JP4045824B2 - ダイバーシチ受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、Ｎ本のアンテナからの受信信号Ｘ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を入力する入力手段を有するダイバーシチ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダイバーシチ受信装置については、例えば、公開特許公報「特開２００１−１５６６８９：マルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式及びマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置」に記載されているダイバーシチ受信装置等が一般に知られている。
図９に、これらの従来のダイバーシチ受信装置のデジタル信号処理部の構成を例示した制御ブロックダイヤグラムを示す。
【０００３】
通常、これらの従来のダイバーシチ受信装置では、各アンテナで受信した信号間の相関係数を基に、各受信信号に係わる各重み係数が決定される。例えば、上記の公開特許公報の構成では、合成した信号と各アンテナで受信した信号の相関係数を基に重み係数（位相情報をも有する複素数）を決定している。この時、この重み係数は、所望波の位相が同位相となるように決定されるため、所望波の到来方向によって重み係数は一意に決定される。
【０００４】
この様な従来のダイバーシチ受信装置から出力される信号の主成分は、複数の到来波のうち最も強い波（即ち、所望波）に概ね一致し、遅延波の影響は、このダイバーシチ効果により、アンテナが１本の場合等に比べ受け難くなる。これにより、特定のアンテナの受信レベルが極端に低下した場合でも、確実に所望波を合成することが可能となり、安定した受信信号が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図９の従来方式に従えば、相関演算処理部の数がアンテナの本数に比例することになる。また、この相関演算処理では、目的とする所望波の周波数に追従した高速な処理能力が要求されるため、演算処理コストが高くなると言う問題があり、したがって、これらの方式やハードウェア構成はダイバーシチ受信装置の低価格化の阻害要因と成っていた。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、高品質の移動体通信をより低い演算コストで実現することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段、並びに、作用及び発明の効果】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
主たる構成は、Ｎ本のアンテナからの受信信号Ｘ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を入力する入力手段を有するダイバーシチ受信装置において、受信信号Ｘ_1nの位相情報を含んだ重み演算用の第１受信信号モデルｚ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を受信信号Ｘ_1nからダウンサンプリングにより抽出する受信信号モデル抽出手段と、第１受信信号モデルｚ_1nに基づいて最終的に出力すべき本来の所望波Ｙ_out の受信信号Ｘ_1nに関する各構成比（重み係数ｕ_n ）を算出する出力係数算出手段と、出力係数算出手段により算出された重み係数ｕ_n （１≦ｎ≦Ｎ）と受信信号Ｘ_1nとに基づいて所望波Ｙ_out の値「 _n=1Σ^N ｕ_n Ｘ_1n」を算出する出力波演算手段とを設ける。
【０００８】
ただし、以下簡単のため、特に断らない限り、各重み係数ｗ_1n，ｗ_2n，．．．，ｗ_kn（１≦ｋ≦Ｋ＋１，１≦ｎ≦Ｎ）は、それぞれ規格化されるものとする。即ち、任意の自然数ｋに対して _n=1Σ^N ｜ｗ_kn｜＝１とする。また、各重み係数ｗ_1n，ｗ_2n，．．．，ｗ_kn（１≦ｎ≦Ｎ）は、それぞれ位相情報をも含んだ複素数で表現されるものとする。したがって、例えば、｜ｗ_kn｜≡１／Ｎ（１≦∀ｎ≦Ｎ）成る場合には、各重み係数ｗ_knは、本質的には位相情報のみを有することになる。
【０００９】
尚、これらの制約は、本発明の有効範囲自身をも制約するものではない。即ち、本発明の作用は、これらの具体的な表現に一々拘束されない本質的なものであり、特にこれらの制約（具体的な表現）を前提とすることなく、一般的にも導くことができるものである。言い換えれば、上記の具体的な表現に直接係わらない、本発明と数学的に全く等価な処理形式が有り得るが、それらの処理形式に従う受信装置も勿論本発明の範疇にある。
また、受信波や合成波等の波（信号）を同相化する方法は任意である。例えば、各波のピークの時刻に基づいて位相を決定する方法や、相関値が最大となる様に位相を決定する方法等が一般的である。
【００１０】
図１は、本発明のダイバーシチ受信装置の基本構造を示す概念図である。本図では、４本のアンテナを有するダイバーシチ受信装置の例を示しているが、勿論アンテナの本数Ｎは任意で良い。図示するアンテナ、周波数変換器５、及びＡ／Ｄ変換器６から受信信号の入力手段が構成されており、上記の出力波演算手段（図１では、出力波演算部４０に相当）に各受信信号Ｘ₁₁，Ｘ₁₂，Ｘ₁₃，Ｘ₁₄が入力される。
【００１１】
また、符号１０は上記の受信信号モデル抽出手段を具現するダウンサンプリング処理部を示している。このダウンサンプリング処理部１０は、受信信号Ｘ_1nから、受信信号Ｘ_1nの位相情報を含んだ重み演算用の第１受信信号モデルｚ_1nをダウンサンプリングにより抽出するものである。
【００１２】
出力係数算出部５０（出力係数算出手段）では、上記の第１受信信号モデルｚ_1nに基づいて、出力係数ｕ_n （重み係数）を算出する。
例えば、従来方式では、信号の伝送レートが６ＭＨｚであれば、サンプリング定理により１２ＭＨｚがサンプルレートの下限値となる。しかしながら、出力係数ｕ_n （重み係数）の算出処理に関しては、この値ｕ_n が受信点の移動に伴う電波環境の変化に追従できれば演算処理性能としては必要十分であるため、直接受信信号Ｘ_1nを演算処理する部分から、この値ｕ_n を算出する部分を分離することにより、出力係数ｕ_n （重み係数）の算出処理に関しては、上記のサンプルレートを大幅に下げることが可能となる。
【００１３】
例えば、自動車等の移動体の移動速度が１００ｋｍ／ｈ（≒２７.8ｍ／sec ）であった場合、１ｃｍ間隔で出力係数ｕ_n （重み係数）を更新するためには、約２．７８ｋＨｚの頻度でその更新を実行する必要が生じる。この時、例えば、１回の重み係数算出のために、１００サンプルのデータが必要であったとしても、２７８ｋＨｚまでサンプルレートを落すことができる。この値は、１２ＭＨｚの１／４３以下である。
【００１４】
即ち、従来方式によれば、出力係数ｕ_n （重み係数）の算出処理において、目的とする所望信号の周波数の２倍以上のサンプルレート（上の例では１２ＭＨｚ）で伝送する必要があるが、本発明の手段によれば、それよりも大幅に小さいサンプルレートまで、上記の第１受信信号モデルｚ_1nをダウンサンプリングしても良いことになる。このため、本発明の手段によれば、相関演算処理の演算コストを大幅に削減することが可能となる。
【００１５】
また、この演算コスト削減効果により、１つの相関演算処理部を各アンテナ間で時分割的に共有することも可能となるため、従来と同等の処理性能を有する相関演算処理部を用いた場合、その数を大きく削減することも可能である。
したがって、本発明によれば、従来と同等性能のダイバーシチ受信装置を従来よりも安価に製造することが可能又は容易となる。
【００１６】
主たる構成に追加すべき構成の例は、第１の到来波Ｙ₁ の位相情報を含んだ重み演算用の第１到来波モデルｙ₁ に関するフィードバックループと第１受信信号モデルｚ_1nとを用いた相関演算により、第１の到来波Ｙ₁ の各構成要素波Ｘ_1nに関する各構成比（重み係数ｗ_1n）を算出する第１相関係数演算手段と、第１受信信号モデルｚ_1nと重み係数ｗ_1nの各値に基づいて第１到来波モデルｙ₁ の値「 _n=1Σ^N ｗ_1nｚ_1n」を算出する第１到来波モデル化手段とを設けることである。
この作用・効果については、後述の第１実施例の所で詳細に説明する。
【００１７】
本発明の第１の手段は、Ｎ本のアンテナからの受信信号Ｘ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を入力する入力手段を有するダイバーシチ受信装置において、受信信号Ｘ_1nの位相情報を含んだ重み演算用の第１受信信号モデルｚ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を受信信号Ｘ_1nからダウンサンプリングにより抽出する受信信号モデル抽出手段と、第１受信信号モデルｚ_1nに基づいて最終的に出力すべき本来の所望波Ｙ_out の受信信号Ｘ_1nに関する各構成比（重み係数ｕ_n ）を算出する出力係数算出手段と、出力係数算出手段により算出された重み係数ｕ_n （１≦ｎ≦Ｎ）と受信信号Ｘ_1nとに基づいて所望波Ｙ_out の値「 _n=1Σ^N ｕ_n Ｘ_1n」を算出する出力波演算手段と所望波Ｙ_out の位相情報を含んだ重み演算用の所望波モデルｙ_out を所望波Ｙ_out からダウンサンプリングにより抽出して、上記の出力係数算出手段にフィードバックする所望波フィードバック手段を設け、出力係数算出手段において、フィードバックされた所望波モデルｙ_out と所定の参照信号ｒとの偏差ｅ（＝ｙ_out −ｒ）に基づいて、重み係数ｕ_n を算出することである。
この第１の手段の作用・効果については、後述の第２実施例の所で詳細に説明する。
【００１８】
また、第２の手段は、上記の第１手段において、重み係数ｕ_nの算出においては、ＬＭＳアルゴリズムを用いることである。
この第２の手段の作用・効果については、後述の第２実施例の所で詳細に説明する。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例に限定されるものではない。
〔第１実施例〕
従来装置において、最大比合成法に基づいて重み付けを行った場合、アレーアンテナとしての指向性は遅延波の到来方向に対しても何らかの感度を有するため、出力される信号（所望波）には遅延波の成分も含まれる。また、このような問題点は、最大比合成法だけでなく等利得合成法に基づいて重み係数を決定する場合にも生じる。
【００２０】
本第１実施例では、この様な遅延波の除去処理に極めて有効な構成を配設した本発明の実施例を示す。
尚、本第１実施例では、この実施例に深く係わる処理方式の作用を中心に説明する「方式説明」と、この処理方式をより詳細に説明する後半の「詳細説明」とに分けて説明する。
【００２１】
１．方式説明
本来の所望波Ｙ_out の値は、除去されるべきＫ個の遅延波Ｙ_k （２≦ｋ≦Ｋ＋１）と、図９の従来技術と同様の手順で算定可能な所望波（以下、１次近似の所望波Ｙ₁ と言う。）とを用いて、次式（１）の様に書くことができる。
【数１】

ただし、ここで、関数ｕ_n ＝ｆ（ｗ_kn）は図２の出力係数演算処理部３０により規定されるものである。また、各重み係数ｗ_kn（１≦ｋ≦Ｋ＋１，１≦ｎ≦Ｎ）は、図２の逐次演算処理部２０により、周期的に各々算出される。
【００２２】
この逐次演算処理部２０は、上記の第ｋ相関係数演算手段と、第ｋ到来波モデル化手段と、第ｋ受信信号モデル化手段などから構成されており、符号１０は上記の受信信号モデル抽出手段を示している。この受信信号モデル抽出手段１０は、受信信号Ｘ_1nから、受信信号Ｘ_1nの位相情報を含んだ重み演算用の第１受信信号モデルｚ_1nを抽出するもので、ダウンサンプリングを実行するもので構成する。
【００２３】
以下、逐次演算処理部２０の作用について説明する。
前記の従来の手法によれば、フィードバックされる一次近似の所望波Ｙ₁ と各受信信号Ｘ_1nとの間における所定の相関演算にて各受信信号Ｘ_1nに係わる重み係数ｗ_1n得ることにより、次式（２）にしたがって、一次近似の所望波Ｙ₁ を随時更新することができる。勿論、周期的に上記のフィードバックを掛けることにより、重み係数ｗ_1nも同時に更新される。この重み係数ｗ_1nの装置起動時等の初期値は、例えば１／Ｎ等で良い。即ち、これらの設定手法等についても、従来と同様に周知の手順で実施可能である。
【数２】
Ｙ₁ ＝ _n=1Σ^N ｗ_1nＸ_1n …（２）
【００２４】
しかしながら、この重み係数ｗ_1nは、元来Ｘ_1nが有する位相情報等に基づいて決定されているものであるから、Ｘ_1nの代わりに、ダウンサンプリング等により受信信号Ｘ_1nから抽出された同等の位相情報を含んだ重み演算用の第１受信信号モデルｚ_1nを用いても、同様の相関演算を実施することができる。即ち、その相関演算によっても式（２）と同じ重み係数ｗ_1nを得ることができる。
【００２５】
上記の第ｋ相関係数演算手段は、この様な相関演算により逐次重み係数ｗ_knを第ｋ受信信号モデルｚ_kn（１≦ｋ≦Ｋ＋１）を用いて算出するものであり、上記の第ｋ到来波モデル化手段は、そこで算出された重み係数ｗ_knに基づいて次式（３）により、第ｋ到来波モデルｙ_k （１≦ｋ≦Ｋ＋１）の値を算出するものである。
【数３】
ｙ_k ＝ _n=1Σ^N ｗ_knｚ_kn …（３）
【００２６】
したがって、この２つの手段（第ｋ相関係数演算手段及び第ｋ到来波モデル化手段）と、次式（４）の一般形で示される所定の適正な漸化式（第ｋ受信信号モデル化手段）とを用いることにより、逐次演算処理部２０は、第ｋの到来波（ｋ−１番目の遅延波）Ｙ_k と同等の位相情報を含んだ第ｋ到来波モデルｙ_k を逐次算出することができる。
【数４】
ｚ_k+1,n ＝ｇ（ｚ_kn，ｗ_kn，ｙ_k ） （１≦ｋ≦Ｋ） …（４）
【００２７】
即ち、逐次演算処理部２０によれば、ｗ_kn，ｙ_k ，ｚ_kn（１≦ｋ≦Ｋ＋１）を逐次求めることができるので、出力係数演算処理部３０は、上記の式（３）、式（４）とこの逐次演算処理部２０の出力情報ｗ_kn（１≦ｋ≦Ｋ＋１，１≦ｎ≦Ｎ）に基づいて、上記の式（１）の形に一意に関数ｆを定めることができる。ただし、重み係数ｗ_kn（２≦ｋ≦Ｋ＋１，１≦ｎ≦Ｎ）の装置起動時等の初期値も、上記の重み係数ｗ_1nと同様に適当に与えることができる。
【００２８】
例えば、上記の漸化式を与える関数ｇを次式（５）で定義する時、Ｋ＝２に対して、次式（６）の関係を得る。
【数５】

ただし、上付きの添字「＊」は、複素共役を示す。
【数６】

ただし、上記のｙ_out は、前記の式（２）のＹ_out と同じ位相情報を持った所望波のモデルを意味するものである。
【００２９】
したがって、この関数ｕ_n ＝ｆ（ｗ_kn）を上記の式（１）に代入することにより、本発明のダイバーシチ受信装置では、従来の式（２）のみしか用いていないダイバーシチ受信装置に比べて、所定の個数の遅延波を除去されたより高い品質の受信信号を得ることができる。
言い換えれば、例えば、この様な手段により、所望波と遅延波が同時に到来する電波環境において、所望波の強度を維持しつつ遅延波を除去することが可能となり、移動通信において高い通信品質を確保することができる。
【００３０】
２．詳細説明
以下、図２のダイバーシチ受信装置の更に詳細な構成例について、更に具体的に示す。
尚、以下では、前述の式（１）、式（３）、式（５）を用い、更に、前述の式（６）の変形例である後述の式（７）に従って最終的に出力すべき本来の所望波Ｙ_out を求める手順を例示する。また、本実施例では、アンテナの本数Ｎは４、除去すべき遅延波の数Ｋは２を仮定するが、用いられる各数式中においては、極力一般形のＮ，Ｋを使用するものとする。
【００３１】
本第１実施例のダイバーシチ受信装置（図２、図３、図４）では、受信信号モデル抽出手段１０において、１／８のダウンサンプリングを実施し、この受信信号モデル抽出手段１０と出力波演算手段４０は、実際の受信信号Ｘ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を取り扱う関係上、比較的高速な３２ＭＨｚのクロック周波数で動作する演算処理装置を用いて実装（具現）する。一方、逐次演算処理部２０と出力係数演算処理部３０は、ダウンサンプリングされた標本信号（モデルｙ_k ，ｚ_kn）を演算対象とすればよいため、実際の受信信号Ｘ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を直接処理する必要がない関係上、比較的低速な４ＭＨｚのクロック周波数で動作する演算処理装置を用いて実装（具現）する。
【００３２】
前述の図２のアンテナ、周波数変換器５、及びＡ／Ｄ変換器６から成る入力手段より各受信信号Ｘ₁₁，Ｘ₁₂，Ｘ₁₃，Ｘ₁₄が入力される。受信信号モデル抽出手段１０は、１／８のダウンサンプリング処理を実行し、この処理によりｙ₁ 算定用の第１受信信号モデルｚ_1nを逐次演算処理部２０に出力する。
【００３３】
本実施例では、前述の式（６）の変形例である次式（７）に従って関数値ｕ_n を算出し、この値を前述の式（１）に代入することにより、最終的に出力すべき本来の所望波Ｙ_out を求める。
【数７】

【００３４】
この式（７）は、「ｗ₂₀＝ｗ₃₀＝１」成る時、前述の式（６）に帰着する。この重み係数ｗ_k0（２≦ｋ≦Ｋ＋１）は、遅延波ｙ₂ ，ｙ₃ を過不足無く除去するために設けられた係数である。
【００３５】
図３は、本第１実施例のダイバーシチ受信装置の逐次演算処理部２０の構成を示す制御ブロックダイヤグラムである。
合成部ｋ（ｋ＝１，２，３）は、前述の第ｋ相関係数演算手段及び第ｋ到来波モデル化手段から構成されている。また、図中の漸化式演算部２１は前述の第ｋ受信信号モデル化手段（ｋ＝２）から構成されており、漸化式演算部２２は前述の第ｋ受信信号モデル化手段（ｋ＝３）から構成されている。ここで演算される漸化式は、前記の式（５）である。
【００３６】
図４は、本第１実施例の逐次演算処理部２０の１部分の詳細な構成を示す制御ブロックダイヤグラムである。以下、本図４に従って、各部の動作を詳細に説明する。
【００３７】
合成部１では、受信信号モデル抽出手段１０から出力された第１受信信号モデルｚ_1n（即ち、ｚ₁₁，ｚ₁₂，ｚ₁₃，ｚ₁₄）に対して最大比合成法に基づいて決定した重み係数（ｗ₁₁，ｗ₁₂，ｗ₁₃，ｗ₁₄）を掛けた後、それらの総和を算出することにより合成処理を行う。即ち、各アンテナで受信した受信信号Ｘ_1nと同等の位相情報を有する第１受信信号モデルｚ_1n（即ち、ｚ₁₁，ｚ₁₂，ｚ₁₃，ｚ₁₄）と合成後の第１到来波モデルｙ₁ との相関係数を求め（第１相関係数演算手段）、この係数をそれぞれのアンテナで受信した第１受信信号モデルｚ_1nに対する重み係数（ｗ₁₁，ｗ₁₂，ｗ₁₃，ｗ₁₄）として用いて、式（３）に従って第１到来波モデルｙ₁ の値を算出する（第１到来波モデル化手段）。これにより、一次近似の所望波Ｙ₁ の到来方向に指向性のメインビームが形成され、合成した第１到来波モデルｙ₁ においては元来の所望波が主成分となる。
ここまでの手法は、従来技術と相似である。即ち、合成した第１到来波モデルｙ₁ （即ち、一次近似の所望波Ｙ₁ のダウンサンプルと等価の標本波）には、サイドローブで受信された遅延波成分も含まれる。
【００３８】
漸化式演算部２１では、合成部１で用いた重み係数（ｗ₁₁，ｗ₁₂，ｗ₁₃，ｗ₁₄）の複素共役（ｗ₁₁ ^* ，ｗ₁₂ ^* ，ｗ₁₃ ^* ，ｗ₁₄ ^* ）をそれぞれ上記の第１到来波モデルｙ₁ に掛けた信号（ｗ_1n ^* ｙ₁ ）を、各アンテナ素子で受信した受信信号（即ち、第１受信信号モデルｚ₁₁，ｚ₁₂，ｚ₁₃，ｚ₁₄）からそれぞれ差し引く（ｚ_2n＝ｚ_1n−ｗ_1n ^* ｙ₁ ）。即ち、前記の式（５）の漸化式に従って、ｚ_2nを求める。ただし、上付きの添字「＊」は、複素共役を示す。
【００３９】
各重み係数（ｗ₁₁，ｗ₁₂，ｗ₁₃，ｗ₁₄）の絶対値は、各アンテナ素子で受信された受信信号（第１受信信号モデルｚ_1n，１≦ｎ≦Ｎ＝４）が合成後の信号（第１到来波モデルｙ₁ ）に、それぞれどの程度含まれているかを示す比率と一致する。これは、各重み係数（ｗ₁₁，ｗ₁₂，ｗ₁₃，ｗ₁₄）を最大比合成法により決定しているためである。このことから、各重み係数（の複素共役）を合成後の信号ｙ₁ にかけて各アンテナ素子で受信された信号ｚ_1nから差し引くことで、得られる信号（第１受信信号モデルｚ_1n）は遅延波成分が主成分となる。ただし、ここで、複素共役を取るのは、位相を元に戻すためである。
【００４０】
合成部２では、遅延波が主成分となった２次信号（第２受信信号モデルｚ₂₁，ｚ₂₂，ｚ₂₃，ｚ₂₄）に対して最大比合成または等利得合成を行う。合成部２に入力される信号はＣ／Ｎ比が低下しているが、これらの信号の位相を揃えて合成することで合成部２の出力信号（第２到来波モデルｙ₂ ）はＣ／Ｎ比が改善された信号となる。
【００４１】
遅延波除去部では合成部１の出力信号ｙ₁ と合成部２の出力信号ｙ₂ との相関係数を求め、この相関係数の複素共役（重み係数ｗ₂₀）を合成部２の出力信号（即ち、遅延波ｙ₂ ）に掛けたのち、合成部１の出力信号（即ち、第１到来波モデルｙ₁ ）から差し引く。言い換えれば、遅延波除去部では出力信号ｙ₁₂を次式（８）に従って求める。
【数８】
ｙ₁₂＝ｙ₁ −ｗ₂₀ｙ₂ …（８）
【００４２】
このときの相関係数の絶対値｜ｗ₂₀｜は、合成部１の出力信号ｙ₁ に含まれる遅延波成分（∝ｙ₂ ）の大きさを表しており、上記の相関係数の複素共役（重み係数ｗ₂₀）を合成部２の出力信号ｙ₂ に掛けることで合成部２から出力される遅延波成分ｙ₂ の大きさを合成部１の出力信号に含まれる遅延波成分（∝ｙ₂ ）の大きさに合わせている。複素共役を取るのは位相も合わせるためである。
【００４３】
これらの処理により、遅延波成分（∝ｙ₂ ）は精度よく差し引かれ、よって、遅延波モデルｙ₂ の成分が過不足なく除去された２次近似の所望波モデルｙ₁₂を得ることができる。したがって、この２次近似の所望波モデルｙ₁₂は、一次近似の所望波Ｙ₁ から一つ目の遅延波Ｙ₂ の成分を過不足なく差し引いた（除去した）信号と同等の位相情報を持つことになる。
【００４４】
更に、漸化式演算部２２では、上記の漸化式演算部２１と同様の処理を実行する。合成部３では、上記の合成部２と同様の処理を実行する。相関演算部２６では、遅延波モデルｙ₃ と２次近似の所望波モデルｙ₁₂に基づいて、上記の遅延波除去部と同様に相関係数の複素共役（重み係数ｗ₃₀）を算出する。これにより、全ての重み係数ｗ_kj（１≦ｋ≦Ｋ＋１，０≦ｊ≦Ｎ）が一通り揃う。
その後は、式（７）、式（１）に従って、出力係数演算処理部３０及び出力波演算手段４０を実行すれば良い。
【００４５】
尚、以上の第１実施例における各重み係数（ｗ_1n，ｗ_2n，ｗ_3n，１≦ｎ≦Ｎ）の決定方法としては、最大比合成法と等利得合成法の両方が適用（応用）可能である。
例えば以上の様な構成により、所望波と遅延波が同時に到来する電波環境において、所望波の強度を維持しつつ遅延波を除去することが可能となり、移動通信において高い通信品質を確保することができる。
【００４６】
図５は、上記のダイバーシチ受信装置（図２，図３，図４）の作用・効果を指向性の観点から説明する概念図である。即ち、本図５は、Ｋ＝１の時の本発明の動作をアレーアンテナの指向性に注目して説明するものである。第ｋ相関係数演算手段では各重み係数は最大比合成に基づいて決定することができる。この時、１次近似の所望波Ｙ₁ に現れるアンテナの指向性は図５（ａ）のようになり、所望波の到来方向にメインビームが形成される。また、このときサイドローブのほうから遅延波が到来していれば、１次近似の所望波Ｙ₁ には遅延波の成分も現れる。ただし、最大比合成の効果により１次近似の所望波Ｙ₁ では、本来の所望波が主成分となる。
【００４７】
一方、第２の到来波（第１の遅延波）Ｙ₂ については、例えば上記の式（５）の様な漸化式で表現される上記の第ｋ受信信号モデル化手段の作用により、１次近似の所望波Ｙ₁ が差し引かれるため遅延波成分が主成分となる。したがって、第２の到来波（第１の遅延波）Ｙ₂ に現れるアンテナの指向性は、図５（ｂ）のように所望波の到来方向にヌルを持つ指向性となる。
更に、指向性の側面から考えると、図５（ａ）から図５（ｂ）を差し引いた指向性が図５（ｃ）のようになることから、式（１）の出力信号Ｙ_out が、図５（ｃ）のように所望波成分のみとなることが判る。即ち、図２の出力信号Ｙ_out に現れる指向性は、所望波の到来方向にメインビームを持ち、尚且つ、遅延波の到来方向にヌルを持つ指向性となる。
【００４８】
以上のことから判る様に、本発明の手段を用いたダイバーシチ受信装置においては、第ｋ到来波モデル化手段から出力される信号（第ｋ到来波モデルｙ_k ）は最大比合成法または等利得合成法に基づいて生成されることから、複数のアンテナで受信された所望波成分が効率的に合成され、高いＣ／Ｎ比（信号対雑音比）になっている。また、上記の式（１）、式（６）に基づいて遅延波成分が差し引かれるので、従来装置に比べてＤ／Ｕ比（所望波対遅延波比）も高くなる。
【００４９】
また、上記の構成に従えば、逐次演算処理部２０の中のｋ番目の処理手段とｋ＋１番目の処理手段とを略同じ構造とすることができる。このため、同一の手段（サブルーチン等）を用いることにより、これらの動作を実現することができ、ハードウェア構成、或いはメモリー使用量やプログラム開発コストの点で一定以上の効果を得ることができる。
【００５０】
尚、上記の第１実施例においては、遅延波除去係数算出手段により正確な重み係数ｗ_k0（ｋ＝２，３）を算出する構成を例示したが、これらの重み係数ｗ_k0は恒等的に１であると仮定しても良い。この取り扱いにより、上記の式（７）は前述の式（６）に帰着する。
このような手法に従えば、除去されるべき各遅延波Ｙ₂ ，Ｙ₃ の振幅を精度よく調整する（即ち、過不足なく正確に差し引く）ことができない場合が生じ得るが、その反面、このような手法に従えば、上記の遅延波除去係数算出手段を省略することが可能となり、これにより、本発明のダイバーシチ受信装置をより簡潔に構成できると言う利点を得ることができる。
即ち、遅延波除去係数算出手段を持たない、上記の様なダイバーシチ受信装置を構成した場合においても、本発明の手段により、本発明の作用・効果を得ることができる。
【００５１】
また、上記の第１実施例においては、除去すべき遅延波の個数Ｋを２として、２つの遅延波Ｙ₂ ，Ｙ₃ を１次近似の所望波Ｙ₁ から差し引く（除去する）構成を例示したが、本発明は任意の自然数Ｋに対して適用可能である。
例えば、Ｋ＝１とする場合には、上記の第１実施例においてｚ_3n，ｗ_3nおよびｙ₃ を算出する一連の（一段の）演算処理を省略して、本発明のダイバーシチ受信装置を構成すれば良い。
この場合には、前述の式（７）に対して「ｗ₃₀＝０」を代入することにより、式（７）を上記の第１実施例と全く同様に用いることができる。
【００５２】
また、以下の理由により、除去すべき遅延波の個数Ｋは、１，２又は３程度が比較的望ましく、これらの場合において、より効果的或、効率的、或いはより合理的に遅延波を除去することができる。
（理由１）Ｋの値を大きくしていくと、それに伴い演算量が爆発的に増大するため、演算コストが高くなり、非効率又は不合理となる。
【００５３】
（理由２）ｚ_2nの値を求める際等に第１の到来波モデルｙ₁ を用いているが、この到来波モデルｙ₁ は、実際の所望波を１次近似処理（第１相関係数演算手段）により近似したモデルであるので、近似に伴うある程度の誤差を含んでいる。したがって、上記の第１実施例の方式を応用した場合でも、Ｋの値を大きくすればする程、より高い受信精度が得られるという保証はない。
【００５４】
（理由３）昨今組み合わせて利用可能なその他の公知のノイズリダクション技術の水準や、当面想定され得る受信精度等を考慮すれば、更に高次の遅延波については、概ね無視することができるものと考えられる。
【００５５】
〔第２実施例〕
図６は、本発明の第２及び第３実施例のダイバーシチ受信装置の基本構造を示す概念図である。この図６の基本構造は、前述の図１の本発明のダイバーシチ受信装置の基本構造に対して、主にダウンサンプリング処理部１１から構成される本発明の所望波フィードバック手段を追加したものである。
この様な所望波フィードバック手段を追加することにより、前述の所望波モデル（第１実施例での１次近似の所望波モデルｙ₁ に相当。第２及び第３実施例では所望波モデルｙ_out 。）を、より単純な構成（演算処理）によって算出することができる。
【００５６】
また、この手段により、より高い精度で所望波モデルを算出することが可能となる。
このダウンサンプリング処理部１１のダウンサンプル比は、図１或いは図２のダウンサンプリング処理部１０と同等程度で良い。
また、参照信号ｒの周波数も、上記のサンプル比に従い、低減することができる。
【００５７】
図７は、本第２実施例のダイバーシチ受信装置の出力係数算出部５０の構成を示す制御ブロックダイヤグラムである。重み制御部５２は、ダウンサンプリング処理部１１にて所望波Ｙ_out をダウンサンプリングすることにより算出された所望波モデルｙ_out と所定の参照信号ｒとの差分（誤差信号ｅ＝ｙ_out −ｒ）に基づいて、重み係数ｕ_n を算出する。この演算処理は、周知のＬＭＳアルゴリズムに基づいて実行することができる。
【００５８】
即ち、例えば、ステップサイズをμとすると、重み係数ｕ_n の１制御周期当りの変化量ｄｕ_n は、次式（９）で与えることができる。
【数９】
ｄｕ_n ＝μｚ_1nｅ^* …（９）
ただし、ここで、ｅ^* は誤差信号ｅの複素共役である。
【００５９】
これにより、誤差信号ｅの絶対値｜ｅ｜が最小化される様に、重み係数ｕ_n を制御することができる。
上記の重み係数ｕ_n の更新は、電波環境の変化に追従する程度で良く、高速に演算する（短い周期で算出する）必要はない。言い換えれば、重み係数ｕ_n が変化しない期間は、その値を継続的に用いれば良い。
例えばこの様な処理方式により、重み係数ｕ_n の演算コストを大幅に削減することができる。
【００６０】
〔第３実施例〕
図８は、本第３実施例のダイバーシチ受信装置の出力係数算出部５０の構成を示す制御ブロックダイヤグラムである。図８の符号１５は、絶対値（振幅）を演算する制御ブロックを示している。この方式はＣＭＡアルゴリズム（定包絡線アルゴリズム）に基づいており、重み制御部５３は、目標の振幅σ（定数）と実際の振幅｜ｙ_out ｜との差異が最小化される様に動作する。即ち、この方式は、第２実施例の方式と同様に、最急降下法の原理に基づいて、包絡線（振幅）の変動を最小化する様に動作する。
【００６１】
したがって、この方式によれば、干渉波や遅延波の影響によって生じる包絡線（振幅）の変動を最小化することができる。
例えばこの様な処理方式においても、本発明の手段により重み係数ｕ_n の演算コストを大幅に削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のダイバーシチ受信装置の基本構造を示す概念図。
【図２】第１実施例のダイバーシチ受信装置の基本構造を示す概念図。
【図３】第１実施例のダイバーシチ受信装置の逐次演算処理部２０の構成を示す制御ブロックダイヤグラム。
【図４】第１実施例のダイバーシチ受信装置の逐次演算処理部２０の１部分の詳細な構成を示す制御ブロックダイヤグラム。
【図５】第１実施例のダイバーシチ受信装置の作用・効果を説明する概念図。
【図６】第２及び第３実施例のダイバーシチ受信装置の基本構造を示す概念図。
【図７】第２実施例のダイバーシチ受信装置の出力係数算出部５０の構成を示す制御ブロックダイヤグラム。
【図８】第３実施例のダイバーシチ受信装置の出力係数算出部５０の構成を示す制御ブロックダイヤグラム。
【図９】従来のダイバーシチ受信装置のデジタル信号処理部の構成を示す制御ブロックダイヤグラム。
【符号の説明】
１０ … ダウンサンプリング処理部
１１ … ダウンサンプリング処理部
２０ … 逐次演算処理部
３０ … 出力係数演算処理部
４０ … 出力波演算部
５０ … 出力係数算出部
５２ … 重み制御部
５３ … 重み制御部
Ｎ … アンテナの本数
Ｋ … 除去すべき遅延波Ｙ_k の数（２≦ｋ≦Ｋ＋１）
Ｘ_1n … 実際の受信波（入力波；１≦ｎ≦Ｎ）
ｕ_n … 出力係数（重み係数，１≦ｎ≦Ｎ）
ｙ₁ … 第１の到来波モデル（１次近似の所望波モデル）
ｙ₂ … 第２の到来波モデル（第１遅延波モデル）
ｙ₃ … 第３の到来波モデル（第２遅延波モデル）
ｙ_k … 第ｋの到来波モデル（第ｋ-1遅延波モデル）
ｙ₁₂ … ２次近似の所望波モデル
ｚ_1n … 第１受信信号モデル（ｙ₁ 算定用）
ｚ_2n … 第２受信信号モデル（ｙ₂ 算定用）
ｚ_3n … 第３受信信号モデル（ｙ₃ 算定用）
ｚ_kn … 第ｋ受信信号モデル（ｙ_k 算定用）
ｗ_kj … 重み係数（１≦ｋ≦Ｋ＋１，０≦ｊ≦Ｎ）
Ｙ_out … 実際の所望波（出力波）
ｙ_out … 所望波モデル
ｒ … 参照信号
ｅ … 誤差信号

Claims (2)

1. Ｎ本のアンテナからの受信信号Ｘ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を入力する入力手段を有するダイバーシチ受信装置において、
   ダウンサンプリングにより、前記受信信号Ｘ_1nの位相情報を含んだ重み演算用の第１受信信号モデルｚ_1n（１≦ｎ≦Ｎ）を前記受信信号Ｘ_1nから抽出する受信信号モデル抽出手段と、
   前記第１受信信号モデルｚ_1nに基づいて、最終的に出力すべき本来の所望波Ｙ_out の前記受信信号Ｘ_1nに関する各構成比（重み係数ｕ_n ）を算出する出力係数算出手段と、
   前記出力係数算出手段により算出された前記重み係数ｕ_n （１≦ｎ≦Ｎ）と前記受信信号Ｘ_1nとに基づいて、前記所望波Ｙ_out の値「 _n=1Σ^N ｕ_n Ｘ_1n」を算出する出力波演算手段と、
   ダウンサンプリングにより、前記所望波Ｙ_out の位相情報を含んだ重み演算用の所望波モデルｙ_out を前記所望波Ｙ_out から抽出して、前記出力係数算出手段にフィードバックする所望波フィードバック手段とを有し、
   前記出力係数算出手段は、フィードバックされた前記所望波モデルｙ_out と所定の参照信号ｒとの偏差ｅ（＝ｙ_out −ｒ）に基づいて、前記重み係数ｕ_n を算出する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
2. 前記重み係数ｕ_nの算出においては、ＬＭＳアルゴリズムを用いることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。

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