JP4073880B2

JP4073880B2 - 電子機器

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Publication number: JP4073880B2
Application number: JP2004065425A
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Inventors: 文靖宇都宮; 一吉古田; 文晴岩崎; 恒昭玉地; 孝史皿田; 考応柳瀬
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Priority date: 2003-03-31
Filing date: 2004-03-09
Publication date: 2008-04-09
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Description

本発明は、内部抵抗が高い電池や二次電池の電力で駆動する装置に関するものであり、特に、前記電池や二次電池にて長時間動作することが求められる装置に関するものである。

従来の装置を図４に示す。図４は、内部抵抗が高い電池や二次電池の一例として燃料電池４０１、蓄電器の一例として二次電池４０２で示している。図４に示すように、電力を出力する燃料電池４０１と、所望の機能を果たす負荷１０４と、燃料電池４０１の電力を蓄電する二次電池４０２と、燃料電池４０１の電力の二次電池４０２への充電を制御する充電制御手段４０３と、燃料電池４０１の電力と二次電池４０２の蓄電電力を、負荷１０４が動作できる電力に変換する電力変換装置４０５と、二次電池４０２の蓄電電力を電力変換装置４０５へ供給する経路に設けられ、電力変換装置４０５から二次電池４０２への電流の逆流を防止するダイオード４０７と二次電池４０２の蓄電電力の電力変換装置４０５への供給を制御するスイッチ４０６とで構成される。

上記構成とすることで、燃料電池４０１の電力が負荷１０４の駆動に必要な電力よりも多い場合、充電制御手段４０３は、燃料電池４０１の余剰電力を二次電池４０２に充電し、二次電池４０２の電力が負荷１０４の駆動に必要な電力よりも少ない場合、二次電池４０２の蓄電電力で不足電力を補うことができる（例えば、特許文献１参照。）。

なお、充電制御手段４０３には、燃料電池４０１と二次電池４０２の電圧が異なる場合が多いため、DC−DCコンバータが使用されている。
特開２００２−３１５２２４（第２−３頁、第３図）

上記従来の装置では、内部抵抗が高い電池である燃料電池から取り出せる最大電力を取り出し、この最大電力を、負荷の駆動と二次電池の充電に使用する構成となっている。このような構成の場合、燃料電池から取り出される電流も多くなる。このように、燃料電池から取り出される電流が多い場合の問題点について、図５をもとに説明する。図５は、燃料電池等の内部抵抗が高い電池からの出力電流に対する電池電圧と電池から取り出すことができる電力の積算値を示したグラフである。図５に示すように、出力電流が多くなると、電池の内部抵抗に出力電流が流れることによる電圧ドロップにより、電池電圧が低下すると共に、電池の内部抵抗の発熱による電力ロスが増加するので、電力の積算値が低下する。よって、上記従来の装置の場合、燃料電池から取り出される電流が多いために、燃料電池の内部抵抗に電流が流れることによる電力ロスが多くなり、燃料電池から取り出すことができる電力の積算値が減少してしまう。

つまり、上記従来の燃料電池のように内部抵抗の高い電池で駆動する装置の構成では、電池の内部抵抗による電力ロスが多いために、この電池から取り出すことができる電力の積算値が減少してしまい、装置の動作時間が短くなってしまうと言う課題があった。

特に、燃料電池は、小型で大容量であるので、近年注目されており、燃料電池を用いた電気自動車や携帯機器等の開発が盛んであり、上記課題が解決できれば、燃料電池で駆動する電気自動車や携帯機器等の実現性が飛躍的に向上する。

なお、内部抵抗の大きい電池や二次電池から最大電力を取り出す場合は、この内部抵抗による電圧ドロップが、電池のオープン電圧の約半分となるように、電池から電流を取り出せば良い。この場合、約５０％の電力が内部抵抗の発熱として消費され、電池から取り出される電力の積算値は、電池から電流をほとんど取り出さない場合の約半分となる。従って、上記従来の装置の持続時間は、約半分になってしまっている。

また、近年注目されているダイレクトメタノール方式（以降ＤＭＦＣ方式と略省する。）の燃料電池は、メタノールクロスオーバーにより、一部の燃料が時間と共に電力に変換されず失われてしまう。つまり、自己放電が非常に大きい。図６は、この様な自己放電が多く内部抵抗が高いＤＭＦＣ方式の燃料電池等の電池あるいは二次電池の場合の出力電流に対する電池電圧と電池から取り出すことができる電力の積算値を示したグラフである。図６で示す様に、取り出し電流が少ない場合は、自己放電によるロスが多くなり、取り出し電力が多い場合は、電池の内部抵抗により電力ロスが多くなるので、ある取り出し電流値で最も電池から取り出すことのできる電力の積算値が多くなる。

つまり、この様な電池では、最も取り出し電力の積算値が大きくなる様な電流を取り出すと最も電池の電力を有効利用できるが、上記した様に、上記従来の装置の構成では、電池の内部抵抗による電力ロスが多いために、この電池から取り出すことができる電力の積算値が減少してしまい、装置の動作時間が短くなってしまうと言う課題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決しようとするもので、電池の電力を有効に取り出すことによって動作時間の長い電子機器を提供するものである。

本発明の第１の手段では、第１の電池と、前記第１の電池よりも内部抵抗が低く、前記第１の電池の電力を蓄電する蓄電器と、前記第１の電池の電力の前記蓄電器への充電電流を制御する充電制御回路と、前記蓄電器の蓄電電力で駆動する負荷とを有し、前記充電制御回路は、前記第１の電池の自己放電率に応じて前記充電電流を制御することを特徴とする電子機器とした。詳細には、前記充電制御回路が、前記第１の電池の電池電圧ドロップを前記第１の電池のオープン時の電池電圧の５％から２０％の範囲となるように前記充電電流を制御することで、内部抵抗の高い前記第１の電池の電力を効率良く取り出すことが可能になる。

また、前記充電制御回路が、前記第１の電池の電池電圧ドロップを前記第１の電池のオープン時の電池電圧の１０％から４０％の範囲となるように前記充電電流を制御することで、前記第１の電池にDMFC方式の燃料電池等の自己放電が多く内部抵抗が高い電池を採用した場合でも前記第１の電池の電力を効率良く取り出すことが可能になる。

本発明の第２の手段では、第１の電池と、前記第１の電池よりも内部抵抗が低く、前記第１の電池の電力を蓄電する蓄電器と、前記第１の電池の電力の前記蓄電器への充電電流を制御する充電制御回路と、前記蓄電器の蓄電電力で駆動する負荷とを有し、前記負荷は第１の動作モードと前記第１の動作モードよりも消費電流の多い第２の動作モードを有し、前記充電制御回路は、前記負荷が前記第１の動作モードで動作している場合の消費電流よりも多く前記第２の動作モードで動作している場合の消費電流よりも少ない充電電流で前記蓄電器へ充電することで、小型な第１電池で負荷を長時間駆動することが可能となる。

さらに、前記第１の電池の電池電圧ドロップを、前記第１の電池のオープン時の電池電圧の５％から２０％の範囲となるように前記充電電流を制御することで、小型な第１電池で負荷をさらに長時間駆動することが可能となる。

また、前記第１の電池の電池電圧ドロップを、前記第１の電池のオープン時の電池電圧の１０％から４０％の範囲となるように前記充電電流を制御することで、上記第３の手段よりも、小型で自己放電が多い第１電池で負荷をさらに長時間駆動することが可能となる。

上記第１及び第２の手段の充電制御回路は、入力された前記第１の電池の電力を電圧の異なる変換電力に変換するDC-DCコンバータを有し、前記DC-DCコンバータの前記変換電力の電力量を制御して前記充電電流を制御することで、上記充電制御回路を容易に構成することが可能となる。

本発明の第３の手段では、上記第２の手段に加えて、前記充電制御回路は、前記負荷が前記第２の動作モードで動作する場合の消費電流以上の充電電流で前記蓄電器に充電する第２の充電制御モードを有し、前記蓄電器の蓄電電力が所望の電力量を超える場合は前記第１の充電制御モードで充電し、前記蓄電器の蓄電電力が前記所望の電力量以下の場合は前記第２の充電制御モードで充電することで、内部抵抗の高い前記第１の電池の電力を効率良く利用できるので、内部抵抗の高い前記第１の電池の電力で駆動する装置の長時間動作が可能になると共に、前記負荷の消費電流が想定値よりも多くても、前記負荷が停止することなく安定動作が可能になる。

本発明の第４の手段では、上記第３の手段に加え、前記充電制御回路は前記変換電力を前記蓄電器の電圧が前記所定の電圧になるように制御する電圧制御機能を有した前記DC-DCコンバータ有し、前記第２の充電制御モードにおいて前記電圧制御機能が働く構成とすることで、上記第３の手段の充電制御回路を、容易かつ低コストで構成することができる。

本発明の第５の手段では、上記第３の手段に加え、前記充電制御回路のDC-DCコンバータは、前記第１の電池の電池電圧ドロップが所定量となるように前記充電電流を制御する第１のDC-DCコンバータと、前記蓄電器の電圧が前記所定の電圧となるように前記充電電流を制御する第２のDC-DCコンバータとからなり、前記第１の充電制御モードにおいて前記第１のDC-DCコンバータから充電し、前記第２の充電制御モードにおいて前記第２のDC-DCコンバータから充電することで、上記第３の手段の充電制御回路を、容易に構成することができるとともに、上記第４の手段の充電制御回路を用いる場合よりも、内部抵抗の高い第１の電池で長時間動作が可能となる。

本発明によれば、内部抵抗の高い電池や二次電池の電力で駆動する装置において、内部抵抗の高い電池や二次電池の電力で効率良く駆動できるので、装置の長時間動作が可能となる。

図１は、本発明の実施の形態に係わる装置の概略を示すブロック回路である。内部抵抗の高い電池や二次電池である第１の電池１０１と、第１の電池１０１の電力を蓄電する蓄電器１０２と、第１の電池１０１の電力の蓄電器１０２の充電を制御する充電制御回路１０３と、蓄電器１０２の蓄電電力で駆動する負荷１０４とで構成される。

第１の電池１０１は、燃料電池、リチウムポリマー二次電池、リチウム二次電池、Ni−カドミウム二次電池、マンガン電池、アルカリ電池、空気電池、鉛二次電池等が採用でき、蓄電器１０２は、Ni−MH二次電池、リチウムポリマー二次電池、リチウム二次電池、Ni−カドミウム二次電池、鉛二次電池、セラミックキャパシタ、電気二重相キャパシタ、Taキャパシタ、AL電解キャパシタ等が採用でき、必ず、第１の電池１０１に採用した電池よりも、内部抵抗の低い二次電池やキャパシタを採用する。特に燃料電池は、内部抵抗は高めだが、電荷密度が非常に高いので、第１の電池１０１として用い、Ni−MH二次電池やリチウム二次電池は、内部抵抗が比較的低く、電荷密度も高いので、蓄電器１０２として用いると、非常に小型で長時間動作が可能な装置が実現できる。

負荷１０４は、携帯電話の受送信回路、電気自動車のモーター、家庭用電気機器等の、第１の動作モードと前記第１の動作モードよりも消費電流の多い第２の動作モードを有する物を採用する。なお、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードは、携帯電話の受送信回路を例にあげると、前記第１の動作モードが待ち受け時ないし電源オフ時であり、前記第２の動作モードが受送信時であり、また、電気自動車のモーターを例に挙げると、前記第１の動作モードが停車時、前記第２の動作モードがドライブ時である。

充電制御回路１０３は、第１の充電制御モードと第１の充電制御モードよりも充電電力が多い第２の充電制御モードを有しており、蓄電器１０２の蓄電電力をモニターし、蓄電電力が所望の量を超える場合は、前記第１の充電制御モードで蓄電器１０２を充電し、前記蓄電電力が、前記所望の量以下の場合は、前記第２の充電制御モードで蓄電器１０２を充電する。

第１の充電制御モードは、負荷１０４の第１の動作モード時の消費電力よりも多い電力を蓄電器１０２に充電すると共に、第１の電池１０１の自己放電がほとんど無い場合は、第１の電池１０１の内部抵抗による電圧ドロップを、第１の電池１０１のオープン電圧の５％から２０％の範囲に保ちながら蓄電器１０２へ充電し、また第１の電池１０１がDMFC方式の燃料電池等で自己放電率が１０％以上と多い場合は、第１の電池１０１の内部抵抗による電圧ドロップを、第１の電池１０１のオープン電圧の１０％から４０％の範囲に保ちながら蓄電器１０２へ充電する充電制御モードである。第２の充電制御モードは、負荷１０４の第２の動作モード時の消費電力以上の電力を蓄電器１０２に充電する充電制御モードである。

第１の電池１０１の内部抵抗による電圧ドロップが５％を下回ると、蓄電器１０２への充電電力に対する充電制御回路１０３での電力ロスの割合が大きくなり、第１の電池１０１の電力を蓄電器１０２に移す際の電力ロスが大きくなってしまうため、５％を下限とした。

なお、第１の電池１０１の内部抵抗は、小さい値ほど、第１の電池１０１の電力を効率良く利用できるようになるが、前記内部抵抗が小さい第１の電池１０１は、一般的に大型化してしまう。従って、第１の電池１０１は、負荷１０４が前記第２の動作モードで動作する時間を想定し、その想定した時間で、蓄電器１０２に蓄電電力が前記所望の量以下とならないような前記内部抵抗の中で最も高い前記内部抵抗の第１の電池１０１を選定する。これにより、上記してきた本発明の実施の形態の構成が有効利用でき、しかも、第１の電池１０１が小型化できるので、その分本発明の実施の形態の構成を有する装置が小型化できる。

以上記載したように本発明の実施の形態では、負荷１０４が第２の動作モードで動作する時間が想定時間以下である場合、蓄電器１０２の蓄電電力が所望の量を超えるので、充電制御回路１０３は第１の充電制御モードによって内部抵抗の高い第1の電池１０１の電力を内部抵抗の低い蓄電器１０２の蓄電電力として効率良く移し替えることができ、負荷１０４は内部抵抗の低い蓄電器１０２の蓄電電力で駆動するので、蓄電器１０２の内部抵抗による電力ロスが少ない状態で負荷１０４が駆動できる。従って、内部抵抗の高い第１の電池１０１の電力を負荷１０４の駆動に効率良く利用できるので、内部抵抗の高い第１の電池１０１の電力で駆動する装置の長時間動作が実現できる。

また、負荷１０４が第２の動作モードで動作する時間が想定時間を超え、蓄電器１０２の蓄電電力が前記所望の電力以下となった場合、充電制御回路１０３は第２の充電制御モードで第１の電池１０１の電力を蓄電器１０２へ充電するので、蓄電器１０２の蓄電電力が負荷１０４の駆動電力を下回ることを防ぐ。従って、内部抵抗の高い第１の電池１０１の電力で駆動する装置の動作の安定動作が可能である。

図２は、本発明の実施の形態に係わる装置における充電制御回路の内部構成の第１の実施例を示す概略回路図である。図１で示す第１の電池１０１の電池電圧よりも、同じく図１で示す蓄電器１０２の蓄電電圧の方が高く、昇圧型のDC-DCコンバータを用いる場合で示してある。

入力端子２０１に平滑コンデンサー２０４の第１の端子と昇圧用コイル２０３の第１の端子とが接続され、昇圧用コイル２０３の第２の端子にダイオード２１１の第１の端子とN型MOSFET２０５のドレイン端子とが接続され、ダイオード２１１の第２の端子にブリーダ抵抗２０８の入力端子と出力端子２０２が接続され、エラーアンプ２０７のプラス側入力端子にブリーダ抵抗２０８の出力端子が接続され、エラーアンプ２０７のマイナス入力端子にリファレンス電圧発生回路２０９のリファレンス電圧出力端子が接続され、エラーアンプ２０７の出力端子に電圧リミット回路２１０のリミット端子とPWM制御回路２０６の信号入力端子とが接続され、PWM制御回路２０６のパルス出力端子にN型MOSFET２０５のゲート電極が接続され、GND端子に平滑コンデンサー２０４の第２の端子とN型MOSFET２０５のソースと基板電極と電圧リミット回路２１０のGND接続端子とリファレンス電圧発生回路２０９のGND接続端子とブリーダ抵抗２０８のGND接続端子とが接続された構成となっている。

入力端子２０１は図１で示す第１の電池１０１の電力が入力される端子であり、出力端子２０２は図１で示す蓄電器１０２への充電電力を出力する端子である。また、ダイオード２１１は第１の端子の方が第２の端子よりも高い電圧となる場合が順方向となる。

次に、動作について説明する。N型MOSFET２０５がオンした際に溜まったコイル２０３の電力が、N型MOSFETがオフしている際にダイオード２１１を介して出力端子２０２へ供給される。エラーアンプ２０７は、ブリーダ抵抗２０８の出力端子の電圧とリファレンス電圧発生回路２０９のリファレンス電圧出力端子の電圧との電圧差を増幅した電圧を出力端子に出力する。そして、PWM制御回路２０６は、エラーアンプ２０７の出力端子の電圧が上昇した場合は出力端子への出力パルスのハイレベルとなる期間を短くし、エラーアンプ２０７の出力端子の電圧が降下した場合は出力端子への出力パルスのハイレベルとなる期間を長くする。つまり、出力端子２０２の電圧を所望の電圧とした際に、ブリーダ抵抗２０８の出力端子とリファレンス電圧発生回路のリファレンス電圧出力端子の電圧が同じとなるように設定すれば、出力端子２０２の電圧が前記所望の電圧を下回った場合は、N型MOSFET２０５がオンする期間が長くなり、コイル２０３に溜まる電力が増加するので、出力端子２０２の電圧を上昇させるように制御され、出力端子２０２の電圧が前記所望の電圧を上回った場合は、N型MOSFET２０５がオンする期間が短くなり、コイル２０３に溜まる電力が減少するので、出力端子２０２の電圧を下降させるように制御されるため、出力端子２０２の電圧が前記所望の電圧となる電圧制御機能が実現できる。

そしてさらに、充電制御回路１０３は、エラーアンプ２０７の出力端子に出力端子の電圧をリミットするためのリミット回路２１０を設けた構成となっている。エラーアンプ２０７の出力端子の電圧がリミット回路２１０でリミットされる場合が前記第１の充電制御モードであり、リミットされない場合が前記電圧制御機能の働く前記第２の充電制御モードである。

つまり、エラーアンプ２０７の出力端子の電圧がリミット回路２１０でリミットされない場合は、出力端子２０２の電圧が所望の電圧に制御されるように動作するのが第２の充電制御モードとなる。また、エラーアンプ２０７の出力端子の電圧がリミット回路２１０でリミットされる場合は、PWM制御回路２０６の出力端子のパルスのハイレベルの期間がある期間以下にはならず、N型MOSFET２０５のオン期間がこのある期間未満にはならない。つまり、出力端子２０２の電圧が所望の電圧を超えても、N型MOSFET２０５のオン期間はこれ以上減少しないので、このオン期間で溜まったコイル２０３の電力が常に出力端子へと流れる。このため、出力端子２０２の電圧は、負荷の１０４消費電流が増えない場合は所望の電圧よりどんどん上昇して行く。つまり、電圧制御機能が働かない第１の充電制御モードとなる。もちろん、リミット電圧は、エラーアンプ２０７の出力端子の電圧がリミット電圧となった際に、入力端子に接続される電池電圧ドロップが電池のオープン電圧に対して５％から２０％の範囲、あるいは１０％〜４０％の範囲となるように設定されている。

以上述べてきたように、図２で示す充電制御回路１０３は、エラーアンプ２０７の出力端子にリミット回路２１０と追加しただけで、第１の充電制御モードと第２の充電制御モードを得ることができる。つまり、従来のコイルを使った昇圧型DC-DCコンバータに多少の改良を施すことで、容易に、しかも、コストアップもほとんどなしに、上記したような機能の充電制御回路を得ることができる。

なお、上記構成の本発明の充電制御回路では、前記N型MOSFETのオンデューティがある値以下にはならないPWM方式の出力電圧制御を例に述べたが、前記N型MOSFETのスイッチング周波数がある周波数以下にならないPFM方式の出力電圧制御でも良いし、前記PFM方式と通常のPWM方式の切り替えるタイプの出力電圧制御でも、出力電力がある値以下にはならないようにすれば良い。

また、上記構成の本発明の充電制御回路は、前記出力端子の電圧をモニターすることで、前記蓄電器の蓄電電力量をモニターしたが、前記蓄電器の電圧と蓄電電力との間に相関関係が無い場合は、前記蓄電器への充電量と前記負荷の消費電力量により、前記蓄電器の蓄電電力量を算出するモニター方法を用いることは言うまでも無い。

さらに、上記構成の本発明の充電制御回路では、出力電力がある値以下にはならない昇圧型DC-DCコンバータを例に述べたが、図１で示す第１の電池１０１の電池電圧よりも、
同じく図１で示す蓄電器１０２の蓄電電圧の方が低い場合は、出力電力がある値以上にはならない降圧型DC-DCコンバータを用いても良い。

またさらに、上記構成の本発明の充電制御回路では、コイルを使用したDC-DCコンバータを例に用いたが、コンデンサーを用いたDC-DCコンバータを用いても良く、このようにコンデンサーを用いたDC-DCコンバータを用いる場合は、コンデンサーを切り替えるスイッチの周波数をある周波数以下にならないようにするか、昇降圧の倍率がある倍率以下にならないようにすれば良い。

図３は、本発明の実施の形態に係わる装置における充電制御回路の内部構成の第２の実施例を示す概略回路図である。図１で示す第１の電池１０１の電池電圧と、同じく図１で示す蓄電器１０２の蓄電電圧の関係は、上記した図２と同じく蓄電器１０２の蓄電電圧の方が高いため、昇圧型のDC-DCコンバータを用いる場合で示してある。

第１の昇圧回路３００は、図２で示した回路からリミット回路２１０と平滑コンデンサー２０４を削除した構成ある。接続は以下の点で異なる。入力端子３０１がブリーダ抵抗３０８の入力端子に接続され、エラーアンプ３０７のプラス入力端子にリファレンス電圧発生回路３０９の出力端子が接続され、エラーアンプ３０７のマイナス入力端子にブリーダ抵抗３０８の出力端子が接続される。

第２の昇圧回路３１０は、図２で示した回路からリミット回路２１０と平滑コンデンサー２０４を削除した構成ある。

そして、第１の昇圧回路３００の入力端子３０１と第２の昇圧回路３１０の入力端子３１１は入力端子２０１に接続され、第１の昇圧回路３００の出力端子３０２と第２の昇圧回路３１０の出力端子３１２は、出力端子２０２に接続され、入力端子２０１の電圧を平滑する平滑コンデンサー２０４は、入力端子２０１とGND間に接続された構成である。

入力端子２０１は、図１で示す第１の電池１０１の電力が入力され、出力端子２０２からは、図１で示す蓄電器１０２への充電電力が出力される。

次に、動作について説明する。第２の昇圧回路３１０の動作は、図２で示した構成のエラーアンプの出力がリミットされない場合と同じであるので説明を省略する。

第１の昇圧回路３００の入力端子３０１は、図１で示す第１の電池１０１がオープンの場合の電池電圧からのドロップ電圧が５％から２０％の範囲、あるいは１０％から４０％の範囲になるように制御され、第２の昇圧回路３１０の出力端子３１２は、出力端子２０２の電圧が前記所望の電圧となるように制御される。

従って、出力端子２０２の電圧が前記所望の電圧以下となっている場合は、第２の昇圧回路３１０が動作し出力端子２０２の電圧を前記所望の電圧となるように制御する。このとき、入力端子２０１の電圧は第１の昇圧回路３００の制御電圧未満となるので、第１の昇圧回路３００は動作を停止する。

さらに、出力端子の電圧が所望の電圧を超えた場合は、第２の昇圧回路３１０が停止するので、入力端子２０１の電圧は第１の昇圧回路３００の制御電圧以上となり、第１の昇圧回路３００が動作し出力端子２０２に電力を供給する。つまり、第１の昇圧回路３００が動作している際は第２の昇圧回路３１０が自動的に停止し、第２の昇圧回路３１０が動作している際は第１の昇圧回路３００が自動的に停止する。従って、外部信号等で第１の昇圧回路３００や第２の昇圧回路３１０を停止させる機構を必要としない。

なお、第１の昇圧回路３００が動作している状態が第１の充電制御モードであり、第２の昇圧回路３１０が動作している状態が第２の充電制御モードである。

以上述べてきたように、図３に示す本発明の充電制御回路は、第１の充電制御モード用として、第１の電池のオープン電池電圧からのドロップ電圧を５％から２０％の範囲に制御しながら、第１の電池の電力を蓄電器へ充電する第１の昇圧回路と、第２の充電制御モード用として、出力端子の電圧を所望の電圧に制御することで、蓄電器の蓄電電力を所望の電力に保つことのできる第２の昇圧回路とを別々に有している。これにより、第１の昇圧回路は第１の充電制御モード専用に設計でき、第２の昇圧回路は第２の充電制御モード専用に設計できるので各々の充電制御モードでの充電ロスを最小限にすることができる。従って、図２で示す本発明の充電制御回路よりも、内部抵抗の高い第１の電池１０１の電力を負荷１０４の駆動に効率良く利用できるので、内部抵抗の高い第１の電池１０１の電力で駆動する装置のさらなる長時間動作が実現できる。

なお、上記構成の本発明の充電制御回路では、第１の昇圧回路と第２の昇圧回路をPWM方式の電圧制御を例に述べたが、PFM方式の電圧制御でも良いし、PWM方式とPFM方式の切り替えるタイプの電圧制御でも良いし、第１の昇圧回路がPWM方式で第２の昇圧回路がPFM方式、あるいは、第１の昇圧回路がPFM方式で第２の昇圧回路がPWM方式でも良い。

また、上記構成の本発明の充電制御回路は、出力端子の電圧をモニターすることで蓄電器の蓄電電力量をモニターしたが、蓄電器の電圧と蓄電電力との間に相関関係が無い場合は、蓄電器への充電量と負荷の消費電力量により蓄電器の蓄電電力量を算出するモニター方法を用いても良い。

さらに、上記構成の本発明の充電制御回路では、昇圧型DC-DCコンバータを例に述べたが、第１の電池の電池電圧よりも蓄電器の蓄電電圧の方が低い場合は降圧型DC-DCコンバータを用いても良い。

またさらに、上記本構成の本発明の充電制御回路では、コイルを使用したDC-DCコンバータを例に用いたが、コンデンサーを用いたDC-DCコンバータを用いても良い。

本発明の実施の形態に係わる装置の概略を示すブロック回路である。本発明の実施の形態に係わる装置における充電制御回路の内部構成の第１の実施例を示す概略回路図である。本発明の実施の形態に係わる装置における充電制御回路の内部構成の第２の実施例を示す概略回路図である。従来の装置の概略を示すブロック回路である。内部抵抗の高い電池または二次電池の出力電流に対する電池電圧と取り出せる電力積算値の関係を示すグラフである。内部抵抗が高く、しかも、自己放電が多い電池または二次電池の出力電流に対する電池電圧と取り出せる電力積算値の関係を示すグラフである。

符号の説明

１０１第１の電池
１０２蓄電器
１０３充電制御回路
１０４負荷
４０１燃料電池
４０２二次電池
４０３充電制御手段
４０５電力変換装置
４０６スイッチ
４０７ダイオード

Claims

内部抵抗が高い第１の電池と、
前記第１の電池よりも内部抵抗が低く、前記第１の電池の電力を蓄電する蓄電器と、
前記蓄電器の蓄電電力で駆動され、第１の動作モードと、前記第１の動作モードよりも消費電流の多い第２の動作モードを有する負荷と、
前記第１の動作モードの消費電流よりも多く、前記第２の動作モードの消費電流よりも少ない充電電流の第１の充電制御モードと、前記第２の動作モードの消費電流よりも多い充電電流の第２の充電制御モードとを有し、前記蓄電器の電圧が所定の電圧より大きい場合に前記第１の充電制御モードで前記第１の電池から前記蓄電器に充電し、前記蓄電器の電圧が前記所定の電圧以下の場合に前記第２の充電制御モードで前記第１の電池から前記蓄電器に充電する、充電制御回路と、
を有する電子機器。
前記充電制御回路は、前記蓄電器の電圧が前記所定の電圧となるように前記充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータはリミット回路を有し、
前記リミット回路は、前記第１の充電制御モードで動作し、前記第２の充電制御モードで動作を停止する、請求項１に記載の電子機器。
前記充電制御回路は、前記第１の電池の電池電圧ドロップが所定量となるように前記充電電流を制御する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記蓄電器の電圧が前記所定の電圧となるように前記充電電流を制御する第２のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
前記充電制御回路は、前記第１の充電制御モードにおいて前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータが動作し、前記第２の充電制御モードにおいて前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータが動作する、請求項１に記載の電子機器。