halbleistungsschalters 50 ist an den Knotenpunkt 52 gekoppelt. Der Widerstand 44 in Reihe mit dem Widerstand 46 gibt nach und nach die auf dem Kondensator 40 gespeicherte Ladung ab. Ein Kontrollsignal für den Steuerprozessor 30 wird durch den Widerstand 44 und den Widerstand 46 erzeugt.
Der Halbleistungsschalter 50 umfasst typischerweise einen halbleitungsgesteuerten Gleichrichter (SCR) (oder siliziumgesteuerten Gleichrichter), was bekannt ist. Der Halbleistungsschalter 50 liefert eine Ausgangsspannung und einen Strom an seinem Ausgangsanschluss als Reaktion auf ein Eingangsgattersignal. Nach Auslösung wird die in dem Kondensator 40 gespeicherte Ladung/Energie durch den Halbleistungsschalter 50 und in die Last 20 über eine Lastleitung 53 geleitet. Die Last 20 ist gewöhnlich eine geerdete Küvette, die ausgelegt ist, um Zellsuspensionen und dergleichen zu enthalten.
Der Steuerprozessor 30 ist an den Trigger 36 angeschlossen und wird ein Triggersignal an den Trigger 36 ausgeben. Als Reaktion auf das Triggersignal leitet der Trigger 36 die gespeicherte Triggerenergie als das Gattersteuersignal für den Halbleistungsschalter 50. Typischerweise muss das Gattersteuersignal eine höhere Spannung als die Spannungspegel, die in geeigneter Weise durch den Steuerprozessor 30 erzeugt werden, aufweisen.
Das Transfektionssystem 10 umfasst ferner eine Handsteuereinheit 54 zum Einstellen gewünschter Spannungspegel und zum Initiieren von Betrieb. Typischerweise umfasst die Handsteuereinheit 54 zwei unabhängige, normalerweise offene Schalter, die beide geschlossen gehalten werden müssen, um das System zu betätigen. Ein solches System reduziert die Elektroschockgefahr für die Bedienungsperson.
In Betrieb gibt der Steuerprozessor 30 das Steuersignal an das Ladesystem aus, wenn ein Benutzer die Handsteuerung 54 aktiviert. Das Ladesystem 32 lädt den Kondensator 40 auf einen Spannungspegel über dem durch die Steuereinheit 54 eingestellten vorgeschriebenen Spannungspegel auf, ohne den Halbleistungsschalter 50 auszulösen, so wie durch die Kontrollspannung bestimmt. Der Steuerprozessor 30 deaktiviert das Steuersignal an das Ladesystem 32 und wartet, dass der Spannungspegel am Knotenpunkt 52 (wie von der Kontrollspannung bestimmt) auf den richtigen Pegel abfällt, entladen durch den Widerstand 44 und den Widerstand 46. Wenn die Spannung korrekt ist, gibt der Steuerprozessor 30 das Triggersignal an den Trigger 36 aus, der seinerseits das Gattersteuersignal für den Halbleistungsschalter 50 ausgibt.
Als Reaktion auf das Gattersteuersignal leitet der Halbleistungsschalter 50 die auf dem Kondensator 40 gespeicherte Ladung zur Last 20 über die Lastleitung 53. Die Ausgangsspannung vom Halbleistungsschalter 50 klingt exponential ab, was bekannt ist, und ist eine Funktion der Kapazität des Kondensators 40 und des Widerstands der Ladung 20.
Das Transfektionssystem 10 kann Spannungen über 3.000 Volt und Ströme über 1.000 Ampere zuführen. Auf Grund der Größe der beteiligten Spannungen und Ströme sowie der häufig notwendigen Handhabung der Ausrüstung durch Bedienungspersonen, ist die Verbesserung der zugehörigen Sicherheitsmerkmale und Verfahrensweisen ein ständiges Ziel.
Wie oben beschrieben, verwendet das Transfektionssystem 10 einen halbleitungsgesteuerten Gleichrichter (SCR) (oder siliziumgesteuerten Gleichrichter)-Halbleistungsschalter. Dieser Gerätetyp bleibt die einzige praktische Vorrichtung zum Bereitstellen sauberer Wellenformen bei Strömen von über 1000 Ampere. Durch Hinzufügung mehrerer in Reihe geschalteter SCR-Zellen wird ein Hochspannungsschalter erzeugt. Ein SCR ist so beschaffen, dass er Strom bis zu seinem Schmelzstrom liefert. Oberhalb dieses Punkts fährt der SCR fort, Strom zu liefern, aber als vollständiger Kurzschluss. Nach Auslösung wird sich der SCR erst ausschalten, wenn ein Eingangsstrom unter seinen Haltestrom abfällt.
Auf Grund der Größe der beteiligten Spannungen und Ströme ist es wünschenswert, den Ausgangsstrom von dem SCR nach Erhalt des gewünschten Ausgangsstroms zu steuern. Wie oben beschrieben, hat es keinen Zweck, zu versuchen, den Ausgangsstrom durch Abschalten des SCR zu begrenzen, wenn der Ausgangsstrom von dem SCR einen gewünschten Pegel erreicht. Ferner ist es auf Grund des Potentialbereichs der beteiligten Ströme unpraktisch, Stromnebenschlussdämpfungswiderstände zu verwenden.
Während der Lastwiderstand abhängig von vielen Faktoren variieren wird, gibt es Zeiten, wo der effektive Widerstand der Last ein Minimum von etwa zwanzig Ohm aufweist. Die maximale Spannung beträgt typischerweise etwa 2500 Volt und deshalb beträgt der maximale Strom normalerweise etwa 125 Ampere. Leider wird auf Grund der Größe der Spannungen manchmal ein Funkenüberschlag erfolgen, der den Last-(Küvetten-)Widerstand effektiv auf null reduzieren wird. Die Entladung des Transfektionsstroms ohne Widerstand kann die Ausrüstung beschädigen, die SCRs schmelzen und die Gefahren für das die Ausrüstung bedienende Personal erhöhen.
Bekannt ist der Einschluss eines Grenzscheinwiderstands in Reihe mit der Last, um den maximalen Strom zu begrenzen und dadurch die mit Funkenüberschlägen verknüpften Gefahren zu senken. Ein solcher Grenzscheinwiderstand würde zwischen dem Halbleistungsschalter 50 und der Last 20 in der Lastleitung 53 hinzugefügt werden. Obwohl sich der Reihenscheinwiderstand in der Größenordnung von 1,5 Ohm befindet, wenn der Widerstand der Küvette niedrig ist, kann der Grenzscheinwiderstand einen bedeutenden Spannungsabfall erzeugen, wodurch sich der tatsächliche Spannungspegel, der an die Last von dem auf dem Kondensator 40 gespeicherten gewünschten Pegel angelegt wird, ändert.
Das in 1 gezeigte Transfektionsgerät enthält einen Handschalter 54 zum manuellen Betätigen des Transfektionssystems 10. Bei herkömmlichen Systemen ist bekannt, dass sie während der manuellen Betätigungen die Verwendung von zwei Impulsschaltern, so wie oben beschrieben, benötigen. Zum Aufladen des Kondensators 40 müssen beide Schalter gedrückt und zusammen gehalten werden. Ein solches System reduziert die Wahrscheinlichkeit, dass eine Bedienungsperson Hochspannungsteile der Ausrüstung während des Betriebs berührt, solange die Ladungs- und Entladungsprozesse ohne Unterbrechung stattfinden. Wenn eine Bedienungsperson den Betrieb vor Erreichen der Kondensatorentladung anhält, dann können gefährliche Spannungspegel im Kondensator 40 vorhanden sein.
Zum Erzeugen genauer Ergebnisse mit dem Transfektionssystem 10 muss eine präzise Ladung/Energie an die Last 20 angelegt werden. Um die im Kondensator 40 gespeicherte präzise Ladung/Energie genau zu bestimmen, ist ein genauer Kapazitätswert erforderlich. Leider war auf Grund der Größe der Ladung/Energie, die der Kondensator 40 speichern muss, bislang die einzige mögliche Alternative zum Erzeugen langer Zeitkonstanten (bis zu 3,5 Sekunden) die Verwendung von Elektrolytkondensatoren. Es ist unerschwinglich teuer, Präzisionsschichtkondensatoren mit der Größe, wie sie für lange Zeitkonstanten in einem Transfektionssystem benötigt wird, zu erhalten. Die Verwendung langer Zeitkonstanten erfordert jedoch maximale Spannungen von nur 500 V, was für Elektrolyten möglich ist. Für Hochspannungs-(2500 V)-Versuche ist die benötigte Zeitkonstante kürzer (50 ms oder weniger), so dass Präzisions-(±5% oder ±10%-) Schichtkondensatoren möglich sind. Infolgedessen setzen herkömmliche Transfektionssysteme mit langer Zeitkonstante Kondensatoren mit einer Standardtoleranz von ±25% ein. Der Stand der Technik für Elektrolytkondensatoren entspricht etwa ±20%. Solche Schwankungen und Ungenauigkeiten der Kapazität des Speicherkondensators 40 reduzieren die Wirksamkeit herkömmlicher Transfektionssysteme, da verschiedene Zellen eine spezifische Zeit-Energie-Zufuhr erfordern.
Die fehlende Präzision von Elektrolytkondensatoren stellt auch ein Problem bei der Bereitstellung von Kondensatorerweiterungsmodulen für das Transfektionssystem 10 dar. Bei Verwendung des Transfektionssystems 10 ist eine Feinsteuerung verschiedener Pegel von Ladung/Energie für verschiedene Anwendungen erforderlich. Es ist wünschenswert, dass eine vom Benutzer auswählbare Menge von Kondensatoren bereitgestellt werden kann, um die gewünschten Transfektionsenergieprofile zu erhalten.
In einigen Anwendungen wird die gewünschte Ausgangspannung relativ klein sein. Während der SCR besonders wirksam als Schalter für hohe Spannungs- und Strompegel ist, kann der SCR problematisch bei Verwendung niedriger Spannungen sein. Zum Beispiel kann die tatsächliche Last etwa 1000 Ohm betragen. Ein typischer Haltestrom für einen SCR beträgt etwa 60 Milliampere. Das erfordert am Knotenpunkt 52 eine höhere Spannung als etwa 60 Volt. Fällt die Spannung am Knotenpunkt 52 unter 60 Volt mit einer Last von 1000 Ohm, fallen einige Halbleistungsschalter aus und kürzen die Ausgangswellenform. In der Praxis ist es wünschenswert, dass Betriebsspannungen für einen SCR, der in der vorliegenden Anwendung benutzt wird, 200 Volt zwecks bester Genauigkeit überschreitet. Demzufolge ist es erstrebenswert, einen Halbleistungsschalter bereitzustellen, der in der Lage ist sowohl bei hohen als auch bei niedrigen Spannungspegeln zu wirken.
Die US-Patentschrift A-4,946,793 offenbart einen Scheinwiderstand, der für ein Transfektionssystem geeignet ist.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren bereit, um Transfektionssysteme nach dem Stand der Technik einfach und wirksam zu verbessern, indem der tatsächliche Lastwiderstand gemessen und irgendwelche Effekte eines Grenzscheinwiderstands in Reihe mit der Last ausgeglichen werden. Der beschriebene Transfektionsregler misst die tatsächliche effektive Kapazität eines Speicherkondensators oder der Kondensatoren und stellt durch Verwendung eines Erweiterungsmoduls dem Benutzer effektiv eine vom Benutzer auswählbare Menge von Kondensatoren, bereit, die eine effektive Toleranz von ±10% aufweisen, wenn die Toleranz des einzelnen Elektrolytkondensators ±20% beträgt.
Die bevorzugte Ausführungsform umfasst zwei Abschnitte. Ein Abschnitt des Systems bedient 200-2500 V und ein anderer Abschnitt bedient Niederspannungen (50-500 V). Der Transfektionsregler weist einen verbesserten Halbleistungsschalter auf, der in einem Niederspannungs-, Hochstrombetrieb mit einer niedrigen Abfallspannung (für die Verwendung mit Elektrolytkondensatoren von (maximal) 500 V) wirkt. Ferner wird eine zusätzliche Schutzschaltung in Form einer Überspannungsschutzschaltung nicht nur das Laden des Speicherkondensators verhindern, außer wenn ein Sicherheitsschalter betätigt wird, sondern auch die Last vom Kondensator zur Erde im Nebenschluss schalten, falls der Ladungsbetrieb unterbrochen werden sollte oder wenn Strom vom Transfektionssystem abgezogen wird.
In einer Ausführungsform weist ein Transfektionssteuersystem zum Leiten eines Hochspannungsstromprofils zu einer chemischen Lösung einen Halbleistungsschalter mit einem Gatter, einem Eingang und einen Ausgang auf. Eine Ladungsspeichereinrichtung, die mit dem Eingang verbunden ist, stellt den Hochspannungsstrom bereit. Ein Grenzscheinwiderstand zwischen dem Ausgang des Halbleistungsschalters und der Last (chemische Lösung) stellt einen Funkenüberschlagschutz bereit. Eine Widerstandsmessschaltung ist an einen Knotenpunkt zwischen dem Grenzscheinwidersand und der chemischen Lösung gekoppelt, um den Widerstand der Last zu messen, bevor der Halbleistungsschalter aktiviert wird. Ein Steuerprozessor steuert den Spannungspegel an der Ladungsspeichereinrichtung, und wenn der Spannungspegel an der Ladungsspeichereinrichtung hoch genug ist, um den Abfall über den Grenzscheinwiderstand auszugleichen, löst der Steuerprozessor den Halbleistungsschalter aus. Die Auslösung des Halbleistungsschalters leitet die gespeicherte Ladung in die chemische Lösung mit dem gewünschten Hochspannungspegel.
Ein Überspannungsschutzschalter kann an die Ladungsspeichereinrichtung gekoppelt sein, um die gespeicherte Ladung schnell zur Erde abzuleiten. Der Überspannungsschutz wird aktiviert, wenn ein Impulsschalter während der manuellen Steuerung ausgelöst wird oder wenn Strom vom Transfektionssystem abgezogen wird. Die Überspannungsschutzschaltung ermöglicht eine genaue Messung der tatsächlichen Kapazität oder der Zeitkonstante der Ladungsspeichereinrichtung während einer Vorgehensweise, die genau den tatsächlichen Verwendungszweck simuliert. Dieser Aspekt der Erfindung beinhaltet die Verwendung eines Fensterkomparators zur Aktivierung eines Oszillators während eines spezifischen Zeitfensters der Ladungsableitung. Das Zeitfenster ist etwa gleich einer Periode, damit die Spannung auf der Ladungsspeichereinrichtung auf einen Referenzwert 1/e abfällt. Ein Zähler zählt eine Gesamtsumme von Übergängen ab einem periodischen Signal, das durch den Oszillator erzeugt wird. Die Gesamtsumme der Übergänge steht im Verhältnis zum Fenster und damit zur Zeitkonstante.
Durch Ableiten der gespeicherten Ladung durch die Überspannungsschutzschaltung (und durch Verwendung eines festgesetzten Widerstands), Kontrollieren der Spannung auf der Ladungsspeichereinrichtung wird eine Gesamtsumme von Übergängen bereitgestellt, die im Verhältnis zur Kapazität der Ladungsspeichereinrichtung steht.
Die Halbleistungsschalter umfassen einen halbleitungsgesteuerten Gleichrichter (SCR) (oder siliziumgesteuerten Gleichrichter) in Parallelschaltung mit einem bipolaren Transistor. Der SCR stellt Treiberkapazität für Hochspannungsströme, die die relativ niedrige Treiberfähigkeit des bipolaren Kondensators überschreiten, bereit. In ähnlicher Weise stellt der bipolare Transistor niedrige Treiberfähigkeit bereit, wenn der Hochspannungsstrom kleiner als ein Haltestrom des SCR ist.
Es wird nun ein Kondensatorerweiterungsmodul zur Verwendung in einem Transfektionssystem beschrieben. Das Erweiterungsmodul weist mehrere Kondensatorzellen auf, die elektronisch auswählbar sind. Jede Zelle des Erweiterungsmoduls weist einen Kondensator, eine Leistungsdiode und einen Leistungs-FET auf. Die Diode ist an den Kondensator gekoppelt, um nur Entladungsstrom zu gestatten. Die Aktivierung des FETs gestattet Ladestrom, wobei die Kondensatoren nur in den Zellen, die einen aktivierten FET haben, geladen werden.
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch Bezugnahme auf die restlichen Teile der Beschreibung einschließlich der Zeichnungen und Patentansprüche deutlich. Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung sowie die Struktur und der Betrieb der verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen haben gleiche oder funktional ähnliche Teile in den verschiedenen Ausführungsformen gleiche Bezugszeichen.
KURZDARSTELLUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen Hochspannungssystems für Transfektionsverfahren;
2 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für ein Hochspannungssystem für Transfektionsverfahren, das ein Lastwiderstandsmessgerät aufweist;
3 ist eine schematische Detaildarstellung einer bevorzugten Ausführungsform der in 2 gezeigten Widerstandsmessschaltung;
4 ist ein schematisches Detaildiagramm einer Überspannungsschutz-Triggerschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform;
5 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ein Kapazitätsmessgerät aufweist;
6 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform für eine Halbleistungsschaltung mit niedriger Spannung, hohem Strom und niedrigem Abfall.
7 ist ein schematisches Diagramm für eine in dem Niederspannungstreiber von 6 verwendete Triggerschaltung;
8 ist ein schematisches Detaildiagramm des in 6 gezeigten Niederspannungstreibers, und
9 ist ein schematisches Detaildiagramm einer bevorzugten Ausführungsform für ein Kondensatorerweiterungsmodul.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
2 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für ein Hochspannungssystem für Transfektionsverfahren 100, das ein Lastwiderstandsmessgerät 102 zum Messen eines Widerstands einer Last 104 aufweist. Das Transfektionssystem 100 umfasst einen Steuerprozessor 110, ein Ladesystem 112, einen Halbleistungsschalter 114, einen Spannungsteiler 116, einen Speicherkondensator 120, einen Grenzwiderstand 122, eine Nebenschlussschaltung, die einen SCR-Überspannungsschutz 130 mit einem Reihenwiderstand 132 aufweist, und einen Betriebssteuerschalter 134. Der Steuerprozessor 110 weist einen Mikroprozessor zum Realisieren der hier beschriebenen Merkmale auf. Der SCR-Überspannungsschutz 130 weist einen SCR auf.
Der Steuerprozessor 110 liefert ein Ladesignal an das Ladesystem 112. Das Ladesystem 112 ist eine Hochspannungs-Schaltenergiewandlerschaltung, die im Wesentlichen konstanten Strom zu einem Ausgangsanschluss liefert. Der Speicherkondensator 120 ist zwischen den Ausgangsanschluss des Ladesystems 112 und Erde gekoppelt. Der Spannungsteiler 116 ist zwischen den Ausgangsanschluss des Ladesystems 112 und Erde gekoppelt, wobei ein Stufenanschluss an den Steuerprozessor 110 gekoppelt ist.
Der Halbleistungsschalter 114 weist einen Eingangsanschluss (Anode) und einen Ausgangsanschluss (Kathode) und einen Gatteranschluss auf. Der Eingangsanschluss ist an den nicht geerdeten Anschluss des Speicherkondensators 120 gekoppelt, der Gatteranschluss ist an den Steuerprozessor 110 gekoppelt, und der Ausgangsanschluss ist an den Grenzwiderstand 122 gekoppelt. Der SCR-Überspannungsschutz 130 weist einen Eingangsanschluss (Anode), einen Ausgangsanschluss (Kathode) und einen Gatteranschluss auf. Der Reihenwiderstand 132 ist an den Eingangsanschluss des Halbleistungsschalters 114 und an den Eingangsanschluss der Überspannungsschutzschaltung 130 gekoppelt. Der Ausgangsanschluss des SCR-Überspannungsschutzes 130 ist an Erde gekoppelt, und der Toranschluss ist an den Steuerprozessor 110 gekoppelt.
Der Grenzwiderstand 122 ist in Reihe zwischen den Ausgangsanschluss des Halbleistungsschalters 114 und die Last 104 geschaltet. Der Grenzwiderstand 122 hat typischerweise eine sehr niedrigen Widerstand in der Größenordnung von etwa 1,5 Ohm. In der bevorzugten Ausführungsform, in der ein Hochspannungsabschnitt (200-2500 V) und ein Nieder spannungsabschnitt (50-500V) vorhanden ist, werden 0,5 Ohm für die Widerstandsmenge des Grenzwiderstands 122 beim Betreiben des Niederspannungsabschnitts und 1,5 Ohm beim Betreiben des Hochspannungsabschnitts verwendet. Das Lastwiderstandsmessgerät 102 ist an einen Knotenpunkt zwischen dem Grenzwiderstand 122 und der Last 104 gekoppelt. Das Lastwiderstandsmessgerät 102 weist einen Oszillator zum Erzeugen eines 20-KHz-Signals niedriger Amplitude auf. Die Lastwiderstandsschaltung 102 arbeitet in einer bekannten Weise, um das Signal niedriger Amplitude in die Last 104 zu injizieren, damit der Widerstand der Last erzeugt wird. Das Messsystem ist jedoch gegen Hochspannung geschützt, die während der Impulszuführung erzeugt wird. Die gemessenen Widerstandsergebnisse werden dem Steuerprozessor 110 geliefert.
3 ist ein schematisches Detaildiagramm einer bevorzugten Ausführungsform für die in 2 gezeigte Widerstandsmessschaltung 102. Die Widerstandsmessschaltung 102 weist einen Oszillator 150, einen Bandpassverstärker 152, zwei Hochspannungswiderstände (Widerstand 156 und Widerstand 158), vier Zenerdioden (Diode 160, Diode 162, Diode 164 und Diode 166) und drei Kondensatoren (Kondensator 170, Kondensator 172 und Kondensator 174) auf. Ein Ausgang des Oszillators 150 ist durch einen Kondensator 170 an einen Knotenpunkt 180 gekoppelt. Eine Kathode der Diode 160 ist an einen Knotenpunkt 180 gekoppelt und eine Anode der Diode 160 ist an eine Anode der Diode 162 gekoppelt, die eine an Erde gekoppelte Kathode hat.
Der Widerstand 156 und Kondensator 172 sind in Reihe zwischen den Knotenpunkt 180 und einen Knotenpunkt 182 gekoppelt, wobei der Widerstand 156 mit dem Knotenpunkt 180 verbunden ist und der Kondensator 172 mit dem Knotenpunkt 182 verbunden ist. Der zu messende Widerstand, wie zum Beispiel der Widerstand der in 2 gezeigten Last 104, ist an den Knotenpunkt 182 gekoppelt.
Der Kondensator 174 und Widerstand 158 sind in Reihe zwischen den Knotenpunkt 182 und einen Knotenpunkt 184 geschaltet, wobei der Kondensator 174 mit dem Knotenpunkt 182 verbunden ist und der Widerstand 158 mit dem Knotenpunkt 184 verbunden ist. Eine Diode 164 und eine Diode 166 weisen jeweils eine Anode und eine Kathode auf. Die Anoden sind miteinander verbunden, wobei die Kathode der Diode 164 mit dem Knotenpunkt 184 verbunden ist und die Kathode der Diode 166 mit Erde verbunden ist.
Ein Bandpassverstärker 152 umfasst einen Eingang, einen Ausgang und einen Bereichsauswahleingang (nicht dargestellt). Der Eingang des Verstärkers 152 ist mit einem Knotenpunkt 184 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 152 ist mit einem Analog-Digital-(A/D) Wandler (nicht dargestellt) des Steuerprozessors 110 verbunden. Der Bandpassverstärker liefert eine Verstärkung von etwa 100-400.
In Betrieb injiziert die Widerstandsmessschaltung 102 Sinuswellen vom Oszillator 150 mit einer Frequenz von etwa 20 KHz und einer Amplitude von etwa fünfzig Millivolt in den Knotenpunkt 182. Der Bandpassverstärker 152 (ein Wechselstromverstärker) stellt eine Spannung von dem Knotenpunkt 182 wieder her, die ungefähr proportional zum Widerstand der Last 104 ist. Die analoge Ausgangsspannung wird dem Steuerprozessor 110 geliefert. Der Steuerprozessor 110 digitalisiert den Ausgangswert vom Verstärker 152. Anhand einer Nachschlagtabelle (nicht dargestellt) linearisiert der Steuerprozessor 110 die Widerstandswerte, um den Widerstand der Last 104 zu bestimmen. Der Bereichsauswahlschalter erlaubt der Widerstandsmessschaltung 102, den Widerstand im Bereich 5-1.000 Ohm zu messen.
Der Betriebssteuerschalter 134 weist zwei in Reihe geschaltete Impulsschalter auf, die zwischen einem Eingang des Steuerprozessors 110 und Erde eingefügt sind. Zum Betätigen des Transfektionssystems 100 muss ein Benutzer jeden der Impulsschalter des Steuerschalters 134 drücken und halten.
In Betrieb veranlasst der Betriebssteuerschalter 134 den Steuerprozessor 110, ein Steuersignal an das Ladesystem 112 auszugeben, damit das Ladesystem 112 seinen Ausgangsstrom erzeugt und zuführt. Der Ausgangsstrom des Ladesystems 112 lädt den Speicherkondensator 120 auf, wobei die Spannung am Eingang des Halbleistungsschalters 114 erhöht wird. Der Steuerprozessor 110 kontrolliert den Spannungspegel am Eingang des Halbleistungsschalters 114 über Rückmeldung vom Spannungsteiler 116. Wenn der gewünschte Spannungspegel erreicht worden ist, deaktiviert der Steuerprozessor das Steuersignal an das Ladesystem 112 und löst den Halbleistungsschalter 114 aus. Der Steuerprozessor 110 löst den Halbleistungsschalter 114 durch Ausgeben des Triggersignals an den Gatteranschluss aus. Die Auslösung des Halbleistungsschalters 114 koppelt die in dem Speicherkondensator 120 gespeicherte Ladung/Energie an die Last 104 durch den Grenzwiderstand 122.
Danach entlädt sich der Speicherkondensator 120 durch die Last 104, bis die meiste seiner gespeicherten Ladung erschöpft ist. Die Erschöpfungsgröße während der Entladung durch die Last 104 hängt vom Haltestrom des Halbleistungsschalters 114 ab. Der Grenzwiderstand 122 begrenzt die maximale Stromlast.
Zum Sicherstellen, dass der Grenzwiderstand 122 die Größe der an die Last 104 angelegten Spannung nicht nachteilig beeinflusst, bestimmt das Lastwiderstandsmessgerät 102 den tatsächlichen Lastwiderstand. Die Widerstandsmessschaltung 102 versorgt den Steuerprozessor 110 mit der Widerstandsmessung der Last.
Da der Steuerprozessor 110 danach den tatsächlichen Lastwiderstand und den Wert des Grenzwiderstands 122 kennt, lässt der Steuerprozessor 110 den Spannungsegel auf dem Speicherkondensator 120 auf einen höheren Pegel ansteigen, um den Spannungsabfall über dem Grenzwiderstand 122 auszugleichen. Die Bereitstellung von quantitativ bestimmten hochgetriebenen Spannungspegeln auf dem Speicherkondensator 120 ermöglicht dem Transfektionssystem 100, genaue Ausgangsspannungen sogar bei Verwendung des Grenzwiderstands 122 zu erzeugen. Der Grenzwiderstand 122 ermöglicht dem Transfektionssystem 100, Funkenüberschlag ohne Schaden zu tolerieren.
In 2 ist die Überspannungsschutz-Nebenschlussschaltung, an den Eingangsanschluss des Halbleistungsschalters 114 gekoppelt, dargestellt. Der Zweck des SCR-Überspannungsschutzes 130 besteht darin, Ladung, die in dem Speicherkondensator 120 gespeichert ist, durch Leiten der gespeicherten Ladung an Erde zu entsorgen. In Betrieb hat die Auslösung des Triggersignals zum SCR-Überspannungsschutz 130 zur Folge, dass der SCR-Überspannungsschutz als Niederohmwiderstand wirkt. Der SCR-Überspannungsschutz 130 bleibt solange eingeschaltet, wie der Eingangsstrom den Haltestrom überschreitet. Wenn der Strom abnimmt, schaltet sich der SCR-Überspannungsschutz automatisch aus. Normale Strompegel, die aus der Entladung des Kondensator 120 resultieren, sind typischerweise viel höher als der Haltestrom. Daher entfernt der SCR-Überspannungsschutz 130 auf wirksame Weise potentiell gefährliche Ladungspegel, die in dem Speicherkondensator 120 gespeichert sind.
Die Verwendung des Reihenwiderstands 132 begrenzt die Größe des Eingangsstroms in den SCR-Überspannungsschutz 130. Durch Begrenzen des Eingangsstroms in den SCR-Überspannungsschutz 130 kann der SCR-Überspannungsschutz kleinere, weniger kostspielige SCR-Vorrichtungen in seinem Aufbau verwenden. In der bevorzugten Ausführungsform hat der Reihenwiderstand 132 einen Widerstand von etwa 1000 Ohm.
Wie oben beschrieben, wird das Transfektionssystem 100 nur arbeiten, wenn der Steuerschalter 134 ordnungsgemäß aktiviert ist. Der Steuerprozessor 110 wird erkennen, ob einer der Impulsschalter des Steuerschalters 134 losgelassen wird, bevor der Kondensator 120 durch den Halbleistungsschalter 114 in die Last 104 entladen wird. Das Loslassen eines oder der beiden Impulsschalter führt dazu, dass der Steuerprozessor 110 den SCR-Überspannungsschutz 130 auslöst, um jegliche auf dem Kondensator 120 gespeicherte Ladung zu entfernen.
Es ist nicht nur wünschenswert, den SCR-Überspannungsschutz 130 auszulösen, wenn ein Impulsschalter losgelassen wird, sondern auch, dass die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung den SCR-Überspannungsschutz 130 auslöst, wenn der Strom ausgeschaltet werden sollte. 4 ist ein schematisches Detaildiagramm einer Überspannungsschutz-Triggerschaltung 200 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform. Die Triggerschaltung 200 in der bevorzugten Ausführungsform ist in den Steuerprozessor 110 eingebaut und arbeitet, um die Auslösung zu aktivieren, falls der Betriebsstrom ausgeschaltet wird. Die Auslösung wird auch aktiviert, wenn ein Triggereingangssignal Überspannungsschutzes ausgegeben wird.
Die Triggerschaltung 200 umfasst einen bipolaren PNP-Transistor Q1, einen bipolaren Transistor Q2 und eine Diode D1. Die Diode D1 ist an Vcc (Versorgungsspannung) gekoppelt, die in der bevorzugten Ausführungsform 17 V beträgt. Die Diode D1 hat eine Anode, die an Vcc gekoppelt ist, um Strom von Vcc zu leiten. Die Triggerschaltung 200 weist einen Widerstand 201 auf, der in Reihe zu einer Kathode der Diode D1 geschaltet ist, und einen Kondensator 202, der zwischen den Widerstand 201 und Erde geschaltet ist. Ein Emitter des Transistors Q1 ist an einen Knotenpunkt N1 zwischen den Widerstand 201 und den Kondensator 202 gekoppelt.
Ein Kondensator 204 koppelt Vcc an eine Basis des Transistors Q1, und ein Widerstand 206 koppelt den Knotenpunkt N1 an die Basis des Transistors Q1. Ein Kondensator 208 koppelt die Basis des Transistors Q1 an Erde. Ein Kollektor des Transistors Q1 liefert das Triggerausgangssignal.
Ein Widerstand 210 koppelt einen Kollektor des Transistors Q2 an die Basis des Transistors Q1. Ein Emitter des Transistors Q2 ist an Erde gekoppelt, und eine Basis des Transistors Q2 empfängt das Triggereingangssignal des Überspannungsschutzes. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Kondensator 202 bei etwa 10 Mikrofarad und 25 Volt bemessen, und der Kondensator 204 und der Kondensator 208 sind Kondensatoren mit 0,01 Mikrofarad.
Während in Betrieb der Triggerschaltung 200 Energie zugeführt wird, fließt Strom durch die Diode D1 und den Widerstand 201 zum Aufladen des Kondensators 202. Der Kondensator 204 koppelt die Versorgungsspannung an die Basis des Transistors Q1, wodurch der Transistor Q1 nichtleitend wird. Die Auslösung des Triggereingangssignals des Überspannungsschutzes schaltet den Transistor Q2 ein, wodurch das Spannungspotential am Kollektor des Transistors Q2 auf einen niedrigeren Wert gezwungen wird. Das niedrige Potential am Kollektor des Transistors Q2 bewirkt ein Absinken des Potentials an der Basis des Transistors Q1 auf einen niedrigen Wert und schaltet ihn ein. Die Einschaltung des Transistors Q1 führt dazu, dass Vcc Strom liefert, um das Triggerausgangssignal auszulösen. Der Strom wird von der im Kondensator 202 gespeicherten Ladung geliefert, was langsamer erfolgt und bei einem niedrigeren Strom, geladen durch D1 und den Widerstand 201.
Wenn Energie vom System abgezogen wird, fällt die Versorgungsspannung auf null ab. Der Versorgungsspannungspegel ist an die Basis des Transistors Q1 durch den Kondensator 204 gekoppelt. Wenn der Spannungspegel an der Basis des Transistors Q1 tief genug gefallen ist, wird der Transistor Q1 eingeschaltet. Obwohl die an den Emitter des Transistors Q1 gekoppelte Versorgungsspannung nicht mehr zum Auslösen des Triggersignals zur Verfügung steht, ist der Kondensator 202 groß genug, um eine ausreichende Ladung zur Auslösung des Triggerausgangssignals zu speichern.
Wie oben beschrieben, zieht die Auslösung des Triggerausgangssignals zum in 2 gezeigten SCR-Überspannungsschutz 130 Ladung aus dem Speicherkondensator 120 ab. Eine Kombination der Widerstandmenge des Reihenwiderstands 132 und der Kapazität des Speicherkondensators 120 definiert die Zeitkonstante zum Abziehen der Ladung aus dem Speicherkondensator 120. Da die maximale Hochspannungskapazität, die für den Speicherkondensator 120 in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, etwa 50 Mikrofarad beträgt und der Widerstand des Reihenwiderstands 132 etwa 1000 Ohm beträgt, ist die Zeitkonstante für Entladung durch den SCR-Überspannungsschutz 130 im schlechtesten Fall 50 Millisekunden. Dies reduziert auch die Wahrscheinlichkeit von Funkenüberschlag durch den Kondensatorauswahlschalter, wenn der Kondensatorauswahlschalter gewechselt wird. Verschiedene Hochspannungskondensatoren werden durch einen Kondensatorschalter ausgewählt. Würde der Schalter mit einem teilweise aufgeladenen Kondensator turnusmäßig gewechselt, käme es zu Funkenüberschlag. Jedoch bis du dem Zeitpunkt, wo die Impulstasten umgekehrt werden und die Hand sich zum Auswählen eines anderen Kondensators bewegt, wird der SCR-Überspannungsschutz die Ladung abgelassen haben.
5 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für das Transfektionssystem 100, das ein Kapazitätsmessgerät aufweist. Wie oben beschrieben, ist das Transfektionssystem 100 ein kapazitives Entladungssystem, das große Schicht- und Elektrolytkondensatoren zum Speichern der in dem System benötigten Ladung verwendet. Eine Zeitkonstante der Entladung sowie die Dauer der Entladung wird durch die Last und den spezifischen Kondensator, der verwendet wird, bestimmt. Eine exponentielle Wellenform ist wünschenswert, da sie sanfter auf Zellen als eine viel einfacher zu erzeugende Rechteckwelle wirkt. Da die Zeitkonstante von der Kapazität abhängig ist, ist es wünschenswert, einen tatsächlichen Kapazitätswert des Speicherkondensators zum Zeitpunkt des Verwendungszwecks zu erhalten. Kapazitätswerte ändern sich im Zeitverlauf, und die Kapazität kann eine Funktion aufgedrückter Spannung und Frequenz sein. Es ist folglich wünschenswert, ein System zu schaffen, das nicht nur die Kapazität zum Zeitpunkt des Verwendungszwecks misst, sondern die Kapazität auch in einem Verfahren, das dem tatsächlichen Verwendungszweck ähnlich ist, misst.
Die Verwendung des SCR-Überspannungsschutzes vereinfacht die Messung der Kapazität des Speicherkondensators 120 durch Hinzufügung eines Spannungsteilers 300, eines Verstärkers 303, von drei Spannungskomparatoren (Komparator 304, Komparator 306 und Komparator 308), eines Zählers 310 sowie eines gattergesteuerten Oszillators 312.
Der Spannungsteiler 300 skaliert die auf dem Speicherkondensator 120 vorhandene Spannung. Die skalierte Spannung wird dem Verstärker 302 zugeführt. Der Verstärker 302 ist ein Puffer und treibt einen Knotenpunkt 303 auf den skalierten Spannungspegel. Jeder der Spannungskomparatoren, Spannungskomparator 304, Spannungskomparator 306 und Spannungskomparator 308 hat einen Eingang, der an den Knoten 303 gekoppelt ist. Der Komparator 304 wird eingestellt, um ein Rückstellsignal zum Zähler 310 auszulösen, wenn der Spannungspegel am Knotenpunkt 303 größer als ein vorspezifizierter Wert ist. Der Komparator 306 und der Komparator 308 bauen zusammen einen Fensterkomparator auf. Ausgaben des Komparators 306 und des Komparators 308 sind verdrahtete ODER, um eine UND-Funktion von den Komparatoren zu erzeugen und ein Gatter-EIN-Signal an den gattergesteuerten Oszillator 312 zu liefern, wenn der Spannungspegel zwischen zwei vorspezifizierten Spannungspegeln liegt. Eine Ausgabe des gattergesteuerten Oszillators 312 wird dem Zähler 310 bereitgestellt.
In Betrieb skaliert der Spannungsteiler 300 die auf dem Speicherkondensator 120 gespeicherte Hochspannung auf einen niedrigeren Spannungspegel. Es ist wünschenswert, dass auf der niedrigsten Ausgangsspannung die Spitze der skalierten Wellenform mindestens 220 V aufweist. Der Komparator 304 wird auf bekannte Art und Weise eingestellt, um das Rückstellsignal auszulösen, wenn der Spannungspegel am Knotenpunkt 303 größer als 220 Volt ist. Das Rückstellsignal löscht den Zähler 310.
Der Komparator 306 löst das Gattersignal aus, wenn der Spannungspegel am Knotenpunkt 303 unter 200 Volt fällt. In ähnlicher Weise löst der Komparator 308 das Gattersignal aus, solange der Spannungspegel am Knotenpunkt 303 größer als (etwa 73,58) Volt ist. Solange die Spannung zwischen 200 Volt und etwa 73,58 Volt bleibt, wird das Gattersignal an den gattergesteuerten Oszillator 312 ausgelöst. Die Dauer des Fensters stellt die Zeit für den Abfall der Spannung am Knotenpunkt 303 auf den Zeitkonstantenwert dar, da die Spannungsverhältnisse 1/e sind. Für eine Wellenform

Daher ist die Fensterimpulsbreite genau gleich der Zeitkonstante.
Der Zähler 310 wird durch den Oszillator 312 getrieben, und der Oszillator 312 läuft nur während des Fensters. Der Wert des Zählers 310 ist folglich im Verhältnis zur Zeitkonstante.
Das Kapazitätsmesssystem wird erzeugt, indem zuerst der Speicherkondensator 120 aufgeladen und danach durch einen bekannten Widerstand entladen wird. Wenn der Widerstandswert bekannt ist, wie es der Fall bei aktiviertem Überspannungsschutz ist, erzeugt der Zähler 310 Zählungen, die im Verhältnis zur Kapazität des Speicherkondensators 120 sind, anstelle einer Zählung, die im Verhältnis zu einer Zeitkonstante ist, das heißt sinngemäß ein Produkt von Kapazität und Widerstand. Wenn der Überspannungsschutz jedoch nicht ausgelöst wird, misst die Anwendung der Komparatoren, des gattergesteuerten Oszillators und Zählers die Zeitkonstante direkt, einen anderen Parameter zum Auslesen. Durch Verwendung der Nebenschlussschaltung, die den Reihenwiderstand 132 (mit bekanntem Widerstand) aufweist, beinhaltet das Transfektionsverfahren 100 die gewünschte Verbesserung, wobei die Kapazität direkt gemessen wird, die Zeitkonstante gemessen wird und die Kapazität unter Bedingungen gemessen wird, die ähnlich zur tatsächlichen Anwendung sind, um die Genauigkeit zu verbessern.
6 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform einer Halbleistungsschaltung 400 mit niedriger Spannung, hohem Strom und niedrigem Abfall. Die Treiberschaltung 400 weist einen SCR 402 auf. Die Treiberschaltung 400 kann demzufolge in dem in 2 gezeigten Transfektionssystem 100 als Halbleistungsschalter 114 verwendet werden. Die Treiberschaltung 400 weist einen SCR 402 auf. Die Treiberschaltung 400 kann auch in einem Transfektionssystem 100 gemäß 2 als Halbleistungsschalter 114 verwendet werden. Die Treiberschaltung 400 weist einen isolierten bipolaren Gattertransistor 404 in Parallelschaltung mit dem SCR 402 auf. Der Transistor 404 schaltet sich bei Haltestrom nicht aus. Daher bietet die Parallelkombination aus SCR 402 und Transistor 404 die Vorteile beider Treibertypen: Der SCR 402 stellt die sauberen Ausgangswellenformen bei hohen Spannungen und Strömen zur Verfügung, und der bipolare Transistor 404 stellt den Niederspannungsbetrieb zu Verfügung. Die Treiberschaltung 400 weist ferner einen Stromermittelungswiderstand 406 und eine Triggerschaltung 408 auf.
Der SCR 402 weist ein Gatter 410 auf, das an einen Ausgang des Transistors 404 gekoppelt ist, eine Anode 412, die an einen Eingang der Treiberschaltung 400 gekoppelt ist und eine Kathode 414, die an einen Ausgang der Treiberschaltung 400 gekoppelt ist. Ein Kollektor des Transistors 404 ist an die Anode 412 gekoppelt, ein Gatter des Transistors 404 ist an einen Ausgang des Triggers 408 gekoppelt, und ein Emitter des Transistors 404 ist an das Gatter 410 gekoppelt.
Der Stromermittelungswiderstand 406 koppelt das Gatter 410 an die Kathode 414. Die Triggerschaltung 408 empfängt ein Gattersteuersignal zum Aktivieren der Treiberschaltung 400.
In Betrieb wird der Transistor 404 eingeschaltet gelassen, bis der Speicherkondensator 120 (in 2 dargestellt) beinahe vollständig entladen ist. Das Transfektionssystem 100 von 2 weist einen Komparator (nicht dargestellt) auf, der dem Steuerprozessor 110 anzeigt, wenn die der Last 104 zugeführte Wellenform auf weniger als fünf Volt abgefallen ist.
Der Transistor 404 ist nur beim Steuern von Ausgangsströmen bis zu Strompegeln von etwa dreißig Ampere betriebsfähig.
In der bevorzugten Ausführungsform weist der Stromermittelungswiderstand 406 etwa 0,1 Ohm auf, wodurch es ihm ermöglicht wird, zu bestimmen, wann der Transistor 404 etwa fünfzehn Ampere zum Ausgang treibt. Fünfzehn Ampere durch den Stromermittlungswiderstand 406 erzeugen eine Spannung am Gatter 410, die zum Auslösen des SCR 402 ausreicht.
Wenn der SCR 402 ausgelöst wird, schließt er wirksam den Transistor 404 kurz, wobei der meiste Strom am Eingang der Treiberschaltung 400 durch ihn selbst zum Ausgang geleitet wird. Wenn die Eingangsspannung unter den Haltestrom des SCR 402 fällt, nimmt der Transistor 404 automatisch den Betrieb wieder auf. Die Triggerschaltung 408 ist für die Lieferung einer ausreichenden Spannung zum Betreiben des Transistors 404 als Reaktion auf das Gattersteuersignal zuständig. In der bevorzugten Ausführungsform isoliert die Triggerschaltung 408 auch die Gatterspannung gegen Erde.
In Abhängigkeit von der spezifischen Anwendung werden, falls höhere Spannungen, als wie durch eine einzelne Treiberschaltung 400 möglich, wünschenswert sind, zwei oder mehr Treiberschaltungen wie die Treiberschaltung 400 in Reihe zum Hochtreiben der Ausgangstreibfähigkeit hinzugefügt. In der bevorzugten Ausführungsform enthält die Treiberschaltung 400 einen Schutzwiderstand von etwa 0,5 Ohm (nicht dargestellt) in Reihe mit dem Ausgang zum Begrenzen des maximalen Stroms. Die Treiberschaltung 400 liefert eine maximale Ausgangsspannung von etwa 500 Volt (obwohl sie bis etwa 600 Volt bedienbar ist), weshalb der maximale Ausgangsstrom etwa 1000 Ampere beträgt.
7 ist ein Blockdiagramm für die Triggerschaltung 408, die in der Treiberschaltung 400 von 6 verwendet wird. In der bevorzugten Ausführungsform weist die Triggerschaltung 408 einen gattergesteuerten 50-KHz-Oszillator 500 auf, der an eine Transformator/Gleichrichterschaltung 505 gekoppelt ist.
8 ist ein schematisches Detaildiagramm des in 6 gezeigten Niederspannungstreibers 400, das eine bevorzugte Ausführungsform der Triggerschaltung 408 zeigt. In 8 weist ein Oszillator 500 zwei Doppeleingangs-NAND-Gatter (NAND-Gatter 605 und NAND-Gatter 608), einen NPN-Transistor 610, einen Kondensator 612 und vier Widerstände (Widerstand 620, Widerstand 622, Widerstand 624 und Widerstand 626) auf.
Der Widerstand 620 koppelt das Eingangsgatterteuersignal an Erde. Das NAND-Gatter 605 weist einen ersten Eingang, der an den ungeerdeten Anschluss des Widerstands 620 gekoppelt ist, auf. Ein Anschluss des Widerstands 622 ist zwischen dem zweiten Eingang des NAND-Gatters 605 und einen Knotenpunkt 580 geschaltet. Der Widerstand 624 koppelt einen Ausgang des NAND-Gatters 605 an den Knotenpunkt 580. Beide Eingänge des NAND-Gatters 608 sind zusammengekoppelt und mit dem Ausgang des NAND-Gatters 605 gekoppelt. Der Kondensator 612 koppelt einen Ausgang des NAND-Gatters 608 an den Knotenpunkt 580. Der Widerstand 626 koppelt den Ausgang des NAND-Gatters 608 an eine Basis des Transistors 610. Ein Emitter des Transistors 610 ist an Erde gekoppelt. Ein Kollektor des Transistors 610 ist an einen Primärwicklungsanschluss des Transformators 650 (der an 17 Volt durch den Widerstand 660 angeschlossen ist) der Transformator/Gleichrichterschaltung 505 gekoppelt. Als Reaktion auf ein Gattersignal arbeitet der Oszillator 500 bei etwa 50 KHz und steuert den Transformator 650 an.
Die Transformator/Gleichrichterschaltung 505 umfasst einen Transformator 650, eine Diode 652, eine Zenerdiode 654, einen Kondensator 656 und vier Widerstände(Widerstand 660, Widerstand 662, Widerstand 664 und Widerstand 666). Der Transformator 650 weist eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung auf. Der Widerstand 660 koppelt Vcc an einen Anschluss der Primärwicklung gegenüber vom Transistor 610. Eine Diode 652 und der Widerstand 662 schaffen einen Halbwellengleichrichter, der durch den Kondensator 656 geglättet wird. Die Zenerdiode 654 regelt die Ausgangswellenform auf der gewünschten Spannung zum Ansteuern des bipolaren Isolierschichttransistors 404. In der bevorzugten Ausführungsform beträgt die Spannung am Gatter des Transistors 404 etwa 15 Volt.
9 ist ein schematisches Detaildiagramm einer bevorzugten Ausführungsform für ein Kondensatorerweiterungsmodul 700. Ein Erweiterungsmodul ermöglicht das Hinzufügen von Niederspannungs-(500 Volt) Elektrolytkondensatoren zum in 2 gezeigten Transfektionssystem 100 anstelle des Speicherkondensators 200. Das Erweiterungsmodul umfasst mehrere Kondensatoren, weshalb es wünschenswert ist, elektronisches Schalten vorzusehen, um spezifische der Kondensatoren des Erweiterungsmoduls auszuwählen. Da die Elektrolytkondensatoren außerdem für ein Maximum von 500 Volt bemessen sind und die typische maximale Last 20 Ohm beträgt, muss die Schaltsteuerung des Erweiterungsmoduls in der Lage sein, Ströme von 25 Ampere zu bewältigen. Daneben erlaubt die Erweiterungszelle vorzugsweise die Hinzufügung von zwei oder mehr Kondensatoren in Parallelschaltung.
Das Erweiterungsmodul 700 umfasst mehrere Elektrolytkondensatoren C₁ bis C_n. Jeder Kondensator weist einen ersten Anschluss, der an einen Ladungsknotenpunkt 702 gekoppelt ist, auf. Das Ladungssystem 112 (in 2 dargestellt) liefert einen Ladungsstrom zum Knotenpunkt 702, in der bevorzugten Ausführungsform etwa 200 Milliampere, und Spitze (tatsächlich eine Reihe von 200 Milliampere Spitzenimpulsen bei etwa 35 KHz und etwa 33% Tastverhältnis). Eine an jeden Kondensator gekoppelte Zelle, weist eine Hochleistungsdiode 703, einen Strombegrenzungswiderstand 704 und einen Leistungs-FET (oder bipolaren Isolierschichttransistor) 706 auf. In einer Zelle ist eine Kathode der Diode 703 an einen zweiten Anschluss des Kondensators C_i gekoppelt. Die Diode 703 umfasst eine Anode, die geerdet ist. Der Kondensator C_i kann folglich nur anhand der Diode 703 entladen werden.
Daneben weist der Strombegrenzungswiderstand 704 einen Anschluss auf, der an die Kathode der Diode 703 gekoppelt ist und einen zweiten Anschluss, der an eine Source des FET 706 gekoppelt ist. Eine Senke (Drain) des FET 706 ist an Erde gekoppelt. Ein Steuersignal aktiviert oder deaktiviert den FET 706 abhängig davon, ob der Kondensator C_i in seiner Zelle aufzuladen ist.
In Betrieb wird ein Steuersignal zu jedem FET 706 in jede Zelle, die einen aufzuladenden Kondensator C_i enthält, ausgelöst. Der Ladestrom am Ladungsknotenpunkt 702 lädt nur diejenigen Kondensatoren in Zellen mit aktiviertem FET 706 auf. Es fließt kein Strom durch die Diode 703 während der Aufladung des Kondensators. Ein Strombegrenzungswiderstand 704 begrenzt den maximalen Strom im FET 706. Der Strom in einem spezifischen Kondensator C_i kann den von dem Ladesystem vorgesehenen maximalen Ladungsstrom überschreiten, beispielsweise wenn ein FET 706 aktiviert wird, wenn ein anderer Kondensator C_i in Parallelschaltung eine Ladung speichert.
Zur Entladung der Kondensatoren C_i ist es belanglos, welche Zellen einen aktivierten FET 706 aufweisen, denn alle Kondensatoren werden entladen. Die Kondensatoren C_i entladen sich durch die Diode 703 (eine Hochleistungsdiode wie zum Beispiel MR756), die Stromstösse über 1000 Ampere für kurze Impulse bewältigen kann.
Das Erweiterungsmodul 700 ermöglicht folglich nur die Aktivierung ausgewählter Kondensatorzellen zur Aufladung in Parallelschaltung. Das Schalten wird elektronisch gesteuert und auf sichere Weise für die Umschaltkomponenten. Infolgedessen verwendet das Erweiterungsmodul 700 zwölf Elektrolytkondensatoren (einen 25-Mikrofarad-Kondensator, einen 50-Mikrofarad-Kondensator und zehn 100-Mikrofarad-Kondensatoren) zum Erzeugen von dreiundvierzig verschiedenen Kapazitätswerten bei einer Präzision von 25 Mikrofarad.
Ein Erweiterungsmodul gemäß einer bevorzugten Ausführungsform (Plus-Modul) umfasst zwei 1100-Mikrofarad-Kondensatoren zum Liefern eines Bereichs von 25-3275 Mikrofarad (131 Werte) mit einer Präzision von 25 Mikrofarad. Das Erweiterungsmodul schließt auch einen 40-Mikrofarad-Kondensator (einen Dither-Kondensator) ein. Ein durch den Steuerprozessor gesteuerte Betriebsart ermöglicht dem Mikroprozessor durch Nutzung der Kondensatormessfunktion anhand des SCR-Überspannungsschutzes, die Messung aller Kondensatoren. Somit verfügt der Mikroprozessor über die Information zum Kapazitätswert nahe zum Zeitpunkt des Verwendungszwecks. Wenn die Bedienungsperson einen gewünschten Kondensator auswählt, regelt der Mikroprozessor folglich die beste Kombination zum Erzeugen des tatsächlichen gewünschten Kapazitätswerts. Diese Verfahrensweise ermöglicht, dass Kondensatoren von ±20% zu Kondensatoren von ±10% werden. Diese Verfahrensweise ist ein wichtiges Merkmal der bevorzugten Ausführungsform des Transfektionssystems.
Schließlich stellt die vorliegende Erfindung eine einfache, effiziente Lösung für ein Problem der Molekularbiologie bereit. Obwohl die obige Beschreibung vollständig die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung erläutert, können verschiedene Alternativen, Abwandlungen und Äquivalenzen zum Einsatz kommen. Deshalb sollte die obige Beschreibung nicht als das Gebiet der Erfindung, welches durch die anliegenden Ansprüche definiert ist, einschränkend angesehen werden.

Claims

Ein Verfahren zum Betrieb eines Transfektionssystems (100), das angepasst wurde, um einer chemischen Lösung (104) einen vorspezifizierten Hochspannungsstrom durch einen Schutzwiderstand (122) zu liefern, umfassend die folgenden Schritte: Messung eines ersten Widerstands der chemischen Lösung; und Betrieb des Transfektionssystems mit einem spezifischen Hochspannungsstrompegel, der größer als der vorspezifizierte Hochspannungsstrom ist, um den Spannungsabfall auf Grund eines zweiten Widerstands des Schutzwiderstands auszugleichen.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, das folgende zusätzliche Schritte umfasst: Auslösung eines Triggersignals, wenn Strom vom Transfektionssystem abgezogen wird; Auslösung einer Überspannungsschutzschaltung (130), die mit einer Ladungsspeichereinrichtung (120) verbunden ist, die den Hochspannungsstrom bereitstellt, wenn das Triggersignal ausgelöst wird; und Entladung der Ladungsspeichereinrichtung mittels der Überspannungsschutzschaltung, wenn die Überspannungsschutzschaltung aktiviert ist.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, das folgende zusätzliche Schritte umfasst: Entladung einer Ladungsspeichereinrichtung (120), die den Hochspannungsstrom bereitstellt, durch einen Widerstand (132), der mit einer Überspannungsschutzschaltung (130) verbunden ist; Abtasten eines Spannungspegels, der auf der Ladungsspeichereinrichtung gespeichert ist, wenn die Speichereinrichtung entladen wird; Betrieb eines Oszillators (312) nur während eines festgesetzten Spannungsbereichs des Spannungspegels, um ein periodisches Signal bereitzustellen; Zählung der Übergänge des periodischen Signals, um eine Gesamtsumme bereitzustellen, die im Verhältnis zum Produkt der Kapazität und der Widerstandsmenge des Widerstands (132) steht.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, das folgende zusätzliche Schritte umfasst: Betrieb eines halbleitungsgesteuerten Gleichrichters (402) eines Halbleistungsschalters (400), um den Hochspannungsstrom von einer Ladungsspeichereinrichtung (120) in eine chemische Lösung zu leiten, sobald der Hochspannungsstrom eine Schwelle überschreitet; und Betrieb eines bipolaren Transistors (404) des Halbleistungsschalters, um den Hochspannungsstrom zu liefern, sobald der Hochspannungsstrom unter der Schwelle liegt.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, in dem das Transfektionssystem so angepasst ist, dass der Hochspannungsstrom von einem Kondensatorerweiterungsmodul in die chemische Lösung geleitet wird, wobei das Erweiterungsmodul mehrere Kondensatoren (C₁-C_n) in Parallelschaltung umfasst und wobei mehrere Kondensatoren mehrere Nennkapazitätswerte bereit stellen, die sich untereinander durch ein Nenninkrement unterscheiden und wobei die Kapazitätswerte jeweils eine Präzisionstoleranz aufweisen und wobei das Verfahren folgende zusätzliche Schritte umfasst: Einschluss eines Dither-Kondensators im Erweiterungsmodul dessen Nennkapazitätswert ungleich eines geraden Mehrfachen des Nenninkrements ist und dessen Toleranzwert gleich der Präzisionstoleranz ist; Messung eines tatsächlichen Kapazitätswerts jedes der mehreren Kondensatoren des Erweiterungsmoduls, nachdem dieses im Transfektionssystem installiert wurde; Auswahl eines gewünschten Werts der Nennkapazitätswerte; und Auswahl einer Kombination aus mehreren Kondensatoren, die eine Kombination der eigentlichen Kapazitätswerte bereitstellen, die vom gewünschten Kapazitätswert weniger als die Präzisionstoleranz abweichen.