JP4096948B2 - レベルシフト回路、それを用いた電気光学装置、および、電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、論理信号を異なる振幅の論理信号に変換するレベルシフト回路に関し、例えば、電気光学装置および電子機器に用いられる。

従来、液晶や有機ＥＬ（エレクトロ・ルミネッセンス）などの電気光学物質の電気光学的な変化により表示を行う電気光学装置がある。この中でも、トランジスタやダイオードなどの非線形素子により画素を駆動するアクティブ・マトリクスの電気光学装置は、表示品位の高い表示が可能である。

ここで、アクティブ・マトリクス型の電気光学装置は、次のような構成となっている。すなわち、アクティブ・マトリクス型の電気光学装置においては、行方向に延在する走査線と、列方向に延在するデータ線との交差に対応して画素電極が形成されるとともに、さらに、当該交差部分にあって画素電極とデータ線との間に、走査線に供給される走査信号にしたがってオンオフする薄膜トランジスタ（以下、ＴＦＴという。）などの非線形素子が介挿される一方、画素電極には対向電極が電気光学物質を介して対向する構成となっている。

さて、電気光学物質や非線形素子を駆動するためには、比較的高い電圧が要求される。一方、電気光学装置に、駆動の基準となるクロック信号や制御信号などを供給する外部制御回路は、通常、ＣＭＯＳ回路で構成されるため、その論理入力信号の振幅は３〜５Ｖ程度である。したがって、電気光学装置には、走査線およびデータ線を駆動する駆動回路の出力部分や、クロック信号等の入力部分に、低振幅の論理入力信号を高振幅の論理出力信号に変換する振幅変換回路（以下、単に「レベルシフト回路」という）が備えられる構成が一般的である。

ここで、レベルシフト回路の構成として、一端に信号を入力する第１および第２の容量と、これら容量の他端の電圧をオフセットするオフセット回路と、これら容量の他端に接続された第１および第２のスイッチング素子とを備えたものが知られている（例えば、特許文献１参照。）。この構成によれば、簡易な構成で高速動作が可能となる。
特開２００３−１１０４１９号公報

このような構成のレベルシフト回路の入力感度は、第１および第２のスイッチング素子のしきい値電圧により決定されるが、ここで、スイッチング素子のしきい値電圧は、製造プロセスのばらつきによる影響を受け易いため、レベルシフト回路の入力感度もまた、製造プロセスのばらつきによる影響を受け易い。さらに、スイッチング素子の一例であるＴＦＴでは、素子が絶縁体上に形成されるため、オンオフを繰り返うちに蓄積される電荷の影響により、しきい値電圧が変動してしまう。

本発明は、製造プロセスのばらつきによる、入力感度への影響を低減したレベルシフト回路を提供することを目的とし、また、このレベルシフト回路を用いた電気光学装置、および電子機器を提供することを目的とする。

本発明のレベルシフト回路は、一端にて第１の論理振幅を有する論理入力信号が入力される容量素子と、前記容量素子の他端に接続された入力に対して第１の論理反転レベルを有する第１の論理反転回路、および、前記容量素子の他端に接続された入力に対して第２の論理反転レベルを有する第２の論理反転回路を含み、前記第１の論理反転回路と前記第２の論理反転回路の出力極性が一致することで第２の論理振幅を有する論理出力信号を反転する論理出力回路と、前記容量素子の他端に入力の一端と出力が接続され、前記容量素子の他端に接続された入力に対して第３の論理反転レベルを有する第３の論理反転回路と、を備え、前記第１の論理反転レベルが前記第３の論理反転レベルよりも高く設定され、前記第２の論理反転レベルが前記第３の論理反転レベルよりも低く設定されている。

ここで、論理反転レベルとは、論理反転回路が出力信号の論理レベルを反転させるための入力信号に対する論理しきい値電圧である。それぞれの論理反転回路は、入力信号の電圧が論理反転回路が有する論理反転レベルより低いときは、入力信号の論理レベルをＬレベルであるとして出力信号をＨレベルに駆動する。この一方で、入力信号の電圧が論理反転回路が有する論理反転レベルより高いときは、入力信号の論理レベルをＨレベルであるとして出力信号をＬレベルに駆動する。
このレベルシフト回路では、容量素子の他端に第１および第２の論理反転回路の入力が接続され、さらに、この他端には第３の論理反転回路の入力および出力が接続されている。論理出力回路は、この第１と第２の論理反転回路の出力極性が一致することで論理出力信号を反転する。ここで、第１の論理反転回路での第１の論理反転レベルは、第３の論理反転レベルよりも高く、第２の論理反転回路での第２の論理反転レベルは、より低く設定されているので、容量素子の一端に論理入力信号が入力されて、他端の電圧が第１の論理反転レベルを超えると第１と第２の論理反転回路の出力極性が一致して、論理出力信号が反転する。次に、他端の電圧が第１の論理反転レベルを下回ると第１と第２の論理反転回路の出力極性が一致して、論理出力信号がさらに反転する。このようにして、入力信号と異なる論理出力信号を出力する。
この発明によれば、容量素子の他端に接続された第１および第２の論理反転回路は、同じく容量素子の他端に接続された第３の論理反転回路と同様の、論理反転回路となっている。したがって、第３の論理反転回路により容量素子の他端に供給される第３の論理反転レベルが製造プロセスのばらつきや温度変化等によってずれると、第１および第２の論理反転回路における第１および第２の論理反転レベルも同様の傾向でずれることとなる。ここで、レベルシフト回路の入力感度は、第１および第２の論理反転レベルと第３の論理反転レベルとの差により決定されるため、これらレベルのずれが相殺されることにより、レベルシフト回路の入力感度への影響を低減できる。

ここで、前記レベルシフト回路は、前記第１の論理反転回路と、前記第２の論理反転回路と、前記第３の論理反転回路が、相補型トランジスタ回路であることが好ましい。

また、前記レベルシフト回路は、前記第１の論理反転レベルが、前記第１の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比によって設定され、前記第２の論理反転レベルが、前記第２の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比によって設定されたことを特徴とするレベルシフト回路であることが好ましい。

これらの発明によれば、容量素子の他端に接続されるトランジスタ素子のゲートの形状寸法、またはトランジスタ素子の個数を調節することにより、回路またはレイアウト設計の段階で、論理反転レベルを調整することができる。また、このようにして調整した論理反転レベルの関係は、製造プロセスのばらつきによる影響を受けにくくなる。

また、前記レベルシフト回路は、前記第１の論理反転回路、前記第２の論理反転回路、および、前記第３の論理反転回路のうちの少なくとも一つが、前記入力の一端とは別の入力の他端を有し、この入力の他端の信号に応じて前記入力の一端の信号に拘わらず、出力の信号を所定のレベルに固定することを特徴とするレベルシフト回路であることが好ましい。

これらの発明によれば、レベルシフト回路を動作させない場合、相補トランジスタ回路を構成するＰチャネル型トランジスタおよびＮチャネル型トランジスタの双方にドレイン電流が同時に流れることを防止し、消費電力を低減することができる。

また、本発明の別の形態のレベルシフト回路は、第１の論理振幅を有する論理入力信号が一端に入力される第１の容量素子と、前記論理入力信号が一端に入力される第２の容量素子と、前記第１の容量素子の他端に接続された入力に対して第１の論理レベルを有する第１の論理反転回路、および、前記第２の容量素子の他端に接続された入力に対して第２の論理反転レベルを有する第２の論理反転回路を含み、前記第１の論理反転回路と前記第２の論理反転回路の出力極性が一致することで第２の論理振幅を有する論理出力信号を反転する論理出力回路と、前記第１の容量素子の他端に入力の一端と出力が接続され、前記第１の容量素子の他端に接続された入力に対して第３の論理反転レベルを有する第３の論理反転回路と、前記第２の容量素子の他端に入力の一端と出力が接続され、前記第２の容量素子の他端に接続された入力に対して第４の論理反転レベルを有する第４の論理反転回路と、を備え、前記第１の論理反転レベルが前記第３の論理反転レベルよりも高く設定され、前記第２の論理反転レベルが前記第４の論理反転レベルよりも低く設定されている。

この発明によれば、論理入力信号が入力される容量素子は複数あり、容量素子のそれぞれを、互いに独立したレベルの組み合わせに対応させることができる。すなわち、第１の容量素子は、第１の論理反転レベルと第３の論理反転レベルとの組合せに、第２の容量素子は、第２の論理反転レベルと第４の論理反転レベルとの組合せに対応させることができる。したがって、これらの組合せの要素となる回路の構成または回路を構成する素子の特性を、容量素子ごとに独立に調整して、最適なレベル判定を行うことができる。
例えば、第１の論理反転回路と第３の論理反転回路について同様の回路構成を用いることにより、両者に同様の傾向で発生する製造プロセスのばらつき、温度等の環境変動、または経年変化による変化を相殺して、入力感度の変化を低減できる。また、容量素子ごとに、入力感度を独立に設定することができる。

また、前記レベルシフト回路は、前記第１の論理反転回路と、前記第２の論理反転回路と、前記第３の論理反転回路と、前記第４の論理反転回路とが、相補型トランジスタ回路であることが好ましい。

また、前記レベルシフト回路は、前記第１の論理反転回路、前記第２の論理反転回路、前記第３の論理反転回路、および、前記第４の論理反転回路のうちの少なくとも一つが、前記入力の一端とは別の入力の他端を有し、この入力の他端の信号に応じて前記入力の一端の信号に拘わらず、出力の信号を所定のレベルに固定することが好ましい。

この発明によれば、容量素子の他端に接続された第１および第２の論理反転回路は、同じく容量素子の他端に接続された第３または第４の論理反転回路と同様の、相補型トランジスタ回路となっている。したがって、第３または第４の論理反転回路により容量素子の他端に供給される第３または第４の論理反転レベルが、製造プロセスのばらつきや温度変化等によってずれると、第１および第２の論理反転回路における第１および第２の論理反転レベルも、同様の傾向でずれることとなる。したがって、レベルのずれが相殺されることにより、レベルシフト回路の入力感度への影響を低減できる。

また、前記レベルシフト回路は、前記第２の論理振幅を有する論理出力信号が、相補トランジスタ回路を駆動するための相補回路駆動信号であることが好ましい。

さらに、前記レベルシフト回路は、前記第２の論理振幅を供給する電源間に直列接続され、前記相補回路駆動信号により駆動される相補型トランジスタ回路を備えることが好ましい。

この発明によれば、前記論理出力回路に、相補型トランジスタからなる出力バッファを内蔵あるいは外部に付加することにより、出力バッファとしての相補型トランジスタの能力に応じたより大きな電流を出力しつつも、相補型トランジスタを構成する複数のトランジスタが同時にオン状態となって発生する貫通電流を低減することができる。

また、例えば、液晶表示装置といった電気光学装置に、前記レベルシフト回路を備えることにより、製造プロセスのばらつき等による表示のばらつきが少ない、電気光学装置を提供することができる。

また、電子機器に、前記電気光学装置を備えることにより、製造プロセスのばらつき等による表示のばらつきが少ない、電子機器を提供することができる。

＜１．第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態であるレベルシフト回路１００の構成について図を参照して説明する。
＜１−１：構成＞

図１は、レベルシフト回路１００の構成を示す回路図である。
この図において、入力端ＩＮは、変換前における第１の論理振幅としての低振幅の論理入力信号を入力するものであり、出力端ＯＵＴは、変換後における第２の論理振幅としての高振幅の論理出力信号を出力するものである。ここで、高振幅の論理出力信号においてＬレベルに相当する低位側（基準）電位をＶ_ＳＳと、Ｈレベルに相当する高位側電位をＶ_ＤＤと、それぞれ表記することにする。また、論理反転回路の例として、インバータ回路を図示して説明し、Ｐチャネル型トランジスタおよびＮチャネル型トランジスタとして、Ｐチャネル型ＴＦＴおよびＮチャネル型ＴＦＴの例で説明する。

図１において、レベルシフト回路１００は、入力信号の交流成分のみを通過させるコンデンサ（容量素子）１１０、このコンデンサ１１０の他端にバイアス電圧Ｖ_Ｂを供給するバイアス回路としての第３の論理反転回路としての論理反転回路１２０、および、論理出力回路１３０を備えている。
論理出力回路１３０は、入力に対して第１の論理反転レベルを有する第１の論理反転回路としての論理反転回路１４０と、入力に対して第２の論理反転レベルを有する第２の論理反転回路としての論理反転回路１５０と、論理出力部１３５とを含んでいる。
論理反転回路１４０は、バイアス電圧Ｖ_Ｂより高く設定された第１の論理反転レベルＶ_Ｈを基準としてコンデンサ１１０の他端の電圧を判定し、この他端の電圧の論理レベルを反転した出力信号を出力する。
論理反転回路１５０は、バイアス電圧Ｖ_Ｂより低く設定された第２の論理反転レベルＶ_Ｌを基準としてコンデンサ１１０の他端の電圧を判定し、この他端の電圧の論理レベルを反転した出力信号を出力する。
論理出力部１３５は、論理反転回路１４０と論理反転回路１５０の出力極性が一致することで第２の論理振幅を有する論理出力信号を反転する。この論理出力部１３５は、ナンド回路１６０、ノア回路１７０、論理反転回路１８０、および論理反転回路１９０を備えている。
論理反転回路１２０は、入力に対して第３の論理反転レベルを有し、この第３の論理反転レベルがバイアス電圧Ｖ_Ｂとなる。
レベルシフト回路１００の各要素は、同一基板上に、同一の半導体製造プロセスにより形成されている。また、上述の各回路を構成するスイッチング素子としてのＴＦＴが近接して配置されるよう形成される。

ここで、レベルシフト回路１００の入力端ＩＮは、コンデンサ１１０の一端に接続されており、コンデンサ１１０には、この一端にて入力端ＩＮからの論理入力信号が入力される。一方、コンデンサ１１０の他端には、論理反転回路１２０の入力および出力が接続され、さらに、論理反転回路１４０および論理反転回路１５０の入力も接続されている。論理反転回路１４０の出力は、ナンド回路１６０入力に接続され、論理反転回路１５０の出力は、ノア回路１７０の入力に接続されている。
ナンド回路１６０の出力は、レベルシフト回路１００の出力端ＯＵＴとなるとともに、論理反転回路１８０に接続され、論理反転回路１８０の出力は、ノア回路１７０の入力に接続されている。また、ノア回路１７０の出力は、論理反転回路１９０の入力に接続され、論理反転回路１９０の出力はナンド回路１６０の入力に接続されている。
論理出力部１３５は、ナンド回路１６０、ノア回路１７０、論理反転回路１８０、および、論理反転回路１９０により、論理反転回路１４０の判定結果および論理反転回路１５０の判定結果を保持する保持回路となっている。この保持回路は、論理反転回路１４０のＬレベル信号によりセットされ、論理反転回路１５０のＨレベル信号によりリセットされるＲＳフリップフロップである。

次に、図１に示すレベルシフト回路１００の構成を、スイッチング素子であるトランジスタのレベルでより詳細に説明する。

図２は、レベルシフト回路１００のトランジスタレベルでの構成を示す回路図である。
図２において、論理反転回路１４０、論理反転回路１５０、および論理反転回路１２０は、それぞれ、Ｐチャネル型ＴＦＴおよびＮチャネル型ＴＦＴによる相補型トランジスタ回路である。
論理反転回路１２０のＰチャネル型ＴＦＴ１２１、およびＮチャネル型ＴＦＴ１２２のソースは、それぞれＶ_ＤＤおよびＶ_ＳＳに接続されている。また、それぞれのドレインおよびゲートは、論理反転回路１２０の出力および入力としてノードＮ１１０に共通に接続され、ノードＮ１１０が、コンデンサ１１０の他端に接続されている。これにより、ノードＮ１１０は、論理反転回路１２０により、第３の論理反転レベルであるバイアス電圧Ｖ_Ｂでバイアスされることとなる。
また、ノードＮ１１０は、論理反転回路１４０を構成するＰチャネル型ＴＦＴ１４１およびＮチャネル型ＴＦＴ１４２のゲートに接続される。Ｐチャネル型ＴＦＴ１４１およびＮチャネル型ＴＦＴ１４２のソースは、それぞれＶ_ＤＤおよびＶ_ＳＳに接続され、それぞれのドレインは、論理反転回路１４０の出力として共通に接続されている。
さらに、ノードＮ１１０は、論理反転回路１５０を構成するＰチャネル型ＴＦＴ１５１およびＮチャネル型ＴＦＴ１５２のゲートに接続される。Ｐチャネル型ＴＦＴ１５１およびＮチャネル型ＴＦＴ１５２のソースは、それぞれＶ_ＤＤおよびＶ_ＳＳに接続され、それぞれのドレインは論理反転回路１５０の出力として共通に接続されている。

ここで、論理反転回路１２０がノードＮ１１０に供給するバイアス電圧Ｖ_Ｂは、後述するように、論理反転回路１２０を構成するＰチャネル型ＴＦＴ１２１およびＮチャネル型ＴＦＴ１２２の特性により決定される。
また、論理反転回路１４０が、入力される論理入力信号の電圧をＨレベルまたはＬレベルとして判定する基準の第１の論理反転レベルＶ_Ｈは、それぞれ、Ｐチャネル型ＴＦＴ１４１およびＮチャネル型ＴＦＴ１４２の特性に基づいて決定され、これと同様に、論理反転回路１５０が、入力信号の論理を判定する基準の第２の論理反転レベルＶ_Ｌも、それぞれ、Ｐチャネル型ＴＦＴ１５１およびＮチャネル型ＴＦＴ１５２の特性に基づいて決定される。
レベルシフト回路１００においては、論理反転回路１２０、１４０、１５０のそれぞれを構成するＴＦＴのゲート長とゲート幅との比が調整され、これにより、論理反転回路１４０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈは、バイアス電圧Ｖ_Ｂより高く設定され、論理反転回路１５０の第２の論理反転レベルＶ_Ｌは、バイアス電圧Ｖ_Ｂより低く設定されている。電圧の設定について、以下に説明する。

まず、論理反転回路１２０のバイアス電圧Ｖ_Ｂについて説明する。
論理反転回路１２０の入力および出力は共通に接続されているため、論理反転回路１２０の入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとは等しい。したがって、入力電圧Ｖｉの論理レベルを判定する基準となる論理反転レベルは、出力電圧Ｖｏとなり、論理反転回路１２０が供給するバイアス電圧Ｖ_Ｂとなる。このように、バイアス回路に論理反転回路１２０を用い、入出力を共通に接続して出力の電圧を入力にフィードバックすることにより、論理反転回路の論理反転レベル近傍のバイアス電圧Ｖ_Ｂを容易に得ることができる。

次に、論理反転回路１２０におけるＰチャネル型ＴＦＴ１２１のドレイン電流ＩｄｐおよびＮチャネル型ＴＦＴ１２２に流れるドレイン電流Ｉｄｎを求める。
Ｐチャネル型ＴＦＴ１２１のしきい値電圧をＶｔｐとし、Ｎチャネル型ＴＦＴ１２２のしきい値電圧をＶｔｎとすると、ドレイン電流ＩｄｐおよびＩｄｎは、次の近似式で求められる。

ここで、

であり、ＷｐおよびＬｐは、Ｐチャネル型ＴＦＴ１２１のゲート幅およびゲート長、ＷｎおよびＬｎは、Ｎチャネル型ＴＦＴ１２２のゲート幅およびゲート長である。したがって、Ｗｐ／ＬｐおよびＷｎ／Ｌｎは、ゲート長とゲート幅との比、すなわちゲートの形状寸法の比である。また、μｐおよびμｎはキャリア移動度、そして、ＣｏｐおよびＣｏｎは寄生容量による係数である。
ここで、Ｐチャネル型ＴＦＴ１２１のドレイン電流Ｉｄｐは、Ｎチャネル型ＴＦＴ１２２のドレインに流れるので、次式が成立している。

ここで、次式を満たす係数αを導入する。

すると、論理反転回路１２０の出力レベルＶｏは、次式によりバイアス電圧Ｖ_Ｂとして決定される。

ちなみに、仮にここで、α＝１、Ｖｔｐ＝Ｖｔｎであるとした場合には、出力電圧Ｖｏは、Ｖ_ＤＤ／２となる。

また、論理反転回路１４０、１５０についても、論理反転回路１２０と同様に、第１の論理反転レベルＶ_Ｈ、および第２の論理反転レベルＶ_Ｌを求めることができる。具体的には、論理反転回路１４０または１５０のみを、仮に単体で取出し、入出力を共通に接続した場合の出力電圧として、論理反転レベルＶ_ＨまたはＶ_Ｌを求めることができる。

ここで、論理反転回路１４０と１５０とでは、それぞれを構成するＴＦＴのゲート幅Ｗｐとゲート長Ｌｐとの比、または、ゲート幅Ｗｎとゲート長Ｌｎとの比が互いに異なり、これらの比はさらに、論理反転回路１２０のものとも異なっている。このため、論理反転回路１４０、１５０については、αと異なる係数として、α’およびα’’が設定される。論理反転回路１４０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈ、および論理反転回路１５０の第２の論理反転レベルＶ_Ｌは、次式のように求められる。

このように、論理反転回路１４０および論理反転回路１５０が有する第１の論理反転レベルＶ_Ｈおよび第２の論理反転レベルＶ_Ｌは互いに異なり、さらに、論理反転回路１２０のバイアス電圧Ｖ_Ｂとも異なる。

バイアス電圧Ｖ_Ｂ、および第１の論理反転レベルＶ_Ｈおよび第２の論理反転レベルＶ_Ｌは、具体的には、次式の関係を有するよう設定されている。

すなわち、論理反転回路１４０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈが論理反転回路１２０のバイアス電圧Ｖ_Ｂより高く設定され、論理反転回路１５０の第２の論理反転レベルＶ_Ｌが論理反転回路１２０のバイアス電圧Ｖ_Ｂより低く設定されている。この設定は、例えば、論理反転回路１４０、１２０、１５０のＰチャネル型ＴＦＴ１４１、１２１、１５１において、この順にゲート長を大きくし、他の寸法を同一にすることにより、係数を次式の関係に設定することで行う。

このように、第１の論理反転レベルＶ_Ｈが、論理反転回路１４０を構成するトランジスタ素子の、論理反転回路１２０を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法によって設定され、第２の論理反転レベルＶ_Ｌが、論理反転回路１５０を構成するトランジスタ素子の論理反転回路１２０を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法の比によって設定されている。

図３は、論理反転回路１２０、１４０、１５０の入出力特性を示すグラフである。

論理反転回路１２０については、出力と入力とが接続されているため、図３において、論理反転回路１２０単体としての入出力特性の曲線と、ＶＩＮ＝ＶＯＵＴの直線との交点により、バイアス電圧Ｖ_Ｂが示される。
また、論理反転回路１４０については、仮に、論理反転回路１４０を単独で取出し入出力を接続した場合の、図３での論理反転回路１４０の入出力特性の曲線と、ＶＩＮ＝ＶＯＵＴの直線との交点により、第１の論理反転レベルＶ_Ｈが示される。
論理反転回路１５０についても同様に、図３での論理反転回路１５０の入出力特性の曲線と、ＶＩＮ＝ＶＯＵＴの直線との交点により、第２の論理反転レベルＶ_Ｌが示される。
図３のグラフにおいて、Ｖ_Ｌ ＜ Ｖ_Ｂ ＜ Ｖ_Ｈの関係が示されている。

＜１−２：動作＞
次に、レベルシフト回路１００の動作について説明する。
図４は、この動作を説明するための図であって、レベルシフト回路１００の各部における電圧波形を示す図である。

まず、入力端ＩＮに、低振幅の論理入力信号ＶＩＮが供給されると、ノードＮ１１０すなわちコンデンサ１１０の他端に表れる電圧波形Ｖ_Ｂｏｕｔは、論理入力信号ＶＩＮの微分波形に、バイアス電圧Ｖ_Ｂが加算（オフセット）されたものとなる。

ここで、ノードＮ１１０における電圧が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを超えると、論理反転回路１４０は入力信号のレベルがＨであると判定し、出力信号Ｖ_ＨｏｕｔをＬレベルにする。ここで、論理反転回路１５０は、出力信号Ｖ_ＬｏｕｔをＬレベルのまま維持しているので、論理反転回路１４０と論理反転回路１５０との出力極性が一致する。またこのとき、出力端ＯＵＴに接続されるナンド回路１６０の出力の信号はＨレベルとなり、論理反転回路１８０の出力の信号はＬレベルとなる。この結果、ノア回路１７０の出力の信号はＨレベルとなり、論理反転回路１９０の出力の信号はＬレベルとなる。これにより、ナンド回路１６０の入力はＬレベルとなり、この状態が保持される。このように、ナンド回路１６０、ノア回路１７０、論理反転回路１８０、および論理反転回路１９０により構成される論理出力部１３５は、論理反転回路１４０と論理反転回路１５０との出力極性が一致することで、出力端ＯＵＴから出力される論理出力信号を反転する。ここで、論理出力部１３５は、Ｎ１１０の電圧が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを越えたとする論理反転回路１４０の判定結果を、Ｎ１１０の電圧が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを下回った後も保持する。
一方、ノードＮ１１０における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ると、論理反転回路１５０は入力信号のレベルがＬであるとして、出力信号Ｖ_ＬｏｕｔをＨレベルにする。ここで、論理反転回路１４０は、出力信号Ｖ_ＨｏｕｔをＨレベルとなっているので、論理反転回路１４０と論理反転回路１５０との出力極性が一致する。また、ノア回路１７０の出力の信号はＬレベルとなり、ナンド回路１６０の入力に接続される論理反転回路１９０の出力の信号はＨレベルとなる。このとき、ナンド回路１６０の他の入力はＨであるので、出力端ＯＵＴに接続されるナンド回路１６０の出力の信号はＬレベルとなり、この結果、論理反転回路１８０の出力はＨレベルとなり、この状態が保持される。このように、論理出力部１３５は、論理反転回路１４０と論理反転回路１５０との出力極性が一致することで、出力端ＯＵＴから出力される論理出力信号を再び反転する。ここで、論理出力部１３５は、Ｎ１１０における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ったとする論理反転回路１５０の判定結果を、Ｎ１１０における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを超えた後も保持する。

レベルシフト回路１００の入力端ＩＮに供給される低振幅の論理入力信号ＶＩＮがＨレベルとなると、出力端ＯＵＴから出力される高振幅の論理出力信号ＶＯＵＴはＨレベルとなる。この逆に、論理入力信号ＶＩＮがＬレベルとなると、出力端ＯＵＴから出力される高振幅の論理出力信号ＶＯＵＴはＬレベルとなる。したがって、レベルシフト回路１００の入力端ＩＮに供給された低振幅の論理入力信号に対応する高振幅の論理出力信号が出力端ＯＵＴから出力される。なお、論理出力信号ＶＯＵＴがＨレベルの状態は、論理入力信号ＶＩＮがＬレベルとなるまで保持され、また、論理出力信号ＶＯＵＴがＬレベルの状態は、論理入力信号ＶＩＮがＨレベルとなるまで保持される。
論理出力部１３５は、論理反転回路１４０と論理反転回路１５０との出力極性が一致することで、出力端ＯＵＴから出力される論理出力信号を反転するので、コンデンサ１１０の他端の電圧が、時とともにバイアス電圧Ｖ_Ｂ近傍に戻ることにより、第１の論理反転レベルＶ_Ｈを下回ったり、逆に第２の論理反転レベルＶ_Ｌを超えたりしても、論理出力信号の出力が変化しない。したがって、変化の周期が長い入力信号に対しても、論理出力信号の出力を適切に追従させることができる。

＜１−３：効果＞
さて、レベルシフト回路１００において、第１の論理反転レベルＶ_Ｈとバイアス電圧Ｖ_Ｂとの差、および、第２の論理反転レベルＶ_Ｌとバイアス電圧Ｖ_Ｂとの差は入力感度となる。つまり、入力端ＩＮに供給される論理入力信号の変化が、論理反転回路１４０および論理反転回路１５０によって正常に判定されるのは、第１の論理反転レベルＶ_Ｈがバイアス電圧Ｖ_Ｂより高く、第２の論理反転レベルＶ_Ｌがバイアス電圧Ｖ_Ｂより低く設定され、さらに、論理反転レベルＶ_ＨおよびＶ_Ｌと、バイアス電圧Ｖ_Ｂとの差がバランスよく維持されているときである。

ところが、従来、レベルシフト回路を集積化して基板上に形成する場合において、容量素子の他端にＰチャネル型ＴＦＴおよびＮチャネル型ＴＦＴといったスイッチング素子を接続し、ＴＦＴのしきい値電圧を基準として論理入力信号の電圧を判定させる構成では、両チャネル型のＴＦＴの特性、およびバイアス回路の特性を互いに理想的にバランスがとれているように形成することは、製造上のばらつきなどにより困難であった。また、ＴＦＴは、シリコン基板上に形成するＭＯＳトランジスタと異なり、ガラス基板の上に形成されている。ガラス基板は絶縁体であるため、ガラス基板の上に形成されるＴＦＴのしきい値電圧は、ゲートのＯＮ、ＯＦＦの度に蓄積される電荷により、動作中に変動し、したがって、入力感度も変動してしまう。
これに対して、本実施形態によれば、バイアス電圧Ｖ_Ｂと第１の論理反転レベルＶ_Ｈと、第２の論理反転レベルＶ_Ｌとの相対的なばらつきを低減できる。以下、この動作について説明する。

レベルシフト回路１００の入力信号の立ち上がりに対する感度、すなわち高電位側での入力感度は、次式のようになる。

上式に示すように、入力感度は、α’とαとの差異に依存する。ここで、論理反転回路１２０の係数αは、次式に示すように設定されている。

ここで、Ｗｎ／ＬｎおよびＷｐ／ＬｐはＴＦＴのゲートの形状寸法の比である。
この一方、論理反転回路１４０については、α’が設定されている。
レベルシフト回路１００では、次式に示すように、α’とαとを異ならせることにより入力感度を調整している。

ここで、α’／αは、論理反転回路１２０および論理反転回路１４０が備えるＴＦＴの形状寸法の比に依存するため、レベルシフト回路１００の入力感度を、ＴＦＴの形状寸法比の設計により調整することができる。
また、論理反転回路１２０が備えるＰチャネル型ＴＦＴ１２１、および論理反転回路１４０が備えるＰチャネル型ＴＦＴ１４１は、同一の基板上に形成されているため、両者の特性のうち、しきい値電圧Ｖｔｐ、Ｖｔｎは、基板間相互の製造プロセスのばらつきによる変動が大きい。しかし、同一基板上に近接して配置される論理反転回路１２０と１４０が備えるＴＦＴ同士では、それぞれのＶｔｐの差、およびＶｔｎの差は極めて小さい。このため、δ＜＜１の場合には、Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｂの、ＶｔｐおよびＶｔｎに対する依存度が極めて小さい。
したがって、αとα’との差は、ＴＦＴのゲートの形状寸法比に依存し、製造プロセスのばらつきによる影響が少なく、この結果、α’とαとの差異に依存するレベルシフト回路１００の入力感度もまた、製造プロセスのばらつきによる影響が小さい。
また、論理反転回路１５０のα’’についても、論理反転回路１４０と同様に設定されている。このため、入力信号に対する低電位側での入力感度Ｖ_Ｂ−Ｖ_Ｌも、ＴＦＴのゲート幅をゲート長との比に依存し、製造プロセスのばらつきによる影響が小さい。

このように、電圧を判定する論理反転回路１４０、１５０が、それぞれ、バイアス電圧を供給する論理反転回路１２０と同様に相補型トランジスタであり、論理反転回路１４０、１５０および論理反転回路１２０が同一基板上に同じ製造プロセスで形成されるので、基板相互間の製造プロセスのばらつき起因する、相補型トランジスタ回路である論理反転回路１２０の供給バイアス電圧のずれと、同様に相補型トランジスタ回路である論理反転回路１４０、および論理反転回路１５０における論理反転レベルのずれが相殺される。このことにより、レベルシフト回路１００の入力感度に対する、製造プロセスのばらつきの影響を低減し、入力感度を安定させることができる。

また、それぞれの論理反転回路１２０、１４０、１５０は、絶縁体上に形成されるＴＦＴで構成されるが、これらの回路はいずれも相補型ＴＦＴを備えるため、オンオフを繰り返すうちにＴＦＴに蓄積される電荷の量も、それぞれの相補型ＴＦＴに対して同様の傾向になる。したがって、論理反転回路１２０が備えるＴＦＴのしきい値電圧の変動によるバイアス電圧のずれと、論理反転回路１４０および論理反転回路１５０が備えるＴＦＴのしきい値電圧の変動による論理反転レベルとのずれが相殺され、レベルシフト回路１００の入力感度の変動を低減できる。

また、レベルシフト回路１００では、論理反転回路１４０および論理反転回路１５０が、論理反転回路１２０ともに論理反転回路であるため、製造プロセスのばらつき等による電圧変動が相殺され易い。したがって、製造プロセスのばらつきによる、入力感度への影響を低減することができる。

＜２．第２実施形態＞
＜２−１：構成＞
図５は、本発明の第２実施形態のレベルシフト回路２００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路２００は、第１実施形態のレベルシフト回路１００の構成に対し、さらに、出力バッファ２０２を備える点が異なる。出力バッファ２０２は、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５およびＮチャネル型ＴＦＴ２０６が、高振幅の論理出力信号に対し供給される電源であるＶ_ＳＳおよびＶ_ＤＤ間に直列接続される、相補型トランジスタ回路である。
ここで、レベルシフト回路２００の論理出力部２３５は、出力バッファ２０２に対し、論理出力信号として、相補トランジスタ回路を駆動する２種類の相補回路駆動信号を出力する。相補回路駆動信号の一方は、出力バッファ２０２の相補トランジスタ回路を構成するＰチャネル型ＴＦＴ２０５の電流制御を行い、他方はＮチャネル型ＴＦＴ２０６の電流制御を行う。具体的には、出力バッファ２０２を構成するＰチャネル型ＴＦＴ２０５のゲートに、相補回路駆動信号としてＬレベルの電圧が供給されると、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５はオン状態となり、Ｈレベルの電圧が出力されると、オフ状態となる。この一方、Ｎチャネル型ＴＦＴ２０６のゲートに、相補回路駆動信号としてＨレベルの電圧が供給されると、Ｎチャネル型ＴＦＴ２０６はオン状態となり、Ｌレベルの電圧が供給されると、オフ状態となる。

ここで、相補回路駆動信号は、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５およびＮチャネル型ＴＦＴ２０６のそれぞれをオン状態とするときには、所定時間遅延して出力され、前記各トランジスタをオフ状態とするときには直ちに反転する。
具体的には、論理反転回路２４０の入力が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを超えたと判定された場合に、ナンド回路２６０からＰチャネル型ＴＦＴ２０５に供給される一方の相補回路駆動信号は、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５をオフ状態とするＨレベルとなる。さらに、この信号は、論理反転回路２８０およびノア回路２７０を経由して遅延され、他方の相補回路駆動信号として、Ｎチャネル型ＴＦＴ２０６をオン状態とするＨレベルとなる。つまり、論理反転回路２８０およびノア回路２７０は遅延素子として機能する。
この一方、第２の論理反転回路としての論理反転回路２５０の入力が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ったと判定された場合に、ノア回路２７０からＮチャネル型ＴＦＴ２０６に供給される上記他方の相補回路駆動信号は、Ｎチャネル型ＴＦＴ２０６をオフ状態とするＬレベルとなり、さらに、この信号は、論理反転回路２９０およびナンド回路２６０を経由して遅延され、上記の一方の相補回路駆動信号として、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５をオン状態とするＬレベルとなる。つまり、論理反転回路２９０およびナンド回路２６０は遅延素子として機能する。
なお、相補回路駆動信号の遅延量は、例えば、論理反転回路２８０、２９０を複数のインバータ回路を接続した構成とし、接続の段数を増減することにより調節することができる。
レベルシフト回路２００では、出力バッファ２０２を備えたことにより、レベルシフト回路２００の出力端ＯＵＴから、入力端ＶＩＮの信号の論理を反転した信号が出力される。その他の構成については第１実施形態と同様であり、説明を省略する。

＜２−２：動作＞
ここで、レベルシフト回路２００の動作について説明する。
ノードＮ２１０における電圧が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを超えると、相補回路駆動信号の一方であるナンド回路２６０の出力の信号はＨレベルとなる。そして、この場合に相補回路駆動信号の他方であるノア回路２７０の出力の信号は、ナンド回路２６０の出力信号よりも遅延されてＨレベルとなる。したがって、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５がオフ状態となった後で、Ｎチャネル型ＴＦＴ２０６がオン状態となる。
この一方、ノードＮ２１０における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ると、相補回路駆動信号の他方であるノア回路２７０の出力信号はＬレベルとなる。そして、この場合に、相補回路駆動信号の一方を出力するナンド回路２６０の出力信号は、ノア回路２７０の出力信号よりも遅れてＬレベルとなる。したがって、Ｎチャネル型ＴＦＴ２０６がオフ状態となった後で、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５がオン状態となる。
つまり、いずれの場合においても、出力バッファ２０２を構成するトランジスタのうち、一方がオフ状態となってから他方がオン状態となる。

＜２−３：効果＞
このように、論理出力回路２３０が出力する相補回路駆動信号は、出力バッファを構成するＰチャネル型ＴＦＴ２０５およびＮチャネル型ＴＦＴ２０６をオン状態とするときには遅延して出力され、オフ状態とするときには直ちに反転されるので、Ｐチャネル型ＴＦＴ２０５およびＮチャネル型ＴＦＴ２０６は、一方がオフとなった後に他方がオンとなる。したがって、出力バッファの能力に応じた大きな電流を出力しつつも、両者がオン状態となることにより発生する貫通電流を低減することができる。

＜３．第３実施形態＞
上記の実施形態では、論理反転回路の論理反転レベルを、バイアス回路が出力するバイアス電圧と異ならせるために、Ｎチャネル型ＴＦＴおよびＰチャネル型ＴＦＴのゲートの形状寸法比を互いに異ならせている。次に、それぞれ同一寸法のＮチャネル型ＴＦＴ、および同一寸法のＰチャネル型ＴＦＴを用いても、論理反転回路の論理反転レベルをバイアス電圧と異ならせる、第３実施形態を説明する。

＜３−１：構成＞
図６は、本発明の第３実施形態に係る第１の論理反転回路としての論理反転回路３４０、および第２の論理反転回路としての論理反転回路３５０の構成をトランジスタレベルで示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路は、第２実施形態のレベルシフト回路２００の構成に対し、論理反転回路３４０が、１個のＰチャネル型ＴＦＴ３４１および２個のＮチャネル型ＴＦＴ３４２、３４３を備え、また、論理反転回路３５０が、２個のＰチャネル型ＴＦＴ３５１、３５２および１個のＮチャネル型ＴＦＴ３５３を備える点が異なる。
この他の構成については、第２実施形態と同様であり、図示および説明を省略する。

図６において、具体的には、第１の判定回路としての論理反転回路３４０では、Ｐチャネル型ＴＦＴ３４１のソースはＶ_ＤＤに接続され、ドレインは、Ｎチャネル型ＴＦＴ３４２のソースに接続されている。また、Ｎチャネル型ＴＦＴ３４２のドレインはＮチャネル型ＴＦＴ３４３のドレインに接続され、Ｎチャネル型ＴＦＴ３４３のソースはＶ_ＳＳに接続されている。Ｐチャネル型ＴＦＴ３４１およびＮチャネル型ＴＦＴ３４２のゲートはともにノードＮ１１０に接続され、Ｎチャネル型ＴＦＴ３４３のゲートはＶ_ＤＤに接続されている。
一方、第２の判定回路としての論理反転回路３５０では、Ｐチャネル型ＴＦＴ３５１のソースはＶ_ＤＤに接続され、ドレインは、Ｐチャネル型ＴＦＴ３５２のソースに接続されている。また、Ｐチャネル型ＴＦＴ３５２のドレインはＮチャネル型ＴＦＴ３５３のドレインに接続され、Ｎチャネル型ＴＦＴ３５３のソースはＶ_ＳＳに接続されている。Ｐチャネル型ＴＦＴ３５２およびＮチャネル型ＴＦＴ３５３のゲートはともにノードＮ１１０に接続され、Ｐチャネル型ＴＦＴ３５１のゲートはＶ_ＳＳに接続されている。
なお、本実施形態では、論理反転回路１２０、論理反転回路３４０、論理反転回路３５０が備えるＰチャネル型ＴＦＴのゲートは互いに相似形であり、Ｎチャネル型ＴＦＴのゲートも互いに相似形である。このことにより、論理反転回路１２０、論理反転回路３４０、論理反転回路３５０のＴＦＴとして形状寸法比が互いに等しい標準のＴＦＴを使用することができる。なお、Ｐチャネル型ＴＦＴのゲートの形状寸法は互いに略等しく、Ｎチャネル型ＴＦＴのゲートの形状寸法も互いに略等しいものとすることもできる。

＜３−２：動作＞
次に、第３実施形態における、バイアス電圧と、論理反転レベルとの関係を説明する。
論理反転回路１２０が供給するバイアス電圧Ｖ_Ｂ、および論理反転回路３４０、３５０による第１の論理反転レベルＶ_Ｈおよび第２の論理反転レベルＶ_Ｌは、それぞれ次の式により求められる。

ここで、αは、回路を構成する、Ｎチャネ型およびＰチャネル型ＴＦＴのゲート寸法により決定される。

このことは、α’、α’’についても同様である。
図６において、論理反転回路３４０のＮチャネル型ＴＦＴ３４３は、ゲートがＶ_ＤＤに接続されているため、常時オン状態となっている。これは、論理反転回路３４０の動作として、Ｎチャネル型ＴＦＴ３４３のゲートがＮチャネル型ＴＦＴ３４２のゲートと共通に、ノードＮ１１０に接続された場合と同等となる。そしてこの場合、２個のＮチャネル型ＴＦＴ３４２、３４３は、ゲート幅がＮチャネル型ＴＦＴ３４２、３４３と略等しく、ゲート長がおおよそ２倍である１個のＮチャネル型ＴＦＴと等価であるとみなせる。したがって、α’＜αの関係となり、Ｖ_Ｈ＞Ｖ_Ｂ 、すなわち、第１の論理反転レベルＶ_Ｈはバイアス電圧Ｖ_Ｂよりも高く設定されることとなる。
このように、ソースードレインを直列接続するＮチャネル型ＴＦＴの数を多くすることによって、第１の論理反転レベルＶ_Ｈをバイアス電圧Ｖ_Ｂより高く設定することができる。つまり、第１の論理反転レベルは、論理反転回路３４０を構成するトランジスタ素子の、論理反転回路１２０を構成するトランジスタ素子に対する直並列段数の比によって設定される。
この一方、論理反転回路３５０では、２個のＰチャネル型ＴＦＴ３５１、３５２は、ゲート幅がＰチャネル型ＴＦＴ３５１、３５２と略等しく、ゲート長がおおよそ２倍である１個のＮチャネル型ＴＦＴと等価であるとみなせる。したがって、α’’＞αとなり、Ｖ_Ｌ＜Ｖ_Ｂ、すなわち第２の論理反転レベルＶ_Ｌはバイアス電圧Ｖ_Ｂよりも低く設定されることとなる。
このように、ソースードレインを直列接続するＰチャネル型ＴＦＴの数を多くすることによって、第２の論理反転レベルＶ_Ｌをバイアス電圧Ｖ_Ｂより低くすることができる。つまり、第２の論理反転レベルは、論理反転回路３５０を構成するトランジスタ素子の、論理反転回路１２０を構成するトランジスタ素子に対する直並列段数の比によって設定される。

＜３−３：効果＞
このようにして、論理反転回路３４０が備えるＮチャネル型ＴＦＴまたはＰチャネル型ＴＦＴの少なくとも一方の個数を、論理反転回路３５０が備える、上記の一方と同一種類の型のＴＦＴの個数と異ならせ、両者のＴＦＴの直並列段数の比を変えることにより、第１の論理反転レベルＶ_Ｈと第１の論理反転レベルＶ_Ｈとの差を調整することができる。
例えば、論理反転回路１２０、３４０、３５０の間で、ソースードレインを接続させるＴＦＴの数を調節することにより、ＴＦＴ同士のゲート寸法を異ならせることなく、第１の論理反転レベルＶ_Ｈをバイアス電圧Ｖ_Ｂより高く、第２の論理反転レベルＶ_Ｌをバイアス電圧Ｖ_Ｂより低く設定することができる。
したがって、ＴＦＴの数の調整を、マスクレイアウト設計でなく、回路設計の段階で容易に行うことができる。

なお、論理反転回路３４０、３５０において、Ｎチャネル型ＴＦＴ３４３、およびＰチャネル型ＴＦＴ３５１のゲートが、ノードＮ１１０でなく電源に接続されているのは、ノードＮ１１０に接続されるゲートの寄生容量の増加を抑えるためである。これにより、論理反転回路３４０および論理反転回路３５０の入力信号の電圧低下の要因となる、ノードＮ１１０に接続される寄生容量が増加しないので、入力感度の低下を防ぐことができる。

＜４．第４実施形態＞
＜４−１：構成＞
図７は、本発明の第４実施形態のレベルシフト回路４００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路４００は、第２実施形態のレベルシフト回路２００（図５参照）の構成に対し、第１の論理反転回路としてナンド回路４４０、第２の論理反転回路としてノア回路４５０を用い、ナンド回路４４０およびノア回路４５０が、論理出力回路としてのＲＳフリップフロップと一体に形成されることが異なる。ここで、ナンド回路４４０としては、２個のＰチャネル型ＴＦＴが並列に接続され、２個のＮチャネル型ＴＦＴが直列に接続された、一般的な構成を採用することができる。また、ノア回路４５０としては、２個のＰチャネルＴＦＴが直列に接続され、２個のＮチャネルＴＦＴが並列に接続された、一般的な構成を採用することができる。なお、レベルシフト回路４００では、第２実施形態のレベルシフト回路２００に対して論理反転回路が１段分少ないため、出力端ＯＵＴからは、入力端ＩＮの入力信号の非反転信号が出力される。この他の構成については、第２実施形態と同一であり、説明を省略する。

＜４−２：動作＞
レベルシフト回路４００の動作について説明する。
コンデンサ４１０の一端に、入力端ＩＮから、低振幅の論理入力信号が供給され、他端であるノードＮ４１０の電圧が、第１の論理反転回路としてナンド回路４４０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈを超えると、このナンド回路４４０の出力信号はＬレベルとなり、よって、論理反転回路４６０から出力されるＨレベルの信号が供給されるノア回路４５０の出力信号もＬレベルとなる。この結果、論理反転回路４７０の出力信号はＨレベルとなり、ナンド回路４４０の出力が保持される。したがって、ナンド回路４４０の出力に接続されているＰチャネル型ＴＦＴ４０５はＯＮ状態となり、ノア回路４５０の出力に接続されているＮチャネル型ＴＦＴ４０６はＯＦＦ状態となるため、出力端ＯＵＴの信号はＨレベルとなる。
一方で、ノードＮ４１０における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ると、ノア回路４５０の出力信号はＨレベルとなり、ナンド回路４４０の出力信号もＨレベルとなる。したがって、Ｐチャネル型ＴＦＴ４０５はオン状態となり、Ｎチャネル型ＴＦＴ４０６はオフ状態となるため、出力端ＯＵＴの信号はＬレベルとなる。
この結果、レベルシフト回路４００の入力端ＩＮに入力された信号の非反転論理の信号が、出力端ＯＵＴから出力される。

＜４−３：効果＞
このように、第１の論理反転回路であるナンド回路４４０、および、第２の論理反転回路であるノア回路４５０を、論理出力回路４３０が備える保持回路と一体とすることができるので、少ないゲート数で、レベルシフト回路を実現することができる。
なお、レベルシフト回路４００において、ナンド回路４４０は、２個のＰチャネル型ＴＦＴが並列に接続され、２個のＮチャネル型ＴＦＴが直列に接続された構成である。また、ノア回路４５０は、２個のＰチャネルＴＦＴが直列に接続され、２個のＮチャネルＴＦＴが並列に接続された構成である。このため、同一ゲート寸法のＰチャネル型ＴＦＴ、および同一ゲート寸法のＮチャネル型ＴＦＴを使用しても、ナンド回路４４０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈは、Ｖ_Ｂよりも高く、ノア回路４５０の第２の論理反転レベルＶ_ＬはＶ_Ｂよりも低く設定される。ナンド回路４４０およびノア回路４５０を使用することにより、個々のＴＦＴ同士の形状寸法の比を変更することなく、適切な判定のための論理反転レベルを設定することができる。

＜５．第５実施形態＞
＜５−１：構成＞
図８は、本発明の第４実施形態のレベルシフト回路５００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路５００は、第２実施形態のレベルシフト回路２００（図５参照）の構成に対し、論理出力部８３５を構成するナンド回路およびノア回路として、３入力のナンド回路５６０と、３入力のノア回路５７０を用いることである。ここで、ノア回路５７０の入力の一つには、レベルシフト回路５００の内部を初期状態にするためのリセット信号Ｒが入力され、ナンド回路５６０の入力の一つには、リセット信号Ｒの反転信号ＲＢが入力される構成となる。
この他の構成については、第２実施形態と同一であり、説明を省略する。

＜５−２：動作＞
次に、レベルシフト回路５００の動作について説明する。
まず、リセット信号ＲとしてＨレベルの信号が供給されるとともに、リセット信号の反転信号ＲＢとしてＬレベルの信号が供給されると、ナンド回路５６０の出力の信号はＨレベルとなり、論理反転回路５８０の出力の信号はＬレベルとなる。よって、このＬレベルの信号がノア回路５７０に入力される。この一方で、ノア回路５７０の出力の信号はＬレベルとなり、論理反転回路５９０の出力の信号はＨレベルとなる。よって、このＨレベルの信号がナンド回路５６０に入力される。したがって、レベルシフト回路５００の内部状態が初期化され、この初期状態は、リセット信号ＲがＬレベルとなり、反転信号ＲＢがＨレベルとなった後も保持される。

続いて、コンデンサ５１０の一端に、入力端ＩＮから低振幅の論理入力信号が供給され、他端であるノードＮ５１０における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ると、ノア回路５７０の出力信号はＬレベルとなり、ナンド回路５６０の出力信号もＬレベルとなる。したがって、Ｎチャネル型ＴＦＴ５０６がオフ状態、Ｐチャネル型ＴＦＴ５０５がオン状態となり、よって、出力端ＯＵＴの信号がＨレベルとなる。
一方で、ノードＮ５１０における電圧が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを超えると、ナンド回路５６０の出力信号はＨレベルとなり、ノア回路５７０の出力信号もＨレベルとなる。したがって、Ｎチャネル型ＴＦＴ５０６がオン状態、Ｐチャネル型ＴＦＴ５０５がオフ状態となり、よって、出力端ＯＵＴの信号がＬレベルとなる。
この結果、レベルシフト回路５００の入力端ＩＮに入力された信号の反転信号が、出力端ＯＵＴから出力される。

＜５−３：効果＞
レベルシフト回路５００は、内部を初期状態にするためのリセット信号入力を備えているので、低振幅の論理入力信号が入力される前に、内部状態および出力信号の状態を確定することができる。特に多数のレベルシフト回路５００を使用した場合に、電源投入後の初期状態を統一することができる。

＜６．第６実施形態＞
＜６−１：構成＞
図９は、本発明の第６実施形態のレベルシフト回路６００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路６００は、第２実施形態のレベルシフト回路２００（図５参照）の構成に対し、低振幅の論理入力信号が入力される容量素子を２個備えている点が異なる。
詳細には、レベルシフト回路６００は、一端にて共通の論理入力信号が入力される、第１の容量素子としてのコンデンサ６１０および第２の容量素子としてのコンデンサ６１１と、コンデンサ６１０の他端に、第１のバイアス電圧Ｖ_Ｂ１を供給する第１のバイアス回路としての３の論理反転回路としての論理反転回路６２０と、コンデンサ６１１の他端に、第１のバイアス電圧Ｖ_Ｂ１と異なる第２のバイアス電圧Ｖ_Ｂ２を供給する第２のバイアス回路となる第４の論理反転回路としての論理反転回路６２２と、第１の論理反転レベルＶ_Ｈを有する第１の論理反転回路としての論理反転回路６４０と、第２の論理反転レベルＶ_Ｌを有する第２の論理反転回路としての論理反転回路６５０と、を備えている。ここで、論理反転回路６２０、６４０、６２２、６５０は、それぞれ、相補型トランジスタ回路である。
この他の構成については、第２実施形態と同一であり、説明を省略する。

レベルシフト回路６００では、論理反転回路６４０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈは、論理反転回路６２０が供給するバイアス電圧Ｖ_Ｂ１より高く設定され、論理反転回路６５０の第２の論理反転レベルＶ_Ｌは、論理反転回路６２２が供給する第４の論理反転レベルであるバイアス電圧Ｖ_Ｂ２より低く設定されている。この設定は、論理反転回路６４０を構成するトランジスタ素子の論理反転回路６２０を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比を調整し、論理反転回路６５０を構成するトランジスタ素子の論理反転回路６２２を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比を調整することによって行うことができる。調整は、例えば、論理反転回路６４０、６２０、６２２、６５０が有するＰチャネル型ＴＦＴのゲート長を、論理反転回路６４０、６２０、６２２、６５０の順に大きくし、他の仕様を同一とすることにより行う。

図１０は、論理反転回路６２０、６４０、６２２、６５０の入出力特性を示すグラフである。
論理反転回路６２０、６２２の出力はそれぞれの入力に接続されているため、論理反転回路６２０、６２２の入出力特性の曲線とＶＩＮ＝ＶＯＵＴの直線との交点の電圧により、それぞれのバイアス電圧Ｖ_Ｂ１、Ｖ_Ｂ２が示される。論理反転回路６４０、６５０の第１の論理反転レベルＶ_Ｈおよび第２の論理反転レベルＶ_Ｌについても、仮に、別個に取出して入出力を接続したと仮定すると、論理反転回路１２０と同様に、入出力特性の曲線と、ＶＩＮ＝ＶＯＵＴの直線との交点により示される。ここで、Ｖ_Ｌ ＜ Ｖ_Ｂ１、そしてＶ_Ｂ２ ＜ Ｖ_Ｈの関係が示されている。

＜６−２：動作＞
次に、レベルシフト回路６００の動作について説明する。
図１１は、この動作を説明するための図であって、レベルシフト回路６００の各部における電圧波形を示す図である。
コンデンサ６１０の一端に、入力端ＩＮから低振幅の論理入力信号が供給され、他端であるノードＮ６１０における電圧が第１の論理反転レベルＶ_Ｈを超えると、論理反転回路６４０の出力の信号はＬレベルとなる。よって、ナンド回路６６０の出力信号はＨレベルとなり、ノア回路６７０の出力信号もＨレベルとなる。したがって、Ｐチャネル型ＴＦＴ６０５がオフ状態、Ｎチャネル型ＴＦＴ６０６がオン状態となり、出力端ＯＵＴの信号がＬレベルとなる。
一方で、ノードＮ６１１における電圧が第２の論理反転レベルＶ_Ｌを下回ると、論理反転回路６５０の出力の信号はＨレベルとなる。よって、ノア回路６７０の出力の信号はＬレベルとなり、ナンド回路６６０の出力の信号もＬレベルとなる。したがって、Ｎチャネル型ＴＦＴ６０６がオフ状態、Ｐチャネル型ＴＦＴ６０５がオン状態となり、出力端ＯＵＴの信号がＨレベルとなる。
この結果、レベルシフト回路５００の入力端ＩＮに入力された信号の反転信号が、出力端ＯＵＴから出力される。

＜６−３：効果＞
レベルシフト回路６００は、共通の論理入力信号が入力されるコンデンサ６１０、６１１を複数備え、コンデンサ６１０、６１１のそれぞれが、互いに独立したバイアス電圧および論理反転レベルの組み合わせに対応付けられる。すなわち、コンデンサ６１０をバイアス電圧Ｖ_Ｂ１および第１の論理反転レベルＶ_Ｈの組み合わせに、そして、コンデンサ６１１をバイアス電圧Ｖ_Ｂ２および第２の論理反転レベルＶ_Ｌの組み合わせに対応付けることができる。したがって、論理反転回路６２０、６２２、および論理反転回路６４０、６５０を構成する素子の特性を、それぞれのコンデンサ６１０、６１１ごとに独立に調整して、最適な論理反転レベルを設定することができる。例えば、バイアス電圧Ｖ_Ｂ１とＶ_Ｂ２とを独立に調節して、それぞれの第１の論理反転レベルＶ_ＨおよびＶ_Ｌの近傍に設定することにより、入力感度を高感度とすることができる。
また、例えば、論理反転回路６４０が論理反転回路６５０と異なる回路構成の場合、論理反転回路６２０に、論理反転回路６４０と同様の回路構成を用いることにより、両者に同様の傾向で発生する製造プロセスのばらつきや、経時的な変化を相殺して、入力感度の変化を低減することができる。また、異なるコンデンサ６１０、６１１ごとに、独立に入力感度を調整することができる。

＜７．第７実施形態＞
＜７−１：構成＞
図１２は、本発明の第７実施形態に係る論理反転回路７００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路７００は、第６実施形態のレベルシフト回路６００（図９参照）の構成に対し、第１の論理反転回路としてナンド回路７４０、第２の論理反転回路としてノア回路７５０を用いる点、そして、ナンド回路７４０、ノア回路７５０、および論理反転回路７６０、７７０により構成される論理出力部としてのＲＳフリップフロップが、第１の論理反転回路、および第２の論理反転回路と一体に形成される点が異なる。この他の構成については、第６実施形態と同一であり、説明を省略する。

＜７−２：動作、効果＞
本実施形態は、第６実施形態と、第４実施形態との両特徴を併せ持つ。すなわち、第１の論理反転回路であるナンド回路７４０、および、第２の論理反転回路であるノア回路７５０を、論理出力回路としてのＲＳフリップフロップと兼用することができるので、少ないゲート数で、レベルシフト回路を実現することができるとともに、論理反転回路７２０、７２２、およびナンド回路７４０、７５０を構成する素子の特性を、それぞれのコンデンサ７１０、７１１ごとに独立に調整して、最適なレベル判定を行うことができる。

＜８．第８実施形態＞
＜８−１：構成＞
図１３は、本発明の第８実施形態に係る論理反転回路８００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路８００は、第６実施形態のレベルシフト回路６００（図９参照）の構成に対し、ＲＳフリップフロップを構成するナンド回路およびノア回路として、３入力のナンド回路８６０と、ノア回路８７０とを用いる点が異なる。ここで、ノア回路８７０の入力の一つには、レベルシフト回路８００の内部を初期状態にするためのリセット信号Ｒが入力され、ナンド回路８６０の入力の一つには、リセット信号Ｒの反転信号ＲＢが入力されるよう構成される。この他の構成については、第６実施形態と同一であり、説明を省略する。

＜８−２：動作、効果＞
本実施形態は、第６実施形態と、第５実施形態との両特徴を併せ持つ。
すなわち、レベルシフト回路８００は、内部を初期状態にするためのリセット信号入力を備えているので、低振幅の論理入力信号が入力される前に、内部状態および出力信号の状態を確定することができる。特に多数のレベルシフト回路８００を使用した場合に、電源投入後の初期状態を統一することができる。

＜９．第９実施形態＞
＜９−１：構成＞
図１４は、本発明の第９実施形態に係る論理反転回路９００の構成を示す回路図である。
本実施形態のレベルシフト回路９００は、第８実施形態のレベルシフト回路８００（図１３参照）の構成に対し、論理反転回路９２０、９４０としてナンド回路を用い、また、論理反転回路９２２、９５０としてノア回路を用いる点が異なる。ここで、論理反転回路９２０、９４０のそれぞれの入力の一つにはリセット信号Ｒが入力され、論理反転回路９２２、９５０のそれぞれの入力の一つにはリセット信号Ｒの反転信号ＲＢが入力されるよう構成される。なお、これらの入力は、コンデンサ９１０、９１１に接続される入力の一端とは異なる他端である。この他の構成については、第８実施形態と同一であり、説明を省略する。

＜９−２：動作、効果＞
ここで、第９実施形態における動作を説明する。まず、レベルシフト回路９００を初期状態、または停止状態とするため、リセット信号ＲとしてＨレベルの信号が供給されるとともに、リセット信号の反転信号ＲＢとしてＬレベルの信号が供給されると、論理反転回路９２０、９４０の出力の信号はＨレベルとなり、論理反転回路９２２、９５０の出力の信号Ｌレベルとなる。このとき、論理反転回路９２０、９４０、９２２、９５０が有する相補型トランジスタ回路を構成する各トランジスタは、オンまたはオフ状態のいずれかの状態となる。したがって、相補型トランジスタ回路を構成するＰチャネル型トランジスタおよびＮチャネル型トランジスタの双方が飽和領域で動作し、同時にドレイン電流が流れてしまうといったことを防止できる。
次に、レベルシフト回路９００の初期状態、または停止状態が解除された動作状態とするため、リセット信号ＲとしてＬレベルの信号が供給されるとともに、リセット信号の反転信号ＲＢとしてＨレベルの信号が供給されると、論理反転回路９２０、９２２の出力の信号電圧は、それぞれの論理反転レベルであるＶ_Ｂ１、Ｖ_Ｂ２となる。また、論理反転回路９４０、９５０の出力の信号は、それぞれの論理反転レベルに対する入力の信号レベルに応じて、ＨレベルまたはＬレベルとなる。

このように、論理反転回路９２０、９４０、９２２および９５０の少なくとも一つが、コンデンサ９１０またはコンデンサ９１１に接続される入力の一端とは異なる他端を有し、この入力の他端の信号に応じて、入力の一端の信号のレベルに拘わらず、出力の信号をＨレベルまたはＬレベルといった所定のレベルに固定する。これにより、レベルシフト回路９００を動作させない場合に、相補トランジスタ回路を構成するＰチャネル型トランジスタおよびＮチャネル型トランジスタの双方にドレイン電流が同時に流れることを防止し、消費電力を低減することができる。

なお、本実施形態の構成は、他の実施形態に適応させてもよい。例えば、第１実施形態のレベルシフト回路１００（図１）の論理反転回路１２０、１４０、１５０として、入力の他端を有するナンド回路またはノア回路を用いてもよい。
また、本実施形態では、出力の信号を固定させるための他端に、論理出力部９３５に入力するリセット信号Ｒおよびリセット信号の反転信号ＲＢを入力したが、本発明は、これに限らず、他端に入力するのは出力の信号を固定させるための信号であればよい。例えば、リセット信号Ｒおよびリセット信号の反転信号ＲＢとは別のパワーセーブ信号およびその反転信号を入力するものであってもよい。

＜１０：変形例、改良例＞
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。

例えば、前記実施形態のそれぞれに限られず、前記実施形態の特徴点を組み合わせた実施形態も本発明に含まれる。

また、前記実施形態では、スイッチング素子をＰチャネル型ＴＦＴおよびＮチャネル型ＴＦＴとして説明したが、本発明はこれに限らず、相補型トランジスタを構成するスイッチング素子であればよい。例えば、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタまたはＮチャネル型ＭＯＳトランジスタであってよく、ＰＮＰ型トランジスタまたはＮＰＮ型トランジスタであってもよい。

また、前記実施形態では、主な論理反転回路をインバータ回路として説明したが、本発明はこれに限らず、入力信号の論理レベルを反転して出力する回路であればよく、例えば、ナンド回路、ノア回路、排他論理和回路といった回路であってよい。

また、前記実施形態では、論理出力回路が備える論理出力部が、前記第１の論理反転回路の判定結果および前記第２の論理反転回路の判定結果を保持する、フリップフロップといった保持回路であるとして説明したが、本発明はこれに限らず、保持回路でない構成も含まれる。例えば、前記第１の論理反転回路の判定結果および前記第２の論理反転回路の判定結果を、電流バッファを構成する相補型トランジスタのＰ型およびＮ型のスイッチング素子に入力する構成でもよい。ただし、隣接する変化点同士の間隔が長い信号に適切に追従する点からは、保持回路であることが好ましい。

また、前記実施形態では、相補回路駆動信号を、内蔵する出力バッファに出力するとして説明したが、本発明はこれに限らず、レベルシフト回路の外部に設ける出力バッファに供給することとしてもよく、この場合相補回路駆動信号はレベルシフト回路自身の論理出力信号となる。

＜１１．液晶パネルの構成例＞
次に、上述した電気的構成に係る電気光学装置１の全体構成について図１５および図１６を参照して説明する。ここで、図１５は、電気光学装置１の構成を示す斜視図であり、図１６は、図１５におけるＡ−Ａ断面図である。液晶パネルは、画素電極等が形成されたガラスや半導体等の素子基板１１５１と、共通電極１１５８等が形成されたガラス等の透明な対向基板１１５２とを備え、これら素子基板１１５１および対向基板１１５２の間隙に液晶１１５５が封入されている。

対向基板１１５２の外周部には、素子基板１１５１および対向基板１１５２の間隙を封止するシール部材１１５４が設けられている。このシール部材１１５４は、素子基板１１５１および対向基板１１５２とともに、液晶１１５５が封入される空間を形成する。シール部材１１５４には、素子基板１１５１および対向基板１１５２の間隔を保持するため、スペーサ１１５３が混入されている。なお、シール部材１１５４には、液晶１１５５を封入するための開口部が形成されており、この開口部は、液晶１１５５の封入後に封止材１１５６で封止されている。

ここで、素子基板１１５１の対向面であって、シール部材１１５４の外側一辺においては、データ線駆動回路１２００が形成されて、Ｙ方向に延在するデータ線を駆動する構成となっている。さらに、この一辺には複数の接続電極１１５７が形成されて、タイミング発生回路からの各種信号や画像信号を入力する構成となっている。また、この一辺に隣接する一辺には、走査線駆動回路１５００が形成されて、Ｘ方向に延在する走査線をそれぞれ両側から駆動する構成となっている。一方、対向基板１１５２の共通電極１１５８は、素子基板１１５１との貼合部分における４隅のうち、少なくとも１箇所において設けられた導通材によって、素子基板１１５１との電気的導通が図られている。ほかに、対向基板１１５２には、液晶パネルＡＡの用途に応じて、例えば、第１に、ストライプ状や、モザイク状、トライアングル状等に配列したカラーフィルタが設けられ、第２に、例えば、クロムやニッケルなどの金属材料や、カーボンやチタンなどをフォトレジストに分散した樹脂ブラックなどのブラックマトリクスが設けられ、第３に、液晶パネルに光を照射するバックライトが設けられ、特に色光変調の用途の場合には、カラーフィルタは形成されずにブラックマトリクスが対向基板１１５２に設けられる。

くわえて、素子基板１１５１および対向基板１１５２の対向面には、それぞれ所定の方向にラビング処理された配向膜などが設けられる一方、その各背面側には配向方向に応じた偏光板がそれぞれ設けられる。ただし、液晶１１５５として、高分子中に微小粒として分散させた高分子分散型液晶を用いれば、前述の配向膜、偏光板等が不要となる結果、光利用効率が高まるので、高輝度化や低消費電力化などの点において有利である。なお、データ線駆動回路１２００、走査線駆動回路１５００等の周辺回路の一部または全部を、素子基板１１５１に形成する替わりに、例えば、ＴＡＢ（Tape Automated Bonding）技術を用いてフィルムに実装された駆動用ＩＣチップを、素子基板１１５１の所定位置に設けられる異方性導電フィルムを介して電気的および機械的に接続する構成としても良いし、駆動用ＩＣチップ自体を、ＣＯＧ（Chip On Grass）技術を用いて、素子基板１１５１の所定位置に異方性導電フィルムを介して電気的および機械的に接続する構成としても良い。

＜１２．応用例＞
上述した実施形態においては液晶を備えた電気光学装置を例示したが、液晶以外の電気光学物質を用いた電気光学装置にも本発明は適用される。電気光学物質とは、電気信号（電流信号または電圧信号）の供給によって透過率や輝度といった光学的特性が変化する物質である。例えば、有機ＥＬ（Electro Luminescent）や発光ポリマーなどのＯＬＥＤ素子を電気光学物質として用いた表示パネルや、着色された液体と当該液体に分散された白色の粒子とを含むマイクロカプセルを電気光学物質として用いた電気泳動表示パネル、極性が相違する領域ごとに異なる色に塗り分けられたツイストボールを電気光学物質として用いたツイストボールディスプレイパネル、黒色トナーを電気光学物質として用いたトナーディスプレイパネル、あるいはヘリウムやネオンなどの高圧ガスを電気光学物資として用いたプラズマディスプレイパネルなど各種の電気光学装置に対しても上記実施形態と同様に本発明が適用され得る。

＜１３．電子機器＞
次に、上述した実施形態および応用例に係る電気光学装置１を適用した電子機器について説明する。図１７に、電気光学装置１を適用したモバイル型のパーソナルコンピュータの構成を示す。パーソナルコンピュータ２０００は、表示ユニットとしての電気光学装置１と本体部２０１０を備える。本体部２０１０には、電源スイッチ２００１およびキーボード２００２が設けられている。この電気光学装置１は、入力感度が製造プロセスのばらつきによる影響を受けないレベルシフト回路を備えるので、均質な画像を表示することができる。

図１８に、電気光学装置１を適用した携帯電話機の構成を示す。携帯電話機３０００は、複数の操作ボタン３００１およびスクロールボタン３００２、ならびに表示ユニットとしての電気光学装置１を備える。スクロールボタン３００２を操作することによって、電気光学装置１に表示される画面がスクロールされる。図１９に、電気光学装置１を適用した情報携帯端末（ＰＤＡ：Personal Digital Assistants）の構成を示す。情報携帯端末４０００は、複数の操作ボタン３００１および電源スイッチ４００２、ならびに表示ユニットとしての電気光学装置１を備える。電源スイッチ４００２を操作すると、住所録やスケジュール帳といった各種の情報が電気光学装置１に表示される。

なお、電気光学装置１が適用される電子機器としては、図１７〜図１９に示すものの他、デジタルスチルカメラ、液晶テレビ、ビューファインダ型、モニタ直視型のビデオテープレコーダ、カーナビゲーション装置、ページャ、電子手帳、電卓、ワードプロセッサ、ワークステーション、テレビ電話、ＰＯＳ端末、タッチパネルを備えた機器等が挙げられる。そして、これらの各種電子機器の表示部として、前述した電気光学装置１が適用可能である。

レベルシフト回路１００の構成を示す回路図である。 レベルシフト回路１００のトランジスタレベルでの構成を示す回路図である。 論理反転回路１２０、１４０、１５０の入出力特性を示すグラフである。 レベルシフト回路１００の各部における電圧波形を示す図である。 本発明の第２実施形態のレベルシフト回路２００の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係るインバータの構成をトランジスタレベルで示す回路図である。 本発明の第４実施形態のレベルシフト回路４００の構成を示す回路図である。 本発明の第４実施形態のレベルシフト回路５００の構成を示す回路図である。 本発明の第６実施形態のレベルシフト回路６００の構成を示す回路図である。 論理反転回路６２０、論理反転回路６４０、論理反転回路６２２、論理反転回路６５０の入出力特性を示すグラフである。 レベルシフト回路６００の各部における電圧波形を示す図である。 本発明の第７実施形態に係る論理反転回路７００の構成を示す回路図である。 本発明の第８実施形態に係る論理反転回路８００の構成を示す回路図である。 本発明の第９実施形態に係る論理反転回路９００の構成を示す回路図である。 前記レベルシフト回路が適用された電気光学装置の構造を説明するための斜視図である。 前記電気光学装置の構造を説明するためのＡ−Ａ断面図である。 前記した電気光学装置を適用したモバイル型のパーソナルコンピュータの構成を示す斜視図である。 前記した電気光学装置を適用した携帯電話機の構成を示す斜視図である。 前記した電気光学装置を適用した情報携帯端末の構成を示す斜視図である。

符号の説明

１００，２００，４００，５００，６００，７００，８００，９００…レベルシフト回路、 １１０，２１０，４１０，５１０，６１０，６１１，７１０，７１１，８１０，８１１，９１０，９１１…コンデンサ（容量素子）、 １３０，２３０，４３０，５３０，６３０，７３０，８３０，９３０…論理出力回路、 １２０，２２０，４２０，５２０，６２０，７２０，８２０，９２０…論理反転回路（第３の論理反転回路）、 ６２２，７２２，８２２，９２２…論理反転回路（第４の論理反転回路） １４０，２４０，３４０，４４０，５４０，６４０，７４０，８４０…論理反転回路（第１の論理反転回路）、 １５０，２５０，３５０，４５０，５５０，６５０，７５０，８５０，９５０…論理反転回路（第２の論理反転回路）、 １３５，２３５，４３５，５３５，６３５，７３５，８３５，９３５…論理出力部（保持回路）、 １…電気光学装置、２０００…パーソナルコンピュータ、３０００…携帯電話機

Claims (18)

1. 一端にて第１の論理振幅を有する論理入力信号が入力される容量素子と、
   前記容量素子の他端に接続された入力に対して第１の論理反転レベルを有する第１の論理反転回路、および、前記容量素子の他端に接続された入力に対して第２の論理反転レベルを有する第２の論理反転回路を含み、前記第１の論理反転回路と前記第２の論理反転回路の出力極性が一致することで第２の論理振幅を有する論理出力信号を反転する論理出力回路と、
   前記容量素子の他端に入力の一端と出力が接続され、前記容量素子の他端に接続された入力に対して第３の論理反転レベルを有する第３の論理反転回路と、
   を備え、
   前記第１の論理反転レベルが前記第３の論理反転レベルよりも高く設定され、
   前記第２の論理反転レベルが前記第３の論理反転レベルよりも低く設定されたことを特徴とするレベルシフト回路。
2. 請求項１に記載のレベルシフト回路であって、
   前記第１の論理反転回路と、前記第２の論理反転回路と、前記第３の論理反転回路が、相補型トランジスタ回路であることを特徴とするレベルシフト回路。
3. 請求項１または２に記載のレベルシフト回路であって、
   前記第１の論理反転レベルが、前記第１の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比によって設定され、
   前記第２の論理反転レベルが、前記第２の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比によって設定されたことを特徴とするレベルシフト回路。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載のレベルシフト回路であって、
   前記第１の論理反転回路、前記第２の論理反転回路、および、前記第３の論理反転回路のうちの少なくとも一つが、前記入力の一端とは別の入力の他端を有し、この入力の他端の信号に応じて前記入力の一端の信号に拘わらず、出力の信号を所定のレベルに固定することを特徴とするレベルシフト回路。
5. 第１の論理振幅を有する論理入力信号が一端に入力される第１の容量素子と、
   前記論理入力信号が一端に入力される第２の容量素子と、
   前記第１の容量素子の他端に接続された入力に対して第１の論理反転レベルを有する第１の論理反転回路、および、前記第２の容量素子の他端に接続された入力に対して第２の論理反転レベルを有する第２の論理反転回路を含み、前記第１の論理反転回路と前記第２の論理反転回路の出力極性が一致することで第２の論理振幅を有する論理出力信号を反転する論理出力回路と、
   前記第１の容量素子の他端に入力の一端と出力が接続され、前記第１の容量素子の他端に接続された入力に対して第３の論理反転レベルを有する第３の論理反転回路と、
   前記第２の容量素子の他端に入力の一端と出力が接続され、前記第２の容量素子の他端に接続された入力に対して第４の論理反転レベルを有する第４の論理反転回路と、
   を備え、
   前記第１の論理反転レベルが前記第３の論理反転レベルよりも高く設定され、
   前記第２の論理反転レベルが前記第４の論理反転レベルよりも低く設定されたことを特徴とするレベルシフト回路。
6. 請求項５に記載のレベルシフト回路であって、
   前記第１の論理反転回路と、前記第２の論理反転回路と、前記第３の論理反転回路と、前記第４の論理反転回路とが、相補型トランジスタ回路であることを特徴とするレベルシフト回路。
7. 請求項５または６に記載のレベルシフト回路であって、
   前記第１の論理反転レベルが、前記第１の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比によって設定され、
   前記第２の論理反転レベルが、前記第２の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の前記第４の論理反転回路を構成するトランジスタ素子に対する形状寸法または直並列段数の比によって設定されたことを特徴とするレベルシフト回路。
8. 請求項５乃至７のいずれか１項に記載のレベルシフト回路であって、
   前記第１の論理反転回路、前記第２の論理反転回路、前記第３の論理反転回路、および、前記第４の論理反転回路のうちの少なくとも一つが、前記入力の一端とは別の入力の他端を有し、この入力の他端の信号に応じて前記入力の一端の信号に拘わらず、出力の信号を所定のレベルに固定することを特徴とするレベルシフト回路。
9. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載のレベルシフト回路であって、
   前記論理出力回路及び前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子が、同じ製造プロセスで形成されたことを特徴とするレベルシフト回路。
10. 請求項９に記載のレベルシフト回路であって、
    前記論理出力回路及び前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子が、近接して配置されたことを特徴とするレベルシフト回路。
11. 請求項９に記載のレベルシフト回路であって、
    前記論理出力回路及び前記第３の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の形状が、相似形であることを特徴とするレベルシフト回路。
12. 請求項５乃至８のいずれか１項に記載のレベルシフト回路であって、
    前記論理出力回路、前記第３の論理反転回路及び第４の論理反転回路を構成するトランジスタ素子が、同じ製造プロセスで形成されたことを特徴とするレベルシフト回路。
13. 請求項１２に記載のレベルシフト回路であって、
    前記論理出力回路、前記第３の論理反転回路及び第４の論理反転回路を構成するトランジスタ素子が、近接して配置されたことを特徴とするレベルシフト回路。
14. 請求項１２に記載のレベルシフト回路であって、
    前記論理出力回路、前記第３の論理反転回路及び第４の論理反転回路を構成するトランジスタ素子の形状が、相似形であることを特徴とするレベルシフト回路。
15. 請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のレベルシフト回路であって、
    前記第２の論理振幅を有する論理出力信号が、相補トランジスタ回路を駆動するための相補回路駆動信号であることを特徴とするレベルシフト回路。
16. 請求項１５に記載のレベルシフト回路であって、
    さらに、前記第２の論理振幅を供給する電源間に直列接続され、前記相補回路駆動信号により駆動される相補型トランジスタ回路を備えることを特徴とするレベルシフト回路。
17. 請求項１乃至１６のいずれか１項に記載のレベルシフト回路を備える電気光学装置。
18. 請求項１７に記載の電気光学装置を備える電子機器。

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