JP4033131B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善機能を有するスイッチング電源装置に関し、特に、過電圧保護機能を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源装置としては、図１に示すようなものが知られている。以下、図１に示す従来のスイッチング電源装置１００の動作について説明する。
【０００３】
交流電源１が電源装置に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧が整流器３で全波整流され、このチョッパ回路に全波整流波形が供給される。
【０００４】
初めに、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂの一端がＧＮＤに接続されており、その他端が抵抗Ｒ１３を介してコンパレータ１３の−入力端子に入力され、同時に、コンパレータ１３の＋入力端子に基準電圧Ｖref2が入力されている。コンパレータ１３では、両入力電圧が比較され、＋入力端子に入力されている基準電圧Ｖref2の方が−入力端子に入力されている２次巻線５ｂの検出電圧値よりも大きくなった場合、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。
【０００５】
フリップフロップ１５は、コンパレータ１３からのセット信号に応じてセットされ、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１がオン制御される。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、昇圧用リアクトル５の１次巻線５ａ，スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース、電流検出用抵抗Ｒ９を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、昇圧用リアクトル５にエネルギーが蓄えられる。
【０００６】
このとき、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流は、スイッチング素子Ｑ１のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗Ｒ９により電圧Ｖｓに変換されてコンパータ１１の＋入力端子に入力され、コンパータ１１で乗算器９から出力される電流目標値Ｖｍと比較される。
【０００７】
スイッチング電流の電圧変換値Ｖｓが電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ１１からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５に出力される。フリップフロップ１５はコンパレータ１１からＯＲ回路２３を介して入力されるリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーと整流器３から供給される電圧とが合成され、整流ダイオードＤ５を通して出力コンデンサＣ１に充電される。この結果、出力コンデンサＣ１には、整流器３から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された直流電圧が出力される。
【０００９】
コンデンサＣ１に加えられている電圧は、抵抗Ｒ５，Ｒ７によって分圧されてエラーアンプ７に入力され、エラーアンプ７により基準電圧Ｖref1と比較され、この誤差電圧Ｖerが乗算器９に供給される。
【００１０】
整流器３からの全波整流波形は、抵抗Ｒ１，Ｒ３により分圧されて乗算器９に入力され、乗算器９により全波整流波形とこの誤差電圧が乗算され、スイッチング電流の電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ１１の−入力端子へ供給される。
【００１１】
次に、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、２次巻線５ｂに誘起される電圧が反転する。そして、コンパレータ１３によりこの電圧は基準電圧Ｖref2と比較され、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。この結果、コンパレータ１３からのセット信号に応じてフリップフロップ１５がセットされ、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に入力されてオン制御される。
【００１２】
以後、このような動作の繰り返しにより出力コンデンサＣ１の出力電圧は一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。
【００１３】
次に、従来のスイッチング電源装置１００に設けられた過電圧保護回路１６の基本的な動作について説明する。
【００１４】
過電圧保護回路１６では、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１５，Ｒ１７により分圧したＢ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のカソードに入力されている。
【００１５】
Ｂ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも低い場合には、ツェナーダイオードがハイインピーダンスとなって抵抗Ｒ１９に電流が流れないため、コンパレータ１７の＋入力端子の電圧は基準電圧Ｖref3よりも低くなっている。このため、コンパレータ１７からはローレベルが出力されるので、フリップフロップ２１のＱ出力端子からはローレベルが出力されており、コンパレータ１１から周期的に出力されるハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５に出力される。この結果、上述したように、出力コンデンサＣ１の出力電圧は一定に保たれる。
【００１６】
一方、Ｂ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも高い場合には、抵抗Ｒ１９に電流が流れるため、コンパレータ１７の＋入力端子の電圧は基準電圧Ｖref3より高くなる。このため、コンパレータ１７からはハイレベル信号が出力されるので、フリップフロップ２１はセットされフリップフロップ２１のＱ出力端子からはハイレベル信号が出力され、以後、フリップフロップ２１のＱ出力端子から出力されたハイレベル信号がＯＲ回路１９を介してフリップフロップ２１のセット端子Ｓに入力されるので、フリップフロップ２１のＱ出力端子からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力され保持される。この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン動作が停止され、出力コンデンサＣ１の出力電圧は降下して０Ｖに保たれる。
【００１７】
次に、従来のスイッチング電源装置１００に対して行われる入力電圧変動試験や限界入力電圧試験やリングウエーブ試験について説明する。
【００１８】
（１）入力電圧変動試験
入力電圧変動試験では、ＡＣ９０Ｖ〜ＡＣ２６４Ｖの範囲の交流電源１を入力しても、出力電圧Ｖｏが例えば３８０Ｖの直流電圧が出力されていれば、正常動作していると判断する。
【００１９】
（２）限界入力電圧試験
限界入力電圧試験では、最大ＡＣ４００Ｖの交流電源１を入力しても、出力電圧Ｖｏが例えば入力電圧の実効値よりも大きい直流電圧が出力されていれば、正常動作していると判断する。
【００２０】
（３）リングウエーブ試験
リングウエーブ試験では、例えばＡＣ２４０Ｖの交流電源に、さらに２４０√２Ｖのパルス信号を重畳させた電圧（４８０√２Ｖ）の交流電圧を入力しても、出力電圧Ｖｏが例えば３８０Ｖの直流電圧が出力されていれば、正常動作していると判断する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチング電源装置１００に対して、リングウエーブ試験等の過電圧試験を行った場合、以下のような問題が考えられる。
【００２２】
ここで、図２に示すタイミングチャートを参照して、従来のスイッチング電源装置１００に対して最も印加電圧が高くなるリングウエーブ試験を行った場合について説明する。
【００２３】
図２（ａ）に示すように、タイミングｔ１０１〜ｔ１０２の間に、ＡＣ２４０Ｖの交流電源にさらに２４０√２のパルス信号が重畳された電圧（４８０√２Ｖ）が入力された場合、出力電圧Ｖｏが上昇し、図１のＢ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも高くなり、抵抗Ｒ１９に電流が流れるため、コンパレータ１７の＋入力端子の電圧は基準電圧Ｖref3より高くなる。このため、コンパレータ１７からはハイレベル信号が出力されるので、フリップフロップ２１はセットされてＱ出力端子からはハイレベルが出力される。それ以降、フリップフロップ２１のＱ出力端子から出力されたハイレベル信号がＯＲ回路１９を介してフリップフロップ２１のセット端子Ｓに入力されるので、図２（ｃ）に示すように、フリップフロップ２１のＱ出力端子からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力され保持される。
【００２４】
この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン動作が停止され、図２（ｂ）に示すように、出力コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは電源電圧まで下降する。さらに、タイミングｔ１０１〜ｔ１０２の間に交流電源に加えられたパルス信号が印加されなくなっても、従来のスイッチング電源装置１００に設けられた過電圧保護回路１６からはリセット信号が継続して出力される。
【００２５】
このように、従来のスイッチング電源装置１００にあっては、リングウエーブ試験等の過電圧試験を行った場合に、過電圧保護回路１６が動作し易いといった問題があった。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたもので、その目的としては、入力電圧変動試験及び限界入力電圧試験やリングウエーブ試験を行った場合でも、装置を継続して動作させることができるスイッチング電源を提供することにある。
【００２７】
本発明の第一の技術的側面によれば、交流電圧を昇圧用リアクトルに入力し、昇圧用リアクトルの出力に接続されるスイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置であって、前記昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に生じる電圧が第１の基準電圧よりも低くなったときに前記スイッチング素子をオン制御するオン制御手段と、前記出力電圧の検出値と第２の基準電圧との差からなる誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記交流の全波整流波形と誤差電圧とから全波整流波形と連動した電流目標値を生成する電流目標値生成手段と、前記スイッチング素子に流れる電流が電流目標値に達したときに前記スイッチング素子をオフ制御するオフ制御手段とを備え、スイッチング素子のオフ時に、前記昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に第３の基準電圧よりも大きい過電圧が生じたときにのみ前記スイッチング素子の動作を継続して停止する過電圧保護手段を有する。
【００２８】
本発明の第２の技術的側面によれば、前記過電圧保護手段に設定される第３の基準電圧は、リングウエーブ試験等の過電圧試験において前記交流電圧に印加される電圧よりも大きい電圧に規定する
本発明の第３の技術的側面によれば、前記過電圧保護手段は、前記誤差電圧生成手段により生成される誤差電圧が最大値に保持された場合には、前記スイッチング素子の動作を継続して停止するように動作する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図３は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置に適応可能な力率改善コンバータ１０の構成を示す図である。図３を参照して、この力率改善コンバータ１０の構成について説明する。
【００３０】
図３において、交流電源１から供給される正弦波電圧がダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流器３で全波整流され、この全波整流波形がチョッパ回路に供給される。
【００３１】
昇圧用リアクトル５には、１次巻線５ａと２次巻線５ｂが設けられており、１次巻線５ａの一端は整流器３の一方の出力端子と抵抗Ｒ１に接続されており、１次巻線５ａの他端はスイッチング素子Ｑ１のドレインと整流ダイオードＤ５のアノードに接続されている。この整流ダイオードＤ５のカソードは出力コンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００３２】
また、２次巻線５ｂの一端は、ＧＮＤに接続されており、２次巻線５ｂの他端は、抵抗Ｒ１３を介してコンパレータ１３の−入力端子に接続されており、さらに、直列に接続されている抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３が抵抗Ｒ１３に対して並列接続されている。
【００３３】
次に、力率改善コンバータ１０の制御系の構成について説明する。
【００３４】
コンパレータ１３の−入力端子は、上述した抵抗Ｒ１３などから２次巻線５ｂを介してＧＮＤに接続されている。また、コンパレータ１３の＋入力端子には基準電圧Ｖref2が入力されている。このコンパレータ１３では、両入力電圧が比較され、−入力端子に入力されている２次巻線５ｂに生じた電圧が基準電圧Ｖref2よりも低い場合に、ハイレベルのセット信号をフリップフロップ１５のセット端子に出力する。
【００３５】
フリップフロップ１５のセット入力端子には、コンパレータ１３の出力端子が接続されており、リセット入力端子にはＯＲ回路３７を介してコンパレータ１１の出力端子が接続されており、さらに、Ｑ出力端子にはスイッチング素子Ｑ１のゲート端子が接続されている。このフリップフロップ１５では、ハイレベルのセット信号がコンパレータ１３から入力された場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ出力端子に出力する。また、ハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してコンパレータ１１から入力された場合に、Ｑ出力端子にローレベルを出力する。
【００３６】
エラーアンプ７の−入力端子には、出力電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ７により抵抗分圧された電圧が入力されており、＋入力端子には基準電圧Ｖref1が入力されており、エラーアンプ７は、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖref1との差からなる誤差電圧を生成し、乗算器９に供給する。乗算器９は、整流器３からの全波整流波形が抵抗Ｒ１，Ｒ３により分圧された電圧が一方の入力端子に入力され、エラーアンプ７からの誤差電圧が他方の入力端子に入力され、全波整流波形とこの誤差電圧を乗算し、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍをコンパレータ１１の−入力端子に供給する。
【００３７】
コンパレータ１１は、乗算器９からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが−入力端子に供給され、スイッチング素子Ｑ１がオン期間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧が電流検出用抵抗Ｒ９により検出されて電流検出値として＋入力端子に入力されている。コンパレータ１１は、スイッチング電流が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、ハイレベルのリセット信号をＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５に出力する。
【００３８】
次に、力率改善コンバータ１０に設けられた過電圧保護回路３０の構成について説明する。
【００３９】
ダイオードＤ６のアノードは過電圧検出ポイントとしての２次巻線５ｂの他端に接続され、ダイオードＤ６のカソードがコンデンサＣ４とツェナーダイオードＺＤ３のカソードとに接続されている。コンデンサＣ４の他端はＧＮＤに接続されている。また、二次巻線５ｂの他端は力率改善コンバータ１０の制御系の抵抗Ｒ１１，１３に接続されている。
【００４０】
さらに、ツェナーダイオードＺＤ３のアノードは、抵抗Ｒ２１を介してコンパレータ３１の＋入力端子に接続されている。コンパレータ３１の−入力端子には基準電圧Ｖref5が入力されており、このコンパレータ３１では両入力電圧が比較され、＋入力端子に入力されている電圧が基準電圧Ｖref5よりも高くなった場合に、ハイレベルの過電圧信号をＯＲ回路３３を介してフリップフロップ３５のセット端子に出力する。
【００４１】
フリップフロップ３５のＱ出力はＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力される。すなわち、フリップフロップ３５のセット端子Ｓには、ＯＲ回路３３の出力端子が接続されており、セット端子にハイレベルの入力があった場合にはＱ出力端子がハイレベルにラッチされその出力がＯＲ回路３７に入力される。さらにＱ出力端子からハイレベル信号がＯＲ回路３３を介してフリップフロップ３５のセット端子Ｓに入力されるのでそのＱ出力端子はハイレベルとなってロックされる。
【００４２】
ＯＲ回路３７に設けられた２つの入力端子のうち何れか１方にハイレベル信号が入力された場合、ハイレベルのリセット信号がフリップフロップ１５のリセット端子に入力され、フリップフロップ１５がリセットされてＱ出力端子がローレベルに保持され、スイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。したがって、過電圧が２次巻線５ｂの他端で検出された場合には、フリップフロップ３５のＱ出力がハイレベルとなってロックされ、ＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５が強制的にリセットされる。
【００４３】
したがって、スイッチング電源装置１０は、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂに生じる電圧Ｖｂおよびスイッチング素子Ｑ１を流れる電流に応じてスイッチング素子をオン、オフするスイッチング制御手段と、２次巻線５ｂに生じる電圧がコンパレータ３１の＋入力において基準電圧Ｖref5よりも大きい場合にのみ前記スイッチング素子の動作を停止し停止を保持する過電圧保護手段３０とを具備することを特徴とするものである。
【００４４】
次に、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作について説明する。
【００４５】
交流電源１が電源装置に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧が整流器３で全波整流されてチョッパ回路に供給される。
【００４６】
（１）起動時の動作
初めに、コンパレータ１３の−入力端子は、抵抗Ｒ１３、２次巻線５ｂを介してＧＮＤに接続された状態になっており、同時に、コンパレータ１３の＋入力端子に基準電圧Ｖref2が入力されている。コンパレータ１３では、両入力電圧が比較され、−入力端子の電圧の方が低電位であるので、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。
【００４７】
フリップフロップ１５は、コンパレータ１３からのセット信号に応じてセットされ、図４（ｂ）に示すタイミングｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１がオン制御される。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ１がオンすると、図４（ａ）に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、整流器３から１次巻線５ａ，スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース、電流検出用抵抗Ｒ９を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、昇圧用リアクトル５にエネルギーが蓄えられる。
【００４９】
このとき、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流は、図４（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗Ｒ９により電圧Ｖｓに変換されてコンパレータ１１の＋入力端子に入力され、コンパレータ１１で乗算器９から出力される全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと比較される。
【００５０】
（２）電流目標値Ｖｍ
スイッチング素子Ｑ１のオフ時に１次巻線５ａに誘起される昇電圧と整流器３で全波整流された脈流電圧との重畳電圧を表す交流電圧をダイオードＤ５により整流してコンデンサＣ１により平滑して出力端子から出力電圧Ｖｏとして出力する。同時に、出力端子から出力される出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ５，Ｒ７により抵抗分圧されエラーアンプ７の−入力端子に直流電圧として出力される。
【００５１】
エラーアンプ７では、この直流電圧と基準電圧Ｖref1との差からなる誤差電圧が演算されて乗算器９に供給される。なお、図５に示す波形Ａは、エラーアンプ７から出力された誤差電圧を示している。
【００５２】
同時に、整流器３から出力される全波整流波形は、抵抗Ｒ１，Ｒ３により分圧されて乗算器９に入力される。なお、図５に示す波形Ｂは、整流器３から出力される全波整流波形を示しており、商用電源の周波数の２倍の周波数となっている。
【００５３】
乗算器９では、エラーアンプ７からの誤差電圧と整流器３からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ１１の−入力端子へ供給される。
【００５４】
（３）スイッチング素子のオフ制御
図４（ｃ）に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流の電流検出値Ｖｓが全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ１１からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５に出力される。フリップフロップ１５は、ＯＲ回路３７からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーと整流器３から供給される電圧とが合成され、整流ダイオードＤ５を通して出力コンデンサＣ１に充電される。
【００５６】
この結果、出力コンデンサＣ１には、整流器３から供給された全波整流波形のピーク値よりリアクトル５による昇圧量だけ高く昇圧された出力電圧Ｖｏが出力される。
【００５７】
（４）スイッチング素子のオン制御
次に、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、２次巻線５ｂの電圧が反転する。この電圧が略０Ｖになったときに、基準電圧Ｖref2の方が大きくなり、タイミングｔ３において、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。
【００５８】
この結果、コンパレータ１３からのセット信号に応じてフリップフロップ１５がセットされ、図４（ｂ）に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に入力されてオン制御される。
【００５９】
以後、このような動作の繰り返しにより、力率改善コンバータ１０の出力コンデンサＣ１に生じる出力電圧が一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。
【００６０】
（５）通常時の過電圧保護回路の動作
過電圧保護回路３０では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂに発生した電圧をダイオードＤ６とコンデンサＣ４により整流平滑して高調波ノイズが消去された検出電圧Ｖｂを生成している。
【００６１】
スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングとして、図６の時刻ｔ２〜ｔ３では、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオフ時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングでは１次巻線のダイオードＤ５アノード側出力は整流器３の出力電圧より高く、出力電圧Ｖｏと整流器３の出力電圧との差電圧（昇圧量）となるため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６アノード側出力もＧＮＤレベルより高くなる。その結果、ダイオードＤ６のカソード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図６（ｂ）に示すように正電位になる。
【００６２】
一方、スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングとして、図６の時刻ｔ３〜ｔ４では、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオン時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングでは１次巻線には整流器３の正の出力電圧が印加されているため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側出力はＧＮＤレベルよりも低くなる。その結果、ダイオードＤ６のアノードに発生する検出電圧Ｖｂは、図６（ｂ）に示すように負電位になる。
【００６３】
つまり、２次巻線５ｂの端子間電圧は、スイッチング素子Ｑ１がオフの時は昇圧量に比例して正の電圧に、オンの時には入力電圧に比例した負の電圧となる。その結果過電圧保護回路３０はダイオード６０を用いることにより昇圧量に比例した正の電圧を検出する。
【００６４】
ここで、通常時の検出電圧Ｖｂは、スイッチング素子Ｑ１がオン制御またはオフ制御のときでも、ツェナーダイオードＺＤ３にかかる電圧がツェナー電圧Ｖｚを越えないためにツェナー電流が流れない。このため、コンパレータ３１の＋入力端子に加わる電圧は基準電圧Ｖref5よりも低い。
【００６５】
この結果、コンパレータ３１からはローレベルが出力され、ＯＲ回路３３を介してローレベル信号がフリップフロップ３５のセット端子Ｓに入力されるので過電圧保護回路３０は動作しない。したがって、フリップフロップ３５のＱ出力端子からはローレベル信号が出力され、上述したスイッチング素子のオンオフ制御動作を周期的に繰り返す。
【００６６】
（６）リングウエーブ試験時の過電圧保護回路の動作
図２に示すように、タイミングｔ１０１〜ｔ１０２の間に、ＡＣ２４０Ｖの交流電源にさらに２４０√２Ｖのパルス信号が重畳された電圧（４８０√２Ｖ）が入力されたときの、オン期間とオフ期間での過電圧保護回路３０の動作を説明する。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングとして、図７の時刻ｔ２〜ｔ３において、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオフ時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングでは１次巻線のダイオードＤ５アノード側出力は整流器３の出力電圧より高く、出力電圧Ｖｏと整流器３の出力電圧との差電圧（昇圧量）となるため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側出力もＧＮＤレベルより高くなる。その結果、ダイオードＤ６のアノード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図７（ｂ）に示すように正電位になる。
【００６８】
ここで、上述したリングウェーブ試験を行った場合、整流器３の出力電圧が急激に上昇するが、出力電圧Ｖｏと整流器３の出力電圧との差電圧（昇圧量）は小さくなるか逆に整流器３の出力電圧が出力電圧Ｖｏよりも高くなるため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側の電圧は小さくなるかＧＮＤレベルよりも低くなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミング（図７のｔ２〜ｔ３）ではダイオードＤ６のアノード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図６（ｂ）に示す電圧よりも低い電圧になる。そのために過電圧保護回路は動作しない。
【００６９】
一方、スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングとして、図７の時刻ｔ３〜ｔ４では、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオン時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングでは１次巻線には整流器３の正の出力電圧が印加されているため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側はＧＮＤレベルよりも低くなる。その結果、ダイオードＤ６のアノード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図７（ｂ）に示すように負電位になる。
【００７０】
ここで、上述したリングウェーブ試験を行った場合、整流器３の出力電圧が急激に上昇し、２次巻線５ｂの端子間電圧は、入力電圧に比例した負の電圧となる。過電圧保護回路３０はダイオード６０を用いることで昇圧量に比例した正の電圧を検出しているため負の電圧が上昇しても過電圧保護回路は動作しない。
【００７１】
すなわち、リングウエーブ試験時に最大電圧（４８０√２Ｖ）が昇圧用リアクトル５に設けられた１次巻線５ａに印加された場合、スイッチング素子Ｑ１のオン制御時（ｔ３〜ｔ４）には２次巻線５ｂには１次巻線５ａとの巻数比に応じたリングウエーブ時の負電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ１のオフ制御時（ｔ２〜ｔ３）には通常動作時より低い正の電圧Ｖｂmaxが発生するので、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚと基準電圧Ｖ ref5 の合計を電圧Ｖｂ max 以上に設定しておけば、上述した入力電圧変動試験や限界入力電圧試験を行った場合でも、過電圧保護回路３０が動作することはない。
【００７２】
従って、コンパレータ３１の＋入力端子に加わる電圧は基準電圧Ｖref5よりも低くなっている。この結果、コンパレータ３１からはローレベル信号が出力され、ＯＲ回路３３を介してローレベルがフリップフロップ３５のセット入力端子Ｓに入力されているので過電圧保護回路３０は動作しない。そして、フリップフロップ３５のＱ出力端子からはローレベル信号が出力されているので、上述した（３）スイッチング素子のオンオフ制御動作を周期的に繰り返す。
【００７３】
（７）Ｐ点切断時の過電圧保護回路の動作
通常時には、出力端子から出力される出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ５，Ｒ７により抵抗分圧されエラーアンプ７の−入力端子に昇圧量として出力されている。
【００７４】
ここで、抵抗Ｒ５，Ｒ７の接続点Ａとエラーアンプ７の−入力端子とを接続している配線が途中のＰ点で切断された場合、エラーアンプ７では、−入力端子の入力電圧が略０Ｖになり、誤差電圧が最大値になるように演算されて乗算器９に供給される。
【００７５】
乗算器９では、エラーアンプ７からの誤差電圧の最大値と整流器３からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した最大の電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ１１の−入力端子へ供給される。
【００７６】
コンパレータ１１では、スイッチング電流の電流検出値Ｖｓが全波整流波形と連動した最大の電流目標値Ｖｍに達するまで増え続けるので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が通常時よりも急激に長く伸長され、電流検出値Ｖｓが最大の電流目標値Ｖｍに達したときに、コンパレータ１１からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５に出力される。フリップフロップ１５は、ＯＲ回路３７からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【００７７】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、このように急激に長く伸長されたオン期間に昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーと整流器３から供給される電圧とが合成され、整流ダイオードＤ５を通して出力コンデンサＣ１に充電される。
【００７８】
同時に、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、１次巻線５ａとの巻数比に応じた最大の電圧が発生しており、ダイオードＤ６のカソード側に発生する検出電圧Ｖｂは、リングウエーブ時の電圧Ｖｂmax、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚと基準電圧Ｖ ref5 に対して、Ｖｂmax＜Ｖｚ＋Ｖ ref5＜Ｖｂとなる関係を有する。したがって、検出電圧ＶｂがツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚと基準電圧Ｖ ref5 の合計を越えるため、２次巻線５ｂからダイオードＤ６、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ２１を介してコンパレータ３１の＋入力端子に急激にツェナー電流が流れる。このために、コンパレータ３１の＋入力端子に加わる電圧は基準電圧Ｖref5よりも高くなる。
【００７９】
この結果、コンパレータ３１からはハイレベル信号が出力され、ＯＲ回路３３を介してハイレベルがフリップフロップ３５のセット端子Ｓに入力されるので過電圧保護回路３０が動作する。すなわち、フリップフロップ３５のＱ出力端子からはハイレベル信号が出力され、ＯＲ回路３７を介してハイレベル信号がリセット信号としてフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力され、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【００８０】
また、フリップフロップ３５のＱ出力端子からハイレベルにラッチされた出力信号がＯＲ回路３３を介して再度フリップフロップ３３のセット端子に入力するので、フリップフロップ３５の出力はハイレベルにロックされて、常時ハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力される。
【００８１】
この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン動作が継続して停止され、出力コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは電源電圧まで下降する。
【００８２】
このように、本発明によれば、脈流電圧を昇圧用リアクトル５に入力し、昇圧用リアクトル５の出力に接続されるスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置１０であって、過電圧保護回路３０は、スイッチング素子のオフ期間に昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂに発生する電圧を検出して所定電圧より大きい電圧を検出したときにスイッチング素子Ｑ１の動作を強制的に停止する。すなわち、過電圧保護回路３０はスイッチング素子のオフ期間に２次巻線５ｂに発生する電圧を検出するため、昇圧量の増大による過電圧のみを正確に検出することができる。
【００８３】
その結果、リングウエーブ試験等の過電圧入力による影響を受けないため、これら過電圧入力試験により、電源が停止するといった誤動作は発生しない。
【００８４】
また、過電圧保護回路３０は、エラーアンプ７により生成される誤差電圧が最大値に保持された場合には、スイッチング素子Ｑ１の動作を継続して停止するように動作するので、スイッチング電源装置から過電圧が出力されることを防止することができる。
【００８５】
本発明によれば、交流電圧を昇圧用リアクトルに入力し、昇圧用リアクトルの出力に接続されるスイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置であって、過電圧保護回路は、昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に第３の基準電圧よりも大きい過電圧が生じたときにスイッチング素子の動作を継続して停止させるように構成できる。また、第３の基準電圧よりも低い交流電圧では装置を継続して動作させることができる。
【００８６】
従って、リングウエーブ試験等の過電圧試験において交流電圧に印加される電圧よりも大きい電圧に第３の基準電圧を規定すれば、このような試験時でも装置を継続して動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の力率改善コンバータ１００の構成を示す図である。
【図２】従来の力率改善コンバータ１００の電圧試験動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置に適応可能な力率改善コンバータ１０の構成を示す図である。
【図４】力率改善コンバータ１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】力率改善コンバータ１０の動作を説明するための波形Ａ，Ｂである。
【図６】力率改善コンバータ１０に設けられた昇圧用リアクトル５の通常時の動作電圧を示すタイミングチャートである。
【図７】力率改善コンバータ１０に設けられた昇圧用リアクトル５の電圧試験時の動作電圧を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 交流電源
３ 整流器
５ 昇圧用リアクトル
５ａ １次巻線
Ｑ１ スイッチング素子
５ｂ ２次巻線
７ エラーアンプ
９ 乗算器
１０ 力率改善コンバータ
１１，１３，３１ コンパレータ
３０ 過電圧保護手段
１００ スイッチング電源装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善機能を有するスイッチング電源装置に関し、特に、過電圧保護機能を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源装置としては、図１に示すようなものが知られている。以下、図１に示す従来のスイッチング電源装置１００の動作について説明する。
【０００３】
交流電源１が電源装置に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧が整流器３で全波整流され、このチョッパ回路に全波整流波形が供給される。
【０００４】
初めに、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂの一端がＧＮＤに接続されており、その他端が抵抗Ｒ１３を介してコンパレータ１３の−入力端子に入力され、同時に、コンパレータ１３の＋入力端子に基準電圧Ｖref2が入力されている。コンパレータ１３では、両入力電圧が比較され、＋入力端子に入力されている基準電圧Ｖref2の方が−入力端子に入力されている２次巻線５ｂの検出電圧値よりも大きくなった場合、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。
【０００５】
フリップフロップ１５は、コンパレータ１３からのセット信号に応じてセットされ、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１がオン制御される。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、昇圧用リアクトル５の１次巻線５ａ，スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース、電流検出用抵抗Ｒ９を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、昇圧用リアクトル５にエネルギーが蓄えられる。
【０００６】
このとき、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流は、スイッチング素子Ｑ１のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗Ｒ９により電圧Ｖｓに変換されてコンパータ１１の＋入力端子に入力され、コンパータ１１で乗算器９から出力される電流目標値Ｖｍと比較される。
【０００７】
スイッチング電流の電圧変換値Ｖｓが電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ１１からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５に出力される。フリップフロップ１５はコンパレータ１１からＯＲ回路２３を介して入力されるリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーと整流器３から供給される電圧とが合成され、整流ダイオードＤ５を通して出力コンデンサＣ１に充電される。この結果、出力コンデンサＣ１には、整流器３から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された直流電圧が出力される。
【０００９】
コンデンサＣ１に加えられている電圧は、抵抗Ｒ５，Ｒ７によって分圧されてエラーアンプ７に入力され、エラーアンプ７により基準電圧Ｖref1と比較され、この誤差電圧Ｖerが乗算器９に供給される。
【００１０】
整流器３からの全波整流波形は、抵抗Ｒ１，Ｒ３により分圧されて乗算器９に入力され、乗算器９により全波整流波形とこの誤差電圧が乗算され、スイッチング電流の電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ１１の−入力端子へ供給される。
【００１１】
次に、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、２次巻線５ｂに誘起される電圧が反転する。そして、コンパレータ１３によりこの電圧は基準電圧Ｖref2と比較され、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。この結果、コンパレータ１３からのセット信号に応じてフリップフロップ１５がセットされ、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に入力されてオン制御される。
【００１２】
以後、このような動作の繰り返しにより出力コンデンサＣ１の出力電圧は一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。
【００１３】
次に、従来のスイッチング電源装置１００に設けられた過電圧保護回路１６の基本的な動作について説明する。
【００１４】
過電圧保護回路１６では、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１５，Ｒ１７により分圧したＢ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のカソードに入力されている。
【００１５】
Ｂ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも低い場合には、ツェナーダイオードがハイインピーダンスとなって抵抗Ｒ１９に電流が流れないため、コンパレータ１７の＋入力端子の電圧は基準電圧Ｖref3よりも低くなっている。このため、コンパレータ１７からはローレベルが出力されるので、フリップフロップ２１のＱ出力端子からはローレベルが出力されており、コンパレータ１１から周期的に出力されるハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５に出力される。この結果、上述したように、出力コンデンサＣ１の出力電圧は一定に保たれる。
【００１６】
一方、Ｂ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも高い場合には、抵抗Ｒ１９に電流が流れるため、コンパレータ１７の＋入力端子の電圧は基準電圧Ｖref3より高くなる。このため、コンパレータ１７からはハイレベル信号が出力されるので、フリップフロップ２１はセットされフリップフロップ２１のＱ出力端子からはハイレベル信号が出力され、以後、フリップフロップ２１のＱ出力端子から出力されたハイレベル信号がＯＲ回路１９を介してフリップフロップ２１のセット端子Ｓに入力されるので、フリップフロップ２１のＱ出力端子からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力され保持される。この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン動作が停止され、出力コンデンサＣ１の出力電圧は降下して０Ｖに保たれる。
【００１７】
次に、従来のスイッチング電源装置１００に対して行われる入力電圧変動試験や限界入力電圧試験やリングウエーブ試験について説明する。
【００１８】
（１）入力電圧変動試験
入力電圧変動試験では、ＡＣ９０Ｖ〜ＡＣ２６４Ｖの範囲の交流電源１を入力しても、出力電圧Ｖｏが例えば３８０Ｖの直流電圧が出力されていれば、正常動作していると判断する。
【００１９】
（２）限界入力電圧試験
限界入力電圧試験では、最大ＡＣ４００Ｖの交流電源１を入力しても、出力電圧Ｖｏが例えば入力電圧の実効値よりも大きい直流電圧が出力されていれば、正常動作していると判断する。
【００２０】
（３）リングウエーブ試験
リングウエーブ試験では、例えばＡＣ２４０Ｖの交流電源に、さらに２４０√２Ｖのパルス信号を重畳させた電圧（４８０√２Ｖ）の交流電圧を入力しても、出力電圧Ｖｏが例えば３８０Ｖの直流電圧が出力されていれば、正常動作していると判断する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチング電源装置１００に対して、リングウエーブ試験等の過電圧試験を行った場合、以下のような問題が考えられる。
【００２２】
ここで、図２に示すタイミングチャートを参照して、従来のスイッチング電源装置１００に対して最も印加電圧が高くなるリングウエーブ試験を行った場合について説明する。
【００２３】
図２（ａ）に示すように、タイミングｔ１０１〜ｔ１０２の間に、ＡＣ２４０Ｖの交流電源にさらに２４０√２のパルス信号が重畳された電圧（４８０√２Ｖ）が入力された場合、出力電圧Ｖｏが上昇し、図１のＢ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりも高くなり、抵抗Ｒ１９に電流が流れるため、コンパレータ１７の＋入力端子の電圧は基準電圧Ｖref3より高くなる。このため、コンパレータ１７からはハイレベル信号が出力されるので、フリップフロップ２１はセットされてＱ出力端子からはハイレベルが出力される。それ以降、フリップフロップ２１のＱ出力端子から出力されたハイレベル信号がＯＲ回路１９を介してフリップフロップ２１のセット端子Ｓに入力されるので、図２（ｃ）に示すように、フリップフロップ２１のＱ出力端子からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路２３を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力され保持される。
【００２４】
この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン動作が停止され、図２（ｂ）に示すように、出力コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは電源電圧まで下降する。さらに、タイミングｔ１０１〜ｔ１０２の間に交流電源に加えられたパルス信号が印加されなくなっても、従来のスイッチング電源装置１００に設けられた過電圧保護回路１６からはリセット信号が継続して出力される。
【００２５】
このように、従来のスイッチング電源装置１００にあっては、リングウエーブ試験等の過電圧試験を行った場合に、過電圧保護回路１６が動作し易いといった問題があった。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたもので、その目的としては、入力電圧変動試験及び限界入力電圧試験やリングウエーブ試験を行った場合でも、装置を継続して動作させることができるスイッチング電源を提供することにある。
【００２７】
本発明の第一の技術的側面によれば、交流電圧を昇圧用リアクトルに入力し、昇圧用リアクトルの出力に接続されるスイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置であって、前記昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に生じる電圧が第１の基準電圧よりも低くなったときに前記スイッチング素子をオン制御するオン制御手段と、前記出力電圧の検出値と第２の基準電圧との差からなる誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記交流の全波整流波形と誤差電圧とから全波整流波形と連動した電流目標値を生成する電流目標値生成手段と、前記スイッチング素子に流れる電流が電流目標値に達したときに前記スイッチング素子をオフ制御するオフ制御手段とを備え、スイッチング素子のオフ時に、前記昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に第３の基準電圧よりも大きい過電圧が生じたときにのみ前記スイッチング素子の動作を継続して停止する過電圧保護手段を有する。
【００２８】
本発明の第２の技術的側面によれば、前記過電圧保護手段に設定される第３の基準電圧は、リングウエーブ試験等の過電圧試験において前記交流電圧に印加される電圧よりも大きい電圧に規定する
本発明の第３の技術的側面によれば、前記過電圧保護手段は、前記誤差電圧生成手段により生成される誤差電圧が最大値に保持された場合には、前記スイッチング素子の動作を継続して停止するように動作する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図３は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置に適応可能な力率改善コンバータ１０の構成を示す図である。図３を参照して、この力率改善コンバータ１０の構成について説明する。
【００３０】
図３において、交流電源１から供給される正弦波電圧がダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流器３で全波整流され、この全波整流波形がチョッパ回路に供給される。
【００３１】
昇圧用リアクトル５には、１次巻線５ａと２次巻線５ｂが設けられており、１次巻線５ａの一端は整流器３の一方の出力端子と抵抗Ｒ１に接続されており、１次巻線５ａの他端はスイッチング素子Ｑ１のドレインと整流ダイオードＤ５のアノードに接続されている。この整流ダイオードＤ５のカソードは出力コンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００３２】
また、２次巻線５ｂの一端は、ＧＮＤに接続されており、２次巻線５ｂの他端は、抵抗Ｒ１３を介してコンパレータ１３の−入力端子に接続されており、さらに、直列に接続されている抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３が抵抗Ｒ１３に対して並列接続されている。
【００３３】
次に、力率改善コンバータ１０の制御系の構成について説明する。
【００３４】
コンパレータ１３の−入力端子は、上述した抵抗Ｒ１３などから２次巻線５ｂを介してＧＮＤに接続されている。また、コンパレータ１３の＋入力端子には基準電圧Ｖref2が入力されている。このコンパレータ１３では、両入力電圧が比較され、−入力端子に入力されている２次巻線５ｂに生じた電圧が基準電圧Ｖref2よりも低い場合に、ハイレベルのセット信号をフリップフロップ１５のセット端子に出力する。
【００３５】
フリップフロップ１５のセット入力端子には、コンパレータ１３の出力端子が接続されており、リセット入力端子にはＯＲ回路３７を介してコンパレータ１１の出力端子が接続されており、さらに、Ｑ出力端子にはスイッチング素子Ｑ１のゲート端子が接続されている。このフリップフロップ１５では、ハイレベルのセット信号がコンパレータ１３から入力された場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ出力端子に出力する。また、ハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してコンパレータ１１から入力された場合に、Ｑ出力端子にローレベルを出力する。
【００３６】
エラーアンプ７の−入力端子には、出力電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ７により抵抗分圧された電圧が入力されており、＋入力端子には基準電圧Ｖref1が入力されており、エラーアンプ７は、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖref1との差からなる誤差電圧を生成し、乗算器９に供給する。乗算器９は、整流器３からの全波整流波形が抵抗Ｒ１，Ｒ３により分圧された電圧が一方の入力端子に入力され、エラーアンプ７からの誤差電圧が他方の入力端子に入力され、全波整流波形とこの誤差電圧を乗算し、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍをコンパレータ１１の−入力端子に供給する。
【００３７】
コンパレータ１１は、乗算器９からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが−入力端子に供給され、スイッチング素子Ｑ１がオン期間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧が電流検出用抵抗Ｒ９により検出されて電流検出値として＋入力端子に入力されている。コンパレータ１１は、スイッチング電流が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、ハイレベルのリセット信号をＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５に出力する。
【００３８】
次に、力率改善コンバータ１０に設けられた過電圧保護回路３０の構成について説明する。
【００３９】
ダイオードＤ６のアノードは過電圧検出ポイントとしての２次巻線５ｂの他端に接続され、ダイオードＤ６のカソードがコンデンサＣ４とツェナーダイオードＺＤ３のカソードとに接続されている。コンデンサＣ４の他端はＧＮＤに接続されている。また、二次巻線５ｂの他端は力率改善コンバータ１０の制御系の抵抗Ｒ１１，１３に接続されている。
【００４０】
さらに、ツェナーダイオードＺＤ３のアノードは、抵抗Ｒ２１を介してコンパレータ３１の＋入力端子に接続されている。コンパレータ３１の−入力端子には基準電圧Ｖref5が入力されており、このコンパレータ３１では両入力電圧が比較され、＋入力端子に入力されている電圧が基準電圧Ｖref5よりも高くなった場合に、ハイレベルの過電圧信号をＯＲ回路３３を介してフリップフロップ３５のセット端子に出力する。
【００４１】
フリップフロップ３５のＱ出力はＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力される。すなわち、フリップフロップ３５のセット端子Ｓには、ＯＲ回路３３の出力端子が接続されており、セット端子にハイレベルの入力があった場合にはＱ出力端子がハイレベルにラッチされその出力がＯＲ回路３７に入力される。さらにＱ出力端子からハイレベル信号がＯＲ回路３３を介してフリップフロップ３５のセット端子Ｓに入力されるのでそのＱ出力端子はハイレベルとなってロックされる。
【００４２】
ＯＲ回路３７に設けられた２つの入力端子のうち何れか１方にハイレベル信号が入力された場合、ハイレベルのリセット信号がフリップフロップ１５のリセット端子に入力され、フリップフロップ１５がリセットされてＱ出力端子がローレベルに保持され、スイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。したがって、過電圧が２次巻線５ｂの他端で検出された場合には、フリップフロップ３５のＱ出力がハイレベルとなってロックされ、ＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５が強制的にリセットされる。
【００４３】
したがって、スイッチング電源装置１０は、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂに生じる電圧Ｖｂおよびスイッチング素子Ｑ１を流れる電流に応じてスイッチング素子をオン、オフするスイッチング制御手段と、２次巻線５ｂに生じる電圧がコンパレータ３１の＋入力において基準電圧Ｖref5よりも大きい場合にのみ前記スイッチング素子の動作を停止し停止を保持する過電圧保護手段３０とを具備することを特徴とするものである。
【００４４】
次に、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作について説明する。
【００４５】
交流電源１が電源装置に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧が整流器３で全波整流されてチョッパ回路に供給される。
【００４６】
（１）起動時の動作
初めに、コンパレータ１３の−入力端子は、抵抗Ｒ１３、２次巻線５ｂを介してＧＮＤに接続された状態になっており、同時に、コンパレータ１３の＋入力端子に基準電圧Ｖref2が入力されている。コンパレータ１３では、両入力電圧が比較され、−入力端子の電圧の方が低電位であるので、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。
【００４７】
フリップフロップ１５は、コンパレータ１３からのセット信号に応じてセットされ、図４（ｂ）に示すタイミングｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１がオン制御される。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ１がオンすると、図４（ａ）に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、整流器３から１次巻線５ａ，スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース、電流検出用抵抗Ｒ９を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、昇圧用リアクトル５にエネルギーが蓄えられる。
【００４９】
このとき、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流は、図４（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗Ｒ９により電圧Ｖｓに変換されてコンパレータ１１の＋入力端子に入力され、コンパレータ１１で乗算器９から出力される全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと比較される。
【００５０】
（２）電流目標値Ｖｍ
スイッチング素子Ｑ１のオフ時に１次巻線５ａに誘起される昇電圧と整流器３で全波整流された脈流電圧との重畳電圧を表す交流電圧をダイオードＤ５により整流してコンデンサＣ１により平滑して出力端子から出力電圧Ｖｏとして出力する。同時に、出力端子から出力される出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ５，Ｒ７により抵抗分圧されエラーアンプ７の−入力端子に直流電圧として出力される。
【００５１】
エラーアンプ７では、この直流電圧と基準電圧Ｖref1との差からなる誤差電圧が演算されて乗算器９に供給される。なお、図５に示す波形Ａは、エラーアンプ７から出力された誤差電圧を示している。
【００５２】
同時に、整流器３から出力される全波整流波形は、抵抗Ｒ１，Ｒ３により分圧されて乗算器９に入力される。なお、図５に示す波形Ｂは、整流器３から出力される全波整流波形を示しており、商用電源の周波数の２倍の周波数となっている。
【００５３】
乗算器９では、エラーアンプ７からの誤差電圧と整流器３からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ１１の−入力端子へ供給される。
【００５４】
（３）スイッチング素子のオフ制御
図４（ｃ）に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流の電流検出値Ｖｓが全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータ１１からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５に出力される。フリップフロップ１５は、ＯＲ回路３７からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーと整流器３から供給される電圧とが合成され、整流ダイオードＤ５を通して出力コンデンサＣ１に充電される。
【００５６】
この結果、出力コンデンサＣ１には、整流器３から供給された全波整流波形のピーク値よりリアクトル５による昇圧量だけ高く昇圧された出力電圧Ｖｏが出力される。
【００５７】
（４）スイッチング素子のオン制御
次に、昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、２次巻線５ｂの電圧が反転する。この電圧が略０Ｖになったときに、基準電圧Ｖref2の方が大きくなり、タイミングｔ３において、コンパレータ１３からハイレベルのセット信号がフリップフロップ１５に出力される。
【００５８】
この結果、コンパレータ１３からのセット信号に応じてフリップフロップ１５がセットされ、図４（ｂ）に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に入力されてオン制御される。
【００５９】
以後、このような動作の繰り返しにより、力率改善コンバータ１０の出力コンデンサＣ１に生じる出力電圧が一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。
【００６０】
（５）通常時の過電圧保護回路の動作
過電圧保護回路３０では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂに発生した電圧をダイオードＤ６とコンデンサＣ４により整流平滑して高調波ノイズが消去された検出電圧Ｖｂを生成している。
【００６１】
スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングとして、図６の時刻ｔ２〜ｔ３では、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオフ時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングでは１次巻線のダイオードＤ５アノード側出力は整流器３の出力電圧より高く、出力電圧Ｖｏと整流器３の出力電圧との差電圧（昇圧量）となるため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６アノード側出力もＧＮＤレベルより高くなる。その結果、ダイオードＤ６のカソード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図６（ｂ）に示すように正電位になる。
【００６２】
一方、スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングとして、図６の時刻ｔ３〜ｔ４では、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオン時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングでは１次巻線には整流器３の正の出力電圧が印加されているため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側出力はＧＮＤレベルよりも低くなる。その結果、ダイオードＤ６のアノードに発生する検出電圧Ｖｂは、図６（ｂ）に示すように負電位になる。
【００６３】
つまり、２次巻線５ｂの端子間電圧は、スイッチング素子Ｑ１がオフの時は昇圧量に比例して正の電圧に、オンの時には入力電圧に比例した負の電圧となる。その結果過電圧保護回路３０はダイオード６０を用いることにより昇圧量に比例した正の電圧を検出する。
【００６４】
ここで、通常時の検出電圧Ｖｂは、スイッチング素子Ｑ１がオン制御またはオフ制御のときでも、ツェナーダイオードＺＤ３にかかる電圧がツェナー電圧Ｖｚを越えないためにツェナー電流が流れない。このため、コンパレータ３１の＋入力端子に加わる電圧は基準電圧Ｖref5よりも低い。
【００６５】
この結果、コンパレータ３１からはローレベルが出力され、ＯＲ回路３３を介してローレベル信号がフリップフロップ３５のセット端子Ｓに入力されるので過電圧保護回路３０は動作しない。したがって、フリップフロップ３５のＱ出力端子からはローレベル信号が出力され、上述したスイッチング素子のオンオフ制御動作を周期的に繰り返す。
【００６６】
（６）リングウエーブ試験時の過電圧保護回路の動作
図２に示すように、タイミングｔ１０１〜ｔ１０２の間に、ＡＣ２４０Ｖの交流電源にさらに２４０√２Ｖのパルス信号が重畳された電圧（４８０√２Ｖ）が入力されたときの、オン期間とオフ期間での過電圧保護回路３０の動作を説明する。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングとして、図７の時刻ｔ２〜ｔ３において、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオフ時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミングでは１次巻線のダイオードＤ５アノード側出力は整流器３の出力電圧より高く、出力電圧Ｖｏと整流器３の出力電圧との差電圧（昇圧量）となるため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側出力もＧＮＤレベルより高くなる。その結果、ダイオードＤ６のアノード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図７（ｂ）に示すように正電位になる。
【００６８】
ここで、上述したリングウェーブ試験を行った場合、整流器３の出力電圧が急激に上昇するが、出力電圧Ｖｏと整流器３の出力電圧との差電圧（昇圧量）は小さくなるか逆に整流器３の出力電圧が出力電圧Ｖｏよりも高くなるため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側の電圧は小さくなるかＧＮＤレベルよりも低くなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１がオフ制御されているタイミング（図７のｔ２〜ｔ３）ではダイオードＤ６のアノード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図６（ｂ）に示す電圧よりも低い電圧になる。そのために過電圧保護回路は動作しない。
【００６９】
一方、スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングとして、図７の時刻ｔ３〜ｔ４では、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、スイッチング素子Ｑ１のオン時の１次巻線５ａの端子間電圧の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比に応じた電圧が発生している。スイッチング素子Ｑ１がオン制御されているタイミングでは１次巻線には整流器３の正の出力電圧が印加されているため、２次巻線５ｂのダイオードＤ６のアノード側はＧＮＤレベルよりも低くなる。その結果、ダイオードＤ６のアノード側に発生する検出電圧Ｖｂは、図７（ｂ）に示すように負電位になる。
【００７０】
ここで、上述したリングウェーブ試験を行った場合、整流器３の出力電圧が急激に上昇し、２次巻線５ｂの端子間電圧は、入力電圧に比例した負の電圧となる。過電圧保護回路３０はダイオード６０を用いることで昇圧量に比例した正の電圧を検出しているため負の電圧が上昇しても過電圧保護回路は動作しない。
【００７１】
すなわち、リングウエーブ試験時に最大電圧（４８０√２Ｖ）が昇圧用リアクトル５に設けられた１次巻線５ａに印加された場合、スイッチング素子Ｑ１のオン制御時（ｔ３〜ｔ４）には２次巻線５ｂには１次巻線５ａとの巻数比に応じたリングウエーブ時の負電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ１のオフ制御時（ｔ２〜ｔ３）には通常動作時より低い正の電圧Ｖｂmaxが発生するので、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚと基準電圧Ｖ ref5 の合計を電圧Ｖｂ max 以上に設定しておけば、上述した入力電圧変動試験や限界入力電圧試験を行った場合でも、過電圧保護回路３０が動作することはない。
【００７２】
従って、コンパレータ３１の＋入力端子に加わる電圧は基準電圧Ｖref5よりも低くなっている。この結果、コンパレータ３１からはローレベル信号が出力され、ＯＲ回路３３を介してローレベルがフリップフロップ３５のセット入力端子Ｓに入力されているので過電圧保護回路３０は動作しない。そして、フリップフロップ３５のＱ出力端子からはローレベル信号が出力されているので、上述した（３）スイッチング素子のオンオフ制御動作を周期的に繰り返す。
【００７３】
（７）Ｐ点切断時の過電圧保護回路の動作
通常時には、出力端子から出力される出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ５，Ｒ７により抵抗分圧されエラーアンプ７の−入力端子に昇圧量として出力されている。
【００７４】
ここで、抵抗Ｒ５，Ｒ７の接続点Ａとエラーアンプ７の−入力端子とを接続している配線が途中のＰ点で切断された場合、エラーアンプ７では、−入力端子の入力電圧が略０Ｖになり、誤差電圧が最大値になるように演算されて乗算器９に供給される。
【００７５】
乗算器９では、エラーアンプ７からの誤差電圧の最大値と整流器３からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した最大の電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ１１の−入力端子へ供給される。
【００７６】
コンパレータ１１では、スイッチング電流の電流検出値Ｖｓが全波整流波形と連動した最大の電流目標値Ｖｍに達するまで増え続けるので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が通常時よりも急激に長く伸長され、電流検出値Ｖｓが最大の電流目標値Ｖｍに達したときに、コンパレータ１１からハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５に出力される。フリップフロップ１５は、ＯＲ回路３７からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【００７７】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、このように急激に長く伸長されたオン期間に昇圧用リアクトル５に蓄えられていたエネルギーと整流器３から供給される電圧とが合成され、整流ダイオードＤ５を通して出力コンデンサＣ１に充電される。
【００７８】
同時に、昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂには、１次巻線５ａとの巻数比に応じた最大の電圧が発生しており、ダイオードＤ６のカソード側に発生する検出電圧Ｖｂは、リングウエーブ時の電圧Ｖｂmax、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚと基準電圧Ｖ ref5 に対して、Ｖｂmax＜Ｖｚ＋Ｖ ref5＜Ｖｂとなる関係を有する。したがって、検出電圧ＶｂがツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚと基準電圧Ｖ ref5 の合計を越えるため、２次巻線５ｂからダイオードＤ６、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ２１を介してコンパレータ３１の＋入力端子に急激にツェナー電流が流れる。このために、コンパレータ３１の＋入力端子に加わる電圧は基準電圧Ｖref5よりも高くなる。
【００７９】
この結果、コンパレータ３１からはハイレベル信号が出力され、ＯＲ回路３３を介してハイレベルがフリップフロップ３５のセット端子Ｓに入力されるので過電圧保護回路３０が動作する。すなわち、フリップフロップ３５のＱ出力端子からはハイレベル信号が出力され、ＯＲ回路３７を介してハイレベル信号がリセット信号としてフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力され、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素子Ｑ１がオフ制御される。
【００８０】
また、フリップフロップ３５のＱ出力端子からハイレベルにラッチされた出力信号がＯＲ回路３３を介して再度フリップフロップ３３のセット端子に入力するので、フリップフロップ３５の出力はハイレベルにロックされて、常時ハイレベルのリセット信号がＯＲ回路３７を介してフリップフロップ１５のリセット端子Ｒに出力される。
【００８１】
この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン動作が継続して停止され、出力コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは電源電圧まで下降する。
【００８２】
このように、本発明によれば、脈流電圧を昇圧用リアクトル５に入力し、昇圧用リアクトル５の出力に接続されるスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置１０であって、過電圧保護回路３０は、スイッチング素子のオフ期間に昇圧用リアクトル５に設けられた２次巻線５ｂに発生する電圧を検出して所定電圧より大きい電圧を検出したときにスイッチング素子Ｑ１の動作を強制的に停止する。すなわち、過電圧保護回路３０はスイッチング素子のオフ期間に２次巻線５ｂに発生する電圧を検出するため、昇圧量の増大による過電圧のみを正確に検出することができる。
【００８３】
その結果、リングウエーブ試験等の過電圧入力による影響を受けないため、これら過電圧入力試験により、電源が停止するといった誤動作は発生しない。
【００８４】
また、過電圧保護回路３０は、エラーアンプ７により生成される誤差電圧が最大値に保持された場合には、スイッチング素子Ｑ１の動作を継続して停止するように動作するので、スイッチング電源装置から過電圧が出力されることを防止することができる。
【００８５】
本発明によれば、交流電圧を昇圧用リアクトルに入力し、昇圧用リアクトルの出力に接続されるスイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置であって、過電圧保護回路は、昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に第３の基準電圧よりも大きい過電圧が生じたときにスイッチング素子の動作を継続して停止させるように構成できる。また、第３の基準電圧よりも低い交流電圧では装置を継続して動作させることができる。
【００８６】
従って、リングウエーブ試験等の過電圧試験において交流電圧に印加される電圧よりも大きい電圧に第３の基準電圧を規定すれば、このような試験時でも装置を継続して動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の力率改善コンバータ１００の構成を示す図である。
【図２】従来の力率改善コンバータ１００の電圧試験動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置に適応可能な力率改善コンバータ１０の構成を示す図である。
【図４】力率改善コンバータ１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】力率改善コンバータ１０の動作を説明するための波形Ａ，Ｂである。
【図６】力率改善コンバータ１０に設けられた昇圧用リアクトル５の通常時の動作電圧を示すタイミングチャートである。
【図７】力率改善コンバータ１０に設けられた昇圧用リアクトル５の電圧試験時の動作電圧を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ 交流電源
３ 整流器
５ 昇圧用リアクトル
５ａ １次巻線
Ｑ１ スイッチング素子
５ｂ ２次巻線
７ エラーアンプ
９ 乗算器
１０ 力率改善コンバータ
１１，１３，３１ コンパレータ
３０ 過電圧保護手段
１００ スイッチング電源装置
Claims (3)
- 交流電圧を昇圧用リアクトルに入力し、昇圧用リアクトルの出力に接続されるスイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に昇圧して出力電圧を供給するスイッチング電源装置であって、
前記昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に生じる電圧が第１の基準電圧よりも低くなったときに前記スイッチング素子をオン制御するオン制御手段と、
前記出力電圧の検出値と第２の基準電圧との差からなる誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、
前記交流の全波整流波形と誤差電圧とから全波整流波形と連動した電流目標値を生成する電流目標値生成手段と、
前記スイッチング素子に流れる電流が電流目標値に達したときに前記スイッチング素子をオフ制御するオフ制御手段と、
前記スイッチング素子がオフ制御期間中に前記昇圧用リアクトルに設けられた２次巻線に第３の基準電圧よりも大きい過電圧が生じたときにのみ前記スイッチング素子の動作を停止し停止を保持するように前記オン制御手段を制御する過電圧保護手段とを
具備することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記過電圧保護手段に設定される第３の基準電圧は、
過電圧試験において前記交流電圧に印加される電圧により前記スイッチング素子のオフの期間に前記２次巻線に発生する電圧よりも大きい電圧に設定することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 前記過電圧保護手段は、
前記誤差電圧生成手段により生成される誤差電圧が最大値に保持された場合には、前記スイッチング素子の動作を停止し停止を保持するように動作することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
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