JP2008043082A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】補助電圧源に必要な蓄電素子を減らすことができる小型の電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】直流電圧源１と直列に接続された補助電圧源３と、電力を消費する負荷５と、負荷５に一端が接続されたインダクタンス素子９と、インダクタンス素子９の他端と補助電圧源１の一端に接続された第１スイッチング素子１１と、インダクタンス素子９の他端と補助電圧源３の他端に接続された第２スイッチング素子１３と、第１スイッチング素子１１と第２スイッチング素子１３のオンオフ比を変化させて、負荷５に供給する電力を制御する制御回路１５とからなり、直流電圧源１の電圧低下状態で第２スイッチング素子１３がオンになると、電圧ＶＢが双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９に入力されるので、その分、補助電圧源３の蓄電素子数を減らすことができ、小型の電源装置を実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は直流電圧源の電圧変動を補償する電源装置に関するものである。

近年、地球環境保護のために、特に自動車においては燃費向上の観点から、アイドリングストップ、電動パワーステアリング、電動ターボ等のシステムが開発されてきている。これらのシステムは、それぞれスタータ、ステアリングモーター、およびタービン駆動モーターを動作させる場合に１００アンペアオーダーの大電流を消費するので、バッテリからなる直流電圧源の電圧低下が発生する。この電圧低下が大きくなれば、直流電圧源から電力を受けている負荷の動作が十分に行えなくなる。

このような一時的な直流電圧源の電圧変動による負荷への影響を防止する方法として、例えば直流電圧源に直列に補助電圧源を接続し、電圧低下時にＤＣ／ＤＣコンバータを介して補助電圧源の電力を負荷に供給する電源装置が考案されている。このような電源装置の構成としては、例えば特許文献１に提案されているものを応用することができる。すなわち、特許文献１の回路構成は１４Ｖ系負荷と４２Ｖ系負荷の両方に電力を供給するために、直流電圧源と補助電圧源の２種類の電源を直列接続し、両者間の電力移行をＤＣ／ＤＣコンバータで行うものであるが、この回路構成を、上記したように一時的な直流電圧源の電圧変動による負荷への影響を防止する用途に適用すると、図４に示す回路構成となる。

図４において、バッテリからなる直流電圧源１０１には直列に補助電圧源１０３が接続されている。補助電圧源１０３は例えば大容量の電気二重層キャパシタや二次電池等の蓄電素子が適用できる。負荷１０５には直流電圧源１０１がダイオード１０７を介して接続されているが、補助電圧源１０３も双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９を介して接続されている。なお、ダイオード１０７は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９の出力の直流電圧源１０１への逆流防止用である。

双方向コンバータ１０９の詳細構成は次の通りである。補助電圧源１０３の一端には第１スイッチング素子１１１と第２スイッチング素子１１３が直列に接続されている。第２スイッチング素子１１３の他端は直流電圧源１０１の負端子に接続されている。また、第１スイッチング素子１１１と第２スイッチング素子１１３の接続点にはインダクタンス素子１１５の一端が接続され、他端は負荷１０５に接続されている。

第１スイッチング素子１１１と第２スイッチング素子１１３は制御回路１１７によって交互にオンオフ制御されている。また、制御回路１１７は図示しない自動車の外部電子制御ユニット（以下、外部ＥＣＵという）からの信号に応じて補助電圧源１０３への充放電を切り替える切替器１１９も制御している。切替器１１９の放電側端子には負荷１０５の電圧と、負荷１０５に供給すべき既定電圧との誤差を出力する第１誤差増幅器１２１が接続されている。一方、切替器１１９の充電側端子には補助電圧源１０３の電圧と、補助電圧源１０３の充電すべき既定電圧との誤差を出力する第２誤差増幅器１２３が接続されている。

次に、このような電源装置の動作について説明する。

まず、自動車のイグニションスイッチ（図示せず）がオンになると、外部ＥＣＵは補助電圧源１０３を充電するために充電信号を制御回路１１７に送る。これを受け、制御回路１１７は切替器１１９を充電側に切り替える。その結果、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９は直流電圧源１０１の電力を補助電圧源１０３に充電開始する。やがて、充電とともに補助電圧源１０３の電圧ＶＣが第２誤差増幅器１２３の既定電圧と等しくなれば充電電圧を維持するように動作する。

次に、前記した大電流を消費するシステムが動作したとする。この時、外部ＥＣＵから制御回路１１７に放電信号が送られてくるので、制御回路１１７は切替器１１９を放電側に切り替える。その結果、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９は第１誤差増幅器１２１の既定電圧になるように負荷１０５に電圧を出力する。これにより、大電流消費による直流電圧源１０１の電圧ＶＢが通常電圧状態から電圧低下状態になっても、負荷１０５の電圧ＶＬは通常電圧状態とほぼ同じ電圧が維持されるので、負荷１０５は正常に動作し続けられる。この時、ＶＬ＞ＶＢとなるので、ダイオード１０７により双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９の電力が直流電圧源１０１に逆流することはない。

次に、大電流の消費が終了すると、直流電圧源１０１の電圧ＶＢは通常電圧状態に戻る。この時、外部ＥＣＵは制御回路１１７に充電信号を送る。これにより、大電流消費期間中に補助電圧源１０３から負荷１０５に供給された電力を再度補助電圧源１０３に充電するために、制御回路１１７は切替器１１９を充電側に切り替える。これにより、補助電圧源１０３を満充電にする。

このような動作を繰り返すことで、大電流が消費されても負荷１０５には安定した電圧を供給することができ、負荷１０５の安定動作が可能となる。
特開２００２−２１８６６７号公報

このような従来の電源装置は、確かに直流電圧源１０１の電圧が変動しても安定した電圧を負荷に供給できるのであるが、ここで問題となるのは直流電圧源１０１の電圧低下状態で負荷１０５に電力を供給し続けるためには、大容量の蓄電素子が多数必要になるという点である。これを図５により説明する。

図５は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９の第１スイッチング素子１１１と第２スイッチング素子１１３の接続点における電圧Ｖ１の経時変化図であり、横軸に時間ｔを、縦軸にＶ１をそれぞれ示す。図５でＶ１がＶＢ＋ＶＣの時は第１スイッチング素子１１１がオンの時、Ｖ１が０の時は第２スイッチング素子１１３がオンの時にそれぞれ相当する。従って、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９の出力電圧ＶＬは、オンオフ１周期の内の第１スイッチング素子１１１がオンの比率（以下、時比率という）をＤとすると、
ＶＬ＝Ｄ×（ＶＢ＋ＶＣ）＋（１−Ｄ）×０
＝Ｄ×（ＶＢ＋ＶＣ） （１）
となる。負荷１０５が必要とする電圧ＶＬは一定値に決まっているので、直流電圧源１０１の電圧ＶＢが低下したときに必要な電圧を得るためには時比率Ｄを大きくしなければならないことがわかる。その結果、補助電圧源１０３から負荷１０５に電力が供給される時間が長くなるので、その分、大容量の蓄電素子が多数必要になることになる。このことから、従来の構成では多数の蓄電素子により、電源装置が大型化してしまうという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、補助電圧源に必要な蓄電素子を減らすことができる小型の電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、第２スイッチング素子をインダクタンス素子と直流電圧源の正端子の間に接続したものである。これにより、第２スイッチング素子がオンの時に、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点電圧Ｖ１が０ではなくＶＢとなるので、その分、時比率Ｄを小さくすることができ、補助電圧源の蓄電素子の必要数を減らすことが可能となる。その結果、前記目的を達成することができる。

本発明の電源装置によれば、直流電圧源の電圧低下状態で第２スイッチング素子がオンになると、電圧が下がっているが０ではない電圧ＶＢが双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに入力されるので、それにより補助電圧源の蓄電素子数を減らすことができ、小型の電源装置を実現できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、ここでは自動車のスタータ駆動等により直流電圧源の電圧が低下した場合に、直流電圧源と補助電圧源の電力を双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによって電圧変換し、負荷に供給する構成について述べる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における電源装置の電圧Ｖ１の経時変化図である。

図１において、バッテリからなる直流電圧源１には、直列に補助電圧源３が接続されている。補助電圧源３には、特に急速充放電特性に優れる大容量の電気二重層キャパシタからなる蓄電素子を用いた。直流電圧源１と補助電圧源３の接続点には電力を消費する負荷５がダイオード７を介して接続されている。負荷５の一端にはインダクタンス素子９が接続されている。インダクタンス素子９は負荷５へ供給する電力を平滑化する役割を有する。

インダクタンス素子９の他端と補助電圧源３の一端（図１の＋側）には第１スイッチング素子１１が接続されている。第１スイッチング素子１１はオンオフ動作を繰り返すことで、直流電圧源１と補助電圧源３の電圧の合計電圧を断続的にインダクタンス素子９に印加する。一方、インダクタンス素子９の他端と補助電圧源３の他端（図１の−側）には、第２スイッチング素子１３が後述する第１切替器１７を介して接続されている。第２スイッチング素子１３は第１スイッチング素子１１と交互にオンオフを繰り返すことで、直流電圧源１の電圧を断続的にインダクタンス素子９に印加する。

第１スイッチング素子１１と第２スイッチング素子１３のオンオフ比、すなわち時比率Ｄは制御回路１５によって制御される。これにより、負荷５に供給する電力を制御することができる。

また、第２スイッチング素子１３の直流電圧源１への接続を、直流電圧源１の正端子、または負端子のいずれかに切り替える第１切替器１７が接続されている。第１切替器１７は制御回路１５で切替制御が行われ、補助電圧源３の充電時には直流電圧源１の負端子側に、補助電圧源３からの放電時には正端子側にそれぞれ切り替えられる。

なお、制御回路１５は図示しない外部ＥＣＵからの信号に応じて補助電圧源３への充放電を切り替える第２切替器１９も制御している。第２切替器１９の放電側端子には負荷５の電圧と、負荷５に供給すべき第１既定電圧２１との誤差を出力する第１誤差増幅器２３が接続されている。一方、第２切替器１９の充電側端子には補助電圧源３の電圧と、補助電圧源３の充電すべき第２既定電圧２５との誤差を出力する第２誤差増幅器２７が接続されている。

このように、インダクタンス素子９、第１スイッチング素子１１、第２スイッチング素子１３、制御回路１５、第２切替器１９、第１誤差増幅器２３、および第２誤差増幅器２７から双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９が構成されている。

次に、このような電源装置の動作について説明する。

まず、自動車のイグニションスイッチ（図示せず）がオンになると、外部ＥＣＵは補助電圧源３を充電するために充電信号を制御回路１５に送る。これを受け、制御回路１５は第１切替器１７、および第２切替器１９を充電側に切り替える。その結果、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９は直流電圧源１に直列に接続された補助電圧源３への充電を行うように、直流電圧源１の正端子を基準にして直流電圧源１の電圧ＶＢを反転して充電する反転ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を行う。これにより、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９は直流電圧源１の電力により補助電圧源３への充電を開始する。やがて、充電とともに補助電圧源３の電圧ＶＣが第２誤差増幅器２７の第２既定電圧２５と等しくなれば充電電圧を維持するように動作する。なお、ここまでの動作は従来と同じである。

次に、スタータ等の大電流を消費するシステムが動作したとする。この時、外部ＥＣＵから制御回路１５に放電信号が送られてくるので、制御回路１５は第１切替器１７、および第２切替器１９を放電側に切り替える。その結果、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９は第１誤差増幅器２３の第２既定電圧２１になるように負荷５に電圧を出力する。これにより、大電流消費による直流電圧源１の電圧ＶＢが通常電圧状態から電圧低下状態になっても、負荷５の電圧ＶＬは通常電圧状態とほぼ同じ電圧が維持されるので、負荷５は正常に動作し続けられる。この時、ＶＬ＞ＶＢとなるので、ダイオード７により双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９の電力が直流電圧源１に逆流することはない。

この時の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９の第１スイッチング素子１１と第２スイッチング素子１３の接続点における電圧Ｖ１の経時変化図を図２に示す。横軸は時間ｔ、縦軸はＶ１である。図２でＶ１がＶＢ＋ＶＣの時は第１スイッチング素子１１がオンの時、Ｖ１がＶＢの時は第２スイッチング素子１３がオンの時にそれぞれ相当する。すなわち、従来では図４の回路図からも明らかなように第２スイッチング素子１１３は直流電圧源１０１の負端子に接続固定されていたので、第２スイッチング素子１１３がオンの時は、Ｖ１＝０となっていた。しかし、本実施の形態１では放電時に第１切替器１７により第２スイッチング素子１３は直流電圧源１の正端子に接続されるので、Ｖ１＝ＶＢとなる。従って、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９の出力電圧ＶＬは、時比率をＤ１とすると、
ＶＬ＝Ｄ１×（ＶＢ＋ＶＣ）＋（１−Ｄ１）×ＶＢ
＝ＶＢ＋Ｄ１×ＶＣ （２）
となる。負荷５の必要電圧ＶＬは一定値なので、それを得るための第１スイッチング素子１１がオンになっている時間（図２の矩形波の幅）は、図５に示した従来の構成におけるオン時間に比べ短くなることが両図の比較でわかる。これを式で表すと以下のようになる。

（１）式より、従来のＤは、
Ｄ＝ＶＬ／（ＶＢ＋ＶＣ） （３）
となる。一方、（２）式より本実施の形態１のＤ１は、
Ｄ１＝（ＶＬ−ＶＢ）／ＶＣ （４）
となる。従って、（３）式から（４）式を引くと、
ΔＤ＝ＶＬ／（ＶＢ＋ＶＣ）−（ＶＬ−ＶＢ）／ＶＣ
＝ＶＢ（ＶＢ＋ＶＣ−ＶＬ）／（ＶＣ（ＶＢ＋ＶＣ）） （５）
（５）式において、図２よりＶＢ＋ＶＣ＞ＶＬなので、（ＶＢ＋ＶＣ−ＶＬ）＞０となり、他の項も正であることから、ΔＤ＝（Ｄ−Ｄ１）＞０となる。従って、本実施の形態１の時比率Ｄ１の方が小さいことがわかる。時比率は直流電圧源１と補助電圧源３の合計電圧が出力される時間割合であるので、小さいほど補助電圧源３から出力される電力は少なくなる。従って、本実施の形態１の方が補助電圧源３に必要な蓄電素子の数を減らすことができ、従来の構成より小型化することが可能となる。具体的には、例えばＶＢ＝９Ｖ、ＶＣ＝５Ｖ、ＶＬ＝１２Ｖであったとすると、（３）、（４）式より、Ｄ＝０．８７５、Ｄ１＝０．６となり、本実施の形態１の時比率Ｄ１は従来の時比率Ｄに対し約３０％小さくなる。その結果、上記したように従来に比べ約３０％の小型化が可能となることを確認した。

このように、第２スイッチング素子１３がオンの時にも直流電圧源１から電力が供給されるので、その分、補助電圧源３の電力が少なくて済むことになる。その結果、蓄電素子の数を減らすことができ、電源装置の小型化が可能となる。

次に、大電流の消費が終了すると、直流電圧源１の電圧ＶＢは通常電圧状態に戻る。この時、外部ＥＣＵは制御回路１５に充電信号を送る。これにより、大電流消費期間中に補助電圧源３から負荷５に供給された電力を再度補助電圧源３に充電するために、制御回路１５は第１切替器１７、および第２切替器１９を充電側に切り替える。これにより、補助電圧源３を満充電にする。

このように、直流電圧源１が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返す動作を行っても、上記充放電動作を繰り返すことで、負荷５には安定した電圧を供給することができ、負荷５の安定動作が可能となる。

これまでの動作をまとめると、まず、直流電圧源１が通常電圧状態では、直流電圧源１は負荷５に直接電力を供給しながら、同時に制御回路１５は第１切替器１７を直流電圧源１の負端子側に切り替えるとともに、第２切替器１９を第２誤差増幅器２７側に切り替えて、インダクタンス素子９と第１スイッチング素子１１と第２スイッチング素子１３により直流電圧源１の電力を補助電圧源３に充電する。次に、スタータ等の大電流消費による直流電圧源１の電圧低下状態では、制御回路１５は第１切替器１７を直流電圧源１の正端子側に切り替えて負荷５に電力を供給する。これにより、直流電圧源１が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返しても、負荷５を安定動作させ続けられる。

以上の構成、動作により、補助電圧源の蓄電素子数を少なくすることができるので、小型の電源装置を実現できた。

なお、本実施の形態１では補助電圧源３を充電するために双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９を用いたが、補助電圧源３を他の手段で充電する構成であれば、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９より簡易な降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ構成とすればよい。具体的には図１において、第１切替器１７、第２切替器１９、および第２誤差増幅器２７を廃するとともに、第２スイッチング素子１３を第１スイッチング素子１１と補助電圧源３の負極（図１の−側）との間に接続すればよい。この場合も第２スイッチング素子１３がオンの時にＶ１＝ＶＢとなるので、時比率Ｄ１を小さくでき、蓄電素子数を削減できる結果、小型化が実現できる。なお、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは単方向ＤＣ／ＤＣコンバータであるので、第２スイッチング素子１３は整流素子でもよい。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図である。図３において、図１と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。

すなわち、図３における図１との構成上の相違点は以下の通りである。

１）第２スイッチング素子１３を整流素子（ダイオード）によって構成した。これにより、負荷５への供給電力は制御回路１５による第１スイッチング素子１１のオンオフ比を変化させることで制御する。

２）第１切替器１７を廃し、替わりに第２スイッチング素子１３に直列に接続され、負荷５へ電力を供給する時にオンになるスイッチ３１を設けた。なお、スイッチ３１のオンオフ制御は制御回路１５によって行われる。

３）第１スイッチング素子１１と直流電圧源１の負端子の間に接続され、第１スイッチング素子１１と交互にオンオフを繰り返す第３スイッチング素子３３を設けた。

上記以外の構成は実施の形態１と同様である。

次に、このような構成の電源装置の動作について説明する。

まず、自動車のイグニションスイッチ（図示せず）がオンになると、外部ＥＣＵは補助電圧源３を充電するために充電信号を制御回路１５に送る。これを受け、制御回路１５は第２切替器１９を充電側に切り替えるとともに、スイッチ３１をオフにする。その後、制御回路１５は第１スイッチング素子１１と第３スイッチング素子３３を交互にオンオフ制御することで、実施の形態１と同様に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９は直流電圧源１の電力により補助電圧源３への充電を開始する。やがて、充電とともに補助電圧源３の電圧ＶＣが第２誤差増幅器２７の第２既定電圧２５と等しくなれば充電電圧を維持するように動作する。

次に、スタータ等の大電流を消費するシステムが動作したとする。この時、外部ＥＣＵから制御回路１５に放電信号が送られてくるので、制御回路１５は第２切替器１９を放電側に切り替えるとともに、スイッチ３１をオンにする。さらに、第３スイッチング素子３３を常時オフにする。その後、制御回路１５は第１スイッチング素子１１のみをオンオフ制御する。これにより、第１スイッチング素子１１がオンの時は整流素子からなる第２スイッチング素子１３がオフに、第１スイッチング素子１１がオフの時は第２スイッチング素子１３がオンにそれぞれ動作することになる。その結果、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９は第１誤差増幅器２３の第２既定電圧２１になるように負荷５に電圧を出力する。ゆえに、大電流消費による直流電圧源１の電圧ＶＢが通常電圧状態から電圧低下状態になっても、負荷５の電圧ＶＬは通常電圧状態とほぼ同じ電圧が維持されるので、負荷５は正常に動作し続けられる。この時、ＶＬ＞ＶＢとなるので、ダイオード７により双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９の電力が直流電圧源１に逆流することはない。

この時の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２９の第１スイッチング素子１１と第２スイッチング素子１３の接続点における電圧Ｖ１の経時変化は図２と全く同じである。従って、本実施の形態２における時比率Ｄ２の方が従来のＤよりも小さいことになる。ゆえに、本実施の形態２でも補助電圧源３に必要な蓄電素子の数を減らすことができ、従来の構成より小型化することが可能となる。なお、本実施の形態２においても、従来に比べ約３０％の小型化を確認した。

このように、本実施の形態２でも第２スイッチング素子１３がオンの時に直流電圧源１から電力が供給されるので、その分、補助電圧源３の電力が少なくて済むことになる。その結果、蓄電素子の数を減らすことができ、電源装置の小型化が可能となる。

次に、大電流の消費が終了すると、直流電圧源１の電圧ＶＢは通常電圧状態に戻る。この時、外部ＥＣＵは制御回路１５に充電信号を送る。これにより、大電流消費期間中に補助電圧源３から負荷５に供給された電力を再度補助電圧源３に充電するために、制御回路１５は第２切替器１９を充電側に切り替えるとともに、スイッチ３１をオフにする。これにより、補助電圧源３を満充電にする。

このように、直流電圧源１が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返す動作を行っても、上記充放電動作を繰り返すことで、負荷５には安定した電圧を供給することができ、負荷５の安定動作が可能となる。

これまでの動作をまとめると、まず、直流電圧源１が通常電圧状態では、直流電圧源１は負荷５に直接電力を供給しながら、同時に制御回路１５はスイッチ３１をオフにするとともに、第２切替器１９を第２誤差増幅器２７側に切り替えて、第１スイッチング素子１１と第３スイッチング素子３３を交互にオンオフすることで、直流電圧源１の電力を補助電圧源３に充電する。次に、スタータ等の大電流消費による直流電圧源１の電圧低下状態では、制御回路１５はスイッチ３１をオンにして、第３スイッチング素子３３を常時オフにした状態で第１スイッチング素子１１をオンオフすることで負荷５に電力を供給する。これにより、直流電圧源１が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返しても、負荷５を安定動作させ続けられる。

なお、本実施の形態２の構成とすることにより、実施の形態１に比べ、整流素子からなる第２スイッチング素子１３とスイッチ３１を加え、第１切替器１７を廃した構成となるが、第１切替器１７は外部から切替制御可能な３端子スイッチであるので、これを半導体の組み合わせで構成すると複雑になる。従って、第１切替器１７が不要な分、本実施の形態２の方が、より簡易な構成で電源装置を実現できる。

以上の構成、動作により、補助電圧源の蓄電素子数を少なくすることができるので、小型の電源装置を実現できた。

なお、実施の形態１、２において、補助電圧源３の蓄電素子として電気二重層キャパシタを用いたが、これは電気化学キャパシタ等の大容量キャパシタや二次電池を用いてもよい。但し、急速充放電特性や信頼性の面で二次電池よりも大容量キャパシタを用いる方が好適である。

本発明にかかる電源装置は直流電圧源の電圧が低下しても補助電圧源に加え常に直流電圧源からの電圧を負荷に供給できるので、補助電圧源の蓄電素子が少なくても負荷を安定動作させ続けられる小型の電源装置等として有用である。

本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置の動作を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図 従来の電源装置のブロック回路図 従来の電源装置の動作を示すタイミングチャート

符号の説明

１ 直流電圧源
３ 補助電圧源
５ 負荷
９ インダクタンス素子
１１ 第１スイッチング素子
１３ 第２スイッチング素子
１５ 制御回路
１７ 第１切替器
３１ スイッチ
３３ 第３スイッチング素子

Claims (4)

1. 直流電圧源と、
   前記直流電圧源と直列に接続された補助電圧源と、
   電力を消費する負荷と、
   前記負荷に一端が接続され、前記負荷へ供給する電力を平滑化するインダクタンス素子と、
   前記インダクタンス素子の他端と前記補助電圧源の一端に接続され、前記直流電圧源と前記補助電圧源の電圧の合計電圧を断続的に印加するようにオンオフを繰り返す第１スイッチング素子と、
   前記インダクタンス素子の他端と前記補助電圧源の他端に接続され、前記直流電圧源の電圧を断続的に印加するように前記第１スイッチング素子と交互にオンオフを繰り返す第２スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のオンオフ比を変化させて、前記負荷に供給する電力を制御する制御回路を有する電源装置。
2. 第２スイッチング素子が整流素子によって構成され、制御回路は第１スイッチング素子のオンオフ比を変化させて、負荷に供給する電力を制御する請求項１に記載の電源装置。
3. 第２スイッチング素子の直流電圧源への接続を、前記直流電圧源の正端子、または負端子のいずれかに切り替える切替器を有し、
   前記直流電圧源は断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返す動作を行い、前記通常電圧状態では、前記直流電圧源は負荷に直接電力を供給し、同時に制御回路は前記切替器を前記負端子に切り替えて、インダクタンス素子と第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子により前記直流電圧源の電力を補助電圧源に充電するとともに、
   前記電圧低下状態では、前記制御回路は前記切替器を前記正端子に切り替えて前記負荷に電力を供給する請求項１に記載の電源装置。
4. 第２スイッチング素子に直列に接続され、負荷へ電力を供給する時にオンになるスイッチと、
   第１スイッチング素子と直流電圧源の負端子の間に接続され、前記第１スイッチング素子と交互にオンオフを繰り返す第３スイッチング素子とを有し、
   前記直流電圧源は断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返す動作を行い、
   前記通常電圧状態では、前記直流電圧源は前記負荷に直接電力を供給し、同時に制御回路は前記スイッチをオフにして、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子を交互にオンオフすることで、前記直流電圧源の電力を補助電圧源に充電するとともに、
   前記電圧低下状態では、前記制御回路は前記スイッチをオンにして、前記第３スイッチング素子を常時オフにした状態で前記第１スイッチング素子をオンオフすることで前記負荷に電力を供給する請求項２に記載の電源装置。

Images