JP3955936B2 - 加速電源装置の制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、核融合装置等の中性粒子入射装置等に用いられる加速電源装置の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の加速電源装置は、プラズマ化された気体中のイオン（例えば水素イオン）を加速し、途中でこれを中性化した粒子を他のプラズマ等に入射するためのイオン加速用の高電圧直流電源装置である。負荷であるイオン源はしばしば短絡状態となることがあるので、この種の加速電源装置は、短絡を検出して高速にしゃ断する機能を有することが必要とされる。
【０００３】
かかるしゃ断機能を有する従来の加速電源装置を、図７を参照して説明する。
【０００４】
図７において、図示しない交流電源を受け、直流電力を出力する、半導体スイッチング素子型整流器であるサイリスタ整流器１１からの直流電力を直流リアクトル１２、平滑用コンデンサ１３とで平滑化する。
【０００５】
平滑用コンデンサ１３からの平滑化された直流電圧（具体例としては３ｋＶ）を、ＧＴＯ又はＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いた自励式のインバータ３１により交流電圧に変換し、変圧器３２により１００ｋＶ〜５００ｋＶに昇圧し、整流器３３により再び直流に変換し、平滑コンデンサ３４によりリプルを低減している。なお、インバータ３１の周波数が比較的高いので直流リアクトルは省略している。
【０００６】
直流変流器５、過電流検出回路５１によって、イオン源の短絡を検出してインバータ３１を高速にゲートブロックし、負荷であるイオン源６への流入エネルギーを低減している。
【０００７】
ここで、分圧器２は平滑用コンデンサ１３の両端電圧、即ち、インバータ３１の入力電圧を検出するものであり、分圧用抵抗器２１，２２を有する。４は平滑用コンデンサ３４の両端電圧、即ち、負荷電圧を検出する分圧器であり、それぞれ分圧用の抵抗器４１，４２を有する。５は直流電流変流器、５１は過電流検出器で、負荷であるイオン源６の短絡を検出し、過電流検出信号（５１−１）を発生する。
【０００８】
また、ワンショット回路５２は、過電流検出信号（５１−１）を任意の期間延長したワンショット回路出力信号（５２−１）を発生する。６１はイオン源６の加速電極、６２は接地電極、６３はアーク電極、６４はイオン生成用のアーク電源、６５はスイッチである。ここで、アーク電源６４の詳細を説明すると、加速電極６１、接地電極６２間に電圧を印可した状態で、スイッチ６５を閉じると、加速電極６１、アーク電極６３間にイオンが生成され、加速電極６１、接地電極６２間に電流（負荷電流）が流れ、水素イオンを加速する。
【０００９】
操作回路７は、装置全体の運転信号（７−１）及びスイッチ６５を閉じる信号即ちアーク電源運転信号（７−２）を発生する。運転信号（７−１）が“０”の場合は、サイリスタ整流器１１用の電圧制御調整器８３中の比例ゲイン８３１及び積分ゲイン８３２は“０”にセットされ、また、位相制御回路８４からのサイリスタ整流器１１へのゲート信号はブロックされる。
【００１０】
ＡＮＤ回路７１は、ワンショット回路出力信号（５２−１）と運転信号（７−１）より、インバータ３１用の電圧制御調整器８６へのリセットのため、及びインバータ３１へのゲートブロックのため、パルス変調回路８７へＡＮＤ回路出力信号（７１−１）を発生する。
【００１１】
ここで、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“０”の場合は、制御調整器８６中の比例ゲイン８６１及び積分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロックされる。尚、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）は、運転信号（７−１）が“１”の場合ワンショット回路出力信号（５２−１）に等しい。
【００１２】
電圧設定器８１は、サイリスタ整流器１１及びインバータ３１の電圧を設定するものであり、その電圧設定値（８１−１）は図示の極性で加算器８２へ入力される。加算器８２の他の入力へは図示の極性でインバータ入力電圧（２−１）が入力され、電圧制御調整器８３は電圧設定値（８１−１）とインバータ入力電圧（２−１）の偏差を増幅し、位相制御信号（８３−１）を発生し位相制御回路８４を介しサイリスタ整流器１１の出力電圧を制御する。
【００１３】
同様に電圧設定値（８１−１）は、図示の極性で加算器８５へ入力される。加算器８５の他の入力へは図示の極性で負荷電圧（４−１）が入力され、電圧制御調整器８６は電圧設定値（８１−１）と負荷電圧（４−１）の偏差を増幅しパルス変調信号（８６−１）を発生しパルス変調回路８７を介しインバータ３１の出力電圧を制御する。
【００１４】
ここで図７に示す加速電源装置の電圧制御系がサイリスタ整流器１１及びインバータ３１の２種類があるのは以下の理由による。すなわち、加速電源装置の定格は、具体的には電圧が１００ｋＶ〜５００ｋＶで、電流が１００Ａ程度であり、電圧リプルが２％以下を要求される。負荷であるイオン源６の加速電極６１と接地電極６２間はしばしば短絡を発生するが、イオン源６の電極保護のため、イオン源６へ流入するエネルギーを５０ジュール以下にする必要があり、図７に示す方式は、上記を実現する方式の一つである。
【００１５】
上述した「電圧リプルが２％以下」と「流入エネルギーを５０ジュール以下」との仕様は相反する要求であり、これを実現するためインバータ３１の周波数は可能な限り上げる（具体例としては１ｋＨｚ）と共に、コンデンサ３４の静電容量は可能な限り小さくしている。
【００１６】
また負荷給電時の電圧落込みを５％以下にすることが望まれるので、比較的大容量の平滑コンデンサ１３を設けると共にリプル低減のため直流リアクトル１２を設け平滑コンデンサ１３の両端電圧が一定となるよう、サイリスタ整流器１１を定電圧制御している。
【００１７】
図７の加速電源装置の動作を、従来の実施形態の構成図を示す図７と従来の実施形態の動作説明図である図８を用いて説明する。先ず、図８に示すｔ1 の時点までは定常状態にありインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ1 、負荷電圧（４−１）はＶｏ1 であり電圧設定値（８１−１）に等しい値となっている。
【００１８】
時刻ｔ1 になりイオン源に短絡が発生すると、パルス幅Ｔ１ の過電流検出信号（５１−１）が得られ、インバータ３１をゲートブロックすることにより過電流状態はすぐに復帰するので、このパルス幅Ｔ1 の過電流検出信号（５１−１）をワンショット回路５２により、負荷であるイオン源６の絶縁が回復する時間まで期間Ｔ2 （具体例としては１０ｍｓ以上）まで延長する。
【００１９】
このＴ2 の期間、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）の信号“０”によりインバータ用の電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１及び積分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロックされる。
【００２０】
一方、サイリスタ整流器用の電圧制御調整器８３に対しては、比例ゲイン８３１及び積分ゲイン８３２を“０”にセットする作業は行わない。何故なら、直流リアクトル１２、平滑コンデンサ１３の時定数が大きく再立ち上げまでの時間が大きいからである（具体例として２００ｍｓ以上）。
【００２１】
インバータ３１へのゲート信号をブロックすることにより、直流リアクトル１２に蓄えられたエネルギーにより、図８に示すとおり、インバータ入力電圧（２−１）はＶｄ1 よりＶｄ2 へ上昇する。
【００２２】
それに伴い位相制御信号８３−１はＥｃ1 より低下しＥｃ2 となり、時刻ｔ2 に至ると、ついには電圧を最小限に制御すべく飽和値“０”までに達し、時刻ｔ3まで継続する。
【００２３】
時刻ｔ3 の時点になり、ワンショット回路出力信号（５２−１）が“１”になると、再びインバータ３１は運転状態となるが、このときスイッチ６５は開の状態であり負荷６へ電流は流れないのでインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ2 のままである。
【００２４】
時刻ｔ4 になり、スイッチ６５が閉となると負荷電流が流れ、図示するようにインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ3 へ低下する。それと同時に電圧制御調整器８３はインバータ入力電圧（２−１）が電圧設定値（８１−１）より低いと判断し、位相制御信号（８３−１）は上昇し始め、時刻ｔ5 に至りＥｃ3 となる。その後図示するようにインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ4 へ上昇し、位相制御信号（８３−１）はＥｃ4 へ低下し、以後時刻ｔ6 になり、再び定常状態のＥｃ1 の値となる。
【００２５】
一方、パルス変調信号（８６−１）は、時刻ｔ3 になると、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となりインバータ３１のゲートブロックも解除される（ゲートデブロックと言う）ため、負荷電圧（４−１）が電圧設定値（８１−１）になるべく、このときは無負荷状態なのでＥｉ3 まで急速に立ち上がる。その後、時刻ｔ4 に至り、スイッチ６５が閉となると、負荷電流が流れることにより負荷電圧が低下するため、図示するように上昇し、時刻ｔ5 に至りＥｉ4 となる。インバータ入力電圧（２−１）はＶｄ4 へ上昇するので、負荷電圧を下げる方向に低下し時刻ｔ6 以降定常状態のＥｉ1 へ復帰する。
【００２６】
負荷電圧（４−１）の挙動は次のようになる。時刻ｔ1 になり、イオン源に短絡が発生すると、コンデンサ３４の静電容量は前述したように可能な限り小さく選定されるので、その電荷は急速に放電し、またインバータ３１も瞬時にゲートブロックするので、図示するように時刻ｔ1 からｔ3 までの電圧Ｖｏ2 は殆ど“０”となる。
【００２７】
時刻ｔ3 になり、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となると、電圧制御の閉ループが構成され、前述したようにパルス変調信号（８６−１）は負荷電圧（４−１）が電圧設定値（８１−１）になるべく、このときは無負荷状態なので負荷電圧はＶｏ3 まで急速に立ち上がる。
【００２８】
その後、時刻ｔ4 に至り、スイッチ６５が閉となると、負荷電流が流れ、図示するように負荷電圧がＶｏ4 まで低下するため、パルス変調信号（８６−１）は飽和レベルのＥｉ4 まで急速に立ち上がる（具体例として積分ゲインＴ2 相当であり数１０ｍｓ）。
【００２９】
これにより、図示するように、ほぼインバータ入力電圧（２−１）と同様の波形となり、時刻ｔ5 より徐々に上昇し、時刻ｔ6 以降定常値のＶｏ1 に落着く。そして、負荷電流波形は、図示するようにスイッチ６５が閉となるｔ4 より通電開始し、ｔ4 以降は負荷電圧と同様の波形となる。
【００３０】
以上は便宜上イオン源に短絡が発生した場合について説明したが他の原因に起因する緊急停止及び再運転の場合も同様のことが言える。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
以上、説明したように、従来の加速電源装置の制御方法では、イオン源に短絡が発生した後インバータ３１をゲートブロックすると、負荷であるイオン源６の絶縁が回復後に再運転したときには、電圧落込みが１０％以上生じてしまう。
【００３２】
この種の装置には、イオン加速の安定な運転のため、この負荷電圧の落込みを極力少なくすることが要望されているので、かかる電圧落込みを改善する方法の出現が望まれていた。
【００３３】
本発明の目的は、負荷電圧の落込みを著しく改善することができる加速電源装置の制御方法を提供することにある。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
前述の目的を達成するために、請求項１の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止するようにしている。
【００３５】
また、請求項２の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止するようにしている。
【００３６】
さらに、請求項３の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にするようにしている。
【００３７】
さらに請求項４の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にするようにしている。
【００３８】
ここで、前記イオン生成電源としては、典型的にはアーク電源である。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を図１の構成図を参照して説明する。図１において、既に説明した従来例を示す図７と同一の回路、機能の要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００４０】
図１においては、図７の回路に、操作回路７の出力信号（７−２）が“１”の時に閉で、“０”の時に開となるアナログスイッチ９１を追加している。
【００４１】
以下、アナログスイッチ９１の動作を中心にして、請求項１、２に関わる本発明の一実施形態の動作を説明する。すなわち、時刻ｔ1 でイオン源に短絡が発生すると、ワンショット回路の出力信号（５２−１）がＴ２の期間“０”となり、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“０”となるので、インバータ用電圧調整器８６の積分ゲイン８６２を“０”にリセットすると共にインバータ３１をゲートブロックする。
【００４２】
一方、ワンショット回路の出力信号５２−１は、操作回路７へ送られ図示するようにアーク電源運転信号（７−２）はＴ３の期間“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、電圧調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲインはその値を保持する。即ち、期間Ｔ3 の位相制御信号（８３−１）の値Ｅｃ2 はＥｃ1 に全く等しい。
【００４３】
時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となると、インバータ３１がゲートデブロックされるが、この時にインバータ３１は無負荷状態であり、インバータ入力電圧（２−１）はＶｄ2 のままである。
【００４４】
時刻ｔ4 になると、アーク電源運転信号が“１”となり、負荷電流（５−１）が通電しはじめるので、時刻ｔ5 のＶｄ1 （短絡直前の値）へ向かい低下するがそれ以下には低下しない。なぜならば、位相制御信号（８３−１）の時刻ｔ3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ2 ）なっているからである。
【００４５】
また図示するようにその後の位相制御信号（８３−１）の変動もすくない。またインバータ入力電圧（２−１）の変動も少なくなる。
【００４６】
パルス変調信号（８６−１）の挙動は、時刻ｔ3におけるインバータ入力電圧（２−１）の落込みがないので、図８に示すようなオーバーシュート、アンダーシュートはない。従って、負荷電圧（４−１）も図示するように落込みは発生しない。
【００４７】
時刻ｔ5 に至って、位相制御信号（８３−１）、インバータ入力電圧（２−１）、パルス変調信号（８６−１）、負荷電圧（４−１）、負荷電流（５−１）はそれぞれ定常状態の値（短絡直前の値）であるＥｃ1 、Ｖｄ1 、Ｅｉ1 、Ｖｏ1 、Ｉｏ1 へ復帰する。
【００４８】
以上は、負荷短絡時について述べたが、通常の運転停止時にもアーク電源が停止時に位相制御信号を保持することにより、負荷電流（５−１）の落ち込みを防止することができる。図３は通常の運転停止時に対応する動作説明図である。
【００４９】
次に、図１及び図２と同一部に同一符号を付して示す図４及び図５を参照して請求項３、４に係わる本発明の他の実施形態を説明する。
【００５０】
図４においては、図１の回路に、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”の時に閉で、“０”の時に開となるアナログスイッチ９２を追加している。
【００５１】
以下、アナログスイッチ９２の動作を中心にして、請求項３、４に関わる実施形態の動作を説明する。すなわち、時刻ｔ1 でイオン源６に短絡が発生すると、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“０”となり、アナログスイッチ９２は開となるので、電圧調整器８６の入力は“０”となり、積分ゲインはその値を保持する。即ち、期間Ｔ2 のパルス変調信号（８６−１）Ｅｉ２に全く等しい。
【００５２】
次に、時刻ｔ3 になり、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となると、インバータ３１がゲートデブロックされ、負荷へ給電されるパルス変調信号（８６−１）として時刻ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を用いるので、図１の実施形態の効果に加え、図２に示す負荷電圧より高速（具体例では１０ｍｓ以下）の立上がりが得られる。
【００５３】
以上は、負荷短絡時について述べたが、通常の運転停止時にもアーク電源が停止時に位相制御信号を保持することにより、負荷電流（５−１）の落ち込みを防止することができる。尚、図６は通常の運転停止時に対応する動作説明図である。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の請求項１によれば、加熱電源装置の停止後に再運転するに際して、イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止する効果が得られる。
【００５５】
また、本発明の請求項２の発明によれば、イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止する効果が得られる。
【００５６】
さらに、本発明の請求項３の発明によれば、加熱電源装置の停止後に再運転するに際して、イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にできる効果がある。
【００５７】
またさらに、本発明の請求項４の発明によれば、イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す回路構成図。
【図２】本発明の実施形態の動作を説明するめたの波形図。
【図３】本発明の実施形態の他の動作を説明するための波形図。
【図４】本発明の一実施形態の変形例を示す回路構成図。
【図５】本発明の一実施形態の変形例の動作を説明するめたの波形図。
【図６】本発明の一実施形態の変形例の他の動作を説明するための波形図。
【図７】従来例を示す回路構成図。
【図８】従来例の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
２…分圧器、４…分圧器、５…直流電流変流器、６…負荷（イオン源）、７…操作回路、１１…サイリスタ整流器（半導体スイッチング素子型整流器）、１２…直流リアクトル、１３…平滑用コンデンサ、３１…インバータ、３２…変圧器、３３…ダイオード整流器（整流器）、５１…過電流検出回路、５２…ワンショット回路、６４…アーク電源、６５…スイッチ、７１…ＡＮＤ回路、８１…電圧設定器、８２…加算器、８３…電圧制御調整器、８４…位相制御回路、８５…加算器、８６…電圧制御調整器、８７…パルス変調回路、９１…アナログスイッチ、９２…アナログスイッチ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、核融合装置等の中性粒子入射装置等に用いられる加速電源装置の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の加速電源装置は、プラズマ化された気体中のイオン（例えば水素イオン）を加速し、途中でこれを中性化した粒子を他のプラズマ等に入射するためのイオン加速用の高電圧直流電源装置である。負荷であるイオン源はしばしば短絡状態となることがあるので、この種の加速電源装置は、短絡を検出して高速にしゃ断する機能を有することが必要とされる。
【０００３】
かかるしゃ断機能を有する従来の加速電源装置を、図７を参照して説明する。
【０００４】
図７において、図示しない交流電源を受け、直流電力を出力する、半導体スイッチング素子型整流器であるサイリスタ整流器１１からの直流電力を直流リアクトル１２、平滑用コンデンサ１３とで平滑化する。
【０００５】
平滑用コンデンサ１３からの平滑化された直流電圧（具体例としては３ｋＶ）を、ＧＴＯ又はＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いた自励式のインバータ３１により交流電圧に変換し、変圧器３２により１００ｋＶ〜５００ｋＶに昇圧し、整流器３３により再び直流に変換し、平滑コンデンサ３４によりリプルを低減している。なお、インバータ３１の周波数が比較的高いので直流リアクトルは省略している。
【０００６】
直流変流器５、過電流検出回路５１によって、イオン源の短絡を検出してインバータ３１を高速にゲートブロックし、負荷であるイオン源６への流入エネルギーを低減している。
【０００７】
ここで、分圧器２は平滑用コンデンサ１３の両端電圧、即ち、インバータ３１の入力電圧を検出するものであり、分圧用抵抗器２１，２２を有する。４は平滑用コンデンサ３４の両端電圧、即ち、負荷電圧を検出する分圧器であり、それぞれ分圧用の抵抗器４１，４２を有する。５は直流電流変流器、５１は過電流検出器で、負荷であるイオン源６の短絡を検出し、過電流検出信号（５１−１）を発生する。
【０００８】
また、ワンショット回路５２は、過電流検出信号（５１−１）を任意の期間延長したワンショット回路出力信号（５２−１）を発生する。６１はイオン源６の加速電極、６２は接地電極、６３はアーク電極、６４はイオン生成用のアーク電源、６５はスイッチである。ここで、アーク電源６４の詳細を説明すると、加速電極６１、接地電極６２間に電圧を印可した状態で、スイッチ６５を閉じると、加速電極６１、アーク電極６３間にイオンが生成され、加速電極６１、接地電極６２間に電流（負荷電流）が流れ、水素イオンを加速する。
【０００９】
操作回路７は、装置全体の運転信号（７−１）及びスイッチ６５を閉じる信号即ちアーク電源運転信号（７−２）を発生する。運転信号（７−１）が“０”の場合は、サイリスタ整流器１１用の電圧制御調整器８３中の比例ゲイン８３１及び積分ゲイン８３２は“０”にセットされ、また、位相制御回路８４からのサイリスタ整流器１１へのゲート信号はブロックされる。
【００１０】
ＡＮＤ回路７１は、ワンショット回路出力信号（５２−１）と運転信号（７−１）より、インバータ３１用の電圧制御調整器８６へのリセットのため、及びインバータ３１へのゲートブロックのため、パルス変調回路８７へＡＮＤ回路出力信号（７１−１）を発生する。
【００１１】
ここで、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“０”の場合は、制御調整器８６中の比例ゲイン８６１及び積分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロックされる。尚、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）は、運転信号（７−１）が“１”の場合ワンショット回路出力信号（５２−１）に等しい。
【００１２】
電圧設定器８１は、サイリスタ整流器１１及びインバータ３１の電圧を設定するものであり、その電圧設定値（８１−１）は図示の極性で加算器８２へ入力される。加算器８２の他の入力へは図示の極性でインバータ入力電圧（２−１）が入力され、電圧制御調整器８３は電圧設定値（８１−１）とインバータ入力電圧（２−１）の偏差を増幅し、位相制御信号（８３−１）を発生し位相制御回路８４を介しサイリスタ整流器１１の出力電圧を制御する。
【００１３】
同様に電圧設定値（８１−１）は、図示の極性で加算器８５へ入力される。加算器８５の他の入力へは図示の極性で負荷電圧（４−１）が入力され、電圧制御調整器８６は電圧設定値（８１−１）と負荷電圧（４−１）の偏差を増幅しパルス変調信号（８６−１）を発生しパルス変調回路８７を介しインバータ３１の出力電圧を制御する。
【００１４】
ここで図７に示す加速電源装置の電圧制御系がサイリスタ整流器１１及びインバータ３１の２種類があるのは以下の理由による。すなわち、加速電源装置の定格は、具体的には電圧が１００ｋＶ〜５００ｋＶで、電流が１００Ａ程度であり、電圧リプルが２％以下を要求される。負荷であるイオン源６の加速電極６１と接地電極６２間はしばしば短絡を発生するが、イオン源６の電極保護のため、イオン源６へ流入するエネルギーを５０ジュール以下にする必要があり、図７に示す方式は、上記を実現する方式の一つである。
【００１５】
上述した「電圧リプルが２％以下」と「流入エネルギーを５０ジュール以下」との仕様は相反する要求であり、これを実現するためインバータ３１の周波数は可能な限り上げる（具体例としては１ｋＨｚ）と共に、コンデンサ３４の静電容量は可能な限り小さくしている。
【００１６】
また負荷給電時の電圧落込みを５％以下にすることが望まれるので、比較的大容量の平滑コンデンサ１３を設けると共にリプル低減のため直流リアクトル１２を設け平滑コンデンサ１３の両端電圧が一定となるよう、サイリスタ整流器１１を定電圧制御している。
【００１７】
図７の加速電源装置の動作を、従来の実施形態の構成図を示す図７と従来の実施形態の動作説明図である図８を用いて説明する。先ず、図８に示すｔ1 の時点までは定常状態にありインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ1 、負荷電圧（４−１）はＶｏ1 であり電圧設定値（８１−１）に等しい値となっている。
【００１８】
時刻ｔ1 になりイオン源に短絡が発生すると、パルス幅Ｔ１ の過電流検出信号（５１−１）が得られ、インバータ３１をゲートブロックすることにより過電流状態はすぐに復帰するので、このパルス幅Ｔ1 の過電流検出信号（５１−１）をワンショット回路５２により、負荷であるイオン源６の絶縁が回復する時間まで期間Ｔ2 （具体例としては１０ｍｓ以上）まで延長する。
【００１９】
このＴ2 の期間、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）の信号“０”によりインバータ用の電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１及び積分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロックされる。
【００２０】
一方、サイリスタ整流器用の電圧制御調整器８３に対しては、比例ゲイン８３１及び積分ゲイン８３２を“０”にセットする作業は行わない。何故なら、直流リアクトル１２、平滑コンデンサ１３の時定数が大きく再立ち上げまでの時間が大きいからである（具体例として２００ｍｓ以上）。
【００２１】
インバータ３１へのゲート信号をブロックすることにより、直流リアクトル１２に蓄えられたエネルギーにより、図８に示すとおり、インバータ入力電圧（２−１）はＶｄ1 よりＶｄ2 へ上昇する。
【００２２】
それに伴い位相制御信号８３−１はＥｃ1 より低下しＥｃ2 となり、時刻ｔ2 に至ると、ついには電圧を最小限に制御すべく飽和値“０”までに達し、時刻ｔ3まで継続する。
【００２３】
時刻ｔ3 の時点になり、ワンショット回路出力信号（５２−１）が“１”になると、再びインバータ３１は運転状態となるが、このときスイッチ６５は開の状態であり負荷６へ電流は流れないのでインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ2 のままである。
【００２４】
時刻ｔ4 になり、スイッチ６５が閉となると負荷電流が流れ、図示するようにインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ3 へ低下する。それと同時に電圧制御調整器８３はインバータ入力電圧（２−１）が電圧設定値（８１−１）より低いと判断し、位相制御信号（８３−１）は上昇し始め、時刻ｔ5 に至りＥｃ3 となる。その後図示するようにインバータ入力電圧（２−１）はＶｄ4 へ上昇し、位相制御信号（８３−１）はＥｃ4 へ低下し、以後時刻ｔ6 になり、再び定常状態のＥｃ1 の値となる。
【００２５】
一方、パルス変調信号（８６−１）は、時刻ｔ3 になると、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となりインバータ３１のゲートブロックも解除される（ゲートデブロックと言う）ため、負荷電圧（４−１）が電圧設定値（８１−１）になるべく、このときは無負荷状態なのでＥｉ3 まで急速に立ち上がる。その後、時刻ｔ4 に至り、スイッチ６５が閉となると、負荷電流が流れることにより負荷電圧が低下するため、図示するように上昇し、時刻ｔ5 に至りＥｉ4 となる。インバータ入力電圧（２−１）はＶｄ4 へ上昇するので、負荷電圧を下げる方向に低下し時刻ｔ6 以降定常状態のＥｉ1 へ復帰する。
【００２６】
負荷電圧（４−１）の挙動は次のようになる。時刻ｔ1 になり、イオン源に短絡が発生すると、コンデンサ３４の静電容量は前述したように可能な限り小さく選定されるので、その電荷は急速に放電し、またインバータ３１も瞬時にゲートブロックするので、図示するように時刻ｔ1 からｔ3 までの電圧Ｖｏ2 は殆ど“０”となる。
【００２７】
時刻ｔ3 になり、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となると、電圧制御の閉ループが構成され、前述したようにパルス変調信号（８６−１）は負荷電圧（４−１）が電圧設定値（８１−１）になるべく、このときは無負荷状態なので負荷電圧はＶｏ3 まで急速に立ち上がる。
【００２８】
その後、時刻ｔ4 に至り、スイッチ６５が閉となると、負荷電流が流れ、図示するように負荷電圧がＶｏ4 まで低下するため、パルス変調信号（８６−１）は飽和レベルのＥｉ4 まで急速に立ち上がる（具体例として積分ゲインＴ2 相当であり数１０ｍｓ）。
【００２９】
これにより、図示するように、ほぼインバータ入力電圧（２−１）と同様の波形となり、時刻ｔ5 より徐々に上昇し、時刻ｔ6 以降定常値のＶｏ1 に落着く。そして、負荷電流波形は、図示するようにスイッチ６５が閉となるｔ4 より通電開始し、ｔ4 以降は負荷電圧と同様の波形となる。
【００３０】
以上は便宜上イオン源に短絡が発生した場合について説明したが他の原因に起因する緊急停止及び再運転の場合も同様のことが言える。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
以上、説明したように、従来の加速電源装置の制御方法では、イオン源に短絡が発生した後インバータ３１をゲートブロックすると、負荷であるイオン源６の絶縁が回復後に再運転したときには、電圧落込みが１０％以上生じてしまう。
【００３２】
この種の装置には、イオン加速の安定な運転のため、この負荷電圧の落込みを極力少なくすることが要望されているので、かかる電圧落込みを改善する方法の出現が望まれていた。
【００３３】
本発明の目的は、負荷電圧の落込みを著しく改善することができる加速電源装置の制御方法を提供することにある。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
前述の目的を達成するために、請求項１の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止するようにしている。
【００３５】
また、請求項２の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止するようにしている。
【００３６】
さらに、請求項３の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にするようにしている。
【００３７】
さらに請求項４の発明は、半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にするようにしている。
【００３８】
ここで、前記イオン生成電源としては、典型的にはアーク電源である。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を図１の構成図を参照して説明する。図１において、既に説明した従来例を示す図７と同一の回路、機能の要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００４０】
図１においては、図７の回路に、操作回路７の出力信号（７−２）が“１”の時に閉で、“０”の時に開となるアナログスイッチ９１を追加している。
【００４１】
以下、アナログスイッチ９１の動作を中心にして、請求項１、２に関わる本発明の一実施形態の動作を説明する。すなわち、時刻ｔ1 でイオン源に短絡が発生すると、ワンショット回路の出力信号（５２−１）がＴ２の期間“０”となり、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“０”となるので、インバータ用電圧調整器８６の積分ゲイン８６２を“０”にリセットすると共にインバータ３１をゲートブロックする。
【００４２】
一方、ワンショット回路の出力信号５２−１は、操作回路７へ送られ図示するようにアーク電源運転信号（７−２）はＴ３の期間“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、電圧調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲインはその値を保持する。即ち、期間Ｔ3 の位相制御信号（８３−１）の値Ｅｃ2 はＥｃ1 に全く等しい。
【００４３】
時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となると、インバータ３１がゲートデブロックされるが、この時にインバータ３１は無負荷状態であり、インバータ入力電圧（２−１）はＶｄ2 のままである。
【００４４】
時刻ｔ4 になると、アーク電源運転信号が“１”となり、負荷電流（５−１）が通電しはじめるので、時刻ｔ5 のＶｄ1 （短絡直前の値）へ向かい低下するがそれ以下には低下しない。なぜならば、位相制御信号（８３−１）の時刻ｔ3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ2 ）なっているからである。
【００４５】
また図示するようにその後の位相制御信号（８３−１）の変動もすくない。またインバータ入力電圧（２−１）の変動も少なくなる。
【００４６】
パルス変調信号（８６−１）の挙動は、時刻ｔ3におけるインバータ入力電圧（２−１）の落込みがないので、図８に示すようなオーバーシュート、アンダーシュートはない。従って、負荷電圧（４−１）も図示するように落込みは発生しない。
【００４７】
時刻ｔ5 に至って、位相制御信号（８３−１）、インバータ入力電圧（２−１）、パルス変調信号（８６−１）、負荷電圧（４−１）、負荷電流（５−１）はそれぞれ定常状態の値（短絡直前の値）であるＥｃ1 、Ｖｄ1 、Ｅｉ1 、Ｖｏ1 、Ｉｏ1 へ復帰する。
【００４８】
以上は、負荷短絡時について述べたが、通常の運転停止時にもアーク電源が停止時に位相制御信号を保持することにより、負荷電流（５−１）の落ち込みを防止することができる。図３は通常の運転停止時に対応する動作説明図である。
【００４９】
次に、図１及び図２と同一部に同一符号を付して示す図４及び図５を参照して請求項３、４に係わる本発明の他の実施形態を説明する。
【００５０】
図４においては、図１の回路に、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”の時に閉で、“０”の時に開となるアナログスイッチ９２を追加している。
【００５１】
以下、アナログスイッチ９２の動作を中心にして、請求項３、４に関わる実施形態の動作を説明する。すなわち、時刻ｔ1 でイオン源６に短絡が発生すると、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“０”となり、アナログスイッチ９２は開となるので、電圧調整器８６の入力は“０”となり、積分ゲインはその値を保持する。即ち、期間Ｔ2 のパルス変調信号（８６−１）Ｅｉ２に全く等しい。
【００５２】
次に、時刻ｔ3 になり、ＡＮＤ回路出力信号（７１−１）が“１”となると、インバータ３１がゲートデブロックされ、負荷へ給電されるパルス変調信号（８６−１）として時刻ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を用いるので、図１の実施形態の効果に加え、図２に示す負荷電圧より高速（具体例では１０ｍｓ以下）の立上がりが得られる。
【００５３】
以上は、負荷短絡時について述べたが、通常の運転停止時にもアーク電源が停止時に位相制御信号を保持することにより、負荷電流（５−１）の落ち込みを防止することができる。尚、図６は通常の運転停止時に対応する動作説明図である。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の請求項１によれば、加熱電源装置の停止後に再運転するに際して、イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止する効果が得られる。
【００５５】
また、本発明の請求項２の発明によれば、イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止する効果が得られる。
【００５６】
さらに、本発明の請求項３の発明によれば、加熱電源装置の停止後に再運転するに際して、イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にできる効果がある。
【００５７】
またさらに、本発明の請求項４の発明によれば、イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とし、これにより、再運転時の負荷電圧の落込みを防止すると共に負荷電圧の立上がりを高速にできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す回路構成図。
【図２】本発明の実施形態の動作を説明するめたの波形図。
【図３】本発明の実施形態の他の動作を説明するための波形図。
【図４】本発明の一実施形態の変形例を示す回路構成図。
【図５】本発明の一実施形態の変形例の動作を説明するめたの波形図。
【図６】本発明の一実施形態の変形例の他の動作を説明するための波形図。
【図７】従来例を示す回路構成図。
【図８】従来例の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
２…分圧器、４…分圧器、５…直流電流変流器、６…負荷（イオン源）、７…操作回路、１１…サイリスタ整流器（半導体スイッチング素子型整流器）、１２…直流リアクトル、１３…平滑用コンデンサ、３１…インバータ、３２…変圧器、３３…ダイオード整流器（整流器）、５１…過電流検出回路、５２…ワンショット回路、６４…アーク電源、６５…スイッチ、７１…ＡＮＤ回路、８１…電圧設定器、８２…加算器、８３…電圧制御調整器、８４…位相制御回路、８５…加算器、８６…電圧制御調整器、８７…パルス変調回路、９１…アナログスイッチ、９２…アナログスイッチ。
Claims (5)
- 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として停止直前の値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号を保持し、再運転時の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
当該装置の停止後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 半導体スイッチング素子型整流器、直流フィルタ、インバータ、変圧器、整流器、イオン生成電源より構成される加速電源装置の制御方法において、
前記イオン生成電源の負荷短絡を検出後に再運転するに際して、前記イオン生成電源の停止期間にあって半導体スイッチング素子型整流器をゲートブロックすると共に前記半導体スイッチング素子型整流器の位相制御信号と前記インバータのパルス変調信号値とを保持し、再運転時の位相制御信号及びパルス変調信号の初期値として停止直前のそれぞれの値を用いることを特徴とする加速電源装置の制御方法。 - 前記イオン生成電源は、アーク電源であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の加速電源装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13887499A JP3955936B2 (ja) | 1999-05-19 | 1999-05-19 | 加速電源装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13887499A JP3955936B2 (ja) | 1999-05-19 | 1999-05-19 | 加速電源装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000333449A JP2000333449A (ja) | 2000-11-30 |
| JP3955936B2 true JP3955936B2 (ja) | 2007-08-08 |
Family
ID=15232139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13887499A Expired - Lifetime JP3955936B2 (ja) | 1999-05-19 | 1999-05-19 | 加速電源装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3955936B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6489567B1 (ja) * | 2018-04-16 | 2019-03-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1999
- 1999-05-19 JP JP13887499A patent/JP3955936B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000333449A (ja) | 2000-11-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
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|
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|
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|
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