JP4065054B2 - パルス幅変調インバータを含む電源ユニット及びそれを用いたｘ線システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は入力側でＤＣ電圧源に接続され、出力側でコンデンサと、トランスの一次巻き線とに接続されるインバータを含み、二次巻き線は整流器配置に結合され、動作の第一のモードで高出力を短時間発生し、動作の第二のモードでより低い連続出力を発生する電源ユニットに関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのような電源ユニットを含むＸ線発生器は米国特許出願０８／４１３０５８（ＰＨＤ９４−００４４）から知られている。インバータは直列共振周波数に対応する一定の周波数で動作し、これはコンデンサの容量とトランスの漏洩インダクタンスから生ずる。（短時間の高出力での）Ｘ線の露出中に電源ユニットは動作の第一のモードで作動し、他方でそれは（連続的な低出力での）Ｘ線フルオロスコピー中に動作の第二のモードで作動する。Ｘ線露出は所定の時間間隔で繰り返される；到達可能な時間的な平均値は動作の第二のモードで到達可能な連続的な出力より顕著に高い。この連続出力はトランスの熱負荷性能及びインバータで用いられるスイッチング素子により制限される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は動作の第二のモードで到達可能な連続出力を増加することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的は動作の第一のモードと動作の第二のモードとの間の切換用の手段を設けられ、一次巻き線とコンデンサとの直列接続は動作の第一のモードでインバータの出力に作用し、他方で動作の第二のモードでこの出力は一次巻き線とコンデンサとに直列なインダクタンスを含む直列接続に影響されることを特徴とする電源ユニットにより達成される。
【０００５】
本発明は以下の考察に基づく：漏洩インダクタンスに加えて、トランスの更なる寄生的効果が、即ちトランスの二次側の巻き線の容量が考慮されなければならない。動作の第一のモードでトランスの漏洩インダクタンスと、それに直列に接続されたコンデンサの容量が電源ユニットの作動状態に関して決定的な要因であることが本質的である。巻き線の寄生容量が一次巻き線を通過する電流のゼロクロスで反転するときにのみ非常に短い期間に影響を有する。トランスの一次巻き線で顕著に小さな電流の故に反転動作は動作の第二のモードで顕著に長く、それによりコンデンサの漏洩インダクタンスと一次側へ転送された巻き線の容量との直列接続はより長い期間影響を有する。一次巻き線に転送された巻き線の容量は通常一次巻き線に直列に接続されたコンデンサの容量よりずっと小さい故にスイッチング動作は一次巻き線を通過する電流の高調波を励起し、この高調波は望ましくない電流ピークを導き、トランス及びインバータでの付加的な損失を引き起こし、故に効率の顕著な劣化を生ずる。
【０００６】
動作の第二のモードで一次巻き線とコンデンサとに直列に作用するインダクタンスは一次巻き線を通して電流を減少する。インバータのスイッチ及びトランスの損失は斯くして減少される。インダクタンスは最大可能電力伝送を制限するがこの事実は動作の第一のモードで到達可能なピーク電力の約５％以下が動作の第二のモード（フルオロスコピー）で必要とされる故に問題ではない。該インダクタンスは動作の第二のモードでのみ作用する故に、動作の第一のモードでは影響しない。
【０００７】
更にまた動作の第二のモードで共振周波数はインダクタンスの作用により減少され（そのようなインダクタンスなしでのユニットと比較して）、それによりインバータのスイッチング動作により生ずる高調波はまた減少する。これは無効電力を減少させ、故にまたトランスのコア、トランスの巻き線及びインバータのスイッチでの損失を減少させる。
【０００８】
動作の２つのモード間の切換手段は請求項２に開示されるようになされうる。インダクタンスは動作の第一のモードでスイッチ配置により短絡され、それにより不作動となる。スイッチ配置に設けられたスイッチが動作の第一のモードで最大電流に対して設計されなければならないことは欠点であるからである。
請求項３に開示される実施例はこの点に関してより好ましい。何故ならばそれに設けられた付加的な補助スイッチは（通常のインバータの設計に比べて）動作の第一のモードで電流の一部のみしか通す必要はないからである。
【０００９】
ＥＰ−Ａ０７５６３７０は２つの補助分岐を含み、該補助分岐のそれぞれの接続点はそれぞれのインダクタンスを介してインバータの２つの出力接続の各々一つに接続される電源ユニットを既に開示している。しかしながらこれらの補助分岐は本発明と比較して全く異なる機能を有する。これらの補助分岐を介して付加的な無効電流が低出力の場合にインバータのスイッチに印加され；この目的はそれを横切る電圧が本質的にゼロの時にスナッバーコンデンサが並列に接続されるこれらのスイッチのスイッチングを可能にすることである。しかしながら本発明は負荷回路の電流を減少する。
【００１０】
しかしながら請求項３に開示されている解決策による動作の第二のモードの第一のインバータ分岐の不作動は新たな問題を示す。これは第一の補助分岐のスイッチの不作動状態ではこれらのスイッチに並列に接続される回復ダイオードはなお作動しているからである。一次巻き線を通る電流が動作の第二のモードで回復ダイオードの一つを介して（インダクタンスを介さずに）流れるときにインダクタンスの効果は動作の第二のモードで少なくとも部分的に抑制される。
【００１１】
故に回復ダイオードを通る電流は動作の第二のモードでは可能な限り短いことが確実にされなければならない。これは請求項４及び／又は請求項５に開示される実施例により達成される。請求項４による解決策では回復ダイオードを通る電流は更なるコンデンサの容量が適切に選択されたときに最小化され、他方で請求項５によれば第一のインバータ分岐の回復ダイオードでの電流は非常に短い期間に減少される。
【００１２】
第一のインバータ分岐が動作の第二のモードで不作動にされるときに第一のインバータ分岐の寄生容量は高周波数（ＭＨｚオーダーの）の妨害を発生する。これらの妨害は請求項６に記載される実施例により除去される。
第一と第二のインバータ分岐は動作の第一のモードで作動される。故に補助分岐は不作動にされる。しかしながらそれは請求項７に従って作動され、それにより電圧がそれにわたって作用しない故に高電圧が影響を受けず、インダクタンスの電流は概略ゼロである。
【００１３】
第一のインバータ分岐のスイッチオン電流は請求項８による実施例の動作の第一のモードで減少されうる。
請求項９は本発明の応用の好ましい分野を記載している。Ｘ線発生器は一方でＸ線露出に対して短時間の高出力（例えば数１００ｍｓに対して１００ｋＷ）を提供し、他方でＸ線フルオロスコピーに対して、Ｘ線を強く減衰するフィルタが用いられるときに数ｋＷにおよぶ連続出力を提供することが可能でなければならない。請求項１０に関してそのようなＸ線発生器はＸ線システム（一以上のＸ線検査装置と、一以上のＸ線管と、少なくとも一つの画像変換器とからなる）の一部分を形成する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明は以下に図面を参照して詳細に説明される。
図１は本発明のＸ線発生器のその部分を示す回路図である。
このＸ線発生器の電力供給ユニットは第一のインバータ分岐１と第二のインバータ分岐２とを有するインバータを含む。各インバータ分岐は例えばそれぞれスイッチングトランジスタＴ１，Ｔ３．及びＴ２，Ｔ４である２つのスイッチの直列接続からなり、いわゆる回復ダイオードＤ１，Ｄ３及びＤ２，Ｄ４は並列に順方向で逆に接続される。スナッバーコンデンサ又は他の救援ネットワークはスイッチＴ１．．．Ｔ４に並列に設けられていない。
【００１５】
第一のインバータ分岐１のスイッチＴ１，Ｔ３の接続点は第一の出力接続Ｐ１を形成し、第二のインバータ分岐２のスイッチＴ２，Ｔ４の接続点はインバータの第二の出力接続Ｐ２を形成する。２つのインバータの分岐はＤＣ電圧源４に並列に接続される。インバータの出力接続Ｐ１，Ｐ２はコンデンサＣｒと漏洩インダクタンスＬσが示されているトランスＴｒの一次巻き線Ｎｐとの直列接続を介して相互に接続される。以上が直列共振インバータに関することである。
【００１６】
コンデンサＣｒの容量は例えば２０ｋＨｚの共振周波数は漏洩インダクタンスＬσと関連して得られるように選択される。スイッチＴ１．．．Ｔ４はすくなとも概略共振周波数のパルス幅変調された方形波電圧が出力接続Ｐ１，Ｐ２間に表れるようにプログラム可能なパルス幅変調器６からのスイッチング信号ｓ１．．．ｓ４により駆動される。
【００１７】
トランスＴｒの二次巻き線は符号Ｎｓで示される。寄生巻き線容量Ｃｐはそれに並列に作用する。二次巻き線はダイオードＤ１１．．．Ｄ１４と、一以上の平滑コンデンサ又は容量Ｃｇと、整流器配置の出力に結合されたＸ線管５とを含む整流器配置に接続される。
ここまで記載された本発明は引用例から知られている。
【００１８】
本発明によれば補助分岐３はインバータ分岐１、２に並列に接続され、該補助分岐はインバータ分岐１、２と同様に直列に接続されたスイッチＴ５，Ｔ６とそれに反並列に接続されたそれぞれの回復ダイオードＤ５，Ｄ６とからなる。補助分岐３の半導体はインバータ分岐１、２の半導体が設計されなければならない電流の例えば１０％のみの小さな電流に対して設計される必要があるのみである。故に補助分岐３はインバータ分岐１、２のコストより実質的に低いコストで実現可能である。
【００１９】
補助分岐３のスイッチＴ５，Ｔ６の接続点Ｐ３は補助インダクタンスＬｈ及び補助容量Ｃｈの直列接続を介して第一のインバータ分岐の出力接続Ｐ１に接続される。補助インダクタンスＬｈはトランスＴｒの漏洩インダクタンスＬσより小さくてはならないが、好ましくは数倍大きい。
スナッバー回路は例えばスイッチＴ３であるインバータ分岐１のスイッチの一つと並列に接続され、該スナッバー回路は抵抗Ｒｂの直列接続と、インダクタンスＬｄと、コンデンサＣｄとからなる。故にこのインバータ分岐（ＤＣ電圧源４を介して）で電流を変えるためにはそれはまた他のスイッチ（Ｔ１）に並列に接続される。
【００２０】
補助分岐のトランジスタＴ５，Ｔ６に対するスイッチング信号ｓ５、ｓ６はまたパルス幅変調器により供給される。スイッチング信号ｓ１．．．ｓ６の時間的変化はＸ線管の電圧Ｕｏｕｔのみならず望ましい管電流Ｉ及びＸ線露出（動作の第一のモード）又はＸ線フルオロスコピー（動作の第二のモード）のいずれがなされるかということにも依存する。動作のモードでは例えばリードＦ／Ｒを介してパルス幅変調器に信号を送られる。動作の第一のモードでは本質的に２つのインバータ分岐１、２のみが作動する。第一のインバータ分岐１は動作の第二のモードで不作動とされ、インバータ分岐２と補助分岐３のスイッチのみがスイッチされ、結果として補助インダクタンスＬｈはコンデンサＣｒと一次巻き線と直列に動作を開始し、それによりスイッチとトランスでの電力損失は実質的に減少する。これは以下に図２から４を参照して詳細に説明する。
【００２１】
図２の（Ａ）は動作の第一のモードに対して要求されるインバータ分岐の出力接続Ｐ１，Ｐ２での電位の時間変化を示し；第三のインバータ分岐は動作の第一のモードで不作動かもしれないが、そうである必要はない。図２の（Ｂ）に符号Ｕ１２で示されるパルス幅変調された電圧はＰ１，Ｐ２の電位変動の位相シフトにより出力接続Ｐ１，Ｐ２間で得られる。パルスは出力電位Ｐ１，Ｐ２間の位相シフトが大きいほどより広い（及び二次側に転送される電力はより高い）。二次側に転送される電力は高度に非線形な形でパルス幅に依存する。一次巻き線を通る関連する電流ｉ１はまた図２の（Ｂ）に示される。この変動は実質的に正弦曲線であり逆の動作（電圧Ｕ１２が正又は負の値に飛ぶ場合には）は実質的に顕著ではない。故にこの回路は動作の第一のモードで適切な効率を有する。
【００２２】
図３は出力電力が図２の（Ｂ）に示される値（例えば１００ｋＷ）から例えば３ｋＷに減少したとき及びＰ１，Ｐ２の位相シフト及びパルス幅がインバータの制御が変更されずにそれにより減少したときの電流ｉ１の変動を示す。図３に示された変動は電流ｉ１の比較的高いピークを示し、これはスイッチ及びトランスの巻き線で比較的大きな損失が生ずる理由である。更にまた電流変化は正弦変動から顕著にずれ、即ち高調波成分が多く、それにより比較的強い無効電力成分が発生する。連続動作中にこれらの２つの効果は連続動作がこの調整又はインバータ分岐１、２のみを含むインバータを用いるときに不可能であるような程度にトランスの芯と、トランスの巻き線と、インバータのスイッチング要素との加熱を導く。
【００２３】
本発明によれば第一のインバータ分岐１が不作動である（即ちスイッチＴ１，Ｔ３がなおこのモード内でブロックされる）動作の第二のモードはパルス幅変調器６を介して付与される。しかしながら分岐２、３はコンデンサＣｒと一次巻き線Ｎｐとの直列接続に加えてインバータとして動作し、それにより補助インダクタンスＬｈは出力Ｐ３とＰ２との間に（コンデンサＣｈと直列に）作用する。付加的な補助インダクタンスＬｈは一方で電流ｉ１の振幅を他方で電流の高調波成分を減少し（図４の（Ｂ））それにより正弦波のような電流の変化が生じ、無効電力を減少し、スイッチ及びトランス巻き線の損失を減少することが可能である。
【００２４】
第一のインバータ分岐のスイッチＴ１，Ｔ３が動作の第二のモードでブロックされたときでさえ第一のインバータ分岐の出力接続Ｐ１での電位がＤＣ電圧源４の正の極の電位より更に正に又は負の極の電位より更に負になった場合に電流は回復ダイオードＤ１又はＤ３を介してなお流れうる。そのような電流は少なくとも部分的にはインダクタンスＬｈを不作動にする。これは種々の方法で防止されうる：
ａ） Ｐ２とＰ３との間のそれぞれの電圧の自由な変動の後に、即ち各電圧が正又は負の値に遷移するときに、まず第二のインバータ分岐２が、次に補助分岐３が切り替えられなければならない。結果として回復ダイオードＤ１又はＤ３のどの一つの電流も可能な限り短い時間で除去される。
ｂ） 適切に釣り合いがとれたときに補助コンデンサＣｈは回復ダイオードを横切って流れる電流を最小にする。Ｌｈの効果（高調波成分及び電流振幅の減少）はＣｈの容量とＬｈのインダクタンスの積がＬσとコンデンサＣｒの容量との積と同じ値を有するか又はそれよりも小さい場合にさえ保存される。
【００２５】
トランジスタＴ１とＴ３は動作の第二のモードでなお連続的にスイッチオフする故にそれらの寄生容量はまた妨害効果を有する。それらは補助インダクタンスＬｈ又は漏洩インダクタンスＬσと連結して共振回路を形成し、与えられた環境に電磁気的妨害を引き起こす高周波振動を引き起こす。これらの妨害はダンピング部材Ｃｄ，Ｌｄ，Ｒｄにより抑制される。ＣｄとＬｄは予想される妨害周波数で共振し、それによりそれらはＲｄにより減衰され、他方でＬｄと直列のＣｄのリアクタンスはダンピング部材が実際的に出力接続Ｐ１での有効な電圧変動に影響を与えないくらい高い。
【００２６】
図１に示されるようなＸ線発生器の実際的な実施例では連続動作モードを許容する可能な連続電力は本発明を用いることにより約４倍増加する。
既に説明したようにインバータ分岐１、２は動作の第一のモードで作動し、即ちそれに含まれるスイッチは周期的に開閉する。故に補助分岐は不作動にされる。しかしながらそれに含まれるスイッチは好ましくは第一のインバータ分岐のスイッチと同期してスイッチされる。その場合にはＬｈ，Ｃｈの直列接続にわたる電圧降下は発生せず、それによりこれらの素子を電流は流れず、故に電流は影響を与えない。しかしながら図２の（Ａ）で破線で示されるように動作の第一のモードで補助分岐のトランジスタＴ５，Ｔ６はまたＬｈでの台形の無効電流の遅延で該電流は第一のインバータ分岐のスイッチオン電流を減少させるようにスイッチされうる。
【００２７】
図５は本発明の第二の実施例を示し、図１に用いられたのと同じ符号が対応する部品に用いられる。図１で用いられたような補助分岐はここでは存在しない。補助インダクタンスＬｈの代わりにコンデンサＣｒと一次巻き線Ｐとに直列にインバータ分岐１、２の出力接続Ｐ１，Ｐ２間に該補助インダクタンスＬｈに並列に接続された反対向きの順方向を有するサイリスタスイッチＴｈ１，Ｔｈ２が接続される。
【００２８】
動作の第一のモードで２つのスイッチの一つは常に導通し、それにより補助インダクタンスＬｈは短絡され、上記の知られている回路に関して動作の違いは生じない。動作の第二のモードでスイッチＴｈ１，Ｔｈ２は連続的にブロックされ、それにより補助インダクタンスＬｈは作動され、一次巻き線を通る電流ｉ１の振幅と高調波成分を減少する。サイリスタスイッチＴｈ１，Ｔｈ２は動作の第一のモードで電流ｉ１の最大値を流すことが可能でなければならない。しかしながらそれらは動作の第一のモードで補助インダクタンスＬｈを連続的に短絡し、動作の第二のモードで連続的に不作動にされる故にそれらは動作の第一のモードで開かれ、動作の第二のモードで閉じられ、Ｘ線露出からＸ線フルオロスコピーに切り換えるときに切り換えられる機械的なスイッチにより代替される。
【００２９】
本発明は電力がインバータにより高電圧トランスの一次巻き線に供給されるＸ線発生器と関連して記載されてきた。しかしながらこのインバータはまた電力が例えば米国特許出願０８／５６８０６４（ＰＨＤ９４−１６２）に記載されるような２つ（以上）のインバータにより共通の高電圧トランスの一次巻き線にそれぞれ供給される場合にも用いられる。
【００３０】
本発明は出力がパルス幅変調により（一定周波数で）制御されるインバータに関して説明されてきたが、本発明はまた出力が周波数変化により制御されるインバータに対しても用いられる。更にまた本発明は直列共振インバータ（一次巻き線とコンデンサが直列）に基づいて説明されてきたが、例えば並列共振インバータのような他の共振配置に対してもまた用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例を示す。
【図２】（Ａ）は動作の第一のモードでインバータの出力接続での電位の時間変化を示し、（Ｂ）はインバータの出力での電流と電圧の時間変動の結果を示す。
【図３】本発明による段階によらない場合に低出力電力に対して生ずるインバータの出力での電流と電圧の時間変動を示す。
【図４】（Ａ）はインバータの出力接続又は補助分岐の接続点での電位の時間変化を示し、（Ｂ）は得られた電流と電圧の時間変動を示す。
【図５】本発明の第二の実施例を示す。
【符号の説明】
１、２ インバータ分岐
３ 補助分岐
５ Ｘ線管
４ ＤＣ電圧源
６ パルス幅変調器
Ｔ１，Ｔ３，Ｔ２，Ｔ４ スイッチングトランジスタ
Ｔ５，Ｔ６ スイッチ
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ２，Ｄ４ 回復ダイオード
Ｐ１，Ｐ２ 出力接続
Ｐ３ 接続点
Ｃｒ，Ｃｄ コンデンサ
Ｃｐ 寄生巻き線容量
Ｌσ 漏洩インダクタンス
Ｔｒ トランス
Ｎｓ 二次巻き線
Ｎｐ 一次巻き線
ｓ１．．．ｓ４ スイッチング信号
Ｄ１１．．．Ｄ１４ 二次巻き線はダイオード
Ｌｈ 補助インダクタンス
Ｃｈ 補助容量
Ｒｂ 抵抗
Ｌｄ インダクタンス
Ｔｈ１，Ｔｈ２ サイリスタスイッチ
ｉ１ 電流
【発明の属する技術分野】
本発明は入力側でＤＣ電圧源に接続され、出力側でコンデンサと、トランスの一次巻き線とに接続されるインバータを含み、二次巻き線は整流器配置に結合され、動作の第一のモードで高出力を短時間発生し、動作の第二のモードでより低い連続出力を発生する電源ユニットに関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのような電源ユニットを含むＸ線発生器は米国特許出願０８／４１３０５８（ＰＨＤ９４−００４４）から知られている。インバータは直列共振周波数に対応する一定の周波数で動作し、これはコンデンサの容量とトランスの漏洩インダクタンスから生ずる。（短時間の高出力での）Ｘ線の露出中に電源ユニットは動作の第一のモードで作動し、他方でそれは（連続的な低出力での）Ｘ線フルオロスコピー中に動作の第二のモードで作動する。Ｘ線露出は所定の時間間隔で繰り返される；到達可能な時間的な平均値は動作の第二のモードで到達可能な連続的な出力より顕著に高い。この連続出力はトランスの熱負荷性能及びインバータで用いられるスイッチング素子により制限される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は動作の第二のモードで到達可能な連続出力を増加することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的は動作の第一のモードと動作の第二のモードとの間の切換用の手段を設けられ、一次巻き線とコンデンサとの直列接続は動作の第一のモードでインバータの出力に作用し、他方で動作の第二のモードでこの出力は一次巻き線とコンデンサとに直列なインダクタンスを含む直列接続に影響されることを特徴とする電源ユニットにより達成される。
【０００５】
本発明は以下の考察に基づく：漏洩インダクタンスに加えて、トランスの更なる寄生的効果が、即ちトランスの二次側の巻き線の容量が考慮されなければならない。動作の第一のモードでトランスの漏洩インダクタンスと、それに直列に接続されたコンデンサの容量が電源ユニットの作動状態に関して決定的な要因であることが本質的である。巻き線の寄生容量が一次巻き線を通過する電流のゼロクロスで反転するときにのみ非常に短い期間に影響を有する。トランスの一次巻き線で顕著に小さな電流の故に反転動作は動作の第二のモードで顕著に長く、それによりコンデンサの漏洩インダクタンスと一次側へ転送された巻き線の容量との直列接続はより長い期間影響を有する。一次巻き線に転送された巻き線の容量は通常一次巻き線に直列に接続されたコンデンサの容量よりずっと小さい故にスイッチング動作は一次巻き線を通過する電流の高調波を励起し、この高調波は望ましくない電流ピークを導き、トランス及びインバータでの付加的な損失を引き起こし、故に効率の顕著な劣化を生ずる。
【０００６】
動作の第二のモードで一次巻き線とコンデンサとに直列に作用するインダクタンスは一次巻き線を通して電流を減少する。インバータのスイッチ及びトランスの損失は斯くして減少される。インダクタンスは最大可能電力伝送を制限するがこの事実は動作の第一のモードで到達可能なピーク電力の約５％以下が動作の第二のモード（フルオロスコピー）で必要とされる故に問題ではない。該インダクタンスは動作の第二のモードでのみ作用する故に、動作の第一のモードでは影響しない。
【０００７】
更にまた動作の第二のモードで共振周波数はインダクタンスの作用により減少され（そのようなインダクタンスなしでのユニットと比較して）、それによりインバータのスイッチング動作により生ずる高調波はまた減少する。これは無効電力を減少させ、故にまたトランスのコア、トランスの巻き線及びインバータのスイッチでの損失を減少させる。
【０００８】
動作の２つのモード間の切換手段は請求項２に開示されるようになされうる。インダクタンスは動作の第一のモードでスイッチ配置により短絡され、それにより不作動となる。スイッチ配置に設けられたスイッチが動作の第一のモードで最大電流に対して設計されなければならないことは欠点であるからである。
請求項３に開示される実施例はこの点に関してより好ましい。何故ならばそれに設けられた付加的な補助スイッチは（通常のインバータの設計に比べて）動作の第一のモードで電流の一部のみしか通す必要はないからである。
【０００９】
ＥＰ−Ａ０７５６３７０は２つの補助分岐を含み、該補助分岐のそれぞれの接続点はそれぞれのインダクタンスを介してインバータの２つの出力接続の各々一つに接続される電源ユニットを既に開示している。しかしながらこれらの補助分岐は本発明と比較して全く異なる機能を有する。これらの補助分岐を介して付加的な無効電流が低出力の場合にインバータのスイッチに印加され；この目的はそれを横切る電圧が本質的にゼロの時にスナッバーコンデンサが並列に接続されるこれらのスイッチのスイッチングを可能にすることである。しかしながら本発明は負荷回路の電流を減少する。
【００１０】
しかしながら請求項３に開示されている解決策による動作の第二のモードの第一のインバータ分岐の不作動は新たな問題を示す。これは第一の補助分岐のスイッチの不作動状態ではこれらのスイッチに並列に接続される回復ダイオードはなお作動しているからである。一次巻き線を通る電流が動作の第二のモードで回復ダイオードの一つを介して（インダクタンスを介さずに）流れるときにインダクタンスの効果は動作の第二のモードで少なくとも部分的に抑制される。
【００１１】
故に回復ダイオードを通る電流は動作の第二のモードでは可能な限り短いことが確実にされなければならない。これは請求項４及び／又は請求項５に開示される実施例により達成される。請求項４による解決策では回復ダイオードを通る電流は更なるコンデンサの容量が適切に選択されたときに最小化され、他方で請求項５によれば第一のインバータ分岐の回復ダイオードでの電流は非常に短い期間に減少される。
【００１２】
第一のインバータ分岐が動作の第二のモードで不作動にされるときに第一のインバータ分岐の寄生容量は高周波数（ＭＨｚオーダーの）の妨害を発生する。これらの妨害は請求項６に記載される実施例により除去される。
第一と第二のインバータ分岐は動作の第一のモードで作動される。故に補助分岐は不作動にされる。しかしながらそれは請求項７に従って作動され、それにより電圧がそれにわたって作用しない故に高電圧が影響を受けず、インダクタンスの電流は概略ゼロである。
【００１３】
第一のインバータ分岐のスイッチオン電流は請求項８による実施例の動作の第一のモードで減少されうる。
請求項９は本発明の応用の好ましい分野を記載している。Ｘ線発生器は一方でＸ線露出に対して短時間の高出力（例えば数１００ｍｓに対して１００ｋＷ）を提供し、他方でＸ線フルオロスコピーに対して、Ｘ線を強く減衰するフィルタが用いられるときに数ｋＷにおよぶ連続出力を提供することが可能でなければならない。請求項１０に関してそのようなＸ線発生器はＸ線システム（一以上のＸ線検査装置と、一以上のＸ線管と、少なくとも一つの画像変換器とからなる）の一部分を形成する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明は以下に図面を参照して詳細に説明される。
図１は本発明のＸ線発生器のその部分を示す回路図である。
このＸ線発生器の電力供給ユニットは第一のインバータ分岐１と第二のインバータ分岐２とを有するインバータを含む。各インバータ分岐は例えばそれぞれスイッチングトランジスタＴ１，Ｔ３．及びＴ２，Ｔ４である２つのスイッチの直列接続からなり、いわゆる回復ダイオードＤ１，Ｄ３及びＤ２，Ｄ４は並列に順方向で逆に接続される。スナッバーコンデンサ又は他の救援ネットワークはスイッチＴ１．．．Ｔ４に並列に設けられていない。
【００１５】
第一のインバータ分岐１のスイッチＴ１，Ｔ３の接続点は第一の出力接続Ｐ１を形成し、第二のインバータ分岐２のスイッチＴ２，Ｔ４の接続点はインバータの第二の出力接続Ｐ２を形成する。２つのインバータの分岐はＤＣ電圧源４に並列に接続される。インバータの出力接続Ｐ１，Ｐ２はコンデンサＣｒと漏洩インダクタンスＬσが示されているトランスＴｒの一次巻き線Ｎｐとの直列接続を介して相互に接続される。以上が直列共振インバータに関することである。
【００１６】
コンデンサＣｒの容量は例えば２０ｋＨｚの共振周波数は漏洩インダクタンスＬσと関連して得られるように選択される。スイッチＴ１．．．Ｔ４はすくなとも概略共振周波数のパルス幅変調された方形波電圧が出力接続Ｐ１，Ｐ２間に表れるようにプログラム可能なパルス幅変調器６からのスイッチング信号ｓ１．．．ｓ４により駆動される。
【００１７】
トランスＴｒの二次巻き線は符号Ｎｓで示される。寄生巻き線容量Ｃｐはそれに並列に作用する。二次巻き線はダイオードＤ１１．．．Ｄ１４と、一以上の平滑コンデンサ又は容量Ｃｇと、整流器配置の出力に結合されたＸ線管５とを含む整流器配置に接続される。
ここまで記載された本発明は引用例から知られている。
【００１８】
本発明によれば補助分岐３はインバータ分岐１、２に並列に接続され、該補助分岐はインバータ分岐１、２と同様に直列に接続されたスイッチＴ５，Ｔ６とそれに反並列に接続されたそれぞれの回復ダイオードＤ５，Ｄ６とからなる。補助分岐３の半導体はインバータ分岐１、２の半導体が設計されなければならない電流の例えば１０％のみの小さな電流に対して設計される必要があるのみである。故に補助分岐３はインバータ分岐１、２のコストより実質的に低いコストで実現可能である。
【００１９】
補助分岐３のスイッチＴ５，Ｔ６の接続点Ｐ３は補助インダクタンスＬｈ及び補助容量Ｃｈの直列接続を介して第一のインバータ分岐の出力接続Ｐ１に接続される。補助インダクタンスＬｈはトランスＴｒの漏洩インダクタンスＬσより小さくてはならないが、好ましくは数倍大きい。
スナッバー回路は例えばスイッチＴ３であるインバータ分岐１のスイッチの一つと並列に接続され、該スナッバー回路は抵抗Ｒｂの直列接続と、インダクタンスＬｄと、コンデンサＣｄとからなる。故にこのインバータ分岐（ＤＣ電圧源４を介して）で電流を変えるためにはそれはまた他のスイッチ（Ｔ１）に並列に接続される。
【００２０】
補助分岐のトランジスタＴ５，Ｔ６に対するスイッチング信号ｓ５、ｓ６はまたパルス幅変調器により供給される。スイッチング信号ｓ１．．．ｓ６の時間的変化はＸ線管の電圧Ｕｏｕｔのみならず望ましい管電流Ｉ及びＸ線露出（動作の第一のモード）又はＸ線フルオロスコピー（動作の第二のモード）のいずれがなされるかということにも依存する。動作のモードでは例えばリードＦ／Ｒを介してパルス幅変調器に信号を送られる。動作の第一のモードでは本質的に２つのインバータ分岐１、２のみが作動する。第一のインバータ分岐１は動作の第二のモードで不作動とされ、インバータ分岐２と補助分岐３のスイッチのみがスイッチされ、結果として補助インダクタンスＬｈはコンデンサＣｒと一次巻き線と直列に動作を開始し、それによりスイッチとトランスでの電力損失は実質的に減少する。これは以下に図２から４を参照して詳細に説明する。
【００２１】
図２の（Ａ）は動作の第一のモードに対して要求されるインバータ分岐の出力接続Ｐ１，Ｐ２での電位の時間変化を示し；第三のインバータ分岐は動作の第一のモードで不作動かもしれないが、そうである必要はない。図２の（Ｂ）に符号Ｕ１２で示されるパルス幅変調された電圧はＰ１，Ｐ２の電位変動の位相シフトにより出力接続Ｐ１，Ｐ２間で得られる。パルスは出力電位Ｐ１，Ｐ２間の位相シフトが大きいほどより広い（及び二次側に転送される電力はより高い）。二次側に転送される電力は高度に非線形な形でパルス幅に依存する。一次巻き線を通る関連する電流ｉ１はまた図２の（Ｂ）に示される。この変動は実質的に正弦曲線であり逆の動作（電圧Ｕ１２が正又は負の値に飛ぶ場合には）は実質的に顕著ではない。故にこの回路は動作の第一のモードで適切な効率を有する。
【００２２】
図３は出力電力が図２の（Ｂ）に示される値（例えば１００ｋＷ）から例えば３ｋＷに減少したとき及びＰ１，Ｐ２の位相シフト及びパルス幅がインバータの制御が変更されずにそれにより減少したときの電流ｉ１の変動を示す。図３に示された変動は電流ｉ１の比較的高いピークを示し、これはスイッチ及びトランスの巻き線で比較的大きな損失が生ずる理由である。更にまた電流変化は正弦変動から顕著にずれ、即ち高調波成分が多く、それにより比較的強い無効電力成分が発生する。連続動作中にこれらの２つの効果は連続動作がこの調整又はインバータ分岐１、２のみを含むインバータを用いるときに不可能であるような程度にトランスの芯と、トランスの巻き線と、インバータのスイッチング要素との加熱を導く。
【００２３】
本発明によれば第一のインバータ分岐１が不作動である（即ちスイッチＴ１，Ｔ３がなおこのモード内でブロックされる）動作の第二のモードはパルス幅変調器６を介して付与される。しかしながら分岐２、３はコンデンサＣｒと一次巻き線Ｎｐとの直列接続に加えてインバータとして動作し、それにより補助インダクタンスＬｈは出力Ｐ３とＰ２との間に（コンデンサＣｈと直列に）作用する。付加的な補助インダクタンスＬｈは一方で電流ｉ１の振幅を他方で電流の高調波成分を減少し（図４の（Ｂ））それにより正弦波のような電流の変化が生じ、無効電力を減少し、スイッチ及びトランス巻き線の損失を減少することが可能である。
【００２４】
第一のインバータ分岐のスイッチＴ１，Ｔ３が動作の第二のモードでブロックされたときでさえ第一のインバータ分岐の出力接続Ｐ１での電位がＤＣ電圧源４の正の極の電位より更に正に又は負の極の電位より更に負になった場合に電流は回復ダイオードＤ１又はＤ３を介してなお流れうる。そのような電流は少なくとも部分的にはインダクタンスＬｈを不作動にする。これは種々の方法で防止されうる：
ａ） Ｐ２とＰ３との間のそれぞれの電圧の自由な変動の後に、即ち各電圧が正又は負の値に遷移するときに、まず第二のインバータ分岐２が、次に補助分岐３が切り替えられなければならない。結果として回復ダイオードＤ１又はＤ３のどの一つの電流も可能な限り短い時間で除去される。
ｂ） 適切に釣り合いがとれたときに補助コンデンサＣｈは回復ダイオードを横切って流れる電流を最小にする。Ｌｈの効果（高調波成分及び電流振幅の減少）はＣｈの容量とＬｈのインダクタンスの積がＬσとコンデンサＣｒの容量との積と同じ値を有するか又はそれよりも小さい場合にさえ保存される。
【００２５】
トランジスタＴ１とＴ３は動作の第二のモードでなお連続的にスイッチオフする故にそれらの寄生容量はまた妨害効果を有する。それらは補助インダクタンスＬｈ又は漏洩インダクタンスＬσと連結して共振回路を形成し、与えられた環境に電磁気的妨害を引き起こす高周波振動を引き起こす。これらの妨害はダンピング部材Ｃｄ，Ｌｄ，Ｒｄにより抑制される。ＣｄとＬｄは予想される妨害周波数で共振し、それによりそれらはＲｄにより減衰され、他方でＬｄと直列のＣｄのリアクタンスはダンピング部材が実際的に出力接続Ｐ１での有効な電圧変動に影響を与えないくらい高い。
【００２６】
図１に示されるようなＸ線発生器の実際的な実施例では連続動作モードを許容する可能な連続電力は本発明を用いることにより約４倍増加する。
既に説明したようにインバータ分岐１、２は動作の第一のモードで作動し、即ちそれに含まれるスイッチは周期的に開閉する。故に補助分岐は不作動にされる。しかしながらそれに含まれるスイッチは好ましくは第一のインバータ分岐のスイッチと同期してスイッチされる。その場合にはＬｈ，Ｃｈの直列接続にわたる電圧降下は発生せず、それによりこれらの素子を電流は流れず、故に電流は影響を与えない。しかしながら図２の（Ａ）で破線で示されるように動作の第一のモードで補助分岐のトランジスタＴ５，Ｔ６はまたＬｈでの台形の無効電流の遅延で該電流は第一のインバータ分岐のスイッチオン電流を減少させるようにスイッチされうる。
【００２７】
図５は本発明の第二の実施例を示し、図１に用いられたのと同じ符号が対応する部品に用いられる。図１で用いられたような補助分岐はここでは存在しない。補助インダクタンスＬｈの代わりにコンデンサＣｒと一次巻き線Ｐとに直列にインバータ分岐１、２の出力接続Ｐ１，Ｐ２間に該補助インダクタンスＬｈに並列に接続された反対向きの順方向を有するサイリスタスイッチＴｈ１，Ｔｈ２が接続される。
【００２８】
動作の第一のモードで２つのスイッチの一つは常に導通し、それにより補助インダクタンスＬｈは短絡され、上記の知られている回路に関して動作の違いは生じない。動作の第二のモードでスイッチＴｈ１，Ｔｈ２は連続的にブロックされ、それにより補助インダクタンスＬｈは作動され、一次巻き線を通る電流ｉ１の振幅と高調波成分を減少する。サイリスタスイッチＴｈ１，Ｔｈ２は動作の第一のモードで電流ｉ１の最大値を流すことが可能でなければならない。しかしながらそれらは動作の第一のモードで補助インダクタンスＬｈを連続的に短絡し、動作の第二のモードで連続的に不作動にされる故にそれらは動作の第一のモードで開かれ、動作の第二のモードで閉じられ、Ｘ線露出からＸ線フルオロスコピーに切り換えるときに切り換えられる機械的なスイッチにより代替される。
【００２９】
本発明は電力がインバータにより高電圧トランスの一次巻き線に供給されるＸ線発生器と関連して記載されてきた。しかしながらこのインバータはまた電力が例えば米国特許出願０８／５６８０６４（ＰＨＤ９４−１６２）に記載されるような２つ（以上）のインバータにより共通の高電圧トランスの一次巻き線にそれぞれ供給される場合にも用いられる。
【００３０】
本発明は出力がパルス幅変調により（一定周波数で）制御されるインバータに関して説明されてきたが、本発明はまた出力が周波数変化により制御されるインバータに対しても用いられる。更にまた本発明は直列共振インバータ（一次巻き線とコンデンサが直列）に基づいて説明されてきたが、例えば並列共振インバータのような他の共振配置に対してもまた用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例を示す。
【図２】（Ａ）は動作の第一のモードでインバータの出力接続での電位の時間変化を示し、（Ｂ）はインバータの出力での電流と電圧の時間変動の結果を示す。
【図３】本発明による段階によらない場合に低出力電力に対して生ずるインバータの出力での電流と電圧の時間変動を示す。
【図４】（Ａ）はインバータの出力接続又は補助分岐の接続点での電位の時間変化を示し、（Ｂ）は得られた電流と電圧の時間変動を示す。
【図５】本発明の第二の実施例を示す。
【符号の説明】
１、２ インバータ分岐
３ 補助分岐
５ Ｘ線管
４ ＤＣ電圧源
６ パルス幅変調器
Ｔ１，Ｔ３，Ｔ２，Ｔ４ スイッチングトランジスタ
Ｔ５，Ｔ６ スイッチ
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ２，Ｄ４ 回復ダイオード
Ｐ１，Ｐ２ 出力接続
Ｐ３ 接続点
Ｃｒ，Ｃｄ コンデンサ
Ｃｐ 寄生巻き線容量
Ｌσ 漏洩インダクタンス
Ｔｒ トランス
Ｎｓ 二次巻き線
Ｎｐ 一次巻き線
ｓ１．．．ｓ４ スイッチング信号
Ｄ１１．．．Ｄ１４ 二次巻き線はダイオード
Ｌｈ 補助インダクタンス
Ｃｈ 補助容量
Ｒｂ 抵抗
Ｌｄ インダクタンス
Ｔｈ１，Ｔｈ２ サイリスタスイッチ
ｉ１ 電流
Claims (10)
- 入力側でＤＣ電圧源に接続され、出力側でコンデンサと、トランスの一次巻き線とに接続されるインバータを含み、二次巻き線は整流器配置に結合され、動作の第一のモードで高出力を短時間発生し、動作の第二のモードでより低い連続出力を発生する電源ユニットであって、
動作の第一のモードと動作の第二のモードとの間の切換用の手段を設けられ、一次巻き線とコンデンサとの直列接続は動作の第一の動作モードでインバータの出力に作用し、他方で動作の第二のモードでこの出力は一次巻き線とコンデンサとに直列なインダクタンスを含む直列接続に影響されることを特徴とする電源ユニット。 - 該切換用の手段はインダクタンスに並列に接続されるスイッチ配置を含むことを特徴とする請求項１記載の電源ユニット。
- インバータは第一と第二のインバータ分岐を含み、それらは並列に接続され、それらはそれぞれ２つの直列に接続されたスイッチを含み、その接続点はそれぞれインバータの第一と第二の出力接続を構成し、該切換用の手段は第一と第二のインバータ分岐に並列に接続され、２つの直列接続された補助スイッチを含む補助分岐を含み、該インダクタンスは第二の出力接続と２つの補助スイッチの接続点との間の分岐に含まれ、インバータ分岐及び補助分岐でのスイッチを制御する制御回路を設けられ、該制御回路は動作の第二のモードで第一のインバータ分岐が不作動にされ、補助分岐が作動されるように構成されていることを特徴とする請求項１記載の電源ユニット。
- 第一のインバータ分岐の出力接続はインダクタンス及びそれに直列に接続される更なるコンデンサを介して２つの補助スイッチの接続点に接続されていることを特徴とする請求項３記載の電源ユニット。
- 制御回路は動作の第二のモードで直列接続での電圧パルスの立ち上がり縁は第二のインバータ分岐のスイッチの一つを閉じる度毎に形成されるように構成されていることを特徴とする請求項３記載の電源ユニット。
- スナッバー回路は第一のインバータ分岐のスイッチの一つに並列に接続されることを特徴とする請求項３記載の電源ユニット。
- 制御回路は動作の第一のモードで補助分岐のスイッチは第一のインバータ分岐のスイッチと同時にスイッチされるように構成されることを特徴とする請求項３記載の電源ユニット。
- 制御回路は動作の第一のモードで補助分岐のスイッチは第一のインバータ分岐のスイッチと同期されるが、遅延されてスイッチされるように構成されることを特徴とする請求項３記載の電源ユニット。
- Ｘ線管に給電するためにＸ線発生器に用いられることを特徴とする請求項１記載の電源ユニット。
- 請求項９記載のＸ線発生器を含むＸ線システム。
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