JP4097709B2 - 位相ロックループを有する受信機 - Google Patents
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Description
US−A5,408,196にFM信号復調用PLLを含む受信機が開示されている。この受信機では,バンドパスフィルタをPLLの一部を構成する位相検出器の信号入力端子に結合している。校正状態において、スイッチが信号源をバンドパスフィルタに接続する。信号源は広帯域雑音信号を発生するものが好ましい。バンドパスフィルタの通過帯域と信号源のスペクトルはオーバラップする。それゆえ、信号源は、バンドパスフィルタを経て、バンドパスフィルタの通過帯域内のスペクトルを有する信号を位相検出器の信号入力端子に発生する。この信号に応答して、PLLがその発振器の周波数を通過帯域に引き込む。校正の終了時に、PLLの発振器の制御入力端子に発生するロック信号をメモリに記憶する。このロック信号を同調信号としてPLLの発振器に供給し、この発振器を通過帯域内に同調させる。
本発明は、特に、従来のものに比べて広範囲の種々の用途に一層好適なPLLの一部を構成する発振器の校正手段を提供しようするものである。請求項1、6及び7は本発明による受信機、集積回路及びPLLの一部を構成する発振器を校正する方法を記載している。本発明を有利に実現するのに随意に使用し得る追加の構成要件はそれらの従属請求項に記載されている。
本発明は次の点を考慮している。PLLは搬送波を、この搬送波の公称周波数に一致しない中心周波数を有するフィルタを経て受信することがある。例えば、PLLを慣例の衛星TV放送信号に好適なテレビジョン受信機においてビデオ変調搬送波を復調するのに使用するものとする。この場合には、PLLはビデオ変調搬送波を、その通過帯域の一端にナイキストスロープを有するフィルタを経て受信する。ビデオ変調搬送波の公称周波数はナイキストスロープの中心にほぼ位置する。しかし、フィルタの中心周波数は通過帯域(例えば6MHz幅)の両端のほぼ中間に位置する。即ち、フィルタの中心周波数はビデオ変調搬送波の公称周波数からほぼ3MHz離れて位置する。
従来の技術では、PLL発振器の周波数は校正の終了時にバンドパスフィルタの中心周波数にほぼ一致する。搬送波の公称周波数が実質的に中心周波数に一致しない場合、PLLは搬送波を補足し得なくなる。例えば、上述したTV受信機の用途においては、PLL発振器の周波数は、これを従来技術に従って校正すると、ビデオ変調搬送波の公称周波数からほぼ3MHz離れた値になる。PLLは、妨害を発生し得るPLL発振器の寄生変調を阻止するために比較的小さいループ帯域幅(例えば数kHz程度)にするのが好ましい。このような小さいループ帯域幅の場合には、PLLは3MHzの周波数距離に位置するビデオ変調搬送波を捕捉することができない。その代わりに、ビデオ変調搬送波の側波帯の一つ、特に使用ライン周波数の多数倍の側波帯を寄生的に捕捉する。
本発明では、搬送波の公称周波数とPLL発振器の周波数との周波数差を測定し、PLL発振器をこの測定周波数差に従って調整する。その結果として、PLL発振器の周波数はPLLに供給される搬送波の周波数にかなり近くなる。従って、PLLはこれが比較的小さいループ帯域幅を有する場合でも搬送波を容易に捕捉することができる。更に、この点において、搬送波は任意のタイプのフィルタを経てPLLに供給することができる。従って、本発明は従来技術より広範囲の種々の用途に一層好適である。
従来技術に対する本発明の他の利点は次の通りである。従来技術では、PLL発振器を校正する回路の一部を構成する信号源及びスイッチをPLLから、PLLに搬送波を供給するフィルタにより分離する。多くの場合、フィルタを集積回路に実現することは不可能ではないが困難である。それにもかかわらず、信号源とスイッチをPLLと一緒に集積回路に実現しても、問題が生ずる。例えば、フィルタの入力端子及び出力端子に結合された集積回路の2つのピン間の寄生キャパシタンスのために十分なフィルタリングが得られない問題が生ずる。
これに対し、本発明では、PLLとPLLの発振器を校正する回路を何の問題も生ずることなく単一の集積回路の一部とすることができる。従って、本発明は単一集積回路に実現するのに従来技術より一層好適である。このような実現は一般に費用効率の向上に寄与する。
上述した本発明の特徴及び本発明を有利に実施するのに随意に使用し得る本発明の追加の特徴を以下に図面を参照して詳細に説明する。
図面において、
図1は本発明の基本的特徴を示す概念図であり、
図2−5は本発明を有利に実現するのに随意に使用し得る追加の特徴を示す概念図であり、
図6は本発明による受信機の一例のブロック図であり、
図7aは本発明による受信機の他の例の部図であり、
図7bは図7aの受信機の動作説明用の周波数図である。
最初に、参照符号の使用について述べる。全図を通して同種の要素は同一の符号で示す。単一の図中に、種々の同種の要素が存在し得る。この場合には、これらの要素を互いに区別するために符号に数字を付加してある。同種の要素の数字が動くパラメータである場合にはその数字は括弧内に入れてある。本明細書及び請求の範囲において、参照符号内の任意の数字は適宜省略されている。
図1は本発明の基本的特徴を実線で示している。位相ロックループPLLが、その一部を構成する発振器OSCを搬送波CAと同期させるために設けられている。校正回路CALが位相ロックループの発振器OSCを次のように校正する。校正回路CALでは、周波数測定回路FMCが搬送波の公称周波数Fnomと位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscとの間の周波数差dFを測定する。更に、周波数調整回路FACが位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscを測定周波数差dFに従って調整する。その結果として、位相ロックループの発振器OSCが搬送波CAの公称周波数Fnomにほぼ同調される。搬送波CAの実際の周波数は公称周波数Fnomから相違し得る。一般に、このような相違は十分小さく、位相ロックループPLLは搬送波CAを捕捉することができる。
図1にはフロントエンドFREが破線で示されている。フロントエンドFREは入力信号Srfを処理して搬送波CAを含む中間信号Sifを得る。位相ロックループPLLと校正回路CALは集積回路の一部にすることができる。
図2は次の追加の特徴を説明するものである。即ち、周波数調整回路はほぼ零を(0)を中心とする周波数差dFの範囲WINに亘って位相ロックループの発振器の周波数を実際上調整しない。図2は周波数差dFを水平軸上にプロットした周波数図である。周波数差dFは位相ロックループの発振器の周波数が搬送波の公称周波数より高い場合に正である。逆の場合には周波数差dFは負になる。周波数差dFが所定の負のしきい周波数−Fwより低い負値を有する場合には、周波数調整回路は位相ロックループの発振器の周波数を増大させる。図2において、これが水平軸の上方の+符号で示されている。周波数差dFが所定の正のしきい周波数+Fwより高い正値を有する場合には、周波数調整回路は位相ロックループの発振器の周波数Foscを増大させ、これが水平軸の下方の−符号で示されている。しきい周波数+Fw及び−Fwは範囲WINの境界を形成し、この範囲内では周波数調整回路は位相ロックループの発振器の周波数を実際上調整しない。
図2の特徴は次の点を考慮している。図1において、位相ロックループの発振器OSCは2つの基準に基づいて調整し得る。第1の基準は搬送波CAの公称周波数Fnomと位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscとの周波数差dFである。第2の基準は搬送波CAと位相ロックループの発振器Foscの同期である。この2つの基準は,搬送波CAの実際の周波数が一般にそうであるように公称周波数Fnomに正確に等しくない場合に競合する。位相ロックループPLLは、このような競合がある場合及びこの競合が解決されない場合には適性に動作しない。
図2の特徴を適用すると、上述の競合は次のように解決される。周波数差dFの範囲WINは、周波数調整回路から何の妨害も受けることなく位相ロックループが搬送波を捕捉して同期を達成し得る窓を与える。周波数調整回路が相対的に大きな周波数差dFを調整して位相ロックループの発振器の周波数を搬送波の実際の周波数に十分に近づけるので、位相ロックループは搬送波を捕捉し、同期を達成することができる。何らかの理由のために同期が失われると、周波数調整回路がいわば位相ロックループの発振器の周波数を監視して搬送波の公称周波数との周波数差dFを範囲WIN内に維持する。従って,搬送波の公称周波数から+Fw又は−Fw以上に相違する周波数を有する搬送波以外の如何なる信号との同期を阻止することができる。従って、図2の特徴は高信頼度の達成に貢献する。
図3aは次の追加の特徴を説明するものである。周波数調整回路は位相ロックループの発振器の周波数を2つの異なる周波数差dF1、dF2に対し少なくとも2つの異なる力FO1、FO2で調整する。2つの力のうち大きい方FO1が2つの周波数差のうち大きい方のdF1に対し使用される。図3aは周波数図であり、図2の周波数図と同一の水平軸を有する。2つの異なる力FO1、FO2は丸頭付きピンとして表し、長い方のピンが強い方の力FO1を表す。図3aにおいて、2つの破線は、位相ロックループの発振器を周波数差dFの関数としてどのように変化させることができるかを2つの例について示す。一方の破線は、位相ロックループの発振器が調整される力を周波数の関数としてdF1からdF2へ階段状に減少させることができることを示す。他方の破線は、この力を周波数の間数としてdF1からdF2へ徐々に変化させることができることを示す。
図3aの特徴は次の点を考慮している。図1において、周波数測定回路FMCは周波数差dFを測定するのに所定の時間を必要とする。周波数測定の精度を増大すればするほど、必要とされる時間が大きくなる。周波数差dFを測定しながら、周波数調整回路FACは先に測定された周波数差に基づいて位相ロックループの発振器の周波数Foscを調整する。この調整が行われる力が大きければ大きいほど及び周波数測定に必要な時間が大きければ大きいほど、1周波数測定当たりの調整が大きくなる。周波数差が殆ど零に減少したとき調整が大きくなりすぎると、不安定動作が発生する。
図3bはこのような不安定動作の一例を周波数図により説明するものであり、図3aの周波数図と同一の水平軸を有する。図3bにおいて、Fresは周波数差dFを測定する精度を表す。図3bはかなり零(0)に近い測定周波数差dF(X)を示す。測定周波数差dF(x)は零以下であるため、位相ロックループの発振器の周波数は精度Fresの場合の周波数測定に必要とされる時間量である期間Tm中に所定の力FOで増大される。その結果として、調整A=FO×Tmが行われるため、次の測定周波数差dF(X+1)が零以上になる。従って、反対符号の同様の調整が続いて行われ、次の周波数測定は再び零以下になる。従って、位相ロックループの発振器の周波数は、いわば周波数差dFを精度Fresで零と測定することなく、ほぼF(X)とF(X+1)との間をいったりきたりする。
図3aの特徴を適用すると、力FO1を比較的大きくして周波数差dF1を小周波数差dF2に比較的急速に減少させることができる。周波数差がdF2に減少したら、小さい力FO2をdF2に与えて上述した不安定動作を回避する。従って、図3aの特徴は周波数調整の速度と周波数測定の精度(位相ロックループの発振器の周波数を校正する精度でもある)との間の満足な兼ね合いを与える。
図4は次の追加の特徴を説明するものである。位相ロックループの発振器OSCは粗周波数調整入力端子INCと精周波数調整入力端子INFを有する。位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscは、所定の変化Δが粗周波数調整入力端子INCに発生するとき、同一の変化Δが精周波数調整入力端子INFに発生する場合より大きな程度で調整される。粗周波数調整入力端子INCは周波数調整回路FACに結合し、精周波数調整入力端子INFは位相ロックループの位相検出器PDに結合する。
図4の特徴は次の点を考慮している。一方では、供給電圧又は電流により位相ロックループの発振器OSCに供給される周波数調整信号が変化し得る範囲が制限される。他方では、位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscを調整する程度は、例えば位相ロックループの発振器OSCの周波数決定成分の公差がかなり悪い場合にはかなり大きくすることができる。従って、周波数調整回路FACに結合された位相ロックループの発振器OSCの入力端子は、供給電圧又は電流が比較的低く且つ公差がかなり悪い場合には、電圧−周波数又は電流−周波数に関し比較的高い感度を有する必要がある。この場合においてこの入力端子が位相ロックループの位相検出器PDにも結合されている場合には、位相ロックループの位相検出器PD内の雑音が位相ロックループの総合雑音性能にかなり大きな程度の悪影響を与える。
図4の特徴を適用すると、精周波数調整入力端子INFは位相ロックループに供給される搬送波の周波数と校正後の位相ロックループの発振器の周波数との間の残留周波数差を調整する周波数調整信号を受信する。この周波数差は一般に比較的小さい。従って、位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscは周波数調整信号が変化し得る範囲内で比較的小さな程度で変化する必要がある。このように、精周波数調整入力端子INFは電圧−周波数又は電流−周波数に関し比較的低い感度を有するものとすることができる。その結果として、位相ロックループの位相検出器PD内の雑音は位相ロックループの総合雑音性能にかなり小さい程度の影響を与えるのみとなる。従って、図4の特徴は、比較的低い供給電圧又は電流を使用する場合及び/又は公差がかなり悪い場合でも満足な雑音性能を可能にする。
図5は次の追加の特徴を説明するものである。図1にも示すフロントエンドFREは入力信号Srfを周波数シフトさせて周波数シフトされた入力信号Srfsを得るチューナTUNを具える。このフロントエンドは周波数シフトされた入力信号Srfsから中間信号Sifを抽出するフィルタFILも具える。同調調整回路TACが、チューナにより行われる周波数シフトFshiftを中間信号Sifの公称周波数Fnomと位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscとの間の測定周波数差に従って調整する。
図5の特徴は次の点を考慮している。中間信号Sifの品質、特にこの信号の一部をなす搬送波CAの品質はチューナTUNにより実行される周波数シフトに依存する。周波数シフトされた入力信号SrfsをフィルタFILの特性に対し最適な周波数に位置させて中間信号Sifを最適に抽出するための所定の周波数シフトが存在する。これは、実際上搬送波CAの周波数がフィルタFILの設計公称値にある場合である。
図5の特徴を適用すると、同調調整回路TACがチューナTUNにより実行される周波数シフトFshiftを、搬送波CAの周波数がその公称値ににほぼ等しくなるように調整する。その結果として、中間信号Sif及びこれに含まれる搬送波CAが周波数シフトされた信号Srfsから最適に抽出される。従って、図5の特徴は受信品質の向上に貢献する。
図5の特徴は、位相ロックループはそれだけではチューナ調整信号を供給することができない問題を解決するものである点に注意されたい。更に、図5の特徴を適用すると、周波数測定回路FMCが2つの異なる制御ループの一部を構成する点に注意されたい。第1の制御ループは周波数調整回路FACを含み、位相ロックループの発振器OSCを位相ロックループが搬送波CAを確実に捕捉し得るように調整する。第2の制御ループは同調調整回路TACを含み、位相ロックループの発振器OSCが搬送波CAと同期されると同時にチューナTUNにより実行される周波数シフトFshiftを調整する。
図6は本発明による受信機の一実施例を示す。図6の受信機には図1,図4及び図5につき説明した特徴が組み込まれている。後述するところから明らかのように、図2及び図3につき説明した特徴も組み込むことができる。
図6の受信機において、周波数測定回路FMCはゲート回路GAとカウンタ回路CNTとからなる。周波数調整回路FACは更新回路UPDとレジスタREGとディジタル−アナログ変換器DACとからなる。同調調整回路TACは主コントローラCONと周波数シンセサイザSYNとからなる。集積回路ICは更に混合装置MD、分周器DIV、温度安定化電流源TCS、加算回路SUM及びインタフェース兼制御回路ICCを含む。位相ロックループPLLは位相検出器PD、スイッチSW、基準電圧源Vref、ループフィルタLF及び電圧−電流変換器VICを含む。
図6の受信機は次のように動作する。位相ロックループの発振器OSCは電流制御位相ロックループ発振器であり、その周波数FOSCを粗周波数調整入力端子INCに供給される粗周波数調整電流Ifcにより調整することができるとともに、精周波数調整入力端子INFに供給される精周波数調整電流Iffにより調整することができる。粗周波数調整電流Ifcは温度安定化電流Itcとディジタル−アナログ変換器DACにより供給される調整電流Idacとの和である。調整電流Idacの値は、レジスタREGに記憶され且つディジタル−アナログ変換器DACに供給される2進調整値BAVにより決まる。精周波数調整電流Iffは位相ロックループ発振器OSCの周波数Foscの校正中は一定に維持する。この目的のために、スイッチSWを位置Cに位置させ、基準電圧Vrefを電圧−電流変換器VICに供給する。
位相ロックループの発振器OSCは次のように校正される。最初に、搬送波CAの公称周波数Fnomに対応するプリセットカウンタ値PCVがインタフェース兼制御回路ICCを経てカウンタCNTにロードされる。カウンタCNTは分周された発振器信号Doをゲート回路GAを経てクロック信号として受信する。ゲート回路GAは基準周波数Frefに基づいて時間窓を提供する。カウンタCNTは、プリセットカウンタ値PCVから出発して、時間窓の間、分周発振器信号Doの1周期につき1づつカウントダウンする。位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscが所望の値Fnomになると、カウンタCNTは時間窓の間に零にカウントダウンされる。しかし、周波数Foscが高すぎる場合には、カウンタCNTは時間窓の終了時に負の残余を有する。逆に、周波数Foscが低すぎる場合には、カウンタCNTは正の残余を有する。従って、カウンタCNTは零、負又は正になり得る残余値RVを生ずる。
以下に記載するものは図6の受信機がTV受信機であるものと仮定した一例である。基準周波数Frefは色搬送波周波数とすることができ、ヨーロッパでは4.4336187MHzであり、アメリカでは3.579545MHzである。ゲート回路GAは、基準周波数Frefが4.4336187MHzである場合には基準周波数Frefの704(64×11)サイクルにより規定される時間窓を提供し、基準周波数Frefが3.579545MHzである場合には基準周波数Frefの576(64×9)サイクルにより規定される時間窓を提供する。分周器DIVは1/4に分周するものとし、搬送波CAの種々の公称周波数Fnomに対し適切なプリセットカウンタ値PCVを下記の表に示す。
更新回路UPDはレジスタREG内の2進調整値BAVを残余値RVに基づいて更新する。これは種々の方法で行うことができる。例えば、極めて基本的な方法は次のように行うことができる。残余値RVが負又は正の場合には、2進調整値BAVを一定量づつ変化させ、これにより粗周波数調整電流Ifcの変化を生じさせて位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscを増大又は減少させる。残余値RVが零の場合には、2進調整値BAVはそのままであり、更新回路UPDはインタフェース兼制御回路ICCに、位相ロックループの発振器OSCは校正されていることを信号することができる。或いは又、更新回路UPDは残余値RVが十分小さいが零でないとき2進調整値BAVの更新を停止することができる。これは図2の特徴を実現する一つの可能な例である。更新回路UPDは2進調整値BAVを一定量ではなく残余値RVに依存する量づつ変化させることもできる。これは図3aの特徴を実現する一つの可能な例である。
位相ロックループの発振器OSCが上述したように校正されると、スイッチSWは位置Lにセットされる。これにより位相ロックループの発振器OSCを搬送波CAと同期させることが許される。位相ロックループの発振器OSCは2つの信号:直角位相発振信号Qo及び同相発振信号Ioを発生し、前者は位相検出器PDに、後者は混合装置MDに供給される。混合装置MDは波搬送CAを同相発振信号Ioと混合する。従って、これは位相ロックループの発振器OSCが搬送波CAと同期したら同期復調を実行することになる。
カウンタCNTは、位相ロックループの発振器OSCが校正され、同期されても活性のままとする。この場合には、残余値RVは搬送波CAの実際の周波数がその公称周波数Fnomに対し有する偏差の尺度である。この偏差は次のように低減される。残余値RVが、一つの形又は他の形で、インタフェース兼制御回路ICCを経て主コントローラCONに供給される。これに応答して、主コントローラCONはチューナTUNにより実行される周波数シフトFshiftを決定する周波数シンセサイザSYNを、残余値RVが零又はほぼ零になるように調整する。この点において、図2及び図3aの特徴を等価的に適用することができる。
図7aは本発明による受信機の他の実施例を示す。図7aの受信機には図1、図2及び図3aに示す上述した特徴が組み込まれている。図6の受信機との主な構成の相違は次の通りである。図7aの受信機では、周波数調整回路FACは二重窓回路DWCとチャージポンプ回路CPCからなる。チャージポンプ回路CPCの出力はループフィルタLFに結合する。位相ロックループの発振器OSCは単一の周波数調整入力端子INを有する。
図7aの受信機は次のように動作する。位相ロックループの発振器OSCは電流制御発振器であり、その周波数を単一の周波数調整入力端子INに供給される合成周波数調整電流Ifsにより調整することができる。位相ロックループの発振器OSCにより供給される同相発振信号Ioを、分周することなく、周波数測定回路FMCに供給する。この周波数測定回路FMCは図6の受信機のものと同様に動作し、位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscと搬送波CAの公称周波数との間の周波数差の尺度である残余値RVを出力する。
周波数調整回路FACは残余値RVの関数として周波数調整電流Icpを出力する。この周波数調整電流Icpは、抵抗Rfを経て位相検出器PDからの検出電流Ipdも受信するループフィルタLF内のキャパシタCfに供給される。従って、周波数調整回路FACは電圧−電流変換器VICの入力端子に供給されるループフィルタ電圧Vfを変化させる。その結果として、位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscを周波数差dFを減少するように調整する周波数調整電流Ifsの変化が得られる。
周波数調整回路FACの動作を図7bにつき詳細に説明する。図7bは水平軸に周波数差dFをプロットした周波数図である。図7bには、広い周波数窓WWと狭い周波数窓WNが示されている。二重窓回路DWCは、残余値RVに基づいて、周波数差dFがこれらの2つの窓のどれかに入るか決定する。次の3つの可能性:(1)周波数差dFが広い周波数窓WWを超えるほど大きい場合、(2)広い周波数窓WW内に入るが狭い周波数窓NWを超える場合、又は(3)狭い周波数窓NW内に入る場合がある。これらの3つの可能な場合の結果について以下に検討する。
最初に、周波数差dFが広い周波数窓WWを超えるほど大きい場合には、二重窓回路DWCはチャージポンプ回路CPCを比較的広い電流パルスPW+/PW−を出力するように駆動する。その結果として、ループフィルタ電圧Vfが比較的大きな程度に変化し、従って位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscが比較的大きな程度で調整される。第2に、周波数差dFが広い周波数窓WW内に入るが狭い周波数窓NWを超える場合には、二重窓回路DWCはチャージポンプ回CPCを比較的狭い電流パルスPN+/PN−を出力するように駆動する。その結果として、ループフィルタ電圧Vfが比較的小さな程度に変化し、従って位相ロックループの発振器OSCの周波数Foscが比較的小さな程度で調整される。第3に、周波数差dFが狭い周波数窓NW内に入る場合には、二重窓回路DWCはチャージポンプ回CPCを実質的に何の電流も出力しないないように駆動する。その結果として、ループフィルタ電圧Vfは検出電流Ipdの関数として変化するのみである。
以上の図面及びその説明は本発明を限定するものではない。多くの変更が請求の範囲にに記載された本発明の範囲に含まれること明かである。最後にこの点に関し見解を述べる。
種々の機能又は機能素子を種々のユニットに物理的に分散させる多数の方法がある。この点に関し、図面は模式図であって、本発明の可能な一実施例を示すのみである。例えば、図1において、フロントエンドFREは集積回路ICの全部又は一部を構成するものとすることができる。他の例としては、図6においてシンセサイザSYNはフロントエンドFREの一部を構成するものとすることができる。更に、種々の機能を1以上の適切にプログラムされたコンピュータにより実現することができる点に注意されたい。
任意のタイプの信号を位相ロックループPLLに供給することができ、重要なことはそれが位相ロックループの発振器が同期し得る成分を含むことである。例えば、図7aにおいて、中間信号Sifは、例えば55kHzの音声システム識別搬送波を含むTV受信機内の音声復調器の出力信号とすることができる。この場合には、音声システム識別搬送波を取り出す音声復調器が必然的にフロントエンドFREの一部を構成することになる。
図6に示す同調調整回路TACはアナログではなくディジタルであるが、アナログ形の同調調整回路を除外するものではない。例えば、図7aの受信機において、第2チャージポンプ回路を二重窓回路DWCに結合することができる。この第2チャージポンプ回路の出力を、適当なフィルタを経て、フロントエンド内のチューナの周波数制御入力端子に結合することができる。更に、第2チャージポンプ回路は、位相ロックループの発振器OSCが同期しているかいないかを示すロックイン検出器により制御することができる。この場合には、第2チャージポンプ回路を不活性にするのが好ましい。
請求項内の付加した括弧内の参照符号は請求項を限定するものではない。
Claims (6)
- 入力信号を処理して中間信号を得るフロントエンドと、位相ロックループの一部を構成する発振器を中間信号の一部を構成する搬送波と同期させる位相ロックループと、前記位相ロックループの発振器を校正する校正回路とを具えた受信機であって、前記校正回路は、前記搬送波の公称周波数と前記位相ロックループの発振器の周波数との間の周波数差を測定する周波数測定回路と、前記位相ロックループの発振器の周波数を前記測定周波数差に従って調整する周波数調整回路とを具えている受信機において、
前記周波数調整回路は前記位相ロックループの発振器の周波数を2つの異なる周波数差に対し少なくとも2つの異なる力で調整し、2つの力の強い方が2つの周波数差の大きい方に適用されることを特徴とする受信機。 - 前記周波数調整回路は前記位相ロックループの発振器の周波数をほぼ零を中心とする周波数差の所定の範囲に亘って調整しないことを特徴とする請求項1記載の受信機。
- 入力信号を処理して中間信号を得るフロントエンドと、位相ロックループの一部を構成する発振器を中間信号の一部を構成する搬送波と同期させる位相ロックループと、前記位相ロックループの発振器を校正する校正回路とを具えた受信機であって、前記校正回路は、前記搬送波の公称周波数と前記位相ロックループの発振器の周波数との間の周波数差を測定する周波数測定回路と、前記位相ロックループの発振器の周波数を前記測定周波数差に従って調整する周波数調整回路とを具えている受信機において、
前記位相ロックループの発振器は粗周波数調整入力端子と精周波数調整入力端子を有し、前記位相ロックループの発振器の周波数は、所定の変化が粗周波数調整入力端子に発生するとき、同一の変化が精周波数調整入力端子に発生する場合より大きな程度で調整され、粗周波数調整入力端子が前記周波数調整回路に結合され、精周波数調整入力端子が前記位相ロックループの位相検出器に結合されていることを特徴とする受信機。 - 入力信号を処理して中間信号を得るフロントエンドと、位相ロックループの一部を構成する発振器を中間信号の一部を構成する搬送波と同期させる位相ロックループと、前記位相ロックループの発振器を校正する校正回路とを具えた受信機であって、前記校正回路は、前記搬送波の公称周波数と前記位相ロックループの発振器の周波数との間の周波数差を測定する周波数測定回路と、前記位相ロックループの発振器の周波数を前記測定周波数差に従って調整する周波数調整回路とを具えている受信機において、
前記フロントエンドは、入力信号を周波数シフトさせて周波数シフトされた入力信号を得るチューナと、周波数シフトされた入力信号から中間信号を抽出するフィルタとを具え、
当該受信機は、前記チューナにより行われる周波数シフトを前記中間信号の公称周波数と前記位相ロックループの発振器の周波数との間の測定周波数差に従って調整する同調調整回路を具えていることを特徴とする受信機。 - 位相ロックループの一部を構成する発振器を搬送波と同期させる位相ロックループと、前記位相ロックループの発振器を校正する校正回路とを具えた集積回路であって、前記校正回路は、前記搬送波の公称周波数と前記位相ロックループの発振器の周波数との間の周波数差を測定する周波数測定回路と、前記位相ロックループの発振器の周波数を前記測定周波数差に従って調整する周波数調整回路とを具えている集積回路において、
前記周波数調整回路は前記位相ロックループの発振器の周波数を2つの異なる周波数差に対し少なくとも2つの異なる力で調整し、2つの力の強い方が2つの周波数差の大きい方に適用されることを特徴とする集積回路。 - 搬送波と同期させるために位相ロックループの一部を構成する発振器を校正するに当たり、
前記搬送波の公称周波数と前記位相ロックループの発振器の周波数との間の周波数差を測定し、
前記位相ロックループの発振器の周波数を前記測定周波数差に従って調整する位相ロックループの発振器の校正方法において、
前記位相ロックループの発振器の周波数の調整は、2つの異なる周波数差に対し少なくとも2つの異なる力で調整し、2つの力の強い方が2つの周波数差の大きい方に適用されることを特徴とする位相ロックループの発振器の校正方法。
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