KR20010005580A - 방향 판단 방법 - Google Patents

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Abstract

적어도 하나의 가입자 신호의 파동 요소들의 방향 판단을 위한 본 발명의 방법에 따르면 수신 장치에는 Ka 개의 수신 센서들이 할당된다. Ka 개의 수신 신호들이 수신 센서들을 통해 수신되는데, 이들은 특정 송신기 미세 구조를 가지는 적어도 하나의 가입자 신호로 구성되어 있으며, 이 경우에 k번째(k=1..K) 가입자 신호는 수신 위치에서의 도달 방향들이 서로 다른 Kd 개의 파동 요소들에 의해 전송된 것이다. Ka 개의 수신 센서들에 할당되는 채널 임펄스 응답들은 수신 신호들로부터 결정되며, 적어도 하나의 파동 요소의 도달 방향은 채널 임펄스 응답들로부터 결정된다. 이 방법은 이동 무선 통신, 레이더, 소나, 또는 지진 측정 시스템에서 유리하게 사용될 수 있다.

Description

방향 판단 방법 {METHOD FOR EVALUATING DIRECTION}
하나 이상의 통신 가입자로부터 공통 수신국으로의 전송, 하나 이상의 송신기로부터의 중첩(superimposed) 측정 신호 전송, 방해물이나 지층 상에서의 측정 신호의 반사에 의해 하나 이상의 가입자 신호(subscriber signals)가 야기될 수 있다.
여러 가지 신호의 도달 방향을 결정하는 방법이 R. Roy와 T. Kailath의 1989년 7월 간행물인 "ESPRIT - Estimation of signal parameters via rotational invariance techniques", IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Processing, vol. ASSP-37, pp.984-995 에 개시되어 있다. 예를 들어, DE 195 11 752 에 개시되어 있으며 UNITARY-ESPRIT로 사용되고 있는 방향 판단 방법은 파동 요소의 방향이 수신 신호로부터 직접 결정되도록 한다.
방향 판단을 이동 무선 통신(mobile radio)에 적용한 예가 아래에 설명된다.
이동 무선 통신이나 이와 유사한 방법으로 인해, 방향 판단을 적용하는 새로운 분야가 개척되었다. 신호가 전파(propagating) 매체를 전파할 때, 신호는 노이즈에 의해 야기되는 방해를 받게 된다. 회절과 반사로 인해, 신호 성분들은 서로 다른 전파 경로를 통과하게 되고 수신기에서 중첩되어, 상쇄 효과를 일으킨다. 더욱이, 하나 이상의 신호원이 있을 경우 신호의 중첩이 일어난다. 주파수 분할 다중 접속(FDMA), 시분할 다중 접속(TDMA) 또는 코드 분할 다중 접속(CDMA)으로 알려진 방법들이 신호원들을 구별하여 신호를 판단하는데 사용된다.
예를 들어, 만약 가입자 분리에 CDMA법이 사용된다면, 다수의 가입자 신호들이 동시에 하나의 주파수 채널로 전송되어 수신기에서 분리될 수 있다.
CDMA 무선 통신 전송 시스템의 수학적 설명, 동작 방법 및 구조는 1995년 간행물인 P. Jung과 J. Blanz의 "Joint detection with coherent receiver antenna diversity in CDMA mobile radio systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Volume VT-44, pages 76-88 에 개시되어 있다. 상기 시스템이 이동 통신에 사용될 경우, 위치가 고정된 기지국과 이동하는 이동국 사이에 무선 통신 방해가 있게 된다. 기지국으로부터 이동국으로의 전송 경로는 하향링크 경로하고 하며, 이동국으로부터 기지국으로의 전송 경로는 상향링크 경로라고 한다.
또한 1995년 간행물인 P. Jung과 J. Blanz의 "Joint detection with coherent receiver antenna diversity in CDMA mobile radio systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Volume VT-44, pages 76-88 에는 하나의 수신 센서 대신에 다수의 수신 센서들을 가진 장치를 사용하면 무선 통신 전송 시스템의 전송 품질이 개선될 수 있음이 개시되어 있다. 상기 문헌에 사용된 용어에 따라, K는 기지국으로부터 동일 시간에 동일 주파수 채널로 전송되는 가입자 신호의 개수, 예를 들어 공급된 이동국들의 개수를 의미하며, Ka는 수신 장치, 예를 들어 기지국에 할당된 수신 센서들의 개수를 나타낸다. 따라서, 상기 경우에는, K개의 이동국과 기지국의 Ka개의 수신 센서들 사이의 상향링크 경로에는 K*Ka개의 무선 통신 채널이 있게 된다. 이들 각 무선 통신 채널은 k=1..K, ka=1..Ka 일 때, 채널 임펄스 응답 g(k)(ka)의 이산 시간 기저대역 등가물(discrete-time baseband equivalent)에 의해 특징지어 진다. 이들 채널 임펄스 응답 g(k)(ka)는 데이터 검출에서의 채널 모델링에 사용된다. 이 방법은 파동 요소가 도달하는 방향에 관한 어떠한 언급도 하지 않는다.
본 발명은 예를 들어 이동 무선 통신 네트워크의 기지국에서 또는 레이더 또는 소나(sonar) 시스템이나 지진 측정 시스템에서 수신 신호의 파동 요소(wave elements)의 방향 판단 방법에 관한 것이다.
도 1은 이동 무선 통신 네트워크의 블록도.
도 2는 무선 통신 인터페이스를 위한 무선 통신 블록의 프레임 구조의 블록도.
도 3은 수신 센서들을 가진 수신 장치의 블록도.
도 4는 방향(directional) 채널 판단기의 블록도.
도 5는 검출 장치의 블록도.
도 6은 레이더 개요의 개략도.
도 7은 레이더 시스템의 수신 장치의 블록도.
본 발명은 계산의 복잡성이 거의 없이도 방향 판단에 방해 신호의 영향 감소를 가져오는 개선된 방향 판단 방법을 개시하는 목적을 가지고 있다. 이 목적은 특허청구범위 제 1 항의 특징부의 방법에 따라 달성된다. 본 발명의 개량물들은 종속항들에 기재되어 있다.
적어도 하나의 가입자 신호의 파동 요소들의 방향 판단을 위한 본 발명에 따른 방법에서, Ka개의 수신 센서들이 하나의 수신 장치에 할당된다. Ka개의 수신 신호들은 수신 센서들을 통해 수신되는데, 상기 신호들은 그 위에 나타난 특정 송신기 미세 구조(transmitter-specific fine structure)를 가진 적어도 하나의 가입자 신호에 의해 야기되며, k=1..K 일 때, 수신 위치에서의 도달 방향이 서로 다른 Kd 개의 파동 요소들에 의해 k-t개의 가입자 신호가 전송된다. Ka 개의 수신 센서들에 할당된 채널 임펄스 응답은 수신 신호들로부터 결정되며, 적어도 하나의 파동 요소의 도달 방향은 채널 임펄스 응답으로부터 결정된다.
채널 임펄스 응답이 이미 방향 판단의 원 정보(raw information)로서 채널들의 특성을 고려하고 있기 때문에, 방향 판단의 정확도가 개선된다. 특정 송신기 미세 구조의 형태인 수신 신호에 관한 지식이 수신 장치에서의 채널 판단에 사용될 수 있다. 따라서 아직 검출되지 않은 미지의 데이터를 사용할 때 보다 방향 판단이 더 정확하다.
본 발명에 따르면, 채널 임펄스 응답은 특정 송신기 미세 구조를 형성하는, 가입자 신호의 훈련 시퀀스(training sequences)로부터 결정된다. 이런 훈련 시퀀스들은 이동 무선 통신으로부터 예를 들어 GSM 가용 채널(useful channels)의 중반부(midamble)로서 알려진다. 이들 훈련 시퀀스들은 본 발명에 따른 방법을 위해 간단한 방법으로 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 방법은 복잡성이 거의 없이 이동 무선 통신 네트워크에 구현될 수 있다.
다수의 송신기 또는 반사기로부터의, (특정 송신기 미세 구조에 의해 분리될 수 있는) 가입자 신호들이 수신 장치에 도달하며, 중첩되어 수신 신호들을 형성하는데, 이들 신호들은 동시에 하나의 주파수 채널에서 전송된다. 미세 구조는 바람직하게는, 메시지 전송이 일어날 때, 방향 판단 및 가입자 분리용으로 동시에 사용될 수 있다. 이는 수신단에서 복잡성의 추가 감소가 일어남을 의미한다.
본 발명의 더 유리한 실시예에서, 파동 요소 도달 방향의 결정은 또한 이하의 값(방해 신호의 도달 방향, 전력, 스펙트럼 또는 상관 매트릭스)들 중 적어도 하나에 관련된 정보를 고려한다. 방해원에 대해 얻을 수 있는 지식의 양이 많을 수록, 도달 방향을 판단하고자 하는 신호의 판단 가능성이 더 높아진다. 이 방법은 또한 방향 판단을 개선시킨다.
본 발명의 개선 예에 따르면, 가입자 신호들은 개별 가입자 코드를 사용하여 역확산함에 의해 분리될 수 있다. 이 경우에, 파동 요소의 도달 방향이 가입자 신호에 할당될 수 있다. 이 형태의 할당으로 인해, 예를 들어 방향 판단이 데이터 검출을 위한 부가적 정보를 나타내는 이동 무선 통신 시스템의 경우처럼, 본 발명이 유리하게 이용된다.
도달 방향 결정에 고분해능(high-resolution) 방향 판단 방법이 유리하게 이용된다. 예를 들어, MUSIC법(Multiple Signal Classification method) 또는 일차원 또는 다차원 UNITARY ESPRIT법(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)은 경제적인 계산 복잡성으로 채널 임펄스 응답에 기하여 높은 정확도의 방향 판단을 수행한다. MUSIC 또는 ESPRIT법은, 신호 처리 복잡성이 낮은 정확한 방향 판단을 수행하기 위해, 수신 센서들의 복합 방사 극 다이어그램(complex radiation polar diagram) 및/또는 수신 센서들의 배치를 위한 구체적인 기하학적 선 조건(preconditions)으로부터의 지식을 이용한다.
파동 요소들에 대한 도달 방향 결정을 위해, 본 발명의 다른 실시예에 따라 특정 값들이 시간 간격에 걸쳐 평균된다. 다수의 채널 임펄스 응답들의 간섭성 시간에 상응하는 시간 간격 내에서는 도달 방향이 거의 변하지 않는다. 평균을 구하는 것 즉, 평균화는 방향 판단을 개선시키는데, 이는 랜덤 에러들이 감소되기 때문이다. TDMA 시스템에서 가입자 신호들의 무선 통신 블록 전송(radio block transmission)의 경우, 하나의 무선 통신 블록 또는 다수의 무선 통신 블록들에 대해 평균화가 수행된다. 평균화를 위한 무선 통신 블록의 개수 즉, 시간 간격은 이 경우에 시간 간격의 변화를 가져오는 도달 방향의 변화에 따라 변할 수 있다. 채널 조건이 신속하게 변한다면, 예를 들어 이동국의 움직임이 가속화되면, 방향 판단은 더 짧은 시간 간격으로 제한될 수 있다.
이동 무선 통신 시스템에서 적용되는 상기 설명 이외에도, 레이더, 소나, 또는 지진 측정 시스템에 적용하는 것도 상정할 수 있다. 후자의 경우에, 적어도 하나의 가입자 신호가 하나 이상의 반사된 파동 요소의 형태로 수신국에 도달할 수 있다.
이동 무선 통신 시스템에서 데이터 검출을 위해 방향 판단이 이용되는 경우와 레이더 시스템이 미사일을 위해 방향 판단을 수행하는 경우의 두 실시예를 들어 첨부 도면을 참조하여 이하에서 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.
도 1 내지 도 5를 참조하여 제 1 실시예를 설명한다.
도 1에 도시된 이동 통신 시스템의 구조는 서로 네트워크되어 고정된 네트워크 PSTN으로의 접속을 담당하는 다수의 이동 교환국(MSC)을 포함하는 공지의 GSM 이동 통신 네트워크이다. 더욱이, 이들 이동 교환국(MSC)들은 각각 적어도 하나의 기지국 제어기(BSC)에 연결되어 있다. 차례로, 각 기지국 제어기(BSC)들은 적어도 하나의 기지국(BS)과의 연결을 허용한다. 상기 기지국(BS)은 무선 통신 인터페이스를 통해 이동국(MS)으로의 정보 링크를 설정할 수 있는 무선 통신국이다. 예를 들어, 도 1은 3개의 이동국(MS)과 하나의 기지국(BS) 사이에 3개의 무선 통신 링크를 도시하고 있다. 유지 운영 센터(OMC)는 이동 무선 통신 네트워크 또는 그 일부에 대해 모니터링 및 유지 기능을 제공한다. 이 구조는 본 발명이 이용될 수 있는 다른 이동 무선 통신 네트워크로 이전될 수도 있다.
기지국(BS)과 이동국(MS) 사이의 통신 링크는 직접 전파 경로 외에도, 예를 들어 건물이나 수목에 의한 반사에 의해 야기되는 다중 경로 전파를 겪게 된다. 이동국(MS)이 이동하고 있다고 가정하면, 다중 경로 전파와 다른 방해로 인해 가입자 신호의 여러 전파 경로들의 신호 성분들이 수신 기지국(BS)에서 시간의 함수로 중첩되게 된다. 또한 서로 다른 이동국(MS)의로부터의 가입자 신호들이 수신 위치에서 중첩되어 수신 신호(e, em)를 형성한다고 가정한다. 수신 기지국(BS)의 기능은 가입자 신호 내에 전송되는 데이터(d)를 검출하고, 그 데이터(d)를 각 특정-가입자 통신 링크(subscriber-specific communication links)들로 할당하는 것이다.
도 2는 무선 통신 인터페이스를 통한 가입자 신호들의 전송을 도시하고 있다. 이 경우, 무선 통신 인터페이스는 주파수 분할 다중 접속(FDMA), 시분할 다중 접속(TDMA), 및 코드 분할 다중 접속(CDMA) 성분을 가진다. 이동 무선 통신 네트워크에 대해 주파수축(f)을 따라 다수의 주파수 대역들이 제공된다. 더욱이, 시간축(t)은 각기 다수의 시간 슬롯들을 포함하는 시간 프레임으로 세분되어 무선 통신 블록에서 전송이 일어난다. 다수의 이동국(MS)으로부터의 가입자 신호가 가입자 그룹(Tln1, Tln2, .. Tln120)에 할당된다. 다시 말해, 가입자 그룹의 무선 통신 블록 동안, 예를 들어 도 1의 3개 이동국(MS)에 대한 가입자 그룹(Tln3) 즉, 예시적 실시예에서 K=3인 경우, 서로 다른 가입자 코드로 표시되는 가입자 신호들이 중첩되어 수신 신호(e, em)를 형성하며, 이는 기지국(BS)의 수신 장치에 의해 판단될 수 있다.
무선 통신 블록 내에서, 가입자 신호는 데이터(d)를 가진 2개의 데이터 운반 부분을 포함하며, 그 중간에 특정 가입자 훈련 시퀀스(tseq1 - tseqK)가 도입된다. 무선 통신 블록은 가드 시간(gp)에 의해 종료된다. 가입자 신호들은 가입자 코드(c)에 의해 구별되며, 그 결과 [공백] 특정 가입자 CDMA 코드 c(k), k=1..K 에 의해 정의되는 특정 가입자 미세 구조에 의해 데이터 운반 부분들 내에서 구별된다. 가입자 신호들은 이들 CDMA 코드들(c)(이는 이하에서는 가입자 코드라 함)에 의해 분리되어, 수신단에서 알 수 있다.
도 3은 수신 센서들(A)을 가진 수신 장치를 도시하고 있다. 이 수신 장치는 기지국(BS)의 일부로서 이동 무선 통신 네트워크에서 송신 이동국(MS)으로부터의 수신 신호(e, em)를 수신한다. 이하에서는 일반적으로 양방향 통신 링크를 가지는 경우 즉, 기지국(BS)이 수신도 하면서 송신 장치도 가지는 경우를 설명한다.
Ka=4인 수신 센서(A)가 안테나 장치를 형성하는데, 이는 지능 안테나 장치(intelligent antenna device)로 설계되어 있다. 다시 말해, 이 지능 안테나 장치의 다수의 수신 센서들(A)이 동시에 수신 신호들(e 또는 em)을 수신하며, 이 신호들은 서로 결합되어 하나의 수신 안테나를 가진 시스템에 비해 전송 품질이 개선된다.
예를 들어 기저대역으로의 변환 및 이에 이어지는 아날로그/디지털 변환에 의해 수신 신호들(e, em)로부터 디지털 신호들이 생성되며, 이들 디지털 신호들은 수신 장치에서 판단된다.
수신 장치들은 다수의 채널 판단기(JCE), 다수의 방향 판단기(DOAE), 방향성 채널 판단기(JDCE) 및 검출 장치(JDD)를 포함한다. 수신 신호(e, em)에 부가하여, 수신 장치는 가입자의 수(K), 그들의 훈련 시퀀스(tseq1,..,tseqK), 및 그들의 가입자 코드(c)에 관한 선험적(apriori) 정보를 가지며, 방해 신호들에 관한 정보도 얻을 수 있다.
수신 센서들(A)로부터의, 이미 디지털화된 수신 신호(em)들이 채널 판단기(JCE)에 공급된다. 채널 판단기(JCE)는 가우스-마르코프 판단(Gauss-Markov estimate) 또는 최대 가능성 판단(maximum-likelihood estimate)에 의해 비방향성(non-directional) 채널 임펄스 응답들(g)을 결정하는데 사용된다. 채널 판단기(JCE) 마다 수신 센서(A)로부터의 수신 신호를 판단하며, K개의 비방향성 채널 임펄스 응답들(g)이 각각 채널 판단기(JCE)의 출력들에서 생성된다. 이들 비방향성 채널 임펄스 응답들(g)은 K 개 가입자 신호들의 훈련 시퀀스 tseq1 내지 tseqK 에 의해 야기되는 수신 신호들 em(ka), ka=1..Ka 로부터 계산된다.
비방향성 채널 임펄스 응답들(g)은 이들 비방향성 채널 임펄스 응답들(g)에 근거하여 가입자들에 관한 방향 판단을 수행하는 K개의 방향 판단기(DOAE)에 각각 공급된다. 가입자 신호당 결정되는 도달 방향의 개수는 Kd로 표시된다. 이 개수 Kd는 가입자 신호들마다 다를 수 있다. 일차원 또는 다차원 UNITARY ESPRIT 알고리듬이 도달 방향(DOA)(또한 입사 방향이라고도 함)을 결정하는데 사용된다. 본 발명에 따른 방향 판단은 방향 판단기(DOAE)에서 수행된다.
방향성 채널 판단기(JDCE)에서, 수신 센서들(A)에서의 훈련 시퀀스(tseq1 - tseqK)와 파동 요소들의 특정 도달 방향(DOA)에 의해 야기되는 수신 신호들 em(ka)이 처리되며, 그로부터 방향성 채널 임펄스 응답들(h)이 결정된다. 이 채널 판단은 최대 가능성 판단법에 근거한다.
마지막으로, Ka 개의 수신 신호들 e(ka), ka=1..Ka, 특정 방향 채널 임펄스 응답들(h) 및 특정 도달 방향(DOA)들이 검출 장치(JDD)에 공급되고, 검출 장치(JDD)도 또한 가입자 코드들(c)과, 부가적으로, Rn형태인 방해 신호들의 도달 방향 또는 기지국(BS)에 대한 이동국(MS0의 지리적 위치에 대한 알려진 선험적 정보들을 처리한다.
데이터(d)의 검출은, 데이터를 운반하는 부분들에 의해 야기된 수신 신호들 e(ka)에 근거하여 이 검출 장치(JDD)에 의해 수행된다. 이를 위해 영-촉진법(zero-forcing method)이 이용된다. 대안적인 유리한 방법들로는 최대 가능성 판단법 또는 MMSE법이 있다. 데이터 검출 결과 검출 장치(JDD)의 출력에 존재하는 무선 통신 블록에 대한 K 개의 가입자 신호들의 데이터(d)가 검출된다.
(본 발명에 따른) 데이터 검출의 분석을 위해, 제 1 방법 단계에서 방향 불균일성을 고려하지 않은 채널 임펄스 응답들(g)의 채널 판단이 수행된다. 제 2 단계에서, 하나 이상의 파동 요소들의 도달 방향들(DOA)이 결정된 채널 임펄스 응답들(g)로부터 결정되고, 이어서, 제 3 단계에서, 방향성 채널 임펄스 응답들(h) 즉, 서로 다른 도달 방향을 가질 수 있는 채널 임펄스 응답들(g)이 도달 방향들(DOA)을 고려하여 수신 신호들로부터 결정된다. 이 단계는 각각의 통상적인 비방향성 채널 임펄스 응답들 g(k)(ka)이 Kd 개의 방향성 채널 임펄스 응답들 h(k)(ka), k=1..K, ka=1..Ka 의 중첩에 의해 얻어진다는 지식에 근거한 것이다.
이는 다음과 같이 표현될 수 있다.
(1)
여기서, k=1..K, ka=1..Ka
이 경우에, a(k)(ka)(kd)는 비방향성 채널 임펄스 응답들 g(k)(ka)상에 방향성 채널 임펄스 응답들 h(k)(ka)를 중첩하기 위한 복소 가중 인자들(complex weighting factors)이다. 적절하다면, 방향성 채널 임펄스 응답들을 결정하기 위해, 도달 방향 또는 방해 파동 요소들의 상관 매트릭스들에 대한 지식도 또한 사용될 수 있다.
상기 다중 안테나 시스템의 경우에 g(k)(ka), k=1..K, ka=1..Ka 에서 판단되는 변수들의 전체 개수 W*K*Ka는, Ka 〉 Kd 이기 때문에, 일반적으로 h(k)(ka), k=1..K, kd=1..Kd 에서 판단되는 변수들의 전체 개수 W*K*Kd 보다 상당히 크다. 따라서, 본 발명에 따른 방법을 사용하면 변수들의 판단을 위한 계산 복잡성이 감소된다.
유리하게도 가입자 신호들의 훈련 시퀀스에 의해 야기되며 Ka 개의 수신 센서들의 수신 신호들 em(ka), ka=1..Ka 을 포함하는 결합 수신 신호(combined received signal) em 의 수신 동안에, 이 수신 신호 em 은 아래와 같다.
em = G·h + nm(2)
여기서, G는 기지의(known) 매트릭스 (L*Ka)×(W*K*Kd), L은 이산 시간(discrete time)에서의 수신 신호 em 의 샘플들의 개수, W는 채널 임펄스 응답들의 길이를 나타낸다. 이 매트릭스 G는 Ka 개의 수신 센서들의 기하학적 배치와 복합 특성(complex characteristics), 전송된 훈련 시퀀스들, 및 Kd 개의 도달 방향(DOA)으로부터 얻어진다. 벡터 h는 K*Kd 개의 방향성 채널 임펄스 응답들 h(K)(Kd)의 이산 시간 기저대역 등가물을 포함한다. nm은 이산 시간 방해 신호의 미지의 (L*Ka) 열 벡터를 나타낸다.
G와 em은 식(1)로부터 알 수 있으므로, 방향성 채널 임펄스 응답들 h가 결정될 수 있다.
데이터를 운반하는 부분 동안, 수신 센서들의 수신 신호들 e(ka)의 결합 수신 신호 e는 아래와 같다.
e = A·d + n (3)
여기서 A는 (M*Ka)×(N*K) 매트릭스이며, M은 수신 신호가 샘플되는 이산 시간들의 개수이며, N은 가입자당 전송된 데이터 심볼들의 개수이다. n은 이산 시간 방해 신호의 미지의 (M*Ka) 열 벡터를 나타낸다.
식(3)에서, A는 K*Kd 개의 도달 방향들, 방향성 채널 임펄스 응답들 h, 수신 센서들의 기하학적 배치와 복합 특성으로부터 알 수 있으며, e는 알려진 값이므로, 데이터 d가 검출될 수 있다.
제 4 단계에서, K 개의 가입자 신호들의 데이터를 운반하는 부분들에 의해 야기되는 수신 신호들 e가, 이전에 결정된 도달 방향들(DOA)과 방향성 채널 임펄스 응답들(h)을 이용하여, 데이터 d를 검출하는데 사용된다. 원한다면, 이 단계에서, 도달 방향, 전력, 방해 신호들의 스펙트럼 또는 공분산(covariance) 매트릭스에 관한 지식도 이용될 수 있다.
가우스-마르코프 판단 방법을 사용하여 방향성 채널 임펄스 응답들(h)이 유리하게 결정될 수 있으며, 이 경우에 방향성 채널 임펄스 응답들 h에 대해 판단된 값가 아래의 식으로부터 계산될 수 있다.
(4)
은 방해 신호 nm의 공분산 매트릭스를 나타내는데, 이는 방해 파동 요소들의 도달 방향과 상대적 전력 레벨들, 방해 신호들의 스펙트럼들, 수신 센서들의 기하학적 배치와 복합 방사 극 다이어그램에 의해 좌우된다. 이 방법은 방향성 채널 임펄스 응답들 h의 최대 가능성 판단에 대응하는 것으로, 식 (4)의 반복적 분해에 의해 적당한 복잡도로 얻어질 수 있다.
방향 판단와 방향성 채널 임펄스 응답들 및 데이터 검출 사이의 관계는 다음과 같이 이용된다. K 개의 가입자 신호들은 데이터와 훈련 시퀀스들을 운반하는 부분들을 포함하는데, 이 경우 K 개의 가입자 신호들의 훈련 시퀀스들에 의해 야기된 수신 신호들은 방향성 채널 임펄스 응답들을 결정하는데 사용되며, 데이터는 데이터를 운반하는 부분들에 의해 야기된 수신 신호들로부터 검출된다.
복잡도는 또한 무선 통신 블록들의 한 프레임 구조보다 긴 기간 동안의 추가 방법(follow-up)을 이용하여 도달 방향들(DOA) 및/또는 방향성 채널 임펄스 응답들(h)을 다시 한번 결정함에 의해 감소될 수 있다.
도 4는 방향성 채널 판단기(JDCE)를 도시하고 있는데, 이는 빔 형성기(BF)를 포함하며, 빔 형성기(BF)는 Ka 개의 수신 신호들 em(ka)각각을 특정 빔 형성기 가중 인자들 w1 내지 w4와 w5 내지 w8로 가중하고 가산 장치(S)에서 신호 성분들을 가산하고 신호대잡음비가 최대화되는 신호를 형성하여 이 신호를 신호에 매치되는 상관성 제거 필터(decorrelating filter)(DMF)에 공급한다. 자체 방해(SI)와 교차 방해(CI)는 방해 제거 장치(IC)에서 보상되며, 방향성 채널 임펄스 응답들 h가 얻어진다.
파동 요소들의 도달 방향들(DOA)에 관한 정보와 방해 파동 요소들의 방향과 상대적 전력 레벨들도 또한 빔 형성기(BF)에서 처리된다. 이들 방향들은 각 빔 형성기(BF)에 대해 독립적으로 가중 인자들 w1 내지 w4와 w5 내지 w8에 영향을 미친다. 빔 형성기(BF)와 신호에 매치되는 상관성 제거 필터들(DMF)은 신호에 매치되는, 공간적으로 분해하는 상관성 제거 필터들처럼 작동하며 각기 하나의 파동 요소 즉, K*Kd에 인가된다.
도 5는 검출 장치(JDD)를 도시하고 있다. 이 검출 장치(JDD)는 수신 신호 e의 데이터 운반 부분을 처리하며, 이 경우에 신호대잡음비를 최대화하기 위해, 방향성 채널 판단기(JDCE)에서 상기한 처리절차에 상응하는 방식으로, 신호에 매치되는, 공간적으로 분해하는 상관성 제거 필터가 수신 신호 e의 K*Kd 개 파동 요소들을 중첩한다. 이 신호대잡음비 최대화 처리는 각 가입자 신호의 각 도달 방향(DOA)에 대해 수행되며, 가입자 신호의 각 파동 요소의 Kd 신호 성분들은 가산 장치 S1 내지 SK에서 최대비 결합 방법을 이용하여 중첩된다.
다음, 가입자 신호들이 방해 제거 장치(IC)에 공급되며, 방해 제거 장치(IC)는 심볼간 방해(ISI)와 다중 접속 방해(MAI)를 보상한다. 이 경우에, 가입자 코드들(c), 도달 방향(DOA), 방향성 채널 임펄스 응답들(h), 그리고 적절하다면 Rn의 형태인 방해 신호원에 관한 선험적 지식에 관한 정보도 처리된다. 가입자 신호들에 대한 검출 데이터(detected data)(d)는 방해 제거 장치(IC)의 출력에 분리된 형태로 존재하게 된다. 방해 제거에는 소위 JD(결합 검출)법이 이용된다.
수신 장치는 수신 신호들의 시간 분산과 편차를 감소시킨다. 더욱이, 공간적 분해로 인해 더 많은 수의 이동국들(MS)이 한 기지국(BS)의 무선 통신 영역에 공급되고, 무선 통신 영역도 방향성 효과에 의해 이동국들(MS)의 전송 전력 레벨들도 상당히 감소될 수 있도록 형성될 수 있게 된다.
도 6은 레이더 시스템 개요를 이용한 제 2 실시예에 관한 도이다.
레이더 시스템은 결합 요소(K)를 통해 Ka 개의 수신 센서들을 가진 안테나 장치(A)에 결합되는 송신 장치와 수신 장치를 포함한다. 전송 기간 동안, 특정 송신기 미세 구조를 가진 전송 신호가 안테나 장치를 통해 전송된다. 전송된 에너지의 일부가 미사일에 도달하게 되고, 거기서 반사된다.
반사된 신호 -이하에서는 가입자 신호라 함- 는 다수의 파동 요소들을 포함하는데, Kd 개의 파동 요소들이 서로 다른 전파 경로들을 통해 안테나 장치(A)에 도달된다. 가입자 신호의 파동 요소들은 구름이나 건물에서의 굴절, 회절, 반사에 의해 레이더 시스템으로 회귀되어, 수신 장치에서 수신 및 판단된다.
도 7은 Ka 개의 수신 센서들(A)이 있는 수신 장치를 개략적으로 도시하고 있다. Ka 개의 채널 판단기들(KS)에서는 센서들에 관해 채널 임펄스 응답들(g)이 판단된다. 이를 위해, 기지의 특정 송신기 미세 구조와 수신 신호의 상관성이 레이더 시스템에서 결정된다.
이렇게 결정된 Ka개의 채널 임펄스 응답들(g)에 방향 판단기(DOAS)가 공급되어, 상기 채널 임펄스 응답들(g)을 이용하여 가입자 신호에 대한 이들 Kd 개의 도달 방향들(DOA)을 결정한다. 채널 및 방향 판단에 사용되는 방법은 제 1 실시예의 경우와 상응한다.
가입자 신호의 파동 요소들의 채널 임펄스 응답들(g)과 도달 방향들(DOA)이 레이더 시스템의 신호 결합기(SC)에서 판단되어, 파동 요소들의 도달 방향들(DOA), 신호 지연 시간, 및 수신 필드 강도로부터 위치를 결정하고, 도플러 주파수로부터 이동 속도를 결정한다.
본 발명은 예를 들어 이동 무선 통신 네트워크의 기지국에서 또는 레이더 또는 소나(sonar) 시스템이나 지진 측정 시스템에서 수신 신호의 파동 요소(wave elements)의 방향 판단 방법으로 사용된다.

Claims (12)

  1. 적어도 하나의 가입자 신호의 파동 요소들에 대한 방향 판단 방법에 있어서,
    - 수신 장치에는 Ka 개의 수신 센서들이 할당되며,
    - Ka 개의 수신 신호들이 수신되는데, 이들은 특정 송신기 미세 구조를 가지는 적어도 하나의 가입자 신호에 기인하며, k번째(k=1..K) 가입자 신호는 수신 위치에서의 도달 방향들(DOA)이 서로 다른 Kd 개의 파동 요소들에 의해 전송되며,
    - 상기 Ka 개의 수신 센서들에 할당되는 채널 임펄스 응답들(g)은 상기 수신 신호들로부터 결정되며,
    - 적어도 하나의 상기 파동 요소의 도달 방향(DOA)은 상기 채널 임펄스 응답들(g)로부터 결정되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 임펄스 응답들(g)은 상기 가입자 시호들의 훈련 시퀀스들(tseq1, tseq2 ... tseqK)로부터 결정되며, 상기 훈련 시퀀스들은 특정 송신기 미세 구조들을 형성하는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    다수의 송신기들(MS) 또는 반사기들(P1, P2)로부터의 상기 가입자 신호들은 상기 수신 장치에 도달되고 중첩되어 수신 신호들을 형성하며, 상기 신호들은 동시에 하나의 주파수 채널로 전송되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  4. 선행하는 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 파동 요소들의 도달 방향들(DOA)의 결정은 또한, 방해 신호들의 도달 방향(DOA), 전력, 스펙트럼 또는 상관 매트릭스와 같은 값들 중의 적어도 하나에 관한 정보를 고려하는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  5. 제 3 항 또는 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 가입자 신호들이 개별적 가입자 코드들(tc1, tc2 ... tcK)을 이용하여 역확산함에 의해 분리될 수 있는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  6. 선행하는 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 도달 방향(DOA)을 결정하는데 고분해능 방향 판단 방법들이 이용되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 도달 방향(DOA)을 결정하는데 MUSIC 방법이 이용되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 도달 방향(DOA)을 결정하는데 일차원 또는 다차원 UNITARY-ESPRIT 방법이 이용되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  9. 선행하는 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 파동 요소들의 상기 도달 방향(DOA)을 결정하기 위해 특정 값들이 시간 간격에 걸쳐 평균되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  10. 선행하는 항 중 어느 한 항에 있어서,
    이동 무선 통신 시스템에 사용되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  11. 선행하는 항 중 어느 한 항에 있어서,
    레이더 또는 소나 시스템에 사용되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
  12. 선행하는 항 중 어느 한 항에 있어서,
    지진 측정 시스템에 사용되는 것을 특징으로 하는 방향 판단 방법.
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