JP3955936B2 - 加速電源装置の制御方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、核融合装置等の中性粒子入射装置等に用いられる加速電源装置の制御方法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
この種の加速電源装置は、プラズマ化された気体中のイオン(例えば水素イオン)を加速し、途中でこれを中性化した粒子を他のプラズマ等に入射するためのイオン加速用の高電圧直流電源装置である。負荷であるイオン源はしばしば短絡状態となることがあるので、この種の加速電源装置は、短絡を検出して高速にしゃ断する機能を有することが必要とされる。
【0003】
かかるしゃ断機能を有する従来の加速電源装置を、図7を参照して説明する。
【0004】
図7において、図示しない交流電源を受け、直流電力を出力する、半導体スイッチング素子型整流器であるサイリスタ整流器11からの直流電力を直流リアクトル12、平滑用コンデンサ13とで平滑化する。
【0005】
平滑用コンデンサ13からの平滑化された直流電圧(具体例としては3kV)を、GTO又はIGBTなどの半導体スイッチング素子を用いた自励式のインバータ31により交流電圧に変換し、変圧器32により100kV〜500kVに昇圧し、整流器33により再び直流に変換し、平滑コンデンサ34によりリプルを低減している。なお、インバータ31の周波数が比較的高いので直流リアクトルは省略している。
【0006】
直流変流器5、過電流検出回路51によって、イオン源の短絡を検出してインバータ31を高速にゲートブロックし、負荷であるイオン源6への流入エネルギーを低減している。
【0007】
ここで、分圧器2は平滑用コンデンサ13の両端電圧、即ち、インバータ31の入力電圧を検出するものであり、分圧用抵抗器21,22を有する。4は平滑用コンデンサ34の両端電圧、即ち、負荷電圧を検出する分圧器であり、それぞれ分圧用の抵抗器41,42を有する。5は直流電流変流器、51は過電流検出器で、負荷であるイオン源6の短絡を検出し、過電流検出信号(51−1)を発生する。
【0008】
また、ワンショット回路52は、過電流検出信号(51−1)を任意の期間延長したワンショット回路出力信号(52−1)を発生する。61はイオン源6の加速電極、62は接地電極、63はアーク電極、64はイオン生成用のアーク電源、65はスイッチである。ここで、アーク電源64の詳細を説明すると、加速電極61、接地電極62間に電圧を印可した状態で、スイッチ65を閉じると、加速電極61、アーク電極63間にイオンが生成され、加速電極61、接地電極62間に電流(負荷電流)が流れ、水素イオンを加速する。
【0009】
操作回路7は、装置全体の運転信号(7−1)及びスイッチ65を閉じる信号即ちアーク電源運転信号(7−2)を発生する。運転信号(7−1)が“0”の場合は、サイリスタ整流器11用の電圧制御調整器83中の比例ゲイン831及び積分ゲイン832は“0”にセットされ、また、位相制御回路84からのサイリスタ整流器11へのゲート信号はブロックされる。
【0010】
AND回路71は、ワンショット回路出力信号(52−1)と運転信号(7−1)より、インバータ31用の電圧制御調整器86へのリセットのため、及びインバータ31へのゲートブロックのため、パルス変調回路87へAND回路出力信号(71−1)を発生する。
【0011】
ここで、AND回路出力信号(71−1)が“0”の場合は、制御調整器86中の比例ゲイン861及び積分ゲイン862は“0”にセットされ、またパルス変調回路87からのインバータ31へのゲート信号はブロックされる。尚、AND回路出力信号(71−1)は、運転信号(7−1)が“1”の場合ワンショット回路出力信号(52−1)に等しい。
【0012】
電圧設定器81は、サイリスタ整流器11及びインバータ31の電圧を設定するものであり、その電圧設定値(81−1)は図示の極性で加算器82へ入力される。加算器82の他の入力へは図示の極性でインバータ入力電圧(2−1)が入力され、電圧制御調整器83は電圧設定値(81−1)とインバータ入力電圧(2−1)の偏差を増幅し、位相制御信号(83−1)を発生し位相制御回路84を介しサイリスタ整流器11の出力電圧を制御する。
【0013】
同様に電圧設定値(81−1)は、図示の極性で加算器85へ入力される。加算器85の他の入力へは図示の極性で負荷電圧(4−1)が入力され、電圧制御調整器86は電圧設定値(81−1)と負荷電圧(4−1)の偏差を増幅しパルス変調信号(86−1)を発生しパルス変調回路87を介しインバータ31の出力電圧を制御する。
【0014】
ここで図7に示す加速電源装置の電圧制御系がサイリスタ整流器11及びインバータ31の2種類があるのは以下の理由による。すなわち、加速電源装置の定格は、具体的には電圧が100kV〜500kVで、電流が100A程度であり、電圧リプルが2%以下を要求される。負荷であるイオン源6の加速電極61と接地電極62間はしばしば短絡を発生するが、イオン源6の電極保護のため、イオン源6へ流入するエネルギーを50ジュール以下にする必要があり、図7に示す方式は、上記を実現する方式の一つである。
【0015】
上述した「電圧リプルが2%以下」と「流入エネルギーを50ジュール以下」との仕様は相反する要求であり、これを実現するためインバータ31の周波数は可能な限り上げる(具体例としては1kHz)と共に、コンデンサ34の静電容量は可能な限り小さくしている。
【0016】
また負荷給電時の電圧落込みを5%以下にすることが望まれるので、比較的大容量の平滑コンデンサ13を設けると共にリプル低減のため直流リアクトル12を設け平滑コンデンサ13の両端電圧が一定となるよう、サイリスタ整流器11を定電圧制御している。
【0017】
図7の加速電源装置の動作を、従来の実施形態の構成図を示す図7と従来の実施形態の動作説明図である図8を用いて説明する。先ず、図8に示すt1 の時点までは定常状態にありインバータ入力電圧(2−1)はVd1 、負荷電圧(4−1)はVo1 であり電圧設定値(81−1)に等しい値となっている。
【0018】
時刻t1 になりイオン源に短絡が発生すると、パルス幅T1 の過電流検出信号(51−1)が得られ、インバータ31をゲートブロックすることにより過電流状態はすぐに復帰するので、このパルス幅T1 の過電流検出信号(51−1)をワンショット回路52により、負荷であるイオン源6の絶縁が回復する時間まで期間T2 (具体例としては10ms以上)まで延長する。
【0019】
このT2 の期間、AND回路出力信号(71−1)の信号“0”によりインバータ用の電圧制御調整器86中の比例ゲイン861及び積分ゲイン862は“0”にセットされ、またパルス変調回路87からのインバータ31へのゲート信号はブロックされる。
【0020】
一方、サイリスタ整流器用の電圧制御調整器83に対しては、比例ゲイン831及び積分ゲイン832を“0”にセットする作業は行わない。何故なら、直流リアクトル12、平滑コンデンサ13の時定数が大きく再立ち上げまでの時間が大きいからである(具体例として200ms以上)。
【0021】
インバータ31へのゲート信号をブロックすることにより、直流リアクトル12に蓄えられたエネルギーにより、図8に示すとおり、インバータ入力電圧(2−1)はVd1 よりVd2 へ上昇する。
【0022】
それに伴い位相制御信号83−1はEc1 より低下しEc2 となり、時刻t2 に至ると、ついには電圧を最小限に制御すべく飽和値“0”までに達し、時刻t3まで継続する。
【0023】
時刻t3 の時点になり、ワンショット回路出力信号(52−1)が“1”になると、再びインバータ31は運転状態となるが、このときスイッチ65は開の状態であり負荷6へ電流は流れないのでインバータ入力電圧(2−1)はVd2 のままである。
【0024】
時刻t4 になり、スイッチ65が閉となると負荷電流が流れ、図示するようにインバータ入力電圧(2−1)はVd3 へ低下する。それと同時に電圧制御調整器83はインバータ入力電圧(2−1)が電圧設定値(81−1)より低いと判断し、位相制御信号(83−1)は上昇し始め、時刻t5 に至りEc3 となる。その後図示するようにインバータ入力電圧(2−1)はVd4 へ上昇し、位相制御信号(83−1)はEc4 へ低下し、以後時刻t6 になり、再び定常状態のEc1 の値となる。
【0025】
一方、パルス変調信号(86−1)は、時刻t3 になると、AND回路出力信号(71−1)が“1”となりインバータ31のゲートブロックも解除される(ゲートデブロックと言う)ため、負荷電圧(4−1)が電圧設定値(81−1)になるべく、このときは無負荷状態なのでEi3 まで急速に立ち上がる。その後、時刻t4 に至り、スイッチ65が閉となると、負荷電流が流れることにより負荷電圧が低下するため、図示するように上昇し、時刻t5 に至りEi4 となる。インバータ入力電圧(2−1)はVd4 へ上昇するので、負荷電圧を下げる方向に低下し時刻t6 以降定常状態のEi1 へ復帰する。
【0026】
負荷電圧(4−1)の挙動は次のようになる。時刻t1 になり、イオン源に短絡が発生すると、コンデンサ34の静電容量は前述したように可能な限り小さく選定されるので、その電荷は急速に放電し、またインバータ31も瞬時にゲートブロックするので、図示するように時刻t1 からt3 までの電圧Vo2 は殆ど“0”となる。
【0027】
時刻t3 になり、AND回路出力信号(71−1)が“1”となると、電圧制御の閉ループが構成され、前述したようにパルス変調信号(86−1)は負荷電圧(4−1)が電圧設定値(81−1)になるべく、このときは無負荷状態なので負荷電圧はVo3 まで急速に立ち上がる。
【0028】
その後、時刻t4 に至り、スイッチ65が閉となると、負荷電流が流れ、図示するように負荷電圧がVo4 まで低下するため、パルス変調信号(86−1)は飽和レベルのEi4 まで急速に立ち上がる(具体例として積分ゲインT2 相当であり数10ms)。
【0029】
これにより、図示するように、ほぼインバータ入力電圧(2−1)と同様の波形となり、時刻t5 より徐々に上昇し、時刻t6 以降定常値のVo1 に落着く。そして、負荷電流波形は、図示するようにスイッチ65が閉となるt4 より通電開始し、t4 以降は負荷電圧と同様の波形となる。
【0030】
以上は便宜上イオン源に短絡が発生した場合について説明したが他の原因に起因する緊急停止及び再運転の場合も同様のことが言える。
【0031】
【発明が解決しようとする課題】
以上、説明したように、従来の加速電源装置の制御方法では、イオン源に短絡が発生した後インバータ31をゲートブロックすると、負荷であるイオン源6の絶縁が回復後に再運転したときには、電圧落込みが10%以上生じてしまう。
【0032】
この種の装置には、イオン加速の安定な運転のため、この負荷電圧の落込みを極力少なくすることが要望されているので、かかる電圧落込みを改善する方法の出現が望まれていた。
【0033】
本発明の目的は、負荷電圧の落込みを著しく改善することができる加速電源装置の制御方法を提供することにある。
【0034】
【課題を解決するための手段】
前述の目的を達成するために、請求項1の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止するようにしている。
【0035】
また、請求項2の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止するようにしている。
【0036】
さらに、請求項3の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にするようにしている。
【0037】
さらに請求項4の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にするようにしている。
【0038】
ここで、前記イオン生成電源としては、典型的にはアーク電源である。
【0039】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を図1の構成図を参照して説明する。図1において、既に説明した従来例を示す図7と同一の回路、機能の要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0040】
図1においては、図7の回路に、操作回路7の出力信号(7−2)が“1”の時に閉で、“0”の時に開となるアナログスイッチ91を追加している。
【0041】
以下、アナログスイッチ91の動作を中心にして、請求項1、2に関わる本発明の一実施形態の動作を説明する。すなわち、時刻t1 でイオン源に短絡が発生すると、ワンショット回路の出力信号(52−1)がT2の期間“0”となり、AND回路出力信号(71−1)が“0”となるので、インバータ用電圧調整器86の積分ゲイン862を“0”にリセットすると共にインバータ31をゲートブロックする。
【0042】
一方、ワンショット回路の出力信号52−1は、操作回路7へ送られ図示するようにアーク電源運転信号(7−2)はT3の期間“0”となり、アナログスイッチ91は開となるので、電圧調整器83の入力は“0”となり、積分ゲインはその値を保持する。即ち、期間T3 の位相制御信号(83−1)の値Ec2 はEc1 に全く等しい。
【0043】
時刻t3 になりAND回路出力信号(71−1)が“1”となると、インバータ31がゲートデブロックされるが、この時にインバータ31は無負荷状態であり、インバータ入力電圧(2−1)はVd2 のままである。
【0044】
時刻t4 になると、アーク電源運転信号が“1”となり、負荷電流(5−1)が通電しはじめるので、時刻t5 のVd1 (短絡直前の値)へ向かい低下するがそれ以下には低下しない。なぜならば、位相制御信号(83−1)の時刻t3 における初期値がEc1 (=Ec2 )なっているからである。
【0045】
また図示するようにその後の位相制御信号(83−1)の変動もすくない。またインバータ入力電圧(2−1)の変動も少なくなる。
【0046】
パルス変調信号(86−1)の挙動は、時刻t3におけるインバータ入力電圧(2−1)の落込みがないので、図8に示すようなオーバーシュート、アンダーシュートはない。従って、負荷電圧(4−1)も図示するように落込みは発生しない。
【0047】
時刻t5 に至って、位相制御信号(83−1)、インバータ入力電圧(2−1)、パルス変調信号(86−1)、負荷電圧(4−1)、負荷電流(5−1)はそれぞれ定常状態の値(短絡直前の値)であるEc1 、Vd1 、Ei1 、Vo1 、Io1 へ復帰する。
【0048】
以上は、負荷短絡時について述べたが、通常の運転停止時にもアーク電源が停止時に位相制御信号を保持することにより、負荷電流(5−1)の落ち込みを防止することができる。図3は通常の運転停止時に対応する動作説明図である。
【0049】
次に、図1及び図2と同一部に同一符号を付して示す図4及び図5を参照して請求項3、4に係わる本発明の他の実施形態を説明する。
【0050】
図4においては、図1の回路に、AND回路出力信号(71−1)が“1”の時に閉で、“0”の時に開となるアナログスイッチ92を追加している。
【0051】
以下、アナログスイッチ92の動作を中心にして、請求項3、4に関わる実施形態の動作を説明する。すなわち、時刻t1 でイオン源6に短絡が発生すると、AND回路出力信号(71−1)が“0”となり、アナログスイッチ92は開となるので、電圧調整器86の入力は“0”となり、積分ゲインはその値を保持する。即ち、期間T2 のパルス変調信号(86−1)Ei2に全く等しい。
【0052】
次に、時刻t3 になり、AND回路出力信号(71−1)が“1”となると、インバータ31がゲートデブロックされ、負荷へ給電されるパルス変調信号(86−1)として時刻t1 直前の値Ei1 を用いるので、図1の実施形態の効果に加え、図2に示す負荷電圧より高速(具体例では10ms以下)の立上がりが得られる。
【0053】
以上は、負荷短絡時について述べたが、通常の運転停止時にもアーク電源が停止時に位相制御信号を保持することにより、負荷電流(5−1)の落ち込みを防止することができる。尚、図6は通常の運転停止時に対応する動作説明図である。
【0054】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の請求項1によれば、加熱電源装置の停止後に再運転するに際して、イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止する効果が得られる。
【0055】
また、本発明の請求項2の発明によれば、イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止する効果が得られる。
【0056】
さらに、本発明の請求項3の発明によれば、加熱電源装置の停止後に再運転するに際して、イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にできる効果がある。
【0057】
またさらに、本発明の請求項4の発明によれば、イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態を示す回路構成図。
【図2】本発明の実施形態の動作を説明するめたの波形図。
【図3】本発明の実施形態の他の動作を説明するための波形図。
【図4】本発明の一実施形態の変形例を示す回路構成図。
【図5】本発明の一実施形態の変形例の動作を説明するめたの波形図。
【図6】本発明の一実施形態の変形例の他の動作を説明するための波形図。
【図7】従来例を示す回路構成図。
【図8】従来例の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
2…分圧器、4…分圧器、5…直流電流変流器、6…負荷(イオン源)、7…操作回路、11…サイリスタ整流器(半導体スイッチング素子型整流器)、12…直流リアクトル、13…平滑用コンデンサ、31…インバータ、32…変圧器、33…ダイオード整流器(整流器)、51…過電流検出回路、52…ワンショット回路、64…アーク電源、65…スイッチ、71…AND回路、81…電圧設定器、82…加算器、83…電圧制御調整器、84…位相制御回路、85…加算器、86…電圧制御調整器、87…パルス変調回路、91…アナログスイッチ、92…アナログスイッチ。
Claims (5)
- 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 前記イオン生成電源は、アーク電源であることを特徴とする請求項1乃至4のいずれか一項に記載の加速電源装置の制御方法。
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