JP3943726B2 - 回生制動装置 - Google Patents
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- B60L7/00—Electrodynamic brake systems for vehicles in general
- B60L7/10—Dynamic electric regenerative braking
Description
【０００１】
【発明の属する技術の分野】
本発明は、モータの電機子に流れる電流を制御することで、回生制動時に該モータに生じる回生トルクを制御する回生制動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、エンジンと該エンジンの出力を補助するモータとを車両の走行駆動源として具備するハイブリッド車においては、車両の加速時にはエンジンの駆動力と共に、モータの駆動力も車両の駆動輪に付与される。これにより、必要な加速性能を確保しつつ、エンジンの出力を抑制し、エンジンの燃料消費の低減や排気性能の向上を図っている。
【０００３】
また、前記モータは、発電機としても動作し、例えば車両の減速走行時に、車両の運動エネルギーを駆動輪側からモータに付与することで、該モータを発電機として動作させ、発電時に該モータに生じる回生トルクにより車両を制動する（回生制動動作）。そして、発電エネルギーをモータの電源（バッテリや電気二重層コンデンサ等）に回収（充電）することで、エネルギーの有効利用を図っている。
【０００４】
ここで、モータの回生トルクの制御方法としては、モータの電機子に流れる電流（以下、電機子電流という）を検出し、検出した電流値が所定のトルク指令に応じた目標電流値と一致するように、モータの電機子電流をフィードバック制御する方法が一般的に採用されている。具体的には、例えばモータの電機子から出力される発電電圧のパルス幅を、モータの電機子電流の検出値と目標電流値との偏差に応じて変更することで、電機子電流を調節するＰＷＭ制御が用いられる。
【０００５】
このように、電機子電流を調節してモータの回生トルクを制御する場合、モータの電源としてバッテリを用いたときのように、電源電圧の変動が比較的小さいときには、実電流の追従特性が一定であるため、良好なトルク制御性能を得ることができる。しかし、モータの電源として、例えば電気二重層コンデンサのように出力電圧の変動が大きい電源を使用したときには、電源電圧の変動によりモータの電機子から電源に流れる電機子電流の追従特性が変化するため、回生トルクの制御性能が悪化するという不都合がある。
【０００６】
この不都合を解決するため、電源電圧の検出値、電機子電流の検出値、モータ回転数の検出値等を制御パラメータとして入力し、これらの制御パラメータに応じて電機子電流を制御する、いわゆるソフトウェアサーボ制御を行うことが考えられる。
【０００７】
しかし、このようなソフトウェアサーボ制御を行うためには、各制御パラメータの値から電機子電流を制御する操作量を決定するために多量のデータを予め保持する必要がある。そして、保持したデータに基づいて操作量を決定するためには複雑な演算処理が必要となる。さらに、これらの演算処理は、モータの制御遅れを生じないように高速に行う必要がある。そのため、ソフトウェアサーボ制御を行うためには、複雑な演算処理を高速に行うことができる高性能のＣＰＵやＤＳＰを用いなければならず、回生制動装置の構成が複雑になると共に、コスト的にも高いものとなるという不都合があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、出力電圧の変動が大きい電源と比較的演算処理能力の低いＣＰＵを使用して、精度良く回生トルクの制御を行うことができる回生制動装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、ＤＣブラシレスモータの回生動作によって生じる発電エネルギーを該モータの電源に回収することで、所定のトルク指令に応じた回生トルクを該モータに発生させる回生制動装置において、前記モータの電機子に流れる電流である電機子電流を検出する電流検出手段と、前記モータの電源電圧を検出する電圧検出手段と、前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、前記電圧検出手段により検出された前記モータの電源電圧と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数と前記トルク指令とから、前記トルク指令に応じた回生トルクを前記モータに生じさせるために、前記モータの電機子から該モータの電源に出力させる必要がある目標発電電力を算出する目標発電電力算出手段と、前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流と前記電圧検出手段により検出された前記モータの電源電圧とから、前記モータの電機子から実際に出力される電力である実発電電力を算出する実発電電力算出手段と、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量を、該偏差から算出する操作量算出手段と、前記回生制動の実行時に、前記モータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子とを有する等価回路に変換して扱い、該第１電機子に流れるｉｑ電流と該第２電機子に流れるｉｄ電流とを制御することで、前記モータの電機子電流を制御する回生制御手段とを備える。この場合、前記回生制御手段は、前記操作量算出手段により算出された前記操作量を所定の基準操作量と比較し、比較結果に応じて、前記モータに生じる回生トルクを増加させる第１回生制御と、前記モータに生じる回生トルクを減少させる第２回生制御とを選択的に実行するものであると共に、前記ｉｄ電流およびｉｄ電流のそれぞれの制御目標であるｉｄ電流指令およびｉｑ電流指令を決定するｄｑ電流指令決定手段と、該ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記モータの電機子電流の制御目標である電機子電流指令を算出する電機子電流指令算出手段と、該電機子電流指令算出手段により算出される電機子電流指令の位相を遅らせた遅角電流指令を生成する遅角電流指令生成手段と、前記電機子電流算出手段により算出された電機子電流指令または前記遅角電流指令生成手段により生成された遅角電流指令と前記電流検出手段により検出される前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を制御する電機子電流制御手段とを備える。そして、該回生制御手段は、前記第１回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記ｉｑ電流指令を第１固定値に決定すると共に、前記ｉｄ電流指令を前記操作量に応じて決定して、その決定したｉｑ電流指令とｉｄ電流指令とから前記電機子電流指令算出手段により前記電機子電流指令を算出し、その算出した電機子電流指令と前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を前記電機子電流制御手段により制御し、前記第２回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記ｉｄ電流指令を第２固定値に決定すると共に、ｉｑ電流指令を前記操作量に応じて決定して、その決定したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えた場合に該電機子電流指令算出手段により算出される電機子電流指令の位相を遅らせた前記遅角電流指令を前記遅角電流指令生成手段により生成し、その生成した遅角電流指令と前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を前記電機子電流制御手段により制御することを特徴とする。
【００１０】
かかる本発明によれば、前記回生制御手段は、前記操作量算出手段により算出される前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量に応じて、モータの電機子電流を制御する。換言すれば、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するように、モータの電機子電流を制御し、これによりモータに生じる回生トルクを前記トルク指令に追従させる。そのため、モータの電源電圧の変動が大きい場合であっても、前記回生制御手段により、該モータの電源電圧の変動の影響を抑制するように該モータの電機子電流が制御され、該モータに生じる回生トルクを精度良く追従させることができる。
【００１１】
例えば、モータの発電エネルギーを回収することでモータの電源電圧が上昇すると、モータの発電電圧と電源電圧との差が小さくなるため、モータから電源に流れる電流である電機子電流が減少する。そして、このように電機子電流が減少すると、モータに生じる回生トルクが前記トルク指令よりも小さくなる場合が生じ得る。かかる場合には、前記実発電電力が減少して、前記目標発電電力との偏差が大きくなるため、前記操作量算出手段により算出される操作量が大きくなる。そして、前記回生制御手段は前記操作量に応じて、即ち、この場合には前記実発電電力が増加して前記目標発電電力との偏差が解消するように、モータの電機子電流を増加させる制御を行う。そのため、モータの電源電圧が上昇しても、モータの電機子電流の減少が抑制され、モータに生じる回生トルクを前記トルク指令に追従させることができる。
【００１２】
そして、前記操作量は簡易な演算処理（例えばＰＩ制御の演算処理）で算出できるため、高性能なＣＰＵやＤＳＰを用いる必要がない。そのため、比較的演算能力の低いＣＰＵを用いてモータの制御装置を構成することができ、装置構成が複雑化することや、装置コストが上昇することを抑制することができる。
【００１４】
ＤＣブラシレスモータは３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電機子を有するのが一般的であるが、３相の電機子に流れる電機子電流を直接制御すると電機子電流の制御方法が複雑になる。そこで、３相のモータを該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子とを有する等価回路に変換したｄｑ座標系でモータを制御することで、制御方法を簡素化することが一般的に行われている。
【００１５】
このように、ｄｑ座標系でモータの回生トルクを制御する場合、基本的にはｉｄ電流を制御してモータに生じる回生トルクを調節する前記第１回生制御が行われるが、ｉｄ電流を０としてもなおモータに生じる回生トルクが大きいときには、ｉｑ電流を増加させることで、前記モータの界磁の磁束を減少させるのと同等の効果を生じさせ、これにより、モータに生じる回生トルクを減少させる前記第２回生制御が行われる。このように、前記第１回生制御と前記第２回生制御という２種類の制御方法を切り替えてモータの回生トルクを制御する場合に、本発明によれば、前記基準操作量と前記操作量との比較結果という単一の条件により、前記第１回生制御と前記第２回生制御とを切り替えることができる。そのため前記第１回生制御と前記第２回生制御間の移行が連続的に行われて、スムーズな回生トルク制御を行うことができる。
【００１７】
この場合、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記第１回生制御におけるｉｄ電流指令と、前記第２回生制御におけるｉｑ電流指令とが、前記操作量に応じて決定される。そして、前記第１回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記電機子電流指令算出手段により、前記モータの電機子電流の目標値である電機子電流指令が算出される。即ち、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するように、前記電機子電流指令が決定される。そして、前記電機子電流制御手段は、前記電流検出手段により検出されたモータの電機子電流と前記電機子電流指令とが一致するように、前記モータの電機子電流を制御する。これにより、前記モータの電源電圧が変動した場合であっても、該変動の影響を抑制するように前記モータの電機子電流が制御され、前記トルク指令に応じた回生トルクを前記モータに生じさせることができる。
【００１９】
一方、ｄｑ座標系でモータの回生トルクを制御する場合、前記電機子電流指令は正弦波となり、その位相はモータの界磁の位置を検出する位置センサの検出結果に基づいて決定される。そのため、前記第２回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段で決定されたｉｄ電流指令（第２固定値）とｉｑ電流指令（前記操作量に応じて決定されたｉｑ電流指令）とから前記電機子電流指令決定手段により算出される電機子電流指令の位相は、界磁の検出位置に対して界磁の磁束を弱める向きの磁束が発生するように決定される。しかし、正弦波は実効値が低いため、電機子電流指令に応じた電機子電流を得るために電機子に生じさせる必要がある通電波形のピーク値が大きくなる。そのため、電機子電流のピーク値が大きくなって、モータの銅損が増加しモータの効率（モータの発電電力／モータへの入力エネルギー）が悪化する。
【００２０】
しかるに本発明によれば、第２回生制御においては、前記遅角電流指令生成手段により前記電機子電流指令の位相を遅らせることで、モータの界磁の検出位置に対して故意に電機子電流指令の位相をずらすことができる。そして、このように電機子電流指令の位相が実際の界磁の位置からずれると、前記電流検出手段により検出される電機子電流と、前記電機子電流指令との偏差が大きくなる。その結果、前記電機子電流制御手段は、該偏差を解消するために電機子電流を増加させる制御を行うが、電機子電流は、電機子に生じる発電電圧やモータの電源電圧、回生回路の構成等により制限されるため、電機子電流を無制限に増大させることはできず、電機子の通電波形は振幅が制限されて正弦波ではなく矩形波となる。
【００２１】
そして、このように電機子の通電波形を矩形波とすることで、通電波形の実効値が高くなり、電機子電流のピーク値が減少するので、モータの銅損を低減して、モータの効率を改善することができる。そして、本発明によれば、前記電機子電流制御手段の制御特性を利用して、モータの電機子の通電波形を矩形波とするので、矩形波を生成するための専用の回路等を設ける必要がない。
【００２２】
また、前記遅角電流指令生成手段は、前記トルク指令と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数とに応じて、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令と前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｑ電流指令とに応じて該ｉｑ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えることで、前記電機子電流指令算出手段で算出される電機子電流指令の位相を遅らせて、遅角電流指令を生成することを特徴とする。
【００２３】
詳細は後述するが、ｉｄ電流指令はｉｑ電流指令よりも９０度遅角した位相を持つ。そのため、ｉｄ電流指令を前記第１固定値（通常０に設定される）から変更することで、前記電機子電流算出手段によって算出される電機子電流指令の位相を遅らせることができる。そして、前記電機子電流指令の位相が遅れる角度（以下、遅角量という）は、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令との比に応じて定まり、前記電機子電流指令の振幅は、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令の大きさに応じて定まるため、ｉｄ電流指令と共にｉｑ電流指令も変更することで、例えば振幅を一定に保ったまま電機子電流指令の位相を遅らせることができる。
【００２４】
そして、モータの誘起電力は、モータの回転数に依存して変化するため、前記遅角電流指令生成手段は、前記トルク指令と前記回転数検出手段により検出されたモータの回転数と電源電圧とに応じて前記ｉｄ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令と前記ｄｑ電流指令とに応じてｉｑ電流指令を変更する。これにより、モータの回転数の変化に応じて、電機子電流指令の遅角量を定めることができる。そして、電機子電流指令の遅角量を大きくするほど、電機子電流指令と前記電流検出手段により検出される電機子電流との偏差が大きくなるため、前記電機子電流制御手段により制御されるモータの電機子に印加される矩形波のパルス幅が広がり、界磁の磁束を弱める効果が大きくなる。そのため、このようにモータの回転数に応じて電機子電流指令の遅角量を決定することで、モータの効率の変化により実際にモータに生じる回生トルクが変動することを抑制して、精度良く回生トルクの制御を行うことができる。
【００２５】
また、前記遅角電流指令生成手段は、電機子電流指令の位相を遅らせる角度である遅角量を、前記電圧検出手段により検出される前記モータの電源電圧と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数とに応じて決定し、前記遅角量と、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｑ電流指令とに応じて、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを変更し、変更したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えることで、前記電機子電流算出手段で算出される電機子電流指令の位相を遅らせて、遅角電流指令を生成することを特徴とする。
【００２６】
モータの効率は、モータの回転数やモータの電源電圧により変化する。そのため、前記モータの回転数と電源電圧に応じて前記遅角量を定めることで、モータの効率の変化により、実際にモータに生じる回生トルクが変動することを抑制して精度よく回生トルクの制御を行うことができる。そして、上述したように、電機子電流指令の遅角量はｉｄ電流指令とｉｑ電流指令の比で定まり、振幅はｉｄ電流指令とｉｑ電流指令の大きさで定まる。そのため、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令を前記遅角量と前記ｉｑ電流指令とに応じて変更することで、例えば振幅を一定に保ったままで電機子電流指令の位相を遅らせることができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態について、図１〜図５を参照して説明する。図１は本発明の回生制動装置の全体構成図、図２はｄｑ座標の説明図、図３は図１に示した回生コントローラの制御ブロック図、図４は図２に示したｄｑ電流指令決定手段の作動説明図、図５は電機子電流指令の遅角処理の説明図である。
【００２８】
図１を参照して、本実施の形態の回生制動装置は、エンジン（図示しない）とＤＣブラシレスモータ１の組合わせにより駆動力を得るいわゆるハイブリッド車両に搭載される。この種のハイブリッド車両においては、例えば車両の加速走行時にはエンジンの駆動力と共に、モータ１の駆動力も車両の駆動輪に付与される。また、車両の減速走行時には、車両の運動エネルギーを駆動輪側からモータ１に付与することでモータ１を発電機として動作させ、発電時にモータ１に生じる回生トルクにより車両の制動力を得る（回生制動動作）と共に、発電エネルギーをモータ１の電源２に回収する。
【００２９】
モータ１は回転磁界を発生する３相の電機子３と永久磁石の界磁を備えたロータ６とを有するＤＣブラシレスモータであり、電源２はモータ１の発電電力により充電される電気二重層コンデンサである。また、８，９はモータ１の電機子３に流れる電流（以下、電機子電流という）を検出する電流検出手段、１０は電源２の電圧を検出する電圧検出手段、１２はモータ１の回転速度に応じたパルス信号を出力するエンコーダ（本発明の回転数検出手段に相当する）である。
【００３０】
本発明の回生制動装置は、車両の制動時にモータ１に所望の回生トルクが発生するようにモータ１の電機子３に流れる電流を制御する回生ドライバー４と、回生ドライバー４に対して回生トルクの制御指示を与える回生コントローラ５とを備える。尚、回生ドライバー４と回生コントローラ５により本発明の回生制御手段が構成される。
【００３１】
回生コントローラ６は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等によって構成され、車両の速度や電源２の出力電圧等を入力して車両の作動を制御する統括的コントローラ（図示しない）から与えられるトルク指令に応じた回生トルクがモータ１に生じるように、回生ドライバー５に電機子電流の制御目標値を指示する。
【００３２】
ここで、回生コントローラ５と回生ドライバー４とは、図２に示したように、３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電機子を持つモータ１を、ロータ６に備えられた永久磁石の界磁２０の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子２１と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子２２とを有する等価回路に変換して扱う。この等価回路においては、回生制動時に駆動輪からの駆動力により界磁２０がｑ軸、ｄ軸と共に角速度ωで回転すると、界磁２０の磁束の向きの変化により第２電機子２２にはω×Φ（Φは界磁鎖交磁束数）の誘起起電力が生じる。
【００３３】
そして、ｄｑ座標におけるモータの回生トルクＴｒの制御式は、以下の式（１）で表現される。
【００３４】
【数１】
【００３５】
但し、ｐは電機子の極対数、Φは界磁鎖交磁束数、ｉｄはｄ軸上にある第２電機子２１に流れる電流（以下、ｉｄ電流という）である。
【００３６】
即ち、界磁２０の磁束が一定であれば、ｉｄ電流を制御することでモータ１に生じる回生トルクを制御することができる。また、ｑ軸上にある第１電機子２１に流れる電流（以下、ｉｑ電流という）は通常０となるように制御されるが、ｉｑ電流を流すことでｑ軸上の第１電機子２１に界磁２０の磁束の向きと逆向きの磁束が生じ、界磁２０の磁束を減少させるのと同等の効果が得られる。そして、界磁２０の磁束が減少すると、界磁鎖交磁束数Φが減少するため、モータ１に生じる回生トルクを小さくすることができる。
【００３７】
尚、ｉｄ電流及びｉｑ電流と、実際の３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電機子３に流れる電流との変換式は、以下の式（２）のようになる。
【００３８】
【数２】
【００３９】
但し、ｉu ，ｉv ｉw はそれぞれ電機子３のｕ，ｖ，ｗ相に流れる電流、ｉｄはｉｄ電流、ｉｑはｉｑ電流、θはエンコーダ１２の出力から検出されるｕ軸を基準としたｑ軸の傾き（図２参照）である。
【００４０】
以上説明したｄｑ座標による制御方法を採用して、回生コントローラ５は、トルク指令とエンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数と電圧検出手段１０により検出される電源２の電圧とに応じて、モータ１に発生させる発電電力の制御目標である目標発電電力を算出する目標発電電力算出手段７と、電流検出手段８，９による電機子電流の検出値（以下、実電機子電流という）と、電圧検出手段１０による電源２の電圧の検出値とから実際にモータ１から電源２に出力される発電電力（以下、実発電電力という）を算出する実発電電力算出手段１１と、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量を算出する操作量算出手段１２とを有し、操作量算出手段１２により算出された操作量から電機子電流の制御目標に対応するｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを決定して回生ドライバー４に指示する。
【００４１】
回生ドライバー４は、回生コントローラ５から指示されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記式（２）に従って、実際に電機子３に供給する電機子電流の制御目標である電機子電流指令を算出する電機子電流指令算出手段１３と、該電機子電流指令と電流検出手段８，９により検出される実電機子電流とが一致するように、ＰＷＭ制御によりモータ１の電機子３から出力される交流電圧のパルス幅を調節して電機子電流を制御する電機子電流制御手段１４とを備える。
【００４２】
次に、図３を参照して、回生コントローラ５に備えられた目標発電電力算出手段７は、エンコーダ１２により検出されたモータ１の回転数とトルク指令とに応じて目標発電電力を決定するためのマップを電源２の所定電圧幅ごとに有し、電圧検出手段１０により検出された電源２の電圧に応じてマップを選択して、目標発電電力を決定する。
【００４３】
ここで、モータ１に生じる回生トルクは、基本的には前記式（１）に示したように、ｉｄ電流の大きさで決定する。しかし、モータの回転数に応じて変化する機械的な損失や、電源２の電圧に応じて変化する回生ドライバー４での電気的な損失等の影響を受けるため、ｉｄ電流指令を同一としても、実際にモータ１から駆動輪に伝達される回生トルクが一定とならない場合が生じ得る。
【００４４】
そこで、目標発電電力算出手段７は、上述したように、エンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数と、電圧検出手段１０により検出された電源２の電圧とに応じて、トルク指令に応じた回生トルクが得られるように目標発電電力を決定する。これにより、モータ１の回転数の変化や電源２の電圧の変化の影響を考慮した目標発電電力を決定することができる。
【００４５】
そして、操作量算出手段１２は、目標発電電力算出手段７により算出された目標発電電力と、実発電電力算出手段により算出実発電電力算出手段１１により算出された実発電電力との偏差ΔＰｏｗｅｒを解消するための操作量αを、以下の式（３）に示したフィードバック制御のＰＩ演算処理により算出する。
【００４６】
【数３】
【００４７】
但し、ＫＰ，ＫＩは、それぞれモータ１の特性や実験結果等に基づいて決定された係数である。
【００４８】
このように、操作量αの算出は簡易な演算処理で行われるため、回生コントローラ５を構成するＣＰＵには高度な演算能力は要求されず、比較的能力の低いＣＰＵを採用することができる。
【００４９】
ｄｑ電流指令決定手段３０は、操作量算出手段１２により算出された操作量αに基づいて、回生ドライバー４に指示するｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを決定する。ｄｑ電流指令決定手段３０は、操作量α（αmin ≦α≦αmax ）を基準操作量αL と比較し、αL ≦αのとき（実発電電力が目標発電電力よりも小さく、モータ１に生じる回生トルクが不足した状態にあるとき）は、ｉｄ電流指令を制御してモータ１に生じる回生トルクを増加させる第１回生制御を行い、α＜αL のとき（実発電電力が目標発電電力よりも大きく、モータ１に生じる回生トルクが過大な状態にあるとき）は、ｉｑ電流指令を制御してモータ１に生じる回生トルクを減少させる第２回生制御を行う。
【００５０】
このように、目標発電電力算出手段７により、電源２の検出電圧とモータ１の回転速度ｎｅとに応じて、指令トルクが得られるように目標発電電力が算出され、該目標発電電力が得られるように、ｄｑ電流指令決定手段３０によりｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とが回生ドライバー４に指示されるので、電源２の電圧の変動が大きい場合であっても、精度の良い回生トルク制御を行うことができる。
【００５１】
また、ｄｑ電流指令決定手段３０は、操作量αと基準操作量αL との比較結果という単一の条件により、前記第１回生制御と前記第２回生制御とを切り替えるため、両制御間の移行が連続的に行われて、スムーズな回生トルクの制御を行うことができる。尚、本実施の形態では、基準操作量αL をｉｄ電流指令とｉｑ電流指令が共に０となる点に設定している。
【００５２】
ｄｑ電流指令決定手段３０は、第１回生制御においては、ｉｑ電流指令を０（本発明の第１固定値に相当する）に決定し、ｉｄ電流指令を前記操作量αからスケーリング関数ｆ1 （α）により決定する。また、第２回生制御においては、ｉｄ電流指令をｉｄマップ３１により決定し、ｉｑ電流指令を前記操作量αからスケーリング関数ｆ2 （α）により決定する。
【００５３】
図４はスケーリング関数ｆ1 （α）とｆ2 （α）の説明図であり、第１回生制御領域（αL ≦α≦αmax ）においては、操作量αに基づいて、ｆ1 （α）によりｉｄ電流指令が決定される（ｉｄ電流指令＝ｆ1 （α），Ｄmin ≦ｆ1 （α）≦Ｄmax ）。ｆ1 （α）によれば、操作量αが大きい程（目標発電電力に対して実発電電力が小さい程）、ｉｄ電流指令が大きい値に決定される。また、第２回生制御領域（αmin ≦α＜αL ）においては、操作量αに基づいて、ｆ2 （α）によりｉｑ電流指令が決定される（ｉｑ電流指令＝ｆ2 （α），Ｑmin ≦ｆ2 （α）≦Ｑmax ）。ｆ2 （α）によれば、操作量αが小さい程（目標発電電力に対して実発電電力が大きい程）、ｉｑ電流指令が大きい値に決定される。
【００５４】
図３を参照して、ｉｄマップ３１は、回生ドライバー４に備えられた電機子電流指令算出手段１３（図１参照）により、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから前記式（２）により算出される電機子電流指令の位相を遅らせるためのｉｄ電流指令を決定するものである。第２回生制御においては、基本的には、ｉｄ電流指令を０（本発明の第２固定値に相当する）に決定し、ｉｑ電流指令を上述したようにスケーリング関数ｆ2 （α）で決定して回生ドライバー４に指示することで、回生ドライバー４に備えられた電機子電流制御手段７（図１参照）により、トルク指令に応じた回生トルクがモータ１に生じるように電機子電流が制御される。
【００５５】
ここで、電機子電流指令算出手段１３により算出される電機子電流指令は、エンコーダ１２の出力から検出された界磁２０の位置θに基づく正弦波であるため、実際にモータ１の電機子から回生ドライバーに出力される電流波形が正弦波となるように、電機子電流制御手段７により制御される。しかし、正弦波は実効値が低いため、電機子電流のピーク値が大きくなり、その結果、モータ１の銅損が増加してモータ１の効率（モータの発電電力／モータへの入力エネルギー）が悪化するという不都合がある。
【００５６】
そこで、ｄｑ電流指令決定手段３０は、かかる不都合が生じることを防止するため、電機子電流指令の位相を遅らせる処理を行う。図５は電機子電流指令の位相を遅らせたときの効果を示したものであり、ａ0 はｉｄ電流指令を０、ｉｑ電流指令をスケーリング関数ｆ2 （α）としたときに電機子電流指令算出手段１３で算出される電機子電流指令の波形である。図５中、ａ1 はａ0 の位相を５度遅角させた波形、ａ2 はａ0 の位相を２０度遅角させた波形である。
【００５７】
上述したように電機子電流指令ａ0 は、界磁２０の検出位置に基づいて算出されたものであるため、電機子電流指令を故意に遅角させると電機子３に生じる発電電流である実電機子電流と電機子電流指令との偏差が大きくなる。その結果、電機子電流制御手段７は、実電機子電流と電機子電流指令との偏差を解消するべく、電機子電流を増加させる制御を行う。
【００５８】
電機子電流制御手段７は、上述したように、実電機子電流と電機子電流指令の偏差に応じて、モータ１の電機子３から回生ドライバー４に出力される交流発電電圧のパルス幅を制御するいわゆるＰＷＭ制御により、電機子電流を増加させる制御を行うが、実電機子電流と電機子電流指令との偏差が所定量を超えると、ＰＷＭ制御により制御される交流発電波形のパルス幅が飽和する（デューテイ１００％）。
【００５９】
しかし、交流発電波形のパルス幅を飽和させても、電機子電流を無制限に増加させることはできず、モータ１の発電電圧や電源２の電圧、回生ドライバー４の回生回路構成等の要因により、電機子電流には上限がある。そのため、モータ１の電機子の通電波形は図５のｂ1 に示すように、振幅が制限されて矩形波形となる。そして、このようにモータ１の電機子３の通電波形を矩形波とすることで、通電波形の実効値が上がり、電機子電流のピーク値が減少する。これにより、モータ１の銅損が減少し、モータ１の効率を高めることができる。尚、図５に示したように、電機子電流指令の位相を遅らせる角度（以下、遅角量という）を大きくする程、生じる矩形波のパルス幅が大きくなり、界磁２０の磁束を弱める効果が大きくなる。
【００６０】
ここで、前記式（２）を変形すると以下に示す（４）のようになる。即ち、ｉｑ電流指令にｉｄ電流指令を加えることで、電機子電流指令を遅角させることができる。
【００６１】
【数４】
【００６２】
【数５】
【００６３】
そして、遅角させた電機子電流指令（以下、遅角電流指令という）の振幅は、式（４）より、ｉｑ電流指令とｉｄ電流指令の大きさにより定まり、遅角量は式（５）より、ｉｑ電流指令とｉｄ電流指令の大きさの比で定まる。
【００６４】
そこで、ｉｄマップ３１は、トルク指令とエンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数とに応じて、電機子電流指令を遅角させるためのｉｄマップ値を決定する。そして、ｄｑ電流指令決定手段３０は、ｉｄマップ値をｉｄ電流指令とし、関数ｈにより変更されたｉｑ電流指令（＝ｈ（ｆ2 （α），ｉｄマップ値））と共に回生ドライバー４に指示する。ここで、関数ｈは、遅角処理の前後で電機子電流指令の振幅が変わらないように、ｉｄマップ値に応じてｉｑ電流指令を変更するものである。
【００６５】
そして、回生ドライバー４に備えられた電機子電流指令算出手段１３が、ｄｑ電流指令決定手段３０から指示されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令により、式（４）に従って電機子電流指令を算出することで、遅角電流指令が生成される。このように、トルク指令とモータ１の回転数とに応じて決定したｉｄ電流指令に基づいて遅角電流指令を生成することで、モータ１の回転数の変化により、実際にモータ１に生じる回生トルクが変動することを抑制して、精度のよい回生トルクの制御を行うことができる。また、電機子電流制御手段１４の制御特性を利用して電機子３の通電波形を矩形波としているので、矩形波を生成するための専用回路等を新たに設ける必要はない。
【００６６】
尚、本第１の実施の形態においては、ｄｑ電流指令算出手段３０とｉｄマップ３１と回生ドライバー４に備えられた電機子電流算出手段１３とにより、本発明の遅角電流指令生成手段が構成される。
【００６７】
次に、本発明の第２の実施の形態について、図６，７を参照して説明する。本第２の実施の形態の回生制動装置の主な構成は、図１に示した前記第１の実施の形態における回生制動装置と同様であり、回生コントローラにおける電機子電流指令を遅角させるための構成のみが相違する。
【００６８】
図６を参照して、本第２の実施の形態における回生コントローラ６０は、電機子電流指令の遅角量θL を、エンコーダ１２（図１参照）により検出されるモータ１の回転数ｎｅと、電圧検出手段１０（図１参照）により検出される電源２（図１参照）の電圧とに応じて決定する遅角量マップ６１を有する。そして、本第２の実施の形態のｄｑ電流指令決定手段６２は、遅角量マップ６１で決定された遅角量θL が得られるように、回生ドライバー４に指示するｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを決定する。尚、図３に示した前記第１の実施の形態における回生コントローラ５と同一の構成部分については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００６９】
ｄｑ電流指令決定手段６２は、前記第１の実施の形態と同様に、操作量算出手段１２により算出された操作量αと基準操作量αL との比較結果に応じて、第１回生制御と第２回生制御とを選択的に実行する。第１回生制御においては、前記第１の実施の形態と同様、ｄｑ電流指令算出手段３０は、ｉｑ電流指令を０（本発明の第１固定値に相当する）に決定し、ｉｄ電流指令をスケーリング関数ｆ1 （α）により決定して回生ドライバー４に指示する。
一方、第２回生制御においては、ｄｑ電流指令決定手段６２は、基本的にはｉｄ電流指令を０（本発明の第２固定値に相当する）に決定する。そして、先ず遅角量マップ６１により、エンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数ｎｅと、電圧検出手段１０により検出される電源２の電圧とに応じて、電機子電流指令の遅角量θL を決定し、また、スケーリング関数ｆ2 （α）により、操作量算出手段１２により算出された操作量αに応じて、ｉｑ電流指令を決定する。
【００７０】
次に、ｄｑ電流指令算出手段６２は、図７に示したｉｄ電流指令変更マップ７０に基づく関数ｍ1 により、０に決定されていたｉｄ電流指令を変更し、ｉｑ電流指令変更マップ７１に基づく関数ｍ2 により、スケーリング関数ｆ2 （α）で決定されたｉｑ電流指令を変更する。
【００７１】
ここで、関数ｍ1 とｍ2 は、遅角量θL とスケーリング関数ｆ2 によるｉｑ電流指令（＝ｆ2 （α））とに応じて、遅角処理の前後で電機子電流指令の振幅が変化しないように、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令を変更する（ｉｄ電流指令＝ｍ1 （ｆ2 （α），θL ）、ｉｑ電流指令＝ｍ2 （ｆ2 （α），θL ））。このように、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを変更して回生ドライバー４に指示することで、前記第１の実施の形態と同様、電機子電流指令算出手段１３により遅角電流指令が算出される。
【００７２】
このように、モータ１の回転数と電源２の電圧に応じて電機子電流指令の遅角量を決定することで、モータ１の回転数や電源２の電圧の変化に依存するモータ１の効率の変化により、実際にモータ１に生じる回生トルクが変動することを抑制して、精度良く回生トルクの制御を行うことができる。
【００７３】
尚、前記第１，第２の実施の形態においては、ｉｑ電流指令にｉｄ電流指令を加えることで、電機子電流指令を遅角させた遅角電流指令を生成したが、他の方法、例えば遅延回路を設け、電機子電流算出手段１３により算出される電機子電流指令を該遅延回路を通して出力することで、遅角電流指令を生成するようにしてもよい。
【００７４】
また、モータ１の銅損がさほど問題とならないときには、前記第２回生制御における電機子電流指令の位相を遅角させる処理を行わず、ｄｑ電流指令決定手段により、ｉｄ電流指令を０に決定し、ｉｑ電流指令をスケーリング関数ｆ2 （α）により決定して、そのまま回生ドライバー４に指示するようにしても良い。
【００７５】
また、前記第１，第２の実施の形態では、モータ１を図２に示したｄｑ座標系に変換した等価回路を介してモータ１を制御したが、モータ１の電機子３に流れる３相の交流電流を直接制御してもよく、或いは３相交流を２相交流に変換した２相交流座標系での等価回路を介して制御してもよい。
【００７６】
また、前記第１固定値と前記第２固定値を共に０としたが、これらは厳密なものではなく、０付近の固定値に設定すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】回生制動装置の全体構成図。
【図２】ｄｑ座標の説明図。
【図３】図１に示した回生コントローラの制御ブロック図。
【図４】図２に示したｄｑ電流指令決定手段の作動説明図。
【図５】電機子電流指令の遅角処理の説明図。
【図６】図１に示した回生コントローラの制御ブロック図。
【図７】図６に示したｄｑ電流指令決定手段の作動説明図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…電源、３…電機子、４…回生ドライバー、５…回生コントローラ、６…ロータ、７…目標発電電力算出手段、８，９…電流検出手段、１０…電圧検出手段、１１…実発電電力算出手段、１２…操作量算出手段、１３…電機子電流指令算出手段、１４…電機子電流制御手段、２０…界磁、３０…ｄｑ電流指令決定手段、３１…ｉｄマップ、６０…回生コントローラ、６１…遅角量マップ、６２…ｄｑ電流指令決定手段
【発明の属する技術の分野】
本発明は、モータの電機子に流れる電流を制御することで、回生制動時に該モータに生じる回生トルクを制御する回生制動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、エンジンと該エンジンの出力を補助するモータとを車両の走行駆動源として具備するハイブリッド車においては、車両の加速時にはエンジンの駆動力と共に、モータの駆動力も車両の駆動輪に付与される。これにより、必要な加速性能を確保しつつ、エンジンの出力を抑制し、エンジンの燃料消費の低減や排気性能の向上を図っている。
【０００３】
また、前記モータは、発電機としても動作し、例えば車両の減速走行時に、車両の運動エネルギーを駆動輪側からモータに付与することで、該モータを発電機として動作させ、発電時に該モータに生じる回生トルクにより車両を制動する（回生制動動作）。そして、発電エネルギーをモータの電源（バッテリや電気二重層コンデンサ等）に回収（充電）することで、エネルギーの有効利用を図っている。
【０００４】
ここで、モータの回生トルクの制御方法としては、モータの電機子に流れる電流（以下、電機子電流という）を検出し、検出した電流値が所定のトルク指令に応じた目標電流値と一致するように、モータの電機子電流をフィードバック制御する方法が一般的に採用されている。具体的には、例えばモータの電機子から出力される発電電圧のパルス幅を、モータの電機子電流の検出値と目標電流値との偏差に応じて変更することで、電機子電流を調節するＰＷＭ制御が用いられる。
【０００５】
このように、電機子電流を調節してモータの回生トルクを制御する場合、モータの電源としてバッテリを用いたときのように、電源電圧の変動が比較的小さいときには、実電流の追従特性が一定であるため、良好なトルク制御性能を得ることができる。しかし、モータの電源として、例えば電気二重層コンデンサのように出力電圧の変動が大きい電源を使用したときには、電源電圧の変動によりモータの電機子から電源に流れる電機子電流の追従特性が変化するため、回生トルクの制御性能が悪化するという不都合がある。
【０００６】
この不都合を解決するため、電源電圧の検出値、電機子電流の検出値、モータ回転数の検出値等を制御パラメータとして入力し、これらの制御パラメータに応じて電機子電流を制御する、いわゆるソフトウェアサーボ制御を行うことが考えられる。
【０００７】
しかし、このようなソフトウェアサーボ制御を行うためには、各制御パラメータの値から電機子電流を制御する操作量を決定するために多量のデータを予め保持する必要がある。そして、保持したデータに基づいて操作量を決定するためには複雑な演算処理が必要となる。さらに、これらの演算処理は、モータの制御遅れを生じないように高速に行う必要がある。そのため、ソフトウェアサーボ制御を行うためには、複雑な演算処理を高速に行うことができる高性能のＣＰＵやＤＳＰを用いなければならず、回生制動装置の構成が複雑になると共に、コスト的にも高いものとなるという不都合があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、出力電圧の変動が大きい電源と比較的演算処理能力の低いＣＰＵを使用して、精度良く回生トルクの制御を行うことができる回生制動装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、ＤＣブラシレスモータの回生動作によって生じる発電エネルギーを該モータの電源に回収することで、所定のトルク指令に応じた回生トルクを該モータに発生させる回生制動装置において、前記モータの電機子に流れる電流である電機子電流を検出する電流検出手段と、前記モータの電源電圧を検出する電圧検出手段と、前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、前記電圧検出手段により検出された前記モータの電源電圧と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数と前記トルク指令とから、前記トルク指令に応じた回生トルクを前記モータに生じさせるために、前記モータの電機子から該モータの電源に出力させる必要がある目標発電電力を算出する目標発電電力算出手段と、前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流と前記電圧検出手段により検出された前記モータの電源電圧とから、前記モータの電機子から実際に出力される電力である実発電電力を算出する実発電電力算出手段と、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量を、該偏差から算出する操作量算出手段と、前記回生制動の実行時に、前記モータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子とを有する等価回路に変換して扱い、該第１電機子に流れるｉｑ電流と該第２電機子に流れるｉｄ電流とを制御することで、前記モータの電機子電流を制御する回生制御手段とを備える。この場合、前記回生制御手段は、前記操作量算出手段により算出された前記操作量を所定の基準操作量と比較し、比較結果に応じて、前記モータに生じる回生トルクを増加させる第１回生制御と、前記モータに生じる回生トルクを減少させる第２回生制御とを選択的に実行するものであると共に、前記ｉｄ電流およびｉｄ電流のそれぞれの制御目標であるｉｄ電流指令およびｉｑ電流指令を決定するｄｑ電流指令決定手段と、該ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記モータの電機子電流の制御目標である電機子電流指令を算出する電機子電流指令算出手段と、該電機子電流指令算出手段により算出される電機子電流指令の位相を遅らせた遅角電流指令を生成する遅角電流指令生成手段と、前記電機子電流算出手段により算出された電機子電流指令または前記遅角電流指令生成手段により生成された遅角電流指令と前記電流検出手段により検出される前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を制御する電機子電流制御手段とを備える。そして、該回生制御手段は、前記第１回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記ｉｑ電流指令を第１固定値に決定すると共に、前記ｉｄ電流指令を前記操作量に応じて決定して、その決定したｉｑ電流指令とｉｄ電流指令とから前記電機子電流指令算出手段により前記電機子電流指令を算出し、その算出した電機子電流指令と前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を前記電機子電流制御手段により制御し、前記第２回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記ｉｄ電流指令を第２固定値に決定すると共に、ｉｑ電流指令を前記操作量に応じて決定して、その決定したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えた場合に該電機子電流指令算出手段により算出される電機子電流指令の位相を遅らせた前記遅角電流指令を前記遅角電流指令生成手段により生成し、その生成した遅角電流指令と前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を前記電機子電流制御手段により制御することを特徴とする。
【００１０】
かかる本発明によれば、前記回生制御手段は、前記操作量算出手段により算出される前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量に応じて、モータの電機子電流を制御する。換言すれば、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するように、モータの電機子電流を制御し、これによりモータに生じる回生トルクを前記トルク指令に追従させる。そのため、モータの電源電圧の変動が大きい場合であっても、前記回生制御手段により、該モータの電源電圧の変動の影響を抑制するように該モータの電機子電流が制御され、該モータに生じる回生トルクを精度良く追従させることができる。
【００１１】
例えば、モータの発電エネルギーを回収することでモータの電源電圧が上昇すると、モータの発電電圧と電源電圧との差が小さくなるため、モータから電源に流れる電流である電機子電流が減少する。そして、このように電機子電流が減少すると、モータに生じる回生トルクが前記トルク指令よりも小さくなる場合が生じ得る。かかる場合には、前記実発電電力が減少して、前記目標発電電力との偏差が大きくなるため、前記操作量算出手段により算出される操作量が大きくなる。そして、前記回生制御手段は前記操作量に応じて、即ち、この場合には前記実発電電力が増加して前記目標発電電力との偏差が解消するように、モータの電機子電流を増加させる制御を行う。そのため、モータの電源電圧が上昇しても、モータの電機子電流の減少が抑制され、モータに生じる回生トルクを前記トルク指令に追従させることができる。
【００１２】
そして、前記操作量は簡易な演算処理（例えばＰＩ制御の演算処理）で算出できるため、高性能なＣＰＵやＤＳＰを用いる必要がない。そのため、比較的演算能力の低いＣＰＵを用いてモータの制御装置を構成することができ、装置構成が複雑化することや、装置コストが上昇することを抑制することができる。
【００１４】
ＤＣブラシレスモータは３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電機子を有するのが一般的であるが、３相の電機子に流れる電機子電流を直接制御すると電機子電流の制御方法が複雑になる。そこで、３相のモータを該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子とを有する等価回路に変換したｄｑ座標系でモータを制御することで、制御方法を簡素化することが一般的に行われている。
【００１５】
このように、ｄｑ座標系でモータの回生トルクを制御する場合、基本的にはｉｄ電流を制御してモータに生じる回生トルクを調節する前記第１回生制御が行われるが、ｉｄ電流を０としてもなおモータに生じる回生トルクが大きいときには、ｉｑ電流を増加させることで、前記モータの界磁の磁束を減少させるのと同等の効果を生じさせ、これにより、モータに生じる回生トルクを減少させる前記第２回生制御が行われる。このように、前記第１回生制御と前記第２回生制御という２種類の制御方法を切り替えてモータの回生トルクを制御する場合に、本発明によれば、前記基準操作量と前記操作量との比較結果という単一の条件により、前記第１回生制御と前記第２回生制御とを切り替えることができる。そのため前記第１回生制御と前記第２回生制御間の移行が連続的に行われて、スムーズな回生トルク制御を行うことができる。
【００１７】
この場合、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記第１回生制御におけるｉｄ電流指令と、前記第２回生制御におけるｉｑ電流指令とが、前記操作量に応じて決定される。そして、前記第１回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記電機子電流指令算出手段により、前記モータの電機子電流の目標値である電機子電流指令が算出される。即ち、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するように、前記電機子電流指令が決定される。そして、前記電機子電流制御手段は、前記電流検出手段により検出されたモータの電機子電流と前記電機子電流指令とが一致するように、前記モータの電機子電流を制御する。これにより、前記モータの電源電圧が変動した場合であっても、該変動の影響を抑制するように前記モータの電機子電流が制御され、前記トルク指令に応じた回生トルクを前記モータに生じさせることができる。
【００１９】
一方、ｄｑ座標系でモータの回生トルクを制御する場合、前記電機子電流指令は正弦波となり、その位相はモータの界磁の位置を検出する位置センサの検出結果に基づいて決定される。そのため、前記第２回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段で決定されたｉｄ電流指令（第２固定値）とｉｑ電流指令（前記操作量に応じて決定されたｉｑ電流指令）とから前記電機子電流指令決定手段により算出される電機子電流指令の位相は、界磁の検出位置に対して界磁の磁束を弱める向きの磁束が発生するように決定される。しかし、正弦波は実効値が低いため、電機子電流指令に応じた電機子電流を得るために電機子に生じさせる必要がある通電波形のピーク値が大きくなる。そのため、電機子電流のピーク値が大きくなって、モータの銅損が増加しモータの効率（モータの発電電力／モータへの入力エネルギー）が悪化する。
【００２０】
しかるに本発明によれば、第２回生制御においては、前記遅角電流指令生成手段により前記電機子電流指令の位相を遅らせることで、モータの界磁の検出位置に対して故意に電機子電流指令の位相をずらすことができる。そして、このように電機子電流指令の位相が実際の界磁の位置からずれると、前記電流検出手段により検出される電機子電流と、前記電機子電流指令との偏差が大きくなる。その結果、前記電機子電流制御手段は、該偏差を解消するために電機子電流を増加させる制御を行うが、電機子電流は、電機子に生じる発電電圧やモータの電源電圧、回生回路の構成等により制限されるため、電機子電流を無制限に増大させることはできず、電機子の通電波形は振幅が制限されて正弦波ではなく矩形波となる。
【００２１】
そして、このように電機子の通電波形を矩形波とすることで、通電波形の実効値が高くなり、電機子電流のピーク値が減少するので、モータの銅損を低減して、モータの効率を改善することができる。そして、本発明によれば、前記電機子電流制御手段の制御特性を利用して、モータの電機子の通電波形を矩形波とするので、矩形波を生成するための専用の回路等を設ける必要がない。
【００２２】
また、前記遅角電流指令生成手段は、前記トルク指令と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数とに応じて、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令と前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｑ電流指令とに応じて該ｉｑ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えることで、前記電機子電流指令算出手段で算出される電機子電流指令の位相を遅らせて、遅角電流指令を生成することを特徴とする。
【００２３】
詳細は後述するが、ｉｄ電流指令はｉｑ電流指令よりも９０度遅角した位相を持つ。そのため、ｉｄ電流指令を前記第１固定値（通常０に設定される）から変更することで、前記電機子電流算出手段によって算出される電機子電流指令の位相を遅らせることができる。そして、前記電機子電流指令の位相が遅れる角度（以下、遅角量という）は、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令との比に応じて定まり、前記電機子電流指令の振幅は、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令の大きさに応じて定まるため、ｉｄ電流指令と共にｉｑ電流指令も変更することで、例えば振幅を一定に保ったまま電機子電流指令の位相を遅らせることができる。
【００２４】
そして、モータの誘起電力は、モータの回転数に依存して変化するため、前記遅角電流指令生成手段は、前記トルク指令と前記回転数検出手段により検出されたモータの回転数と電源電圧とに応じて前記ｉｄ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令と前記ｄｑ電流指令とに応じてｉｑ電流指令を変更する。これにより、モータの回転数の変化に応じて、電機子電流指令の遅角量を定めることができる。そして、電機子電流指令の遅角量を大きくするほど、電機子電流指令と前記電流検出手段により検出される電機子電流との偏差が大きくなるため、前記電機子電流制御手段により制御されるモータの電機子に印加される矩形波のパルス幅が広がり、界磁の磁束を弱める効果が大きくなる。そのため、このようにモータの回転数に応じて電機子電流指令の遅角量を決定することで、モータの効率の変化により実際にモータに生じる回生トルクが変動することを抑制して、精度良く回生トルクの制御を行うことができる。
【００２５】
また、前記遅角電流指令生成手段は、電機子電流指令の位相を遅らせる角度である遅角量を、前記電圧検出手段により検出される前記モータの電源電圧と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数とに応じて決定し、前記遅角量と、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｑ電流指令とに応じて、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを変更し、変更したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えることで、前記電機子電流算出手段で算出される電機子電流指令の位相を遅らせて、遅角電流指令を生成することを特徴とする。
【００２６】
モータの効率は、モータの回転数やモータの電源電圧により変化する。そのため、前記モータの回転数と電源電圧に応じて前記遅角量を定めることで、モータの効率の変化により、実際にモータに生じる回生トルクが変動することを抑制して精度よく回生トルクの制御を行うことができる。そして、上述したように、電機子電流指令の遅角量はｉｄ電流指令とｉｑ電流指令の比で定まり、振幅はｉｄ電流指令とｉｑ電流指令の大きさで定まる。そのため、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令を前記遅角量と前記ｉｑ電流指令とに応じて変更することで、例えば振幅を一定に保ったままで電機子電流指令の位相を遅らせることができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態について、図１〜図５を参照して説明する。図１は本発明の回生制動装置の全体構成図、図２はｄｑ座標の説明図、図３は図１に示した回生コントローラの制御ブロック図、図４は図２に示したｄｑ電流指令決定手段の作動説明図、図５は電機子電流指令の遅角処理の説明図である。
【００２８】
図１を参照して、本実施の形態の回生制動装置は、エンジン（図示しない）とＤＣブラシレスモータ１の組合わせにより駆動力を得るいわゆるハイブリッド車両に搭載される。この種のハイブリッド車両においては、例えば車両の加速走行時にはエンジンの駆動力と共に、モータ１の駆動力も車両の駆動輪に付与される。また、車両の減速走行時には、車両の運動エネルギーを駆動輪側からモータ１に付与することでモータ１を発電機として動作させ、発電時にモータ１に生じる回生トルクにより車両の制動力を得る（回生制動動作）と共に、発電エネルギーをモータ１の電源２に回収する。
【００２９】
モータ１は回転磁界を発生する３相の電機子３と永久磁石の界磁を備えたロータ６とを有するＤＣブラシレスモータであり、電源２はモータ１の発電電力により充電される電気二重層コンデンサである。また、８，９はモータ１の電機子３に流れる電流（以下、電機子電流という）を検出する電流検出手段、１０は電源２の電圧を検出する電圧検出手段、１２はモータ１の回転速度に応じたパルス信号を出力するエンコーダ（本発明の回転数検出手段に相当する）である。
【００３０】
本発明の回生制動装置は、車両の制動時にモータ１に所望の回生トルクが発生するようにモータ１の電機子３に流れる電流を制御する回生ドライバー４と、回生ドライバー４に対して回生トルクの制御指示を与える回生コントローラ５とを備える。尚、回生ドライバー４と回生コントローラ５により本発明の回生制御手段が構成される。
【００３１】
回生コントローラ６は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等によって構成され、車両の速度や電源２の出力電圧等を入力して車両の作動を制御する統括的コントローラ（図示しない）から与えられるトルク指令に応じた回生トルクがモータ１に生じるように、回生ドライバー５に電機子電流の制御目標値を指示する。
【００３２】
ここで、回生コントローラ５と回生ドライバー４とは、図２に示したように、３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電機子を持つモータ１を、ロータ６に備えられた永久磁石の界磁２０の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子２１と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子２２とを有する等価回路に変換して扱う。この等価回路においては、回生制動時に駆動輪からの駆動力により界磁２０がｑ軸、ｄ軸と共に角速度ωで回転すると、界磁２０の磁束の向きの変化により第２電機子２２にはω×Φ（Φは界磁鎖交磁束数）の誘起起電力が生じる。
【００３３】
そして、ｄｑ座標におけるモータの回生トルクＴｒの制御式は、以下の式（１）で表現される。
【００３４】
【数１】
但し、ｐは電機子の極対数、Φは界磁鎖交磁束数、ｉｄはｄ軸上にある第２電機子２１に流れる電流（以下、ｉｄ電流という）である。
【００３６】
即ち、界磁２０の磁束が一定であれば、ｉｄ電流を制御することでモータ１に生じる回生トルクを制御することができる。また、ｑ軸上にある第１電機子２１に流れる電流（以下、ｉｑ電流という）は通常０となるように制御されるが、ｉｑ電流を流すことでｑ軸上の第１電機子２１に界磁２０の磁束の向きと逆向きの磁束が生じ、界磁２０の磁束を減少させるのと同等の効果が得られる。そして、界磁２０の磁束が減少すると、界磁鎖交磁束数Φが減少するため、モータ１に生じる回生トルクを小さくすることができる。
【００３７】
尚、ｉｄ電流及びｉｑ電流と、実際の３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電機子３に流れる電流との変換式は、以下の式（２）のようになる。
【００３８】
【数２】
但し、ｉu ，ｉv ｉw はそれぞれ電機子３のｕ，ｖ，ｗ相に流れる電流、ｉｄはｉｄ電流、ｉｑはｉｑ電流、θはエンコーダ１２の出力から検出されるｕ軸を基準としたｑ軸の傾き（図２参照）である。
【００４０】
以上説明したｄｑ座標による制御方法を採用して、回生コントローラ５は、トルク指令とエンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数と電圧検出手段１０により検出される電源２の電圧とに応じて、モータ１に発生させる発電電力の制御目標である目標発電電力を算出する目標発電電力算出手段７と、電流検出手段８，９による電機子電流の検出値（以下、実電機子電流という）と、電圧検出手段１０による電源２の電圧の検出値とから実際にモータ１から電源２に出力される発電電力（以下、実発電電力という）を算出する実発電電力算出手段１１と、前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量を算出する操作量算出手段１２とを有し、操作量算出手段１２により算出された操作量から電機子電流の制御目標に対応するｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを決定して回生ドライバー４に指示する。
【００４１】
回生ドライバー４は、回生コントローラ５から指示されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記式（２）に従って、実際に電機子３に供給する電機子電流の制御目標である電機子電流指令を算出する電機子電流指令算出手段１３と、該電機子電流指令と電流検出手段８，９により検出される実電機子電流とが一致するように、ＰＷＭ制御によりモータ１の電機子３から出力される交流電圧のパルス幅を調節して電機子電流を制御する電機子電流制御手段１４とを備える。
【００４２】
次に、図３を参照して、回生コントローラ５に備えられた目標発電電力算出手段７は、エンコーダ１２により検出されたモータ１の回転数とトルク指令とに応じて目標発電電力を決定するためのマップを電源２の所定電圧幅ごとに有し、電圧検出手段１０により検出された電源２の電圧に応じてマップを選択して、目標発電電力を決定する。
【００４３】
ここで、モータ１に生じる回生トルクは、基本的には前記式（１）に示したように、ｉｄ電流の大きさで決定する。しかし、モータの回転数に応じて変化する機械的な損失や、電源２の電圧に応じて変化する回生ドライバー４での電気的な損失等の影響を受けるため、ｉｄ電流指令を同一としても、実際にモータ１から駆動輪に伝達される回生トルクが一定とならない場合が生じ得る。
【００４４】
そこで、目標発電電力算出手段７は、上述したように、エンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数と、電圧検出手段１０により検出された電源２の電圧とに応じて、トルク指令に応じた回生トルクが得られるように目標発電電力を決定する。これにより、モータ１の回転数の変化や電源２の電圧の変化の影響を考慮した目標発電電力を決定することができる。
【００４５】
そして、操作量算出手段１２は、目標発電電力算出手段７により算出された目標発電電力と、実発電電力算出手段により算出実発電電力算出手段１１により算出された実発電電力との偏差ΔＰｏｗｅｒを解消するための操作量αを、以下の式（３）に示したフィードバック制御のＰＩ演算処理により算出する。
【００４６】
【数３】
但し、ＫＰ，ＫＩは、それぞれモータ１の特性や実験結果等に基づいて決定された係数である。
【００４８】
このように、操作量αの算出は簡易な演算処理で行われるため、回生コントローラ５を構成するＣＰＵには高度な演算能力は要求されず、比較的能力の低いＣＰＵを採用することができる。
【００４９】
ｄｑ電流指令決定手段３０は、操作量算出手段１２により算出された操作量αに基づいて、回生ドライバー４に指示するｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを決定する。ｄｑ電流指令決定手段３０は、操作量α（αmin ≦α≦αmax ）を基準操作量αL と比較し、αL ≦αのとき（実発電電力が目標発電電力よりも小さく、モータ１に生じる回生トルクが不足した状態にあるとき）は、ｉｄ電流指令を制御してモータ１に生じる回生トルクを増加させる第１回生制御を行い、α＜αL のとき（実発電電力が目標発電電力よりも大きく、モータ１に生じる回生トルクが過大な状態にあるとき）は、ｉｑ電流指令を制御してモータ１に生じる回生トルクを減少させる第２回生制御を行う。
【００５０】
このように、目標発電電力算出手段７により、電源２の検出電圧とモータ１の回転速度ｎｅとに応じて、指令トルクが得られるように目標発電電力が算出され、該目標発電電力が得られるように、ｄｑ電流指令決定手段３０によりｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とが回生ドライバー４に指示されるので、電源２の電圧の変動が大きい場合であっても、精度の良い回生トルク制御を行うことができる。
【００５１】
また、ｄｑ電流指令決定手段３０は、操作量αと基準操作量αL との比較結果という単一の条件により、前記第１回生制御と前記第２回生制御とを切り替えるため、両制御間の移行が連続的に行われて、スムーズな回生トルクの制御を行うことができる。尚、本実施の形態では、基準操作量αL をｉｄ電流指令とｉｑ電流指令が共に０となる点に設定している。
【００５２】
ｄｑ電流指令決定手段３０は、第１回生制御においては、ｉｑ電流指令を０（本発明の第１固定値に相当する）に決定し、ｉｄ電流指令を前記操作量αからスケーリング関数ｆ1 （α）により決定する。また、第２回生制御においては、ｉｄ電流指令をｉｄマップ３１により決定し、ｉｑ電流指令を前記操作量αからスケーリング関数ｆ2 （α）により決定する。
【００５３】
図４はスケーリング関数ｆ1 （α）とｆ2 （α）の説明図であり、第１回生制御領域（αL ≦α≦αmax ）においては、操作量αに基づいて、ｆ1 （α）によりｉｄ電流指令が決定される（ｉｄ電流指令＝ｆ1 （α），Ｄmin ≦ｆ1 （α）≦Ｄmax ）。ｆ1 （α）によれば、操作量αが大きい程（目標発電電力に対して実発電電力が小さい程）、ｉｄ電流指令が大きい値に決定される。また、第２回生制御領域（αmin ≦α＜αL ）においては、操作量αに基づいて、ｆ2 （α）によりｉｑ電流指令が決定される（ｉｑ電流指令＝ｆ2 （α），Ｑmin ≦ｆ2 （α）≦Ｑmax ）。ｆ2 （α）によれば、操作量αが小さい程（目標発電電力に対して実発電電力が大きい程）、ｉｑ電流指令が大きい値に決定される。
【００５４】
図３を参照して、ｉｄマップ３１は、回生ドライバー４に備えられた電機子電流指令算出手段１３（図１参照）により、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから前記式（２）により算出される電機子電流指令の位相を遅らせるためのｉｄ電流指令を決定するものである。第２回生制御においては、基本的には、ｉｄ電流指令を０（本発明の第２固定値に相当する）に決定し、ｉｑ電流指令を上述したようにスケーリング関数ｆ2 （α）で決定して回生ドライバー４に指示することで、回生ドライバー４に備えられた電機子電流制御手段７（図１参照）により、トルク指令に応じた回生トルクがモータ１に生じるように電機子電流が制御される。
【００５５】
ここで、電機子電流指令算出手段１３により算出される電機子電流指令は、エンコーダ１２の出力から検出された界磁２０の位置θに基づく正弦波であるため、実際にモータ１の電機子から回生ドライバーに出力される電流波形が正弦波となるように、電機子電流制御手段７により制御される。しかし、正弦波は実効値が低いため、電機子電流のピーク値が大きくなり、その結果、モータ１の銅損が増加してモータ１の効率（モータの発電電力／モータへの入力エネルギー）が悪化するという不都合がある。
【００５６】
そこで、ｄｑ電流指令決定手段３０は、かかる不都合が生じることを防止するため、電機子電流指令の位相を遅らせる処理を行う。図５は電機子電流指令の位相を遅らせたときの効果を示したものであり、ａ0 はｉｄ電流指令を０、ｉｑ電流指令をスケーリング関数ｆ2 （α）としたときに電機子電流指令算出手段１３で算出される電機子電流指令の波形である。図５中、ａ1 はａ0 の位相を５度遅角させた波形、ａ2 はａ0 の位相を２０度遅角させた波形である。
【００５７】
上述したように電機子電流指令ａ0 は、界磁２０の検出位置に基づいて算出されたものであるため、電機子電流指令を故意に遅角させると電機子３に生じる発電電流である実電機子電流と電機子電流指令との偏差が大きくなる。その結果、電機子電流制御手段７は、実電機子電流と電機子電流指令との偏差を解消するべく、電機子電流を増加させる制御を行う。
【００５８】
電機子電流制御手段７は、上述したように、実電機子電流と電機子電流指令の偏差に応じて、モータ１の電機子３から回生ドライバー４に出力される交流発電電圧のパルス幅を制御するいわゆるＰＷＭ制御により、電機子電流を増加させる制御を行うが、実電機子電流と電機子電流指令との偏差が所定量を超えると、ＰＷＭ制御により制御される交流発電波形のパルス幅が飽和する（デューテイ１００％）。
【００５９】
しかし、交流発電波形のパルス幅を飽和させても、電機子電流を無制限に増加させることはできず、モータ１の発電電圧や電源２の電圧、回生ドライバー４の回生回路構成等の要因により、電機子電流には上限がある。そのため、モータ１の電機子の通電波形は図５のｂ1 に示すように、振幅が制限されて矩形波形となる。そして、このようにモータ１の電機子３の通電波形を矩形波とすることで、通電波形の実効値が上がり、電機子電流のピーク値が減少する。これにより、モータ１の銅損が減少し、モータ１の効率を高めることができる。尚、図５に示したように、電機子電流指令の位相を遅らせる角度（以下、遅角量という）を大きくする程、生じる矩形波のパルス幅が大きくなり、界磁２０の磁束を弱める効果が大きくなる。
【００６０】
ここで、前記式（２）を変形すると以下に示す（４）のようになる。即ち、ｉｑ電流指令にｉｄ電流指令を加えることで、電機子電流指令を遅角させることができる。
【００６１】
【数４】
【数５】
そして、遅角させた電機子電流指令（以下、遅角電流指令という）の振幅は、式（４）より、ｉｑ電流指令とｉｄ電流指令の大きさにより定まり、遅角量は式（５）より、ｉｑ電流指令とｉｄ電流指令の大きさの比で定まる。
【００６４】
そこで、ｉｄマップ３１は、トルク指令とエンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数とに応じて、電機子電流指令を遅角させるためのｉｄマップ値を決定する。そして、ｄｑ電流指令決定手段３０は、ｉｄマップ値をｉｄ電流指令とし、関数ｈにより変更されたｉｑ電流指令（＝ｈ（ｆ2 （α），ｉｄマップ値））と共に回生ドライバー４に指示する。ここで、関数ｈは、遅角処理の前後で電機子電流指令の振幅が変わらないように、ｉｄマップ値に応じてｉｑ電流指令を変更するものである。
【００６５】
そして、回生ドライバー４に備えられた電機子電流指令算出手段１３が、ｄｑ電流指令決定手段３０から指示されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令により、式（４）に従って電機子電流指令を算出することで、遅角電流指令が生成される。このように、トルク指令とモータ１の回転数とに応じて決定したｉｄ電流指令に基づいて遅角電流指令を生成することで、モータ１の回転数の変化により、実際にモータ１に生じる回生トルクが変動することを抑制して、精度のよい回生トルクの制御を行うことができる。また、電機子電流制御手段１４の制御特性を利用して電機子３の通電波形を矩形波としているので、矩形波を生成するための専用回路等を新たに設ける必要はない。
【００６６】
尚、本第１の実施の形態においては、ｄｑ電流指令算出手段３０とｉｄマップ３１と回生ドライバー４に備えられた電機子電流算出手段１３とにより、本発明の遅角電流指令生成手段が構成される。
【００６７】
次に、本発明の第２の実施の形態について、図６，７を参照して説明する。本第２の実施の形態の回生制動装置の主な構成は、図１に示した前記第１の実施の形態における回生制動装置と同様であり、回生コントローラにおける電機子電流指令を遅角させるための構成のみが相違する。
【００６８】
図６を参照して、本第２の実施の形態における回生コントローラ６０は、電機子電流指令の遅角量θL を、エンコーダ１２（図１参照）により検出されるモータ１の回転数ｎｅと、電圧検出手段１０（図１参照）により検出される電源２（図１参照）の電圧とに応じて決定する遅角量マップ６１を有する。そして、本第２の実施の形態のｄｑ電流指令決定手段６２は、遅角量マップ６１で決定された遅角量θL が得られるように、回生ドライバー４に指示するｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを決定する。尚、図３に示した前記第１の実施の形態における回生コントローラ５と同一の構成部分については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００６９】
ｄｑ電流指令決定手段６２は、前記第１の実施の形態と同様に、操作量算出手段１２により算出された操作量αと基準操作量αL との比較結果に応じて、第１回生制御と第２回生制御とを選択的に実行する。第１回生制御においては、前記第１の実施の形態と同様、ｄｑ電流指令算出手段３０は、ｉｑ電流指令を０（本発明の第１固定値に相当する）に決定し、ｉｄ電流指令をスケーリング関数ｆ1 （α）により決定して回生ドライバー４に指示する。
一方、第２回生制御においては、ｄｑ電流指令決定手段６２は、基本的にはｉｄ電流指令を０（本発明の第２固定値に相当する）に決定する。そして、先ず遅角量マップ６１により、エンコーダ１２により検出されるモータ１の回転数ｎｅと、電圧検出手段１０により検出される電源２の電圧とに応じて、電機子電流指令の遅角量θL を決定し、また、スケーリング関数ｆ2 （α）により、操作量算出手段１２により算出された操作量αに応じて、ｉｑ電流指令を決定する。
【００７０】
次に、ｄｑ電流指令算出手段６２は、図７に示したｉｄ電流指令変更マップ７０に基づく関数ｍ1 により、０に決定されていたｉｄ電流指令を変更し、ｉｑ電流指令変更マップ７１に基づく関数ｍ2 により、スケーリング関数ｆ2 （α）で決定されたｉｑ電流指令を変更する。
【００７１】
ここで、関数ｍ1 とｍ2 は、遅角量θL とスケーリング関数ｆ2 によるｉｑ電流指令（＝ｆ2 （α））とに応じて、遅角処理の前後で電機子電流指令の振幅が変化しないように、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令を変更する（ｉｄ電流指令＝ｍ1 （ｆ2 （α），θL ）、ｉｑ電流指令＝ｍ2 （ｆ2 （α），θL ））。このように、ｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを変更して回生ドライバー４に指示することで、前記第１の実施の形態と同様、電機子電流指令算出手段１３により遅角電流指令が算出される。
【００７２】
このように、モータ１の回転数と電源２の電圧に応じて電機子電流指令の遅角量を決定することで、モータ１の回転数や電源２の電圧の変化に依存するモータ１の効率の変化により、実際にモータ１に生じる回生トルクが変動することを抑制して、精度良く回生トルクの制御を行うことができる。
【００７３】
尚、前記第１，第２の実施の形態においては、ｉｑ電流指令にｉｄ電流指令を加えることで、電機子電流指令を遅角させた遅角電流指令を生成したが、他の方法、例えば遅延回路を設け、電機子電流算出手段１３により算出される電機子電流指令を該遅延回路を通して出力することで、遅角電流指令を生成するようにしてもよい。
【００７４】
また、モータ１の銅損がさほど問題とならないときには、前記第２回生制御における電機子電流指令の位相を遅角させる処理を行わず、ｄｑ電流指令決定手段により、ｉｄ電流指令を０に決定し、ｉｑ電流指令をスケーリング関数ｆ2 （α）により決定して、そのまま回生ドライバー４に指示するようにしても良い。
【００７５】
また、前記第１，第２の実施の形態では、モータ１を図２に示したｄｑ座標系に変換した等価回路を介してモータ１を制御したが、モータ１の電機子３に流れる３相の交流電流を直接制御してもよく、或いは３相交流を２相交流に変換した２相交流座標系での等価回路を介して制御してもよい。
【００７６】
また、前記第１固定値と前記第２固定値を共に０としたが、これらは厳密なものではなく、０付近の固定値に設定すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】回生制動装置の全体構成図。
【図２】ｄｑ座標の説明図。
【図３】図１に示した回生コントローラの制御ブロック図。
【図４】図２に示したｄｑ電流指令決定手段の作動説明図。
【図５】電機子電流指令の遅角処理の説明図。
【図６】図１に示した回生コントローラの制御ブロック図。
【図７】図６に示したｄｑ電流指令決定手段の作動説明図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…電源、３…電機子、４…回生ドライバー、５…回生コントローラ、６…ロータ、７…目標発電電力算出手段、８，９…電流検出手段、１０…電圧検出手段、１１…実発電電力算出手段、１２…操作量算出手段、１３…電機子電流指令算出手段、１４…電機子電流制御手段、２０…界磁、３０…ｄｑ電流指令決定手段、３１…ｉｄマップ、６０…回生コントローラ、６１…遅角量マップ、６２…ｄｑ電流指令決定手段
Claims (3)
- ＤＣブラシレスモータの回生動作によって生じる発電エネルギーを該モータの電源に回収することで、所定のトルク指令に応じた回生トルクを該モータに発生させる回生制動を行う回生制動装置において、
前記モータの電機子に流れる電流である電機子電流を検出する電流検出手段と、前記モータの電源電圧を検出する電圧検出手段と、前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された前記モータの電源電圧と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数と前記トルク指令とから、前記トルク指令に応じた回生トルクを前記モータに生じさせるために、前記モータの電機子から該モータの電源に出力させる必要がある目標発電電力を算出する目標発電電力算出手段と、
前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流と前記電圧検出手段により検出された前記モータの電源電圧とから、前記モータの電機子から実際に出力される電力である実発電電力を算出する実発電電力算出手段と、
前記目標発電電力と前記実発電電力との偏差を解消するための操作量を、該偏差から算出する操作量算出手段と、
前記回生制動の実行時に、前記モータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子とを有する等価回路に変換して扱い、該第１電機子に流れるｉｑ電流と該第２電機子に流れるｉｄ電流とを制御することで、前記モータの電機子電流を制御する回生制御手段とを備え、
前記回生制御手段は、前記操作量算出手段により算出された前記操作量を所定の基準操作量と比較し、比較結果に応じて、前記モータに生じる回生トルクを増加させる第１回生制御と、前記モータに生じる回生トルクを減少させる第２回生制御とを選択的に実行するものであると共に、前記ｉｄ電流およびｉｄ電流のそれぞれの制御目標であるｉｄ電流指令およびｉｑ電流指令を決定するｄｑ電流指令決定手段と、該ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とから、前記モータの電機子電流の制御目標である電機子電流指令を算出する電機子電流指令算出手段と、該電機子電流指令算出手段により算出される電機子電流指令の位相を遅らせた遅角電流指令を生成する遅角電流指令生成手段と、前記電機子電流算出手段により算出された電機子電流指令または前記遅角電流指令生成手段により生成された遅角電流指令と前記電流検出手段により検出される前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を制御する電機子電流制御手段とを備え、
該回生制御手段は、前記第１回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記ｉｑ電流指令を第１固定値に決定すると共に、前記ｉｄ電流指令を前記操作量に応じて決定して、その決定したｉｑ電流指令とｉｄ電流指令とから前記電機子電流指令算出手段により前記電機子電流指令を算出し、その算出した電機子電流指令と前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を前記電機子電流制御手段により制御し、前記第２回生制御においては、前記ｄｑ電流指令決定手段により、前記ｉｄ電流指令を第２固定値に決定すると共に、ｉｑ電流指令を前記操作量に応じて決定して、その決定したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えた場合に該電機子電流指令算出手段により算出される電機子電流指令の位相を遅らせた前記遅角電流指令を前記遅角電流指令生成手段により生成し、その生成した遅角電流指令と前記電流検出手段により検出された前記モータの電機子電流とが一致するように、前記モータの電機子電流を前記電機子電流制御手段により制御することを特徴とする回生制動装置。 - 前記遅角電流指令生成手段は、前記トルク指令と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数とに応じて、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令を変更し、
変更した該ｉｄ電流指令と前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｑ電流指令とに応じて該ｉｑ電流指令を変更し、変更したｉｄ電流指令とｉｑ電流指定とを前記電機子電流指令算出手段に与えることで、前記電機子電流指令算出手段で算出される電機子電流指令の位相を遅らせて、遅角電流指令を生成することを特徴とする請求項１記載の回生制動装置。 - 前記遅角電流指令生成手段は、電機子電流指令の位相を遅らせる角度である遅角量を、前記電圧検出手段により検出される前記モータの電源電圧と前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数とに応じて決定し、
前記遅角量と、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｑ電流指令とに応じて、前記ｄｑ電流指令決定手段により決定されたｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを変更し、変更したｉｄ電流指令とｉｑ電流指令とを前記電機子電流指令算出手段に与えることで、前記電機子電流算出手段で算出される電機子電流指令の位相を遅らせて、遅角電流指令を生成することを特徴とする請求項１記載の回生制動装置。
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| JP3373459B2 (ja) * | 1999-09-07 | 2003-02-04 | 本田技研工業株式会社 | ハイブリッド自動車の制御装置 |
| US6449537B1 (en) * | 2000-10-27 | 2002-09-10 | Ford Motor Company | Energy control strategy for a hybrid electric vehicle |
| JP2003047793A (ja) * | 2001-08-07 | 2003-02-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 洗濯機のモータ駆動装置 |
| US6680548B2 (en) * | 2001-11-20 | 2004-01-20 | Luxon Energy Devices Corporation | Electronic timers using supercapacitors |
| US6901212B2 (en) * | 2002-06-13 | 2005-05-31 | Halliburton Energy Services, Inc. | Digital adaptive sensorless commutational drive controller for a brushless DC motor |
| US6768284B2 (en) * | 2002-09-30 | 2004-07-27 | Eaton Corporation | Method and compensation modulator for dynamically controlling induction machine regenerating energy flow and direct current bus voltage for an adjustable frequency drive system |
| JP4145126B2 (ja) * | 2002-11-21 | 2008-09-03 | 三洋電機株式会社 | モータ制御装置 |
| GB0310343D0 (en) * | 2003-05-06 | 2003-06-11 | Switched Reluctance Drives Ltd | A controller for a power train |
| US7201095B2 (en) * | 2004-02-17 | 2007-04-10 | Pneuvolt, Inc. | Vehicle system to recapture kinetic energy |
| JP4546752B2 (ja) * | 2004-03-24 | 2010-09-15 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 駆動モータを搭載した車両の走行状態模擬装置およびその方法 |
| US7452778B2 (en) * | 2004-06-10 | 2008-11-18 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Semiconductor nano-wire devices and methods of fabrication |
| US20060000650A1 (en) * | 2004-06-23 | 2006-01-05 | Hughey Charles E | Hybrid vehicle conversion kit |
| JP4341632B2 (ja) * | 2006-02-21 | 2009-10-07 | トヨタ自動車株式会社 | スタビライザ制御装置 |
| JP4670746B2 (ja) * | 2006-06-14 | 2011-04-13 | 株式会社豊田自動織機 | 発電機の制御装置 |
| CN101485075A (zh) * | 2006-07-04 | 2009-07-15 | Nxp股份有限公司 | 用于控制直流电动机的减速过程的方法及控制器 |
| WO2008004178A2 (en) * | 2006-07-04 | 2008-01-10 | Nxp B.V. | Method for controlling a deceleration process of a dc motor and controller |
| US8080953B2 (en) * | 2007-08-06 | 2011-12-20 | Seiko Epson Corporation | Motor control method and device |
| GB2469129B (en) | 2009-04-04 | 2013-12-11 | Dyson Technology Ltd | Current controller for an electric machine |
| GB2469135B (en) * | 2009-04-04 | 2013-11-06 | Dyson Technology Ltd | Power tuning an electric system |
| GB2469140B (en) | 2009-04-04 | 2013-12-11 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| DE102009017023A1 (de) | 2009-04-14 | 2010-10-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Antriebssystem für eine Anlage mit einem Wechselspannungsinselnetz |
| US8998353B2 (en) | 2010-09-07 | 2015-04-07 | GM Global Technology Operations LLC | Hybrid brake control |
| US8498775B2 (en) | 2011-01-10 | 2013-07-30 | GM Global Technology Operations LLC | Linear and non-linear identification of the longitudinal tire-road friction coefficient |
| US8655528B2 (en) | 2011-01-31 | 2014-02-18 | GM Global Technology Operations LLC | Real-time allocation of actuator torque in a vehicle |
| US8896244B2 (en) * | 2011-12-15 | 2014-11-25 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control system for limiting regenerative current |
| US8924082B2 (en) | 2012-03-30 | 2014-12-30 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | System and method for controlling a motor |
| JP2014057497A (ja) * | 2012-09-14 | 2014-03-27 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和装置 |
| US9663139B2 (en) | 2013-02-26 | 2017-05-30 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Electric motor feedforward control utilizing dynamic motor model |
| US9136785B2 (en) | 2013-03-12 | 2015-09-15 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control system to compensate for torque ripple |
| US9143081B2 (en) | 2013-03-14 | 2015-09-22 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control system having bandwidth compensation |
| DE102013221957A1 (de) * | 2013-10-29 | 2015-04-30 | Continental Teves Ag & Co. Ohg | Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer permanenterregten Synchronmaschine |
| US10389289B2 (en) | 2014-02-06 | 2019-08-20 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Generating motor control reference signal with control voltage budget |
| US10003285B2 (en) | 2014-06-23 | 2018-06-19 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Decoupling current control utilizing direct plant modification in electric power steering system |
| US9809247B2 (en) | 2015-01-30 | 2017-11-07 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control current sensor loss of assist mitigation for electric power steering |
| JP6203784B2 (ja) | 2015-06-11 | 2017-09-27 | ファナック株式会社 | 同期電動機の制御装置 |
| US10137787B2 (en) * | 2015-11-09 | 2018-11-27 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Regenerative controller for electric motor, regenerative driver for electric motor, and power-assisted vehicle |
| US10135368B2 (en) | 2016-10-01 | 2018-11-20 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Torque ripple cancellation algorithm involving supply voltage limit constraint |
| KR102406065B1 (ko) * | 2016-12-14 | 2022-06-08 | 현대자동차주식회사 | 마일드 하이브리드 차량의 에너지 회생 제어 방법 |
| US10618547B2 (en) * | 2017-09-26 | 2020-04-14 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Regenerative current limiting of DC machines |
| CN108819724B (zh) * | 2018-06-11 | 2020-07-07 | 浙江吉利汽车研究院有限公司 | 再生制动控制方法、整车控制器及汽车 |
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| JP3089958B2 (ja) * | 1994-12-06 | 2000-09-18 | 三菱自動車工業株式会社 | 電気自動車の制動制御装置 |
| JP3542198B2 (ja) * | 1995-04-28 | 2004-07-14 | 本田技研工業株式会社 | 電動車両の制御装置 |
| JP3329991B2 (ja) * | 1995-07-03 | 2002-09-30 | 本田技研工業株式会社 | 電動車両の制御装置 |
| DE69621759T2 (de) * | 1995-12-27 | 2003-02-06 | Denso Corp | Stromversorgungssteuervorrichtung für ein Hybrid-Fahrzeug |
| CA2182630C (en) * | 1996-08-02 | 2003-02-11 | Piotr Drozdz | A control system for a hybrid vehicle |
| US6034492A (en) * | 1997-04-30 | 2000-03-07 | Nec Corporation | Motor-generator |
| JP3847438B2 (ja) * | 1998-02-03 | 2006-11-22 | 本田技研工業株式会社 | ハイブリッド車両の制御装置 |
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