JP3107771B2 - アレーアンテナの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アレーアンテナの
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信において良好な通信品質を確
保するためには、常に所望波を捕捉する機能とともに、
多重波伝搬路で発生する周波数選択性フェージングを除
去する機能を備える必要がある。後者のために、例え
ば、コンスタント・モジュラス・アルゴリズム（Consta
nt Modulus Algorithm：以下、ＣＭアルゴリズムとい
う。）は、所望波と相関のある遅延波である不要波を除
去するために有効であることが知られている（例えば、
従来技術文献１「大鐘武雄ほか，“陸上移動通信におけ
るＣＭＡアダプティブアレーの選択性フェージング補償
特性”，電子情報通信学会論文誌，Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｂ
−II，Ｎｏ．１０，ｐｐ４８９−４９７，１９９０年１
０月」参照。）。

【０００３】当該ＣＭアルゴリズムを用いた処理に先立
って、以下に示す公知のビーム形成処理と公知のビーム
選択処理が実行される。 （ａ）ビーム形成処理：アレーアンテナの各アンテナ素
子でそれぞれ受信された複数Ｍ個の受信信号と、希望波
を所定の放射角度の範囲で受信できるように予め決めら
れた形成すべき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの
方向と、受信信号の受信周波数とに基づいて、複数Ｎ個
のビーム電界値Ｅ_nを演算する。 （ｂ）ビーム選択処理：上記ビーム形成処理において演
算された上記複数Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値
と比較することによって、当該しきい値以上のビーム電
界値のみを選択して出力する。

【０００４】当該ＣＭアルゴリズムにおいては、上記ビ
ーム選択処理によって選択された複数Ｎ個以下のビーム
電界値に基づいて、アレーアンテナの主ビームを希望波
の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向
の受信レベルを零にするような各ビームに対応する受信
信号に対する複数Ｎ個の重み係数ｗ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）を演算する。すなわち、このＣＭアルゴリズム
は、包絡線が既知である希望波の信号波を用いた通信方
式において、干渉波などの不要波の影響によって変化し
た包絡線の波形を所望の形に変換することによって不要
波の到来方向の当該アレーアンテナの放射パターンにお
ける受信レベルを零にするものである。

【０００５】従来の上記ＣＭアルゴリズムなどのアダプ
ティブアルゴリズムを用いたアレーアンテナにおいて
は、適応的に指向性を制御することにより遅延波の影響
を除去することができるが、遅延波を単に除去するだけ
で利用していない。これを解決するために、直接波と遅
延波とを分離してダイバーシチ受信する方法が、例え
ば、従来技術文献２「黒岩登ほか，“アダプティブアレ
ーアンテナによる指向性ダイバーシチ受信の構成法”，
電子情報通信学会論文誌，Ｂ−ＩＩ，Ｖｏｌ．Ｊ７３−
Ｂ−II，Ｎｏ．１１，ｐｐ７５５−７６３，１９９０年
１１月」（以下、第１の従来例という。）に開示されて
いる。

【０００６】この第１の従来例においては、以下の手順
で受信された信号から、直接波と遅延波を分離してダイ
バーシチ受信する。 （ａ）従来のアダプティブ（適応化）アルゴリズムを用
いて直接波のみを取り出す。 （ｂ）次いで、上記取り出した直接波を基準信号として
適応等化器を動作させ、遅延波のみを取り出す。 （ｃ）最後に、上記で取り出された直接波と遅延波に対
して、最大の信号対雑音比を得ることができるように重
み係数を乗算することによりダイバーシチ受信する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、第１の
従来例においては、以下の問題点があった。 （ａ）従来のアダプティブアルゴリズムを用いているの
で、当該アルゴリズムを用いた処理において所定の収束
条件が成立した後に、上記適応等化器を動作させるの
で、処理時間が比較的長くなる。 （ｂ）アダプティブアルゴリズムを用いた、例えばＣＭ
Ａ処理器と、上記適応等化器という異なる処理装置を備
える必要があるので、ハードウエアの構成が複雑にな
る。 （ｃ）複数の信号が多重化され、もしくは、スペクトル
拡散変調された、いわゆる広帯域信号を処理することが
できない。

【０００８】また、従来技術文献３「J.M.Khalab et a
l.,“Novel multirate adaptive beamforming techniqu
e",Electronics Letters,Vol.30,No.15,pp.1194-1195,1
994年」（以下、第２の従来例という。）においては、
複数Ｎ個の分析フィルタバンクと、１個の合成フィルタ
バンクを備えたマルチレート信号処理回路を用いて適応
的なビーム形成装置を構成しており、広帯域信号を取り
扱うことができるが、広帯域信号のビーム形成のために
参照信号を何らかの形で得る必要があり（例えば、送信
側から送信したり、送信信号に既知の信号を混入させ、
それを受信側で持ち、参照信号とする。いずれにせよ、
同期をとる必要がある。）、ハードウエアの構成が複雑
になるという問題点があった。

【０００９】さらに、従来技術文献４「柴田治ほか，
“光空間信号処理マルチビーム受信アンテナの構成
法”，電子情報通信学会技術報告，ＭＷ９６−４７，Ｏ
ＰＥ９６−２７，ｐｐ．４５−５０，１９９６年６月」
（以下、第３の従来例という。）においては、高速かつ
広帯域な無線通信用アレーアンテナを実現するために、
ビーム形成装置に光空間信号処理を用いる光制御型マル
チビーム形成装置が提案されている。しかしながら、上
述の第２の従来例においては、この第３の従来例の技術
を適用することができないという問題点があった。

【００１０】本発明の目的は以上の問題点を解決し、従
来例に比較して構成が簡単であって、参照信号を必要と
せず、広帯域信号を取り扱うことができ、しかも第３の
従来例の光制御型マルチビーム形成装置を適用すること
ができるアレーアンテナの制御装置を提供することにあ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御装置は、所定の配置形状で近
接して並置された所定の複数のアンテナ素子からなるア
レーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装
置において、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそ
れぞれ受信された複数の受信信号を複数のディジタル受
信信号にＡ／Ｄ変換して出力する変換手段と、上記変換
手段から出力される複数のディジタル受信信号に対して
それぞれ、所定のレートでダウンサンプリング処理を実
行して、処理後の複数のディジタル信号を出力する第１
のダウンサンプラ手段と、上記変換手段から出力される
複数のディジタル受信信号をそれぞれ、互いに異なる複
数Ｐ個の所定の伝達関数Ｈ₁（ｚ）乃至Ｈ_P（ｚ）を有し
て帯域通過ろ波することにより帯域分割して出力する第
１の帯域通過ろ波手段と、上記第１の帯域通過ろ波手段
から出力される複数のディジタル信号に対してそれぞ
れ、上記レートでダウンサンプリング処理を実行して、
処理後の複数のディジタル信号を出力する第２のダウン
サンプラ手段と、上記第２のダウンサンプラ手段から出
力される複数のディジタル信号をそれぞれ複数Ｐ分配し
て、上記第１の帯域通過ろ波手段の帯域毎に、上記各デ
ィジタル信号に対してそれぞれ帯域毎に同一の所定の荷
重係数を乗算した後加算して、複数Ｐ個のディジタル信
号を出力する荷重加算手段と、上記荷重加算手段から出
力される複数Ｐ個のディジタル信号に対してそれぞれ、
所定のレートでアップサンプリング処理を実行して、処
理後の複数Ｐ個のディジタル信号を出力するアップサン
プラ手段と、上記アップサンプラ手段から出力される複
数Ｐ個のディジタル信号をそれぞれ、互いに異なる複数
Ｐ個の所定の伝達関数Ｇ₁（ｚ）乃至Ｇ_P（ｚ）を有して
帯域通過ろ波して、複数Ｐ個のディジタル信号を出力す
る第２の帯域通過ろ波手段と、上記第２の帯域通過ろ波
手段から出力される複数Ｐ個のディジタル信号を加算し
て、加算結果の信号を受信信号として出力する加算手段
と、上記第１のダウンサンプラ手段から出力される複数
のディジタル信号に基づいて、コンスタント・モジュラ
ス・アルゴリズムを用いて、アレーアンテナの主ビーム
を希望波の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向の受信レベルを零にしかつ所定の評価関数の値
を実質的に低下させるように、上記入力される複数のデ
ィジタル信号に対する上記荷重係数を演算して上記荷重
加算手段に出力することにより、上記荷重係数を上記第
１のダウンサンプラ手段の出力ディジタル信号のサンプ
リングレートで更新して設定する適応制御手段とを備
え、上記第１の帯域通過ろ波手段の伝達関数Ｈ₁（ｚ）
乃至Ｈ_P（ｚ）と、上記第２の帯域通過ろ波手段の伝達
関数Ｇ₁（ｚ）乃至Ｇ_P（ｚ）とは、上記Ａ／Ｄ変換手段
から出力されるディジタル信号が上記加算手段から出力
される受信信号として再現されるような完全再構成条件
を実質的に満たすように設定されたことを特徴とする。

【００１２】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項１記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記Ａ／Ｄ変換手段の前段に設けられ、上記ア
レーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複
数の受信信号に基づいて、予め決められた複数個の方向
においてそれぞれ主ビームを有する所定の複数個のビー
ム信号を発生して、複数のアナログ信号として上記Ａ／
Ｄ変換手段に出力するマルチビーム形成手段と、上記第
１のダウンサンプラ手段と上記適応制御手段との間に挿
入された第１の選択手段と、上記第２のダウンサンプラ
手段と上記荷重加算手段との間に挿入された第２の選択
手段とをさらに備え、上記第１の選択手段は、上記第１
のダウンサンプラ手段から出力される複数のディジタル
信号を、所定のしきい値と比較して、上記しきい値以上
のディジタル信号を選択して上記適応制御手段に出力す
るとともに、選択されたディジタル信号に対応する、上
記第２のダウンサンプラ手段から出力されるディジタル
信号を選択して上記荷重加算手段に出力するように上記
第２の選択手段を制御することを特徴とする。

【００１３】

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００１５】図１は、本発明に係る一実施形態であるア
レーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図であ
り、図２は、図１の帯域分割合成型アダプティブアレー
回路９の構成を示すブロック図である。

【００１６】本実施形態では、アレーアンテナ１００で
受信した信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換した後、帯
域分割及びダウンサンプリングを行って適応ディジタル
ビーム形成信号処理の速度を低速化することにより、広
帯域信号を取り扱えるようにすることを目的として、Ｃ
Ｍアルゴリズムを用いたアダプティブアレー回路に帯域
分割及び合成処理回路を導入することを特徴とする。帯
域分割及び合成型アレー信号処理は、比帯域幅の広い信
号を対象とする場合が多かったが（例えば、従来技術文
献５「F.Lorenzelli,et al.,“Broadband array proces
sing using subband techniques",Proceedings of IEEE
International Conference Acoustic Speech,Signal P
rocessing,pp.2876-2879,1996年」参照。）、本実施形
態では、信号そのものは広帯域だが比帯域幅は狭い場合
を考える。例えば、信号帯域幅が２００ＭＨｚくらい
で、搬送周波数が１０ＧＨｚ以上のような場合である。
このとき、比帯域幅は２％以下であり、狭比帯域幅とみ
なせる。その目的は、光制御型アレーアンテナなどのア
ナログマルチビーム形成器２と組合わせて超広帯域信号
に対して適応的にビームを形成することにある。光制御
型アレーアンテナは、超広帯域信号に対して固定ビーム
を形成するのは容易ではるが、適応的ビーム形成を行う
のが困難である。一方、超広帯域信号をそのままディジ
タル信号処理を行うのは困難である。そこで、例えば、
光制御型アレーアンテナでマルチビームを形成しＡ／Ｄ
変換した後に帯域分割を行うことにより、ディジタル信
号処理できるレベルにサンプリング周波数をダウンコン
バートしてから適応ビーム形成処理を行えば、超広帯域
信号に対して適応的にビームを形成することができる。
本実施形態は、一種のビームスペース形構成である。こ
のように、帯域分割アダプティブアレー回路は高速動作
を必要とする場合にきわめて有用である。

【００１７】次いで、図１を参照してアレーアンテナの
制御装置の構成及び動作について説明する。アレーアン
テナ１００は、例えば１直線上に例えば半波長の間隔で
配置された複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎを
備えて構成される。なお、アレーアンテナ１００におい
ては、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎは２次
元の所定の配置形状で互いに所定の間隔で近接して配置
されてもよい。相手方の送信局からの送信信号は、複数
Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが並置される直線
に対して垂直な直線に対して定義される入射角θで入力
してアレーアンテナ１００で受信される。各アンテナ素
子１−１乃至１−Ｎで受信された受信信号はマルチビー
ム形成器２に入力される。マルチビーム形成器２は、例
えば従来技術文献６「M.I.Skolnik,“Introduction to
Rader Systems",MacGraw-Hill,Inc.,pp.310-318,1981
年」において開示された、移相器や加算器もしくはバト
ラーマトリックスを用いた公知のアナログマルチビーム
形成方法を用いて、入力されるＮ個の受信信号に基づい
て、予め決められた複数Ｎ’個の方向（又は入射角）に
おいてそれぞれ主ビームを有する所定のＮ’個のビーム
信号（当該各ビーム信号は、上記予め決められた複数
Ｎ’個の方向（又は入射角）におけるビーム電界値を有
する信号である。）を発生して、ダウンコンバータ３−
１乃至３−Ｎ’に出力する。ここで、Ｎ’はＮ以下に予
め設定される。また、マルチビーム形成器２は、例え
ば、第３の従来例の光制御型マルチビーム形成装置であ
ってもよい。

【００１８】ダウンコンバータ３−１乃至３−Ｎ’はそ
れぞれ、入力されるビーム信号を所定の中間周波数の信
号（以下、ＩＦ信号という。）に低域変換して、ＩＦ／
ＩＱ変換器４−１乃至４−Ｎ’に出力する。次いで、Ｉ
Ｆ／ＩＱ変換器４−１乃至４−Ｎ’はそれぞれ、互いに
直交する２つの局部発振信号を用いて、入力されるＩＦ
信号を、互いに直交するＩ信号とＱ信号とに変換してＡ
／Ｄ変換器５−１乃至５−Ｎ’に出力する。さらに、Ａ
／Ｄ変換器５−１乃至５−Ｎ’はそれぞれ、入力される
Ｉ信号とＱ信号をＡ／Ｄ変換してディジタルＩ信号とデ
ィジタルＱ信号とに変換して帯域通過フィルタ（以下、
ＢＰＦという。）６−１−１乃至６−１−Ｐ，６−２−
１乃至６−２−Ｐ，…，６−Ｎ’−１乃至６−Ｎ’−Ｐ
に出力するとともに、ダウンサンプラ１０−１乃至１０
−Ｎ’に出力する。図１及び図２において、信号線で２
と示しているのは、互いに直交するＩ信号とＱ信号から
なる複素数信号を示す。ここで、Ａ／Ｄ変換器５−１か
ら出力されるディジタルＩ信号とディジタルＱ信号は、
それぞれ（Ｐ＋１）分配されて、複数Ｐ個のＢＰＦ６−
１−１乃至６−１−Ｐに入力されるとともに、ダウンサ
ンプラ１０−１に入力される。以下、同様にして、Ａ／
Ｄ変換器５−ｎ（ｎ＝２，３，…，Ｎ’）から出力され
るディジタルＩ信号とディジタルＱ信号は、それぞれ
（Ｐ＋１）分配されて、複数Ｐ個のＢＰＦ６−ｎ−１乃
至６−ｎ−Ｐに入力されるとともに、ダウンサンプラ１
０−ｎに入力される。

【００１９】各Ｐ個のＢＰＦ６−ｎ−１乃至６−ｎ−Ｐ
（ｎ＝１，２，…，Ｎ’）は互いに異なるＰ個の通過帯
域（以下、バンド１乃至バンドＰという。）を有し、す
なわち、互いに異なる伝達関数Ｈ₁（ｚ），Ｈ₂（ｚ），
…，Ｈ_P（ｚ）を有する、例えば有限インパルス応答
（ＦＩＲ）型トランスバーサルディジタルフィルタで構
成され、入力されるディジタルＩ信号とディジタルＱ信
号とを帯域通過ろ波することにより、Ｐ個の帯域に分割
した後、Ｄを所定の２以上の整数とするとき、１／Ｄの
レートで入力信号に対してダウンサンプリング処理を実
行するダウンサンプラ７−ｎ−ｐ（ｐ＝１，２，…，
Ｐ）を介してセレクタ８に出力する。一方、ダウンサン
プラ１０−１乃至１０−Ｎ’はそれぞれ、入力されるデ
ィジタルＩ信号とディジタルＱ信号とに対して所定の１
／Ｄのレートで入力信号に対してダウンサンプリング処
理を実行して、処理後のディジタルＩ信号とディジタル
Ｑ信号をセレクタ１１に出力する。セレクタ１１は、複
数Ｎ’個の比較器を備え、入力される複数Ｎ’個の複素
数信号の電力値を演算しかつ所定のしきい値よりも大き
いＬ個の複素数信号（ここで、Ｌ≦Ｎ’であり、Ｌ個の
複素数信号はＬ個のＩ信号と、Ｌ個のＱ信号からな
る。）を選択してディジタル信号Ｓ’₁乃至Ｓ’_Lとして
ＣＭＡ制御回路１２に出力する。また、セレクタ１１
は、選択したＬ個の複素数信号に対応する、セレクタ８
への複素数信号を選択するようにセレクタ８を連動して
制御する。従って、セレクタ８は、セレクタ１１に対応
して選択された２Ｐ×Ｌ個の複素数信号Ｓ₁乃至Ｓ_Lを帯
域分割合成型アダプティブアレー回路９に出力する。セ
レクタ８及び１１を設けることにより、より大きな信号
に基づいて適応制御処理を実行するので、適応制御処理
の精度が向上する。なお、本実施形態において、セレク
タ１１は電力値レベルで比較しているが、本発明はこれ
に限らず、信号強度値レベル又は信号電界値レベルで比
較してもよい。

【００２０】２Ｐ個の複素数信号Ｓ₁のうちバンド１の
複素数信号Ｓ₁は荷重加算回路２０−１内の乗算器２４
−１−１を介して加算器２５−１に入力され、また、そ
のバンド１の複素数信号Ｓ₁は荷重加算回路２０−２内
の乗算器２４−２−１を介して加算器２５−２に入力さ
れ、以下同様にして、そのバンドｐ（３≦ｐ≦Ｐ）の複
素数信号Ｓ₁は荷重加算回路２０−ｐ内の乗算器２４−
ｐ−１を介して加算器２５−ｐに入力される。また、２
Ｐ個の複素数信号Ｓ₂のうちバンドｐ（１≦ｐ≦Ｐ）の
複素数信号Ｓ₂は荷重加算回路２０−ｐ内の乗算器２４
−ｐ−２を介して加算器２５−ｐに入力される。さら
に、以下同様にして、２Ｐ個の複素数信号Ｓ_Pのうちバ
ンドｐ（１≦ｐ≦Ｐ）の複素数信号Ｓ_pは荷重加算回路
２０−ｐ内の乗算器２４−ｐ−Ｐを介して加算器２５−
ｐに入力される。すなわち、セレクタ８から出力される
複素数信号Ｓ₁乃至Ｓ_Pは、各バンドｐ毎に荷重加算回路
２０−ｐに入力されて荷重加算される。各乗算器２４−
１−１乃至２４−Ｐ−Ｌの乗算係数である荷重係数は、
詳細後述されるように、ＣＭＡ制御回路１２によって演
算されて更新設定される。ここで、乗算器２４−１−
１，２４−２−１，…，２４−Ｐ−１は同一の荷重係数
ｗ₁ ^(m)を有し、乗算器２４−１−２，２４−２−２，
…，２４−Ｐ−２は同一の荷重係数ｗ₂ ^(m)を有し、以下
同様に、乗算器２４−１−ｌ，２４−２−ｌ，…，２４
−Ｐ−ｌ（３≦ｌ≦Ｌ）は同一の荷重係数ｗ_l ^(m)を有す
る。

【００２１】ＣＭＡ制御回路１２においては、上記ＣＭ
アルゴリズムを用いて、入力される複数Ｌ個の複素数信
号Ｓ₁’，Ｓ₂’，…，Ｓ_L’に基づいて、アレーアンテ
ナの主ビームを希望波の所望の方向に向けかつ干渉波な
どの不要波の到来方向の受信レベルを零にするような各
ビームに対応する受信信号に対する複数Ｌ個の重み係数
ｗ_n ^(m)（ｎ＝１，２，…，Ｌ）を演算する。すなわち、
このＣＭアルゴリズムは、包絡線が一定である希望波の
信号波を用いた通信方式において、干渉波などの不要波
の影響によって変化した包絡線の波形を所望の形に変換
することによって不要波の到来方向の当該アレーアンテ
ナの放射パターンにおける受信レベルを零にするもので
ある。

【００２２】加算器２５−１は入力されるＬ個の複素数
信号を加算して出力し、加算器２５−１から出力される
複素数信号は、入力される複数数信号に対して所定のＤ
のレートで入力信号に対してアップサンプリング処理を
実行するアップサンプラ２１−１及び伝達関数Ｇ
₁（ｚ）を有するＢＰＦ２２−１を介して加算器２３に
出力する。また、加算器２５−２は入力されるＬ個の複
素数信号を加算して出力し、加算器２５−２から出力さ
れる複素数信号は、入力される複数数信号に対して所定
のＤのレートで入力信号に対してアップサンプリング処
理を実行するアップサンプラ２１−２及び伝達関数Ｇ₂
（ｚ）を有するＢＰＦ２２−２を介して加算器２３に出
力する。以下、同様にして、加算器２５−ｐ（３≦ｐ≦
Ｐ）は入力されるＬ個の複素数信号を加算して出力し、
加算器２５−ｐから出力される複素数信号は、入力され
る複数数信号に対して所定のＤのレートで入力信号に対
してアップサンプリング処理を実行するアップサンプラ
２１−ｐ及び伝達関数Ｇ_p（ｚ）を有するＢＰＦ２２−
ｐを介して加算器２３に出力する。ここで、Ｐ個のＢＰ
Ｆ２２−１乃至２２−Ｐは互いに異なるＰ個の通過帯域
を有し、すなわち、互いに異なる伝達関数Ｇ₁（ｚ），
Ｇ₂（ｚ），…，Ｇ_P（ｚ）を有する、例えば有限インパ
ルス応答（ＦＩＲ）型トランスバーサルディジタルフィ
ルタで構成され、入力されるディジタルＩ信号とディジ
タルＱ信号とを帯域通過ろ波して出力する。加算器２３
は入力されるＰ個の複素数信号を加算して、受信信号ｚ
（ｋ）として出力する。

【００２３】なお、Ｎ’×Ｐ個のＢＰＦ６−ｎ−１乃至
６−ｎ−Ｐ（ｎ＝１，２，…，Ｎ’）の伝達関数Ｈ
₁（ｚ），Ｈ₂（ｚ），…，Ｈ_P（ｚ）と、ＢＰＦ２２−
１乃至２２−Ｐの伝達関数Ｇ₁（ｚ），Ｇ₂（ｚ），…，
Ｇ_P（ｚ）とは、１つの受信信号に対する原理図である
図３に示すように、入力信号ｕ_n（ｋ）がそのまま同一
の信号として再現されて加算器２３から受信信号ｚ
_n（ｋ）として出力されるために、公知の完全再構成条
件（従来技術文献７「貴家仁志，“マルチレート信号処
理”，７．２節，ｐｐ．１１３−１１５，昭晃堂，１９
９５年」参照。）が実質的に満たされるように設定され
る。当該完全再構成条件が満たされれば、図１において
は、例えば、Ａ／Ｄ変換器５−１乃至５−Ｎ’から出力
されるディジタル信号が加算器２３からそのまま再現さ
れて受信信号として出力される。なお、当該完全再構成
条件は、公知の通り、エイリアジング回避条件と全域通
過条件とを分けることができ、両方の条件を満たすこと
が必要である（上記従来技術文献７参照。）。ここで、
前者の条件は、エイリアジングを回避するための周波数
設定の条件であり、後者の条件は、信号が通過するとき
に振幅利得１の全域通過特性、すなわち、振幅が一定で
あることの条件である。

【００２４】図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、マルチビーム形成器２、ダウンコンバータ３−１乃
至３−Ｎ’、ＩＦ／ＩＱ変換器４−１乃至４−Ｎ’、セ
レクタ８及び１１は設計条件により省略してもよい。マ
ルチビーム形成器２とセレクタ８及び１１を省略すれ
ば、エレメントスペース構成のアダプティブアレーアン
テナとなる。この場合は、図１及び図２においてＬ＝Ｎ
となる。

【００２５】さらに、乗算器２４−１−１乃至２４−Ｐ
−Ｌの荷重係数ｗ₁ ^(m)，ｗ₂ ^(m)，…，ｗ_L ^(m)の演算方法
について以下に説明する。本実施形態においては、図１
に示すように、分割数Ｐ個の帯域分割、ダウンサンプリ
ング（又はデシメーション）処理後にＣＭアルゴリズム
を用いて荷重係数更新を行う。従って、荷重係数更新は
ダウンサンプリング前のレートでＤサンプル毎に行う。
本実施形態において、信号の比帯域幅が狭いので、各帯
域の荷重係数は同一とされる。各帯域で信号と荷重との
積和演算後、アップサンプラ及び合成フィルタバンクに
より信号を合成し、元のサンプリングレートに戻す。Ｃ
Ｍアルゴリズムによる荷重係数更新式の導出にあたり、
以下の仮定を設ける。 （ａ）帯域分割フィルタバンク及び合成フィルタバンク
はＦＩＲ形で完全再構成条件を満足する。 （ｂ）各帯域毎の荷重係数は同一である。 （ｃ）評価関数の勾配関数の導出において荷重係数は定
常である。

【００２６】ＣＭアルゴリズムの評価関数Ｊを、

【数１】 Ｊ＝（１／４）Ｅ［｛│ｚ（ｋ）│²−σ²｝²］ とする。ここで、ｚ（ｋ）はアダプティブアレー回路９
の加算器２３からの出力信号であり、σは所望の包絡線
値であり、Ｅ［・］は時間平均である。ダウンサンプリ
ング前のサンプリングレート（Ａ／Ｄ変換器５−１乃至
５−Ｎ’でのサンプリングレートに等しい。）における
時刻を表す記号をｋとし、ダウンサンプリング後のレー
トにおける時刻を表す記号をｍとする。ダウンサンプリ
ング比（デシメーション比ともいう。）をＤとすると、
ｋ＝０，Ｄ，２Ｄ，…に対して、ｍ＝ｋ／Ｄ＝０，１，
２，…と対応する。荷重係数更新はダウンサンプリング
後のサンプリングレートで行う。ここで、荷重係数更新
に最急降下法を用いると、荷重係数更新式は以下のよう
になる。

【００２７】

【数２】Ｗ^(m+1)＝Ｗ^(m)−μ∇_WＪ

【数３】Ｗ^(m)＝［ｗ₁ ^(m)，ｗ₂ ^(m)，…，ｗ_L ^(m)］^T

【数４】∇_WＪ＝［∂Ｊ／∂ｗ₁ ^(m)，∂Ｊ／∂ｗ₂ ^(m)，
…，∂Ｊ／∂ｗ_L ^(m)］^T ここで、ｍはステップサイズであり、∇_WＪはＪのベク
トルＷ^(m)に関する勾配ベクトルである。受信信号ｚ
（ｋ）が次式のように表せると仮定する。

【数５】ｚ（ｋ）＝Ｚ（ｋ）^TＷ^（ｍ） ここで、

【数６】 Ｚ（ｋ）＝［ｚ_１（ｋ），ｚ₂（ｋ），…ｚ_L（ｋ）］^T

【００２８】このとき、勾配ベクトル∇_WＪは、

【数７】 ∇_WＪ ＝(１／２)Ｅ[{｜ｚ(ｋ)｜²−σ²}∇_W{Ｗ^(m)HＺ(ｋ)^*Ｚ(ｋ)^TＷ^(m)}] ＝Ｅ［｛｜ｚ（ｋ）｜²−σ²｝Ｚ（ｋ）^*Ｚ（ｋ）^TＷ^(m)］ ＝Ｅ［｛｜ｚ（ｋ）｜²−σ²｝ｚ（ｋ）Ｚ（ｋ）^*］ となる。ここで、ベクトル又は行列の右側に付与された
＊はベクトル又は行列の各要素の複素共役をとったもの
であり、Ｈは共役転置を表す。上記数２及び数７で、時
間平均の代わりに瞬時推定値を用いるものとすれば、上
記数２は次式のようになる。

【数８】Ｗ^(m+1)＝Ｗ^(m)−μ｛｜ｚ（ｋ）｜²−σ²｝ｚ
（ｋ）Ｚ（ｋ）^*

【００２９】次いで、受信信号のベクトルＺ（ｋ）を求
める。図２と図３の記号を使うと、

【数９】 ここで、 Ｑ＝｛ｑ｜ｋ−ｑ＝０，Ｄ，２Ｄ，…｝∩｛ｑ｜ｑ＝
０，１，…，Ｍ−１｝

【００３０】ここで、ｇ_p（ｑ）（ｐ＝１，２，…，
Ｐ；ｑ＝０，１，…，Ｍ−１）は合成フィルタバンクを
成す帯域通過フィルタＧ_p（ｚ）のインパルス応答であ
り、Ｍはインパルス応答長である。数９に現れる荷重係
数値ｗ_n ^(m)は、ある時刻ｋに対する出力信号ｚ（ｋ）の
計算中において一定値とする。つまり、

【数１０】 の和を求めるに当たって、本来ならｋ−ｑ＝（ｍ−１）
Ｄ，（ｍ−２）Ｄ，…に対して、過去の荷重係数値であ
るｗ_n ^(m-1)，ｗ_n ^(m-2)，…を用いるべきだが、そうでは
なく、ｋ−ｑ＝（ｍ−１）Ｄ，（ｍ−２）Ｄ，…に対し
てもｗ_n ^(m)を用いる。これで実際に不都合は生じない。

【００３１】上記数５において、

【数１１】 とすると、数９は数５の形式で書ける。

【００３２】原理図を示す図３において、ｖ_1n（ｍ），
ｖ_2n（ｍ），…，ｖ_Pn（ｍ）は、アンテナ素子１−ｎで
受信した信号をディジタルＩ／Ｑ信号に変換した信号ｕ
_n（ｋ）を、帯域通過フィルタ群Ｈ₁（ｚ），Ｈ
₂（ｚ），…，Ｈ_P（ｚ）（図３において、６−ｎ−１乃
至６−ｎ−Ｐで示す。）で帯域分割してダウンサンプリ
ングしてできた信号であることに注意すると、ｚ
_n（ｋ）という受信信号は、図３の構成図の出力信号と
解釈できる。図３は図１及び図２で使われている分析フ
ィルタバンクと合成フィルタバンクを直結した原理図で
ある。従って、このフィルタバンクが完全再構成条件を
満足するなら、受信信号ｚ_n（ｋ）は入力信号ｕ_n（ｋ）
をある時間だけ遅らせたものとなる。帯域通過フィルタ
Ｈ_P（ｚ），Ｇ_P（ｚ）ともにフィルタ長ＭのＦＩＲ形デ
ジタルフィルタなら、時間遅延はＭ−１である。よっ
て、

【数１２】ｚ_n（ｋ）＝ｕ_k（ｋ−Ｍ＋１） となる。すなわち、

【数１３】Ｚ（ｋ）＝［ｕ₁（ｋ−Ｍ＋１），ｕ₂（ｋ−
Ｍ＋１），…，ｕ_L（ｋ−Ｍ＋１）］^T である。

【００３３】上記数９は、過去の荷重係数値ｗ_n ^(m-1)，
ｗ_n ^(m-2)，…を直接的に使わないので厳密にはアダプテ
ィブアレー回路９の出力信号とは若干異なる。そこで、
数５のｚ（ｋ）をｚｈ（ｋ）と改めて書くと、上記数８
の荷重係数更新式は、

【数１４】Ｗ^(m+1)＝Ｗ^(m)−μ｛｜ｚｈ（ｋ）｜²−
σ²｝ｚｈ（ｋ）Ｚ（ｋ）^*

【数１５】 ｚｈ（ｋ） ＝Ｚ（ｋ）Ｗ^(m) ＝［ｕ₁（ｋ−Ｍ＋１），ｕ₂（ｋ−Ｍ＋１），…，ｕ_L（ｋ−Ｍ＋１）］Ｗ^(m) ｋ＝０，Ｄ，２Ｄ，…；ｍ＝ｋ／Ｄ となる。これが求める帯域分割合成型ＣＭアルゴリズム
を用いたアダプティブアレーアンテナの制御装置におけ
る荷重係数更新式である。アダプティブアレー回路９の
出力信号ｚ（ｋ）を使わず、荷重係数更新の過程で分析
フィルタバンク入力信号ｕ_n（ｋ）からｚｈ（ｋ）を直
接的に生成してしまうため、アダプティブアレー回路９
の出力信号からのフィードバックはない。これによっ
て、回路構成をきわめて簡単にしている。

【００３４】以上のように構成された本実施形態によれ
ば、きわめて広い広帯域信号に対して適応的なビーム形
成が可能になる。従って、従来例に比較して構成が簡単
であって、参照信号を必要とせず、広帯域信号を取り扱
うことができ、しかも第３の従来例の光制御型マルチビ
ーム形成装置を適用することができるアレーアンテナの
制御装置を提供することができる。

【００３５】

【実施例】図４は、図１のアレーアンテナの制御装置の
シミュレーション結果の実施例であって、アダプティブ
アレーの動作結果を示す、入射角に対する相対受信電力
のグラフである。この実施例では、Ｎ＝４素子の半波長
間隔リニアアレーアンテナを用いたアレーアンテナの制
御装置の例について示す。各アンテナ素子は等方性とす
る。信号は帯域制限されていないＱＰＳＫ信号であっ
て、所望波が入射角θ＝２０゜（ＳＮＲ＝２０ｄＢ）、
干渉波が入射角θ＝−４０゜（ＩＮＲ＝１７ｄＢ）から
入射する。フィルタバンクは、４分割ダウンサンプリン
グ比４の完全再構成のＤＦＴフィルタバンクであり、Ｈ
₁（ｚ）＝１＋ｚ^-1＋ｚ^-2＋ｚ^-3である。他のフィルタ
の伝達関数は自動的に決定することができる（従来技術
文献７「貴家仁志，“マルチレート信号処理”，８．１
節，ｐｐ．１２８−１３４，昭晃堂，１９９５年」参
照。）。図４に、ダウンサンプリング前のレートで２０
００サンプル後の指向特性を示す。図４から明らかなよ
うに、干渉波の入射方向の−４０゜方向にヌルができて
いることがわかる。

【００３６】

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載のアレーアンテナの制御装置においては、所定の
配置形状で近接して並置された所定の複数のアンテナ素
子からなるアレーアンテナを制御するためのアレーアン
テナの制御装置において、上記アレーアンテナの各アン
テナ素子でそれぞれ受信された複数の受信信号を複数の
ディジタル受信信号にＡ／Ｄ変換して出力する変換手段
と、上記変換手段から出力される複数のディジタル受信
信号に対してそれぞれ、所定のレートでダウンサンプリ
ング処理を実行して、処理後の複数のディジタル信号を
出力する第１のダウンサンプラ手段と、上記変換手段か
ら出力される複数のディジタル受信信号をそれぞれ、互
いに異なる複数Ｐ個の所定の伝達関数Ｈ₁（ｚ）乃至Ｈ_P
（ｚ）を有して帯域通過ろ波することにより帯域分割し
て出力する第１の帯域通過ろ波手段と、上記第１の帯域
通過ろ波手段から出力される複数のディジタル信号に対
してそれぞれ、上記レートでダウンサンプリング処理を
実行して、処理後の複数のディジタル信号を出力する第
２のダウンサンプラ手段と、上記第２のダウンサンプラ
手段から出力される複数のディジタル信号をそれぞれ複
数Ｐ分配して、上記第１の帯域通過ろ波手段の帯域毎
に、上記各ディジタル信号に対してそれぞれ帯域毎に同
一の所定の荷重係数を乗算した後加算して、複数Ｐ個の
ディジタル信号を出力する荷重加算手段と、上記荷重加
算手段から出力される複数Ｐ個のディジタル信号に対し
てそれぞれ、所定のレートでアップサンプリング処理を
実行して、処理後の複数Ｐ個のディジタル信号を出力す
るアップサンプラ手段と、上記アップサンプラ手段から
出力される複数Ｐ個のディジタル信号をそれぞれ、互い
に異なる複数Ｐ個の所定の伝達関数Ｇ₁（ｚ）乃至Ｇ
_P（ｚ）を有して帯域通過ろ波して、複数Ｐ個のディジ
タル信号を出力する第２の帯域通過ろ波手段と、上記第
２の帯域通過ろ波手段から出力される複数Ｐ個のディジ
タル信号を加算して、加算結果の信号を受信信号として
出力する加算手段と、上記第１のダウンサンプラ手段か
ら出力される複数のディジタル信号に基づいて、コンス
タント・モジュラス・アルゴリズムを用いて、アレーア
ンテナの主ビームを希望波の所望の方向に向けかつ干渉
波などの不要波の到来方向の受信レベルを零にしかつ所
定の評価関数の値を実質的に低下させるように、上記入
力される複数のディジタル信号に対する上記荷重係数を
演算して上記荷重加算手段に出力することにより、上記
荷重係数を上記第１のダウンサンプラ手段の出力ディジ
タル信号のサンプリングレートで更新して設定する適応
制御手段とを備え、上記第１の帯域通過ろ波手段の伝達
関数Ｈ₁（ｚ）乃至Ｈ_P（ｚ）と、上記第２の帯域通過ろ
波手段の伝達関数Ｇ₁（ｚ）乃至Ｇ_P（ｚ）とは、上記Ａ
／Ｄ変換手段から出力されるディジタル信号が上記加算
手段から出力される受信信号として再現されるような完
全再構成条件を実質的に満たすように設定される。従っ
て、きわめて広い広帯域信号に対して適応的なビーム形
成が可能になる。それ故、従来例に比較して構成が簡単
であって、参照信号を必要とせず、広帯域信号を取り扱
うことができ、しかも第３の従来例の光制御型マルチビ
ーム形成装置を適用することができるアレーアンテナの
制御装置を提供することができる。

【００３７】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置においては、請求項１記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記Ａ／Ｄ変換手段の前段に設けら
れ、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受
信された複数の受信信号に基づいて、予め決められた複
数個の方向においてそれぞれ主ビームを有する所定の複
数個のビーム信号を発生して、複数のアナログ信号とし
て上記Ａ／Ｄ変換手段に出力するマルチビーム形成手段
と、上記第１のダウンサンプラ手段と上記適応制御手段
との間に挿入された第１の選択手段と、上記第２のダウ
ンサンプラ手段と上記荷重加算手段との間に挿入された
第２の選択手段とをさらに備え、上記第１の選択手段
は、上記第１のダウンサンプラ手段から出力される複数
のディジタル信号を、所定のしきい値と比較して、上記
しきい値以上のディジタル信号を選択して上記適応制御
手段に出力するとともに、選択されたディジタル信号に
対応する、上記第２のダウンサンプラ手段から出力され
るディジタル信号を選択して上記荷重加算手段に出力す
るように上記第２の選択手段を制御する。従って、上記
第１と第２の選択手段をさらに備えることにより、より
大きな信号に基づいて適応制御処理を実行するので、適
応制御処理の精度を向上させることができる。

【００３８】

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る一実施形態であるアレーアンテ
ナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１の帯域分割合成型アダプティブアレー回
路９の構成を示すブロック図である。

【図３】 本実施形態のアレーアンテナの制御装置の動
作原理を説明するためのブロック図である。

【図４】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレ
ーション結果の実施例であって、アダプティブアレーの
動作結果を示す、入射角に対する相対受信電力のグラフ
である。

【符号の説明】

１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、 ２…マルチビーム形成器、 ３−１乃至３−Ｎ’…ダウンコンバータ、 ４−１乃至４−Ｎ’…ＩＦ／ＩＱ変換器、 ５−１乃至５−Ｎ’…Ａ／Ｄ変換器、 ６−１−１乃至６−Ｎ’−Ｐ…帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、 ７−１−１乃至７−Ｎ’−Ｐ，１０−１乃至１０−Ｎ’
…ダウンサンプラ、 ８，１１…セレクタ、 ９…帯域分割合成型アダプティブアレー回路、 １２…ＣＭＡ制御回路、 ２０−１乃至２０−Ｐ…荷重加算回路、 ２１−１乃至２１−Ｐ…ダウンサンプラ、 ２２−１乃至２２−Ｐ…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、 ２３…加算器、 ２４−１−１乃至２４−Ｐ−Ｌ…乗算器、 ２５−１乃至２５−Ｐ…加算器、 １００…アレーアンテナ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−222933（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−196921（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−245526（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01Q 3/26 - 3/42 H01Q 25/00 - 25/04

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された所
   定の複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御
   するためのアレーアンテナの制御装置において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数の受信信号を複数のディジタル受信信号にＡ／
   Ｄ変換して出力する変換手段と、 上記変換手段から出力される複数のディジタル受信信号
   に対してそれぞれ、所定のレートでダウンサンプリング
   処理を実行して、処理後の複数のディジタル信号を出力
   する第１のダウンサンプラ手段と、 上記変換手段から出力される複数のディジタル受信信号
   をそれぞれ、互いに異なる複数Ｐ個の所定の伝達関数Ｈ
   ₁（ｚ）乃至Ｈ_P（ｚ）を有して帯域通過ろ波することに
   より帯域分割して出力する第１の帯域通過ろ波手段と、 上記第１の帯域通過ろ波手段から出力される複数のディ
   ジタル信号に対してそれぞれ、上記レートでダウンサン
   プリング処理を実行して、処理後の複数のディジタル信
   号を出力する第２のダウンサンプラ手段と、 上記第２のダウンサンプラ手段から出力される複数のデ
   ィジタル信号をそれぞれ複数Ｐ分配して、上記第１の帯
   域通過ろ波手段の帯域毎に、上記各ディジタル信号に対
   してそれぞれ帯域毎に同一の所定の荷重係数を乗算した
   後加算して、複数Ｐ個のディジタル信号を出力する荷重
   加算手段と、 上記荷重加算手段から出力される複数Ｐ個のディジタル
   信号に対してそれぞれ、所定のレートでアップサンプリ
   ング処理を実行して、処理後の複数Ｐ個のディジタル信
   号を出力するアップサンプラ手段と、 上記アップサンプラ手段から出力される複数Ｐ個のディ
   ジタル信号をそれぞれ、互いに異なる複数Ｐ個の所定の
   伝達関数Ｇ₁（ｚ）乃至Ｇ_P（ｚ）を有して帯域通過ろ波
   して、複数Ｐ個のディジタル信号を出力する第２の帯域
   通過ろ波手段と、 上記第２の帯域通過ろ波手段から出力される複数Ｐ個の
   ディジタル信号を加算して、加算結果の信号を受信信号
   として出力する加算手段と、 上記第１のダウンサンプラ手段から出力される複数のデ
   ィジタル信号に基づいて、コンスタント・モジュラス・
   アルゴリズムを用いて、アレーアンテナの主ビームを希
   望波の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来
   方向の受信レベルを零にしかつ所定の評価関数の値を実
   質的に低下させるように、上記入力される複数のディジ
   タル信号に対する上記荷重係数を演算して上記荷重加算
   手段に出力することにより、上記荷重係数を上記第１の
   ダウンサンプラ手段の出力ディジタル信号のサンプリン
   グレートで更新して設定する適応制御手段とを備え、 上記第１の帯域通過ろ波手段の伝達関数Ｈ₁（ｚ）乃至
   Ｈ_P（ｚ）と、上記第２の帯域通過ろ波手段の伝達関数
   Ｇ₁（ｚ）乃至Ｇ_P（ｚ）とは、上記Ａ／Ｄ変換手段から
   出力されるディジタル信号が上記加算手段から出力され
   る受信信号として再現されるような完全再構成条件を実
   質的に満たすように設定されたことを特徴とするアレー
   アンテナの制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のアレーアンテナの制御装
   置において、 上記Ａ／Ｄ変換手段の前段に設けられ、上記アレーアン
   テナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の受信
   信号に基づいて、予め決められた複数個の方向において
   それぞれ主ビームを有する所定の複数個のビーム信号を
   発生して、複数のアナログ信号として上記Ａ／Ｄ変換手
   段に出力するマルチビーム形成手段と、 上記第１のダウンサンプラ手段と上記適応制御手段との
   間に挿入された第１の選択手段と、 上記第２のダウンサンプラ手段と上記荷重加算手段との
   間に挿入された第２の選択手段とをさらに備え、 上記第１の選択手段は、上記第１のダウンサンプラ手段
   から出力される複数のディジタル信号を、所定のしきい
   値と比較して、上記しきい値以上のディジタル信号を選
   択して上記適応制御手段に出力するとともに、選択され
   たディジタル信号に対応する、上記第２のダウンサンプ
   ラ手段から出力されるディジタル信号を選択して上記荷
   重加算手段に出力するように上記第２の選択手段を制御
   することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。